JP2009153272A - 容量性負荷の駆動回路及び液滴噴射装置 - Google Patents

Abstract

【課題】フィルタによる電力損失を抑制する。
【解決手段】駆動回路３０は、インダクタＬとコンデンサＣとを有するフィルタ３４と、コンデンサＣに対してそれぞれ並列に接続され、かつ、任意のものが駆動される複数の容量性負荷１１_１〜１１_ｎと、フィルタ３４の出力信号の位相を進める第１及び第２位相進み補償器３６、３７と、比例積分動作を施した信号を出力する直列補償器３８と、第１及び第２位相進み補償器３６、３７と独立に構成され、フィルタ３４の出力信号に微分動作を施した信号を出力する安定化補償器３５と、パルス幅変調信号を出力するコンパレータＩＣ_１と、コンパレータＩＣ_１により出力されたパルス幅変調信号の電圧を増幅して、増幅したパルス幅変調信号をフィルタ３４の入力端子に供給するゲートドライブ回路ＧＤ及びトランジスタ素子ＴＲ_１、ＴＲ_２と、を備えている。
【選択図】図５

Description

本発明は、容量性負荷の駆動回路及び液滴噴射装置に関する。

従来、インクジェットヘッドの駆動回路は、圧電ヘッド内に設けられた圧電素子にアナログ駆動信号を供給することによって、圧電素子に対応して設けられたノズルからインク滴を吐出する。圧電素子は容量性の素子であるため、同時に駆動する圧電素子の数が多くなるほど負荷である圧電ヘッドの静電容量が大きくなってしまう。そのため、圧電素子に入力される駆動信号の波形がなまり、安定した動作を実現できない問題がある。

そこで、特許文献１では、安定した動作で容量性負荷を駆動することができる容量性負荷の駆動回路が開示されている。

特許文献１では、同文献の図１に示すように、容量性負荷である圧電アクチュエータ１２４₁〜１２４_nによって第１フィルタ３６の遮断周波数が変動する恐れがある。そこで、第１帰還回路４３によって第１フィルタ３６の出力を演算増幅器３０の反転入力端子に帰還することによって、第１フィルタ３６の遮断周波数の変動が抑制されている。

また、第１フィルタ３６は抵抗Ｒ３を含んでおり、第１フィルタ３６より時定数の小さい第２フィルタ３８を備えた第２帰還回路４１によって、デジタル電力増幅器３４の出力を、第２フィルタ３８を介して演算増幅器３０の反転入力端子に帰還するので、インクジェットヘッド駆動回路１０の動作の安定化を図っている。

また、特許文献２では、実装面積を抑制しつつ、安定して容量性負荷を駆動することができる容量性負荷の駆動が開示されている。

特許文献２の技術は、同文献の図１に示すように、抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１、抵抗Ｒ２によってゲインが調整された演算増幅器１１の誤差信号を、パルス幅変調し、デジタル増幅し、抵抗を含んだ第１フィルタ１４でフィルタ処理を行った後に圧電アクチュエータ２２₁〜２２_nに供給することにより、ヘッド２に液滴を吐出させることができる。

ここで、フィルタ処理後の信号は、第１帰還回路１５、インピーダンス変換回路である演算増幅器１７を介して演算増幅器１１に帰還される。これにより、第１帰還回路１５を構成する素子の影響を受けることなく、演算増幅器１１のループゲインが決定される。
特開２００５−３２９７１０号公報 特開２００７−９６３６４号公報

本発明は、フィルタによる電力損失を抑制する容量性負荷の駆動回路、及びそれを用いて液滴を噴射する液滴噴射装置を提供することを目的とする。

請求項１の発明である容量性負荷の駆動回路は、一端が入力端子に接続され他端が出力端子に接続されたインダクタと、静電容量が固定され一方の極が前記出力端子に接続され他方の極が接地されたコンデンサと、を有するフィルタと、前記コンデンサに対してそれぞれ並列に接続され、かつ、任意のものが駆動される複数の容量性負荷と、前記フィルタの出力信号の位相を進める位相進み補償器と、駆動信号と前記位相進み補償器の出力信号との誤差を求め、比例積分動作を施した信号を出力する直列補償器と、前記位相進み補償器と独立に構成され、前記フィルタの出力信号に微分動作を施した信号を出力する安定化補償器と、前記直列補償器から出力された信号と前記安定化補償器から出力された信号との差の電圧と、所定の三角波の電圧と、を比較してパルス幅変調信号を出力する電圧比較手段と、前記電圧比較手段により出力されたパルス幅変調信号の電圧を増幅して、増幅したパルス幅変調信号を前記フィルタの入力端子に供給する電圧増幅手段と、を備えている。

請求項２の発明は、請求項１に記載の容量性負荷の駆動回路であって、前記位相進み補償器は、前記フィルタの出力信号の電圧を減衰し、かつ前記出力信号の位相を進めた信号を出力する第１位相進み補償器と、インピーダンス変換機能を有し、かつ前記第１位相進み補償器の出力信号の位相を進める第２位相進み補償器と、を備えている。

請求項３の発明は、請求項１または請求項２に記載の容量性負荷の駆動回路であって、前記駆動信号に高域強調を施して、高域強調の施された信号を前記直列補償器の出力に加算するフィードフォワード補償器を更に備えている。

請求項４の発明は、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の容量性負荷の駆動回路であって、前記複数の容量性負荷は、複数の圧電素子と、前記複数の圧電素子にそれぞれ接した状態で液体を収容する複数の液体収容手段と、各圧電素子に対してそれぞれ直列に接続され、オン又はオフすることで接続された圧電素子に電圧を供給する複数のスイッチ素子と、を備え、前記液体収容手段は、前記スイッチ素子を介して前記圧電素子に電圧が印加されたときに、前記圧電素子の振動に応じて液滴を噴射する圧電ヘッドである。

請求項５の発明である液滴噴射装置は、駆動信号を発生する駆動信号発生手段と、一端が入力端子に接続され他端が出力端子に接続されたインダクタと、静電容量が固定され一方の極が前記出力端子に接続され他方の極が接地されたコンデンサと、を有するフィルタと、前記フィルタの出力信号の位相を進める位相進み補償器と、前記駆動信号発生手段により発生された駆動信号と前記位相進み補償器の出力信号との誤差を求め、比例積分動作を施した信号を出力する直列補償器と、前記位相進み補償器と独立に構成され、前記フィルタの出力信号に微分動作を施した信号を出力する安定化補償器と、前記直列補償器から出力された信号と前記安定化補償器から出力された信号との差の電圧と、所定の三角波の電圧と、を比較してパルス幅変調信号を出力する電圧比較手段と、前記電圧比較手段により出力されたパルス幅変調信号の電圧を増幅して、増幅したパルス幅変調信号を前記フィルタの入力端子に供給する電圧増幅手段と、を有する駆動手段と、前記駆動手段のコンデンサに対してそれぞれ並列に接続された複数の圧電素子と、前記複数の圧電素子にそれぞれ接した状態で液体を収容する複数の液体収容手段と、各圧電素子に対してそれぞれ直列に接続され、オン又はオフすることで接続された圧電素子に電圧を供給する複数のスイッチ素子と、を備え、前記液体収容手段は、前記スイッチ素子を介して前記圧電素子に電圧が印加されたときに、前記圧電素子の振動に応じて液滴を噴射する圧電ヘッドと、画像データに基づいて、前記複数の圧電素子の任意のもの駆動対象として選択する圧電素子選択手段と、を備えている。

請求項１の発明によれば、抵抗を含んだフィルタを介して容量性負荷を駆動する場合に比べて、フィルタによる電力損失を抑制することができる。

請求項２の発明によれば、位相進み補償器と直列補償器が干渉するのを抑制することができる。

請求項３の発明によれば、過渡的な目標値の追従性を向上させることができる。

請求項４の発明によれば、抵抗を含んだフィルタを介して容量性負荷を駆動する場合に比べて、フィルタによる電力損失を抑制して液滴を噴射することができる。

請求項５の発明によれば、抵抗を含んだフィルタを介して容量性負荷を駆動する場合に比べて、フィルタによる電力損失を抑制して液滴を噴射することができる。

以下、本発明の好ましい実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。

［第１の実施形態］
図１は、本発明の実施の形態に係るインクジェットプリンタの構成を示すブロック図である。インクジェットプリンタは、インクを吐出する圧電ヘッド１０と、インクの吐出を制御する制御する制御ユニット２０と、制御ユニット２０の制御に基づいて圧電ヘッド１０を駆動させる駆動回路３０と、を備えている。

圧電ヘッド１０は、ｎ（ｎは自然数）個の圧電素子１１_１〜１１_ｎをそれぞれ含んだ噴射素子を集積した噴射素子群と、各圧電素子１１_１〜１１_ｎにそれぞれ直列に接続され、オン又はオフに切り替えられるｎ個の伝送ゲート１２_１〜１２_ｎと、任意の圧電素子１１_１〜１１_ｎを選択するために伝送ゲート１２_１〜１２_ｎのオン又はオフを制御するピエゾ選択回路１３と、を備えている。

なお、符号の下付き数字（１〜ｎ）は各々の圧電素子又は伝送ゲートを区別するときに用いるが、区別する必要がないときは下付き数字を省略する。

図２は、噴射素子の構成を示す図である。圧電ヘッド１０は、図２に示す噴射素子を数１００〜１０００程度集積したものである。各噴射素子では、圧電素子１１に時間的に変化する電圧が印加されると、圧電素子１１の変動に応じて振動板１１ａが振動し、インク液が充填された圧力室１１ｂの体積が変化し、これにより液滴がノズル１１ｃから噴射される。

制御ユニット２０は、駆動信号を発生する駆動信号発生回路２１と、画像データを記憶する画像メモリ２２と、制御データを記憶する制御メモリ２３と、全体制御を行うＣＰＵ２４と、を備えている。

ＣＰＵ２４は、制御メモリ２３に記憶されている制御データを用いて、駆動信号発生回路２１に所定の駆動信号を発生させる。また、ＣＰＵ２４は、画像メモリ２２に記憶されている画像データに基づいて、噴射素子を適宜選択すべく、その噴射素子に対応する伝送ゲート１２がオンになるように、圧電ヘッド１０のピエゾ選択回路１３を制御する。

駆動回路３０は、例えば図３に示す駆動信号を圧電ヘッド１０に供給する。噴射周波数が高くなるほど、駆動信号の周波数帯域は広くなり、図３の例では数１００ｋＨｚに及ぶ。

駆動回路３０には、図３に示す駆動信号と電圧が定数倍異なる駆動信号Ｖ_１が入力される。具体的には駆動回路３０の電圧増幅率（駆動回路の入力電圧Ｖ_１とフィルタの電圧Ｖ_２の比）を２０とすれば、図３に示す駆動信号の最大値が２９[Ｖ] であるのに対し入力信号Ｖ_１の最大値は１．４５[Ｖ]である
ここで、圧電ヘッド１０内の圧電素子１１は容量性である。このため、駆動回路３０は、駆動されるドットの数に応じて静電容量が変化する負荷である圧電ヘッド１０を駆動する。

ところで、圧電素子１１_１〜１１_ｎは、後述する図５に示すフィルタ３４を構成する容量固定のコンデンサＣ_０と並列に接続される。従ってフィルタ３４の周波数特性は、インダクタＬと、コンデンサＣ_０、および駆動される圧電素子１１_１〜１１_ｎの個数によって容量が変化する静電容量Ｃｐによって決まる。

例えば、１個の圧電素子１１の静電容量を４００［ｐＦ］とするとき、２５０ドットの画像を形成する場合の駆動回路３０からみた静電容量Ｃｐは０．１［ｕＦ］である。ここで、Ｌ＝２．２［ｕＦ］，Ｃ０＝０．２［ｕＦ］，Ｃｐ＝０．１，０．３，０．５［ｕＦ］とした場合のフィルタの周波数特性は、図４のようになる。

（駆動回路３０の構成）
図５は、駆動回路３０の構成を示す回路図である。図６は、駆動回路３０を構成する各回路の伝達関数を示す図である。

駆動回路３０は、スイッチング電圧増幅回路３３、フィルタ３４、制御対象を安定化させる安定化補償器３５、帰還時の発振を防止するために位相進み補償を行う第１位相進み補償器３６、第１位相進み補償器３６に直列に接続された第２位相進み補償器３７、直列補償器３８を備えている。

（スイッチング電圧増幅回路３３）
スイッチング電圧増幅回路３３は、コンパレータＩＣ_１、ゲートドライブ回路ＧＤ、例えばＭＯＳＦＥＴで構成された第１トランジスタＴＲ_１及び第２トランジスタＴＲ_２を備えている。

コンパレータＩＣ_１の非反転入力端子は、抵抗Ｒ２１を介して、演算増幅器ＩＣ_４の出力端子に接続されている。コンパレータＩＣ_１の反転入力端子には、三角波が入力される。コンパレータＩＣ_１の出力端子は、ゲートドライブ回路ＧＤの入力端子に接続されている。ゲートドライブ回路ＧＤの第１出力端子は第１トランジスタＴＲ_１のゲートに接続され、その第２出力端子は第２トランジスタＴＲ_２のゲートに接続されている。

第１トランジスタＴＲ_１のドレインには、高電圧電源が印加されている。第１トランジスタＴＲ_１のソースは、第２トランジスタＴＲ_２のドレインに接続されている。第２トランジスタＴＲ_２のソースは接地されている。そして、第１トランジスタＴＲ_１のソース（第２トランジスタＴＲ_２のドレイン）がスイッチング電圧増幅回路３３の出力端子となる。スイッチング電圧増幅回路３３の出力端子は、フィルタ３４を介して、圧電ヘッド１０に接続されている。

コンパレータＩＣ_１は、予め与えられた三角波の振幅と、演算増幅器ＩＣ_４から出力されたアナログ信号Ｖ５の振幅とを比較して、三角波の振幅の方が大ならば、論理‘０’、Ｖ５の振幅が大ならば論理‘１’のパルス信号を出力する。従って、コンパレータＩＣ_１は、三角波の周期と同じ周期Ｔｓであって、入力されるアナログ信号の振幅に比例して、論理‘１’の時間Ｔ_ＯＮと論理‘０’の時間Ｔｓ−Ｔ_ＯＮとの比（デューティ比）になるパルス信号を出力するパルス幅変調回路となっている。この出力信号の振幅は概ね３〜５［Ｖ］である。

ゲートドライブ回路ＧＤは、コンパレータＩＣ_１から出力されたパルス信号の振幅を、トランジスタＴＲ_１，ＴＲ_２が動作可能な電圧に増幅する。そして、ゲートドライブ回路ＧＤは、コンパレータＩＣ_１からのパルス信号が論理‘１’のときは、トランジスタＴＲ１をオンにする電圧を出力すると共にトランジスタＴＲ２をオフにする電圧を出力する。また、ゲートドライブ回路ＧＤは、パルス信号が論理‘０’のときは、トランジスタＴＲ１をオフにする電圧を出力すると共にトランジスタＴＲ２をオンにする電圧を出力する。

トランジスタＴＲ１，２は、ゲートドライブ回路ＧＤから出力されたパルス信号に従って、相補的にスイッチング動作を行う。スイッチング電圧増幅回路３３の出力電圧Ｖ６は、図７に示すパルス信号と相似である。出力電圧Ｖ６はチャネル抵抗による電圧降下を除くと電源電圧ＶＤＤに等しい。

ここで、スイッチング電圧増幅回路３３に、入力可能な最大電圧は前記三角波の最大電圧Ｖ_Ｔであり、最大出力電圧は電源電圧ＶＤＤである。従って、スイッチング電圧増幅回路３３の電圧増幅率Ｋ_０は式１で与えられる

例えば、Ｖ_Ｔ＝３．５［Ｖ］、Ｖ_ＤＤ＝４０［Ｖ］で設計した場合、Ｋ_０＝１１．４（２１．１［ｄＢ］）である。

（フィルタ３４）
フィルタ３４は、スイッチング電圧増幅回路３３の出力端子に一方の端子が接続され他方の端子がフィルタ出力端子となるインダクタＬと、一方の極がフィルタ出力端子に接続され、他方の極が接地されているコンデンサＣ_０とを有している。

コンデンサの容量Ｃは、固定の容量Ｃ_０と印刷するドット数によって変化する静電容量Ｃｐの合計である。フィルタの共振周波数ｆ_０は（式２）、角周波数ω_０は（式３）で与えられる。

またフィルタ３４の入力Ｖ６から出力Ｖ_２までの伝達関数Ｆ（ｓ）は（式４）である。

ここに、ｓはラプラス変数であり、周波数ｆとの関係を（式５）で定義する。

図６に示すように、スイッチング電圧増幅回路３３の入力Ｖ５からフィルタ３４の出力Ｖ_２までの伝達関数をＰ（ｓ）とすると、これは（式１）と（式４）の積である（式６）で表される。なお、（式６）を制御対象という。

そして、フィルタ３４の出力端子は、安定化補償器３５及び第１位相進み補償器３６に接続されている。

（安定化補償器３５）
安定化補償器３５は、演算増幅器ＩＣ_２を備えている。演算増幅器ＩＣ_２の反転入力端子は、直列に接続された抵抗Ｒ_１１及びコンデンサＣ_１１を介してフィルタ３４の出力側に接続されると共に、抵抗Ｒ_１２を介して当該安定化補償器３５の出力側に接続されている。また、演算増幅器ＩＣ_２の非反転入力端子は接地されている。

ここで、（式６）の特性方程式の解の実数部は０であるため、制御対象Ｐ（ｓ）は不安定である。そこで、制御対象Ｐ（ｓ）を安定化させる。

図６において、Ｖ２からＶ６への負帰還が安定化補償器Ｋ_２（ｓ）であり、本実施形態ではこれに微分特性を持たせることで制御対象Ｐ（ｓ）を安定化する。Ｔ_Ｄ０を時定数とするときＫ_２（ｓ）の伝達関数は（式７）であり、Ｐ（ｓ）とＫ_２（ｓ）による閉ループ系の伝達関数は（式８）である。

図８は、Ｖ３からＶ２への伝達関数Ｑ（ｓ）の周波数特性の一例を示す図である。同図によれば、図４に比べて共振が抑えられていることが分かる。

図５に示した回路構成において、（式７）に基づく微分特性を持たせることは原理的には可能である。しかし、現実的には、高周波域でのゲインが高くなりノイズに弱いので、次の（式９）に示すように、不完全微分を用いる構成にした。

（位相進み補償器）
第１位相進み補償器３６は、並列に接続されたコンデンサＣ_３１及び抵抗Ｒ_３１、抵抗Ｒ_３２を備えている。コンデンサＣ_３１及び抵抗Ｒ_３１の並列回路の一端は、フィルタ３４の出力端子に接続されている。その他端は、第１位相進み補償器３６の出力端子であり、抵抗_３２を介して接地されている。

ここで、第１位相進み補償器３６の伝達関数Ｋ_１１（ｓ）は（式１０）で与えられる。

ただし、Ｇ_０、Ｔ_Ｄ１は（式１１）及び（式１２）を満たす。

ここで、Ｇ_０は駆動回路３０全体の入力Ｖ_１から出力Ｖ２への直流電圧増幅率を与える。前述により電圧増幅率を２０（２６［ｄＢ］）としたので、Ｇ_０＝２０である。

また、第２位相進み補償器３７は、第１位相進み補償器３６の出力側に直列に接続され、演算増幅器ＩＣ_３を備えている。演算増幅器ＩＣ３の非反転入力端子は、抵抗Ｒ_３２を介して接地されている。演算増幅器ＩＣ_３の反転入力端子は、抵抗Ｒ４２を介して当該演算増幅器ＩＣ３の出力端子に接続されると共に、直列に接続されたコンデンサＣ及び抵抗Ｒを介して接地されている。そして、演算増幅器ＩＣ_３の出力端子は、抵抗Ｒ_５１を介して、直列補償器３８に接続されている。

ここで、第２位相進み補償器３７の伝達関数Ｋ_１２（ｓ）は（式１３）で与えられる。

ただし、α、Ｔ_Ｄ2は（式１４）及び（式１５）を満たす。

演算増幅器ＩＣ_３は、第１位相進み補償器３６を高入力インピーダンスで受けて低インピーダンスの信号に変換することで、第１及び２位相補償器３６，３７と後続する直列補償器３８との間を緩衝する機能を併せ持っている。

このような第１及び第２位相進み補償器３６，３７により構成された位相進み補償器は次の特性を有する。

図９は、安定化された制御対象Ｑ（ｓ）の位相特性を示す図である。負荷が０．５［ｕＦ］のとき、１［ＭＨｚ］付近での位相余裕（位相遅れの−１８０度に対する余裕）はほとんどないため、このまま帰還を掛けると発振する恐れがある。

そこで、Ｑ（ｓ）は２次遅れ系であるので、本実施形態では１次の位相進み補償を縦続接続した２次の位相進み補償Ｋ_１（ｓ）を用いる。

位相進み補償器Ｋ_１（ｓ）の出力をＶ８とするとき、Ｖ_３からＶ_８の位相電圧特性は図１０となる。これは図９と比較して、負荷容量が０．５［ｕＦ］の時の位相余裕が６０［ｄｅｇ］改善されたことを示す。これにより負荷変動に対して安定に負帰還を施すことが可能となる。

（直列補償器３８）
直列補償器３８は、演算増幅器ＩＣ_４を備えている。演算増幅器ＩＣ_４の反転入力端子は、直列に接続された抵抗Ｒ５２及びコンデンサＣ５１を介して、当該演算増幅器ＩＣ_４の出力端子に接続されている。演算増幅器ＩＣ_４の非反転入力端子には、駆動信号発生回路２１で発生された駆動信号Ｖ_１が入力される。なお、演算増幅器ＩＣ_４の出力端子は、抵抗Ｒ_２１を介して、演算増幅器ＩＣ_１の非反転入力端子に接続されている。

直列補償器３８は、駆動信号Ｖ_１と、フィルタ３４の出力Ｖ_２に対して位相が進められた信号Ｖ_８と、の誤差を求め、この誤差を増幅する動作と、誤差を積分する動作を行う。

特に後者は、駆動回路が１型サーボ制御系となる動作を行う。つまり、積分動作により入力信号Ｖ_１が直流のときに、出力電圧Ｖ_２が目標値に対して定常偏差が０となる。信号Ｖ_１、Ｖ_８及び直列補償器の出力Ｖ_３の間の電圧特性は（式１６）で与えられる。

ただし、Ａ（ｓ）は（式１７）〜（式１９）を満たす。

（加算器）
図５に示す抵抗Ｒ_２１及び抵抗Ｒ_２２は、直列補償器３８の出力Ｖ_３と、安定化補償器３５の出力Ｖ_４を加算する。加算された信号Ｖ_５は、演算増幅器ＩＣ_１の非反転入力端子に入力される。なお、（式９）により安定化補償器３５は反転動作であることから、Ｒ_２１＝Ｒ_２２としたときのＶ_３，Ｖ_４，Ｖ_５の関係は（式２０）となる。

（動作）
以上のように構成された駆動回路３０に駆動信号Ｖ１が供給されると、直列補償器３８は、駆動信号Ｖ_１と位相進み補償が施された出力信号Ｖ_２とを比較し、その誤差に応じたレベルに設定された信号Ｖ_３を出力する。スイッチング電圧増幅回路３３は、三角波と信号Ｖ_３とを比較してパルス幅変調及び電圧増幅を行う。スイッチング電圧増幅回路３３の出力信号は、フィルタ３４を介して、圧電ヘッド１０に供給される。

ここで、制御対象、すなわちスイッチング電圧増幅回路３３の入力Ｖ５からフィルタ３４の出力Ｖ２までの伝達関数Ｐ（ｓ）は、上述のように（式６）で表される。（式６）は、分子にｓ項がなく、共振特性を有するため不安定である。

そこで、安定化補償器３５は、微分特性を与えることにより制御対象の伝達関数Ｐ（ｓ）の分子にｓ項を与え（（式７）に相当）、閉ループを構成することにより（（式８）に相当）、制御対象を安定化させている。

但し、安定化補償器３５によって安定化された制御対象の伝達関数Ｑ（ｓ）の位相特性は、負荷が０．５［μＦ］のときに１［ＭＨｚ］付近で位相余裕がほとんどなくなる。このため、このまま帰還をかけると、発振するおそれがある。

そこで、Ｑ（ｓ）は２次遅れ系であることを考慮して、第１及び第２位相進み補償器３６，３７は出力Ｖ_２に対して２次の位相進み補償を行う。このため、負荷変動があっても安定して負帰還が施される。

図１１は、駆動回路３０の駆動特性の一例を示す図である。負荷容量が０．１〜０．５［ｕＦ］の間で変動しても、目標値に対するフィルタ３４の出力（圧電素子１１の電圧）はほとんど同じであり、良好な低感度特性を示している。

［第２の実施形態］
つぎに、本発明の第２の実施形態について説明する。なお、第１の実施形態と同一の回路には同一の符号を付し、主に異なる点について説明する。

図１１では、目標値に対して良好なフィルタ３４の出力が得られたが、２０［ｕｓｅｃ］付近での特性に見られるように、過渡的な目標値への追従性が多少、不足している。そこで、第２の実施形態に係るインクジェットプリンタは、前記の低感度特性に加えて、過渡的な追従性を改善した駆動回路３０Ａを備えている。

図１２は、駆動回路３０Ａの構成を示す回路図である。図１３は、駆動回路３０Ａを構成する各回路の伝達関数を示す図である。

駆動回路３０Ａは、図５に示した構成に加えて、入力Ｖ_１からスイッチング電圧増幅回路３３の入力Ｖ_５へのフィードフォワード補償を行うフィードフォワード補償器３９を備えている。

（フィードフォワード補償器３９）
フィードフォワード補償器３９は、演算増幅器ＩＣ_５、抵抗Ｒ_６１，Ｒ_６２，Ｒ_６３，コンデンサＣ_６１を有している。演算増幅器ＩＣ_５の反転入力端子は、抵抗Ｒ_６１を介して、演算増幅器ＩＣ４の非反転入力端子に接続されている。また、抵抗Ｒ_６１は、直列に接続された抵抗Ｒ_６３及びコンデンサＣ_６１と、並列に接続されている。演算増幅器ＩＣ_５の非反転入力端子は、接地されている。演算増幅器ＩＣ_５の出力端子は、抵抗Ｒ_６２を介して当該演算増幅器ＩＣ_５の反転入力端子に接続されていると共に、抵抗Ｒ_６４を介して演算増幅器ＩＣ_２の反転入力端子に接続されている。

ここで、駆動回路３０Ａの入力Ｖ_１からフィルタ３４の出力Ｖ２への伝達関数Ｇ（ｓ）は次の（式２１）の通りである。

（式２１）の第１項は、フィードフォワードがない場合（図６）の伝達特性そのものであり、目標値に対する応答は図４である。第２項は、フィードフォワード補償器Ｄ（ｓ）の効果を示しており、Ｄ（ｓ）が高域強調特性を持っていれば、目標値に対する応答を改善できる。

そこで、フィードフォワード補償器３９の入力Ｖ_１から出力Ｖ９への伝達特性を（式２２）とする。ただしＱ（ｓ）は負荷容量によって変化するので、最大負荷（Ｃｐ＝０．５［ｕＦ］）の時のものとする。

図１４は、フィードフォワード補償器Ｄ（ｓ）の周波数特性の一例を示す図である。フィードフォワード補償器Ｄ（ｓ）は、高域強調特性を有している。但し、実際に回路を構成するには、この特性は複雑なので、簡易な１次の高域強調特性に近似する。

図１２では、演算増幅器ＩＣ_５を用いた例である。ここで入力Ｖ_１からＶ_９への伝達特性は（式２３）である

ただし、Ｋ_Ｆ，βは（式２４）〜（式２６）を満たす。

なお、（式２３）は反転動作である。ここで、図１２では安定化補償器Ｑ（ｓ）も反転動作なので、演算増幅ＩＣ_２によってＶ_９を反転加算することで、演算増幅器の数が節約されている。

図１５は、駆動回路３０Ａの駆動特性の一例を示す図である。負荷容量が０．１〜０．５［ｕＦ］の間で変動してもフィルタ３４の出力（圧電素子１１の電圧）はほとんど変化せず、良好な低感度特性を示している。さらに、図１１では２０［ｕｓｅｃ］付近で目標値への追従性の不足が見られたが、図１５では追従性の不足は改善されている。

なお、本発明は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された範囲内で設計上の変更をされたものにも適用可能であるのは勿論である。

本発明の実施の形態に係るインクジェットプリンタの構成を示すブロック図である。 噴射素子の構成を示す図である。 駆動信号を示す図である。 周波数特性の一例を示す図である。 駆動回路の構成を示す回路図である。 駆動回路を構成する各回路の伝達関数を示す図である。 三角波と入力信号とによって生成されるパルス幅変調信号を示す図である。 Ｖ３からＶ２への伝達関数Ｑ（ｓ）の周波数特性の一例を示す図である。 安定化された制御対象Ｑ（ｓ）の位相特性を示す図である。 位相進み補償がされたときの制御対象Ｑ（ｓ）の位相特性を示す図である。 駆動回路の駆動特性の一例を示す図である。 第２の実施形態に係る駆動回路の構成を示す回路図である。 第２の実施形態に係る駆動回路を構成する各回路の伝達関数を示す図である。 フィードフォワード補償器Ｄ（ｓ）の周波数特性の一例を示す図である。 第２の実施形態に係る駆動回路の駆動特性の一例を示す図である。

符号の説明

１０ 圧電ヘッド
１１_１〜１１_ｎ 圧電素子
１２_１〜１２_ｎ 伝送ゲート
２０ 制御ユニット
３０ 駆動回路
３３ スイッチング電圧増幅回路
３４ フィルタ
３５ 安定化補償器
３６ 第１位相進み補償器
３７ 第２位相進み補償器
３８ 直列補償器
３９ フィードフォワード補償器

Claims (5)

1. 一端が入力端子に接続され他端が出力端子に接続されたインダクタと、静電容量が固定され一方の極が前記出力端子に接続され他方の極が接地されたコンデンサと、を有するフィルタと、
   前記コンデンサに対してそれぞれ並列に接続され、かつ、任意のものが駆動される複数の容量性負荷と、
   前記フィルタの出力信号の位相を進める位相進み補償器と、
   駆動信号と前記位相進み補償器の出力信号との誤差を求め、比例積分動作を施した信号を出力する直列補償器と、
   前記位相進み補償器と独立に構成され、前記フィルタの出力信号に微分動作を施した信号を出力する安定化補償器と、
   前記直列補償器から出力された信号と前記安定化補償器から出力された信号との差の電圧と、所定の三角波の電圧と、を比較してパルス幅変調信号を出力する電圧比較手段と、
   前記電圧比較手段により出力されたパルス幅変調信号の電圧を増幅して、増幅したパルス幅変調信号を前記フィルタの入力端子に供給する電圧増幅手段と、
   を備えた容量性負荷の駆動回路。
2. 前記位相進み補償器は、前記フィルタの出力信号の電圧を減衰し、かつ前記出力信号の位相を進めた信号を出力する第１位相進み補償器と、インピーダンス変換機能を有し、かつ前記第１位相進み補償器の出力信号の位相を進める第２位相進み補償器と、を備えた
   請求項１に記載の容量性負荷の駆動回路。
3. 前記駆動信号に高域強調を施して、高域強調の施された信号を前記直列補償器の出力に加算するフィードフォワード補償器を更に備えた
   請求項１または請求項２に記載の容量性負荷の駆動回路。
4. 前記複数の容量性負荷は、複数の圧電素子と、前記複数の圧電素子にそれぞれ接した状態で液体を収容する複数の液体収容手段と、各圧電素子に対してそれぞれ直列に接続され、オン又はオフすることで接続された圧電素子に電圧を供給する複数のスイッチ素子と、を備え、前記液体収容手段は、前記スイッチ素子を介して前記圧電素子に電圧が印加されたときに、前記圧電素子の振動に応じて液滴を噴射する圧電ヘッドである
   請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の容量性負荷の駆動回路。
5. 駆動信号を発生する駆動信号発生手段と、
   一端が入力端子に接続され他端が出力端子に接続されたインダクタと、静電容量が固定され一方の極が前記出力端子に接続され他方の極が接地されたコンデンサと、を有するフィルタと、前記フィルタの出力信号の位相を進める位相進み補償器と、前記駆動信号発生手段により発生された駆動信号と前記位相進み補償器の出力信号との誤差を求め、比例積分動作を施した信号を出力する直列補償器と、前記位相進み補償器と独立に構成され、前記フィルタの出力信号に微分動作を施した信号を出力する安定化補償器と、前記直列補償器から出力された信号と前記安定化補償器から出力された信号との差の電圧と、所定の三角波の電圧と、を比較してパルス幅変調信号を出力する電圧比較手段と、前記電圧比較手段により出力されたパルス幅変調信号の電圧を増幅して、増幅したパルス幅変調信号を前記フィルタの入力端子に供給する電圧増幅手段と、を有する駆動手段と、
   前記駆動手段のコンデンサに対してそれぞれ並列に接続された複数の圧電素子と、前記複数の圧電素子にそれぞれ接した状態で液体を収容する複数の液体収容手段と、各圧電素子に対してそれぞれ直列に接続され、オン又はオフすることで接続された圧電素子に電圧を供給する複数のスイッチ素子と、を備え、前記液体収容手段は、前記スイッチ素子を介して前記圧電素子に電圧が印加されたときに、前記圧電素子の振動に応じて液滴を噴射する圧電ヘッドと、
   画像データに基づいて、前記複数の圧電素子の任意のものを駆動対象として選択する圧電素子選択手段と、
   を備えた液滴噴射装置。

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