CN101462403A - 电容性负载驱动电路和液滴喷射装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供电容性负载驱动电路和液滴喷射装置。电容性负载驱动电路包括：相位超前补偿器，其使得滤波器的输出信号的相位提前；串联补偿器，其确定驱动信号和相位超前补偿器的输出信号之间的误差；稳定补偿器，其对滤波器的输出信号执行微分操作；电压比较单元，其将从串联补偿器输出的信号和从稳定补偿器输出的信号之间的差分电压与预定的三角波的电压进行比较，并输出脉冲宽度调制信号；电压放大单元，其放大输出的脉冲宽度调制信号的电压，并将经放大的脉冲宽度调制信号提供到滤波器的输入端子；以及多个电容性负载，其各自并联到电容器。液滴喷射装置包括所述电容性负载驱动电路。

Description

电容性负载驱动电路和液滴喷射装置

技术领域

本发明涉及电容性负载驱动电路和液滴喷射装置。

背景技术

常规上，通过向压电头中设置的压电元件施加模拟驱动信号，喷墨头的驱动电路从分别设置于所设置的压电元件的喷嘴喷射墨滴。由于压电元件是电容性元件，随着同时驱动的压电元件的数量增加，压电头的作为负载的静电电容也增加。由此，存在的一个问题是输入到压电元件的驱动信号的波形减弱，以至于不能实现稳定的操作。

日本特开(JP-A)2005-329710号公报公开了一种可以稳定地驱动电容性负载的电容性负载驱动电路。

根据JP-A2005-329710号公报，如其公报的图1所示，由于作为电容性负载的压电致动器124₁到124_n，第一滤波器36的截止频率可能发生波动。由此，通过第一反馈电路43将第一滤波器36的输出反馈到运算放大器30的反相输入端子，抑制第一滤波器36的截止频率的波动。

第一滤波器36还包括电阻器R3，通过具有时间常数小于第一滤波器36的时间常数的第二滤波器38的第二反馈电路41，经由第二滤波器38将数字功率放大器34的输出反馈到运算放大器30的反相输入端子，由此增强喷墨头驱动电路10的操作稳定性。

JP-A 2007-96364号公报公开了对可以在减小安装面积的同时稳定地驱动的电容性负载的驱动。

如其公报的图1所示，在JP-A 2007-96364号公报公开的技术中，在对运算放大器11(其增益由电阻器R1、电容器C1和电阻器R2来调节)的误差信号进行脉冲宽度调制、数字放大、和由包括电阻的第一滤波器14进行滤波处理之后将该误差信号提供给压电致动器22₁到22_n，从而使头2可以喷射液滴。

在此，滤波处理之后的信号经由第一反馈电路15和作为阻抗转换电路的运算放大器17而反馈到运算放大器11。因此，可以确定运算放大器11的环增益，而不受组成第一反馈电路15的元件的影响。

发明内容

本发明的目的是提供抑制由滤波器引起的功率损失的电容性负载驱动电路、以及利用所述电容性负载驱动电路喷射液滴的液滴喷射装置。

本发明的第一方面是电容性负载驱动电路，该电容性负载驱动电路包括：

滤波器，所述滤波器包括电感器和电容器，所述电感器的一端连接到输入端子，另一端连接到输出端子，所述电容器具有固定的静电电容，其一个电极连接到所述输出端子，并且另一个电极接地；

多个电容性负载，这些电容性负载中的每一个并联连接到所述电容器，并且这些电容性负载中的任一个受到驱动；

相位超前补偿器，其使所述滤波器的输出信号的相位提前；

串联补偿器(series compensator)，其确定驱动信号和所述相位超前补偿器的输出信号之间的误差，并输出进行了比例积分操作的信号；

稳定补偿器，其与所述相位超前补偿器独立地构成，并输出通过对所述滤波器的输出信号执行微分操作而获得的信号；

电压比较单元，其将从所述串联补偿器输出的信号和从所述稳定补偿器输出的信号之间的差分电压与预定的三角波的电压进行比较，并输出脉冲宽度调制信号；以及

电压放大单元，其放大从所述电压比较单元输出的脉冲宽度调制信号的电压，并将经放大的脉冲宽度调制信号提供到所述滤波器的输入端子。

本发明的第二方面是第一方面的电容性负载驱动电路，其中，所述相位超前补偿器包括第一相位超前补偿器和第二相位超前补偿器，所述第一相位超前补偿器对所述滤波器的输出信号的电压进行衰减，并且还输出通过使得该输出信号的相位提前而获得的信号，所述第二相位超前补偿器具有阻抗转换功能，并且还使得所述第一相位超前补偿器的输出信号的相位提前。

本发明的第三方面是第一或第二方面中的电容性负载驱动电路，其中，所述电容性负载驱动电路还包括前馈补偿器，所述前馈补偿器对所述驱动信号执行高频增强，以将执行了高频增强的信号加到所述串联补偿器。

本发明的第四方面是第一到第三方面中的任一个的电容性负载驱动电路，其中，所述多个电容性负载包括：多个压电元件；多个液体保持单元，其用于将液体保持在与所述多个压电元件中的每一个接触的状态；以及多个开关元件，这些开关元件中的每一个串联连接到所述多个压电元件中的一个以通过导通或断开而向所连接的压电元件提供电压，并且，所述液体保持单元是在经由所述开关元件将电压施加到所述压电元件时根据所述压电元件的振动而喷射液滴的压电头。

本发明的第五方面是液滴喷射装置，所述液滴喷射装置包括：

生成驱动信号的驱动信号生成器；

驱动单元，所述驱动单元包括：滤波器，所述滤波器包括电感器和电容器，所述电感器的一端连接到输入端子，另一端连接到输出端子，所述电容器具有固定的静电电容，其一个电极连接到所述输出端子，并且另一个电极接地；相位超前补偿器，其使所述滤波器的输出信号的相位提前；串联补偿器，其确定所述驱动信号和所述相位超前补偿器的输出信号之间的误差，并输出进行了比例积分操作的信号；稳定补偿器，其与所述相位超前补偿器独立地构成，并输出通过对所述滤波器的输出信号执行微分操作而获得的信号；电压比较单元，其将从所述串联补偿器输出的信号和从所述稳定补偿器输出的信号之间的差分电压与预定的三角波的电压进行比较，并输出脉冲宽度调制信号；和电压放大单元，其放大从所述电压比较单元输出的脉冲宽度调制信号的电压，并将经放大的脉冲宽度调制信号提供到所述滤波器的输入端子；

压电头，所述压电头包括：多个压电元件，这些压电元件中的每一个并联连接到所述驱动单元的所述电容器；多个液体保持单元，其将液体保持在与所述多个压电元件中的每一个接触的状态；以及多个开关元件，这些开关元件中的每一个串联连接到所述多个压电元件中的一个并通过导通或断开而向对应的所连接压电元件提供电压，其中，当经由这些开关元件将电压施加到这些压电元件时，所述液体保持单元根据这些压电元件的振动而喷射液滴；以及

压电元件选择单元，其根据图像数据选择所述多个压电元件中的任一个作为驱动对象。

根据本发明第一方面，与经由包括电阻的滤波器来驱动电容性负载的情况相比，可以进一步抑制由滤波器引起的功率损失。

根据本发明的第二方面，可以抑制相位超前补偿器和稳定补偿器之间的干扰。

根据本发明的第三方面，可以改善目标值的过渡跟踪性(transitive-tracking property)。

根据本发明的第四方面，通过与经由包括电阻的滤波器来驱动电容性负载的情况相比进一步抑制由滤波器引起的功率损失，可以喷射液滴。

根据本发明的第五方面，通过与经由包括电阻的滤波器来驱动电容性负载的情况相比进一步抑制由滤波器引起的功率损失，可以喷射液滴。

附图说明

本发明的示例性实施方式将基于以下附图详细描述，在附图中：

图1是示出根据本发明示例性实施方式的喷墨打印机的结构的框图；

图2是示出喷射元件的结构的图；

图3是示出驱动信号的图；

图4是示出频率特性的图；

图5是示出驱动电路的结构的电路图；

图6是示出组成驱动电路的各个电路的传递函数的图；

图7是示出从三角波和输入信号生成的脉冲宽度调制信号的图；

图8是示出从V3到V2的传递函数Q(s)的频率特性的图；

图9是示出稳定控制对象Q(s)的相位特性的图；

图10是示出当进行了相位超前补偿时的控制对象Q(s)的相位特性的图；

图11是示出驱动电路的驱动特性的图；

图12是根据第二示例性实施方式的驱动电路的结构的电路图；

图13是示出组成根据第二示例性实施方式的驱动电路的各个电路的传递函数的图；

图14是示出前馈补偿器D(s)的频率特性的图；以及

图15是示出根据第二示例性实施方式的驱动电路的驱动特性的图。

具体实施方式

下面将参考附图详细描述本发明的示例性实施方式。

<第一示例性实施方式>

图1是示出根据本发明的第一示例性实施方式的喷墨打印机的结构的框图。此喷墨打印机具有用于喷墨的压电头10、用于控制喷墨的控制单元20、以及用于根据控制单元20的控制来驱动压电头10的驱动电路30。

压电头10具有：喷射元件组，其中聚集了各自包括n(n为自然数)个压电元件11₁到11_n的喷射元件；n个传输门12₁到12_n，各自串联连接到相应的压电元件11₁到11_n以导通或断开；以及用于控制传输门12₁到12_n的导通或断开以选择压电元件11₁到11_n中的任一个的压电选择电路13。

数字下标(1到n)用于区分各个压电元件或传输门，并在不需要进行区分的地方省略数字下标。

图2是示出喷射元件的结构的图。通过集成约100到1000个图2所示的喷射元件而产生压电头10。当在各个喷射元件中将随时间而变化的电压施加到压电元件11时，膜片11a根据压电元件11的波动而振动，充满液体墨水的压力腔11b的容量发生变化，之后由此从喷嘴11c喷射液滴。

控制单元20具有用于生成驱动信号的驱动信号生成电路21、用于存储图像数据的图像存储器22、用于存储控制数据的控制存储器23、以及用于执行整体控制的CPU 24。

CPU 24使用存储在控制存储器23中的控制数据，以使得驱动信号生成电路21生成预定的驱动信号。CPU 24还控制压电头10的压电选择电路13，以根据存储在图像存储器22中的图像数据适当地选择喷射元件，以使得与该喷射元件对应的传输门12导通。

驱动电路30向压电头10提供例如图3所示的驱动信号。驱动信号的频带随着喷射频率的增加而变宽，在图3所示的实施例中达到数百kHz。

驱动信号V₁为图3所示的驱动信号的固定倍数的电压，其输入驱动电路30。更具体地说，如果驱动电路30的电压放大因数(驱动电路的输入电压V₁与滤波器电压V₂之比)是20，则当图3所示的驱动信号的最大值为29[V]时，输入电压V₁的最大值是1.45[V]。

在此，压电头10中的压电元件11是电容性的。由此，驱动电路30驱动作为静电电容根据要驱动的点数而改变的负载的压电头10。

此外，压电元件11₁到11_n并联连接到固定电容的电容器C₀，电容器C₀构成随后在图5所示的滤波器34。因此，滤波器34的频率特性由电感器L、电容器C₀和静电电容C_P确定，静电电容C_P的电容根据要驱动的压电元件11₁到11_n的数量而改变。

例如，如果一个压电元件11的静电电容为400[pF]，当形成250个点的图像时，从驱动电路30测量的静电电容C_P为0.1[μF]。在此，图4示出了当L＝2.2[μF]，C₀＝0.2[μF]，且C_P＝0.1、0.3、0.5[μF]时的滤波器频率特性。

驱动电路30的结构：

图5是示出驱动电路30的结构的电路图。图6是示出构成驱动电路30的各个电路的传递函数的图。

驱动电路30具有开关电压放大电路33、滤波器34、用于稳定控制对象的稳定补偿器35、用于进行相位超前补偿以防止在反馈期间发生振荡的第一相位超前补偿器36、串联连接到第一相位超前补偿器36的第二相位超前补偿器37、以及串联补偿器38。

开关电压放大电路33

开关电压放大电路33具有比较器IC₁、选通驱动电路GD、以及例如由MOSFET构成的第一晶体管TR₁和第二晶体管TR₂。

比较器IC₁的非反相输入端子经由电阻器R21连接到运算放大器IC₄的输出端子。三角波输入比较器IC₁的反相输入端子。比较器IC₁的输出端子连接到选通驱动电路GD的输入端子。选通驱动电路GD的第一输出端子连接到第一晶体管TR₁的栅极，选通驱动电路GD的第二输出端子连接到第二晶体管TR₂的栅极。

高压源施加在第一晶体管TR₁的漏极。第一晶体管TR₁的源极连接到第二晶体管TR₂的漏极。第二晶体管TR₂的源极接地。于是，第一晶体管TR₁的源极(第二晶体管TR₂的漏极)成为开关电压放大电路33的输出端子。开关电压放大电路33的输出端子经由滤波器34连接到压电头10。

比较器IC₁比较预设的三角波的振幅和从运算放大器IC₄输出的模拟信号V5的振幅。如果三角波的振幅更大，则比较器IC₁输出逻辑“0”的脉冲信号，如果V5的振幅更大，则比较器IC₁输出逻辑“1”的脉冲信号。因此，比较器IC₁是脉冲宽度调制电路，其周期Ts与三角波的周期相同，并且输出与输入模拟信号的振幅成比例且逻辑“1”的时间T_ON与逻辑“0”的时间T_S-T_ON的比(占空比)的脉冲信号。输出信号的振幅通常是3到5[V]。

选通驱动电路GD将从比较器IC₁输出的脉冲信号的振幅放大到晶体管TR₁和TR₂可以工作的电压。接着，如果来自比较器IC₁的脉冲信号是逻辑“1”，则选通驱动电路GD输出使晶体管TR₁导通的电压，并且还输出使晶体管TR₂截止的电压。如果来自比较器IC₁的脉冲信号是逻辑“0”，则选通驱动电路GD输出使晶体管TR₁截止的电压，并且还输出使晶体管TR₂导通的电压。

根据从选通驱动电路GD输出的脉冲信号，晶体管TR₁和TR₂互补地执行开关操作。开关电压放大电路33的输出电压V6与图7所示的脉冲信号类似。如果排除由于沟道电阻引起的电压降的影响，则输出电压V6等于电源电压VDD。

在此，可以输入开关电压放大电路33的最大电压是三角波的最大电压V_T，而最大输出电压是电源电压VDD。因此，等式1给出了开关电压放大电路33的电压放大因数K₀：

K₀＝V_DD/V_T        (1)

例如，如果设计为V_T＝3.5[V]并且V_DD＝40[V]，则K₀将是11.4(21.1[dB])。

滤波器34

过滤器34具有：电感器L，其一端连接到开关电压放大电路33的输出端子，其另一端为滤波器输出端子；电容器C₀，其一个电极连接到滤波器输出端子，另一电极接地。

电容器的电容C是固定电容C₀与根据要打印的点数而变化的静电电容C_P的和。等式2给出了滤波器的谐振频率f₀，等式3给出了角频率ω₀：

$f_0=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}\sqrt{\mathrm{LC}}}---\left(2\right)$

ω₀＝2πf₀       (3)

等式4给出了滤波器34的从输入V6到输出V₂的传递函数F(s)：

$F\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\&omega;}}_0^2}{s^2+{\mathrm{\&omega;}}_0^2}---\left(4\right)$

其中s是拉普拉斯变量，与频率f的关系由等式5定义：

s＝j2πf， $j=\sqrt{-1}---\left(5\right)$

如图6所示，将从开关电压放大电路33的输入V5到滤波器34的输出V₂的传递函数定义为P(s)。P(s)由等式6表示，为等式1和等式4的乘积。等式6称为控制对象。

$F\left(s\right)=K_{0}F\left(s\right)\frac{K_0{\mathrm{\&omega;}}_0^2}{s^2+{\mathrm{\&omega;}}_0^2}---\left(6\right)$

滤波器34的输出端子连接到稳定补偿器35和第一相位超前补偿器36。

稳定补偿器35

稳定补偿器35具有运算放大器IC₂。运算放大器IC₂的反相输入端子经由串联的电阻器R₁₁和电容器C₁₁连接到滤波器34的输出侧，并且经由电阻器R₁₂连接到稳定补偿器35的输出侧。运算放大器IC₂的非反相输入端子接地。

由于(等式6)的特征等式的解的实部是0，所以控制对象P(s)是不稳定的。由此，使控制对象P(s)稳定。

图6中的从V2到V6的负反馈是稳定补偿器K₂(s)，在本发明中通过使得稳定补偿器K₂(s)具有微分特性而使得控制对象P(s)稳定。如果T_D0是时间常数，则等式7给出了K₂(s)的传递函数，等式8给出了包括P(s)和K₂(s)的闭环系统的传递函数：

K₂(s)＝sT_D0       (7)

$Q\left(s\right)=\frac{K_{0}F\left(s\right)}{1+K_{0}F\left(s\right)H\left(s\right)}=\frac{K_0{\mathrm{\&omega;}}_0^2}{s^2+K_0{T}_{D0}{\mathrm{\&omega;}}_0^{2}s+{\mathrm{\&omega;}}_0^2}---\left(8\right)$

图8是示出从V3到V2的传递函数Q(s)的频率特性的图。根据图8，与图4相比很明显抑制了谐振。

在如图5所示的电路结构中，原则上可以给出根据图7的微分特性。然而，在实际中，高频区域的增益增加，从而导致易受到噪声的影响，由此，如以下的等式9所示，采用使用不完全微分的结构：

$K_2\left(s\right)=\frac{s{C}_{11}{R}_{11}}{1+s{C}_{11}{R}_{11}}---\left(9\right)$

相位超前补偿器

第一相位超前补偿器36具有并联连接的电容器C₃₁和电阻器R₃₁、以及电阻器R₃₂。包括电容器C₃₁和电阻器R₃₁的并联电路的一端连接到滤波器34的输出端子。另一端是第一相位超前补偿器36的输出端子，并经由电阻R₃₂接地。

等式10给出了第一相位超前补偿器36的传递函数K₁₁(s)：

$K_{11}\left(s\right)=\frac{1}{G_0}\frac{1+s{G}_0{T}_{D1}}{1+s{T}_{D1}}---\left(10\right)$

等式10中的G₀和T_D1分别满足等式11和等式12：

$G_0=1+\frac{R_{31}}{R_{32}}---\left(11\right)$

$T_{D1}=C_{31}\frac{R_{31}+R_{32}}{R_{31}+R_{32}}---\left(12\right)$

G₀给出全部驱动电路30的从输入V₁到输出V2的DC电压放大因数。因为根据上述情况将电压放大因数设置为20(26[dB])，所以G₀＝20。

第二相位超前补偿器37串联连接到第一相位超前补偿器36的输出侧，并具有运算放大器IC₃。运算放大器IC₃的非反相输入端子经由电阻器R₃₂接地。运算放大器IC₃的反相输入端子经由电阻器R42连接到运算放大器IC₃的输出端子，并且经由串联的电容器C和电阻器R接地。接着，运算放大器IC₃的输出端子经由电阻器R₅₁连接到串联补偿器38。

等式13给出了第二相位超前补偿器37的传递函数K₁₂(s)：

$K_{12}\left(s\right)=\frac{1+\mathrm{s\&alpha;}{T}_{D2}}{1+s{T}_{D2}}---\left(13\right)$

其中α和T_D2分别满足等式14和等式15：

T_D2＝C₄₁R₄₁          (14)

$\mathrm{\&alpha;}=1+\frac{R_{42}}{R_{41}}---\left(15\right)$

通过从第一相位超前补偿器36接收高输入阻抗信号并将所接收的信号转换为低阻抗信号，运算放大器IC₃还具有用作第一相位超前补偿器36和第二相位超前补偿器37与后继的串联补偿器38之间的缓冲器的功能。

上述的第一相位超前补偿器36和第二相位超前补偿器37构成的相位超前补偿器具有如下所示的特性。

图9是示出稳定的控制对象Q(s)的相位特性的图。因为当负载为0.5[μF]在1[MHz]附近几乎不存在相位裕量(相位延迟相对于-180度的裕量)，所以如果按原样接收反馈则存在振荡的可能。

因为Q(s)是二次滞后系统，所以在本示例性实施方式中使用通过对一次相位超前补偿进行级联连接而获得的二次相位超前补偿K₁(s)。

如果相位超前补偿K₁(s)的输出是V8，则从V₃到V₈的相位电压特性与图10所示的相位电压特性类似。与图9比较，图10示出了当负载电容为0.5[μF]时相位裕量改善了60[deg]。因此，对于负载波动，可以稳定地接收负反馈。

串联补偿器38

串联补偿器38具有运算放大器IC₄。运算放大器IC₄的反相输入端子经由串联连接的电阻器R52和电容器C51连接到运算放大器IC₄的输出端子。驱动信号生成电路21生成的驱动信号V₁输入到运算放大器IC₄的非反相输入端子。运算放大器IC₄的输出端子经由电阻器R₂₁连接到比较器IC₁的非反相输入端子。

串联补偿器38确定驱动信号V₁和相位从滤波器34的输出V₂的相位有所提前的信号V₈之间的误差，并且执行操作以放大该误差并对该误差进行积分。

具体地说，后者按使得驱动电路为1型伺服控制系统的方式来执行操作。即，如果由于积分动作而使得输入信号V₁是DC，则输出信号V₂相对于目标值的稳态偏差为0。等式16给出了信号V₁和V₈以及输出V₃的电压特性：

V₃＝A(s)(V₁-V₈)        (16)

其中A(s)满足等式17到等式19：

$A\left(s\right)=K_P(1+\frac{1}{s{T}_I})---\left(17\right)$

T₁＝C₅₂R₅₂       (18)

$K_P=\frac{R_{52}}{R_{51}}---\left(19\right)$

加法器

图5所示的电阻器R₂₁和电阻器R₂₂将串联补偿器38的输出V₃和稳定补偿器35的输出V₄相加。相加的信号V₅输入到比较器IC₁的非反相输入端子。由于稳定补偿器35执行根据等式9的反相操作，等式20给出了假设R₂₁＝R₂₂时V₃、V₄和V₅之间的关系。

$V_5=\frac{1}{2}(V_3-V_4)---\left(20\right)$

操作

当将驱动信号V₁提供给如上所述地构成的驱动电路30上时，串联补偿器38将驱动信号V₁和进行了相位超前补偿的输出信号V₂进行比较，并输出被设置为根据其误差的电平的信号V₃。开关电压放大电路33将三角波和信号V₃进行比较，以执行脉冲宽度调制和电压放大。开关电压放大电路33的输出信号经由滤波器34提供给压电头10。

在此，如上所述，控制对象(即，从开关电压放大电路33的信号V5到滤波器34的输出V2的传递函数P(s))由等式6表示。等式6在分母中没有关于s的一次项，并具有谐振特性，因此缺少稳定性。

因此，稳定补偿器35通过提供微分特性而向控制对象的传递函数P(s)的分母提供关于s的一阶项(对应于等式7)，并构成闭环(对应于等式8)，以使控制对象稳定。

然而，在由稳定补偿器35稳定的控制对象的传递函数Q(s)的相位特性中，当负载为0.5[μF]时在1[MHz]附近几乎不存在相位裕量(相位延迟相对于-180度的裕量)。由此，如果按原样接收反馈，则存在发生振荡的可能。

考虑到Q(s)是二次滞后系统的事实，第一相位超前补偿器36和第二相位超前补偿器37对输出V₂进行二次相位超前补偿。由此，即使负载波动，仍稳定地接收负反馈。

图11是示出驱动电路30的驱动特性的图。即使负载电容在0.1和0.5[μF]之间波动，滤波器34的输出(压电元件11的电压)相对于目标值也保持几乎相同，表现出优异的低敏度特性。

第二示例性实施方式

接着，将描述本发明的第二示例性实施方式。对与第一示例性实施方式中的电路相同的电路使用相同的附图标记，主要描述不同方面。

在图11中，相对于目标值获得了滤波器34的优异输出，但是很明显，在20[μsec]附近的特性中，目标值的过渡跟踪性有一些不足。由此，根据第二示例性实施方式的喷墨打印机除了具有低敏度特性之外，还具有改善了过渡跟踪性的驱动电路30A。

图12是示出驱动电路30A的结构的电路图。图13是示出组成驱动电路30A的各个电路的传递函数的图。

驱动电路30A除了具有图5所示的结构之外，还具有前馈补偿器39，前馈补偿器39用于根据输入V₁对开关电压放大电路33的输入V₅进行前馈补偿。

前馈补偿器39

前馈补偿器39具有运算放大器IC₅、电阻器R₆₁、R₆₂和R₆₃、以及电容器C₆₁。运算放大器IC₅的反相输入端子经由电阻器R₆₁连接到运算放大器IC₄的非反相输入端子。电阻器R₆₁与串联连接的电阻器R₆₃和电容器C₆₁并联连接。运算放大器IC₅的非反相输入端子接地。运算放大器IC₅的输出端子经由电阻器R₆₂连接到运算放大器IC₅的反相输入端子，并且还连接到运算放大器IC₂的反相输入端子。

以下的等式21给出了驱动电路30A的从输入V₁到滤波器34的输出V2的传递函数G(s)：

$G\left(s\right)=\frac{V2\left(s\right)}{V1\left(s\right)}=\frac{A\left(s\right)Q\left(s\right)}{1+A\left(s\right)K_1\left(s\right)Q\left(s\right)}+\frac{D\left(s\right)Q\left(s\right)}{1+A\left(s\right)K_1\left(s\right)Q\left(s\right)}---\left(21\right)$

等式21中的第一项是当不存在前馈时(图6)的自身传递特性，图4示出了对目标值的响应。第二项示出前馈补偿器D(s)的效果，并且，如果D(s)具有高频增强特性，则可以改善对目标值的响应。

假设等式22给出了从前馈补偿器39的输入V₁到输出V9的传递特性。然而，Q(s)根据负载电容而改变，因此，假设最大负载(C_p＝0.5[μF])时的Q(s)。

$D\left(s\right)=\frac{1}{K_1\left(s\right)Q\left(s\right)}---\left(22\right)$

图14是示出前馈补偿器D(s)的频率特性的图。前馈补偿器D(s)具有高频增强特性。然而，此特性是复杂的，因此用简单的一阶高频增强特性来对其进行近似以实际构造电路。

图12示出利用运算放大器IC₅的实施例。此处，等式23给出了从输入V₁到输出V₉的传递特性：

$D_0\left(s\right)=-K_F\frac{1+\mathrm{\&beta;s}{T}_{D3}}{1+s{T}_{D3}}---\left(23\right)$

其中K_F和β满足等式24到等式26：

$K_F=\frac{R_{62}}{R_{61}}---\left(24\right)$

$\mathrm{\&beta;}=1+\frac{R_{61}}{R_{63}}---\left(25\right)$

TD₃＝C₆₁R₆₃        (26)

等式23示出反相操作。在此，图12中的稳定补偿器Q(s)也示出反相操作，因此，通过在由运算放大器IC₂进行相加之前将V₉反相，节省了运算放大器的数量。

图15是示出驱动电路30A的驱动特性的图。即使负载电容在0.1和0.5[μF]之间波动时，滤波器34的输出(运算放大器11的电压)也几乎不变，展现了优异的低敏度特性。此外，尽管在图11中在20[μsec]附近观察到对目标值的跟踪不足，在图15中改善了跟踪不足的情况。

尽管针对本发明的一些具体示例性实施方式示出并描述了本发明，应理解的是，本发明绝不限于此，并包括在不脱离本发明的精神和范围的情况下可能的所有变化和修改。

Claims (5)

1.一种电容性负载驱动电路，所述电容性负载驱动电路包括：

滤波器，所述滤波器包括电感器和电容器，所述电感器的一端连接到输入端子，另一端连接到输出端子，所述电容器具有固定的静电电容，其一个电极连接到所述输出端子，并且另一个电极接地；

多个电容性负载，这些电容性负载中的每一个并联连接到所述电容器，并且这些电容性负载中的任一个受到驱动；

相位超前补偿器，其使所述滤波器的输出信号的相位提前；

串联补偿器，其确定驱动信号和所述相位超前补偿器的输出信号之间的误差，并输出进行了比例积分操作的信号；

稳定补偿器，其与所述相位超前补偿器独立地构成，并输出通过对所述滤波器的输出信号执行微分操作而获得的信号；

电压比较单元，其将从所述串联补偿器输出的信号和从所述稳定补偿器输出的信号之间的差分电压与预定的三角波的电压进行比较，并输出脉冲宽度调制信号；以及

电压放大单元，其放大从所述电压比较单元输出的脉冲宽度调制信号的电压，并将经放大的脉冲宽度调制信号提供到所述滤波器的输入端子。

2.根据权利要求1所述的电容性负载驱动电路，其中，

所述相位超前补偿器包括：第一相位超前补偿器，其对所述滤波器的输出信号的电压进行衰减，并且还输出通过使得该输出信号的相位提前而获得的信号；以及第二相位超前补偿器，其包括阻抗转换功能，并且还使得所述第一相位超前补偿器的输出信号的相位提前。

3.根据权利要求1或2所述的电容性负载驱动电路，所述电容性负载驱动电路还包括：

前馈补偿器，其对所述驱动信号执行高频增强，并且将执行了高频增强的所述信号加到所述串联补偿器的输出。

4.根据权利要求1至3中的任一项所述的电容性负载驱动电路，其中，所述多个电容性负载包括：

多个压电元件；

多个液体保持单元，其将液体保持在与所述多个压电元件中的每一个接触的状态；以及

多个开关元件，这些开关元件中的每一个串联连接到所述多个压电元件中的一个，并且通过导通或断开而向对应的所连接压电元件提供电压，并且其中，

当经由这些开关元件将电压施加到这些压电元件时，这些液体保持单元根据这些压电元件的振动而喷射液滴。

5.一种液滴喷射装置，所述液滴喷射装置包括：

生成驱动信号的驱动信号生成器；

驱动单元，所述驱动单元包括：

滤波器，所述滤波器包括：电感器，其一端连接到输入端子，另一端连接到输出端子；和电容器，其具有固定的静电电容，其一个电极连接到所述输出端子，并且另一个电极接地，

相位超前补偿器，其使所述滤波器的输出信号的相位提前，

串联补偿器，其确定所述驱动信号和所述相位超前补偿器的输出信号之间的误差，并输出进行了比例积分操作的信号，

稳定补偿器，其与所述相位超前补偿器独立地构成，并输出通过对所述滤波器的输出信号执行微分操作而获得的信号，

电压比较单元，其将从所述串联补偿器输出的信号和从所述稳定补偿器输出的信号之间的差分电压与预定的三角波的电压进行比较，并输出脉冲宽度调制信号，以及

电压放大单元，其放大从所述电压比较单元输出的脉冲宽度调制信号的电压，并将经放大的脉冲宽度调制信号提供到所述滤波器的输入端子；以及

压电头，所述压电头包括：

多个压电元件，这些压电元件中的每一个并联连接到所述驱动单元的所述电容器，

多个液体保持单元，其将液体保持在与所述多个压电元件中的每一个接触的状态，以及

多个开关元件，这些开关元件中的每一个串联连接到所述多个压电元件中的一个，并通过导通或断开而向对应的所连接压电元件提供电压，

其中，当经由这些开关元件将电压施加到这些压电元件时，这些液体保持单元根据这些压电元件的振动而喷射液滴；以及

压电元件选择单元，其根据图像数据选择所述多个压电元件中的任一个作为驱动对象。

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