JPS63503431A

JPS63503431A - 自励発振高周波電力コンバ−タ

Info

Publication number: JPS63503431A
Application number: JP61503374A
Authority: JP
Inventors: ボウマン，ウェイン　クリフトン; マリック，ランディール　シン; セイデル，ハロルド; スーター，ウエイマン　ブランチャード，ジュニヤ; ズィーズ，ノーマン　ジェラルド
Original assignee: アメリカンテレフオンアンドテレグラフカムパニ−
Priority date: 1986-06-02
Filing date: 1986-06-02
Publication date: 1988-12-08
Also published as: WO1987007786A1; DE3686889T2; EP0267906A1; DE3686889D1; EP0267906B1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】自助発振高周波電力コンバータ光尻公団本発明は無線高周波領域で動作する自助発振ＤＣ−ＤＣ１ｉｉカコンバータに関し、特に自助インパーク、共振整流回路、および関連調整回路に関する。

光射Ω背量通常のスイッチング形電力コンバータ回路は各動作サイクルの間に各種のディスクリートな容量性および誘導性要素にエネルギーを蓄積し、それからエネルギーを解放することにより動作し、各サイクルの時間間隔はスイッチング周波数により決定されている。その場合、スイッチング周波数が増加すると、特定の１動作サイクル中にリアクティブな素子に蓄積されたエネルギーのレベルおよび蓄積時間間隔が減少する。この周波数の増加は原理的には、磁気的および容量性の蓄積要素の特定の電力容量に対する物理的、電気的サイズを低減させる。

コンバータの動作周波数がかなり増加すると単位体積当りのエネルギー蓄積量に基づいて回路成分の大きさがかなり減少するので、電力コンバータのスイッチング周波数が急速には増加していないという事実は動作周波数の増加を束ばくする他の要因があることを示している０例えば、バイポーラ半導体スイッチング装置のスイッチング速度は蓄積電ｒ＠量によって制限され、従って高周波動作により得られる利点が制限される。ＭＯ３ＦＥＴスイッチング装置はバイポーラ装置の代りに用いることができるが、それ等のスイッチング速度は装置キャパシタンスおよびリード線の寄生インダクタンスにより制限される。

−ｍに回路成分は高周波で望ましくない作用を与える寄生電気パラメータを有しており、従ってこれ等を補償するには設計にかなりの工夫が必要である０例えば、高周波においてはコンデンサはその寄生インダクタンスとレジスタンスのためにその効率が低下する。誘導子の場合は、巻線間容量や巻線抵抗、および鉄心損失も実際の最大スイッチング周波数を制限する０回路基板の配置も高周波の電源特性を劣化させる多くの漂遊キャパシタンスやインダクタンスおよびレジスタンスに関与する。これ等の複雑な要因のために５００ｋＨｚよりはるかに高い周波数で動作する従来のタイプのスイッチング電源回路を製造するのは非常に困難である。

電力コンバータ回路の高周波動作は理論的には利点があるが、ＶＨＦ　（超高周波）での動作上の困難点に関係する回路要素および設計上の多（の問題点のために実用的ではない、これ等の欠点を克服する高周波電源が米国特許第４，４４９，１７４号に記載されている。即ち、この特許には無線高周波で動作可能な高周波共振形電力コンバータが記載されている。

この回路の設計は回路成分の寄生の、或いは付加的なりアクティブ電気特性を回路要素として積極的に用いることにより高周波動作の利点を得ようとするものであった。上記付加的な回路成分とは、有害な寄生成分ではあるが、本発明の原理を実施する例示としての回路に十分且つ積極的に利用される装置や回路成分、または一定長の導体に固有の電気成分特性を意味するために用いている。上記引用のＺｉｅｓｓｅ特許に記載された電力ドレインのスイッチング装置は個別の、或いは独立の高周波信号源により駆動される。電圧調整は一定範囲の周波数調整により行われ、この調整は所望の出力電圧レベルを与えるように直接或いはフィードパ、り手段により調整される。この電力スイッチング装置を駆動する信号源は、十分に広い周波数帯域にわたって動作し、しかもコンパ−タの用途に依存する一定範囲の出力電流や入力電圧にわたる調整出力電圧を持つコンバータを与えることができなければならない。

電力スイッチング装置を駆動し、調整のための周波数調節を与える個別の高周波駆動段の回路を付加すると、回路要素の総数という点でコンバータが複雑化することになる。駆動回路が周波数調節範囲を収容する広い帯域幅ををする場合は、この回路は正確にゲートに整合させることはできず、従って駆動エネルギーの多くが無駄に浪費されることになる。所望の高い効率を得るためには、駆動回路は狭帯域の瞬時帯域幅を持たねばならず、周波数調節範囲にわたって調節可能でなければならない、しかしながら、このような個別の同調可能駆動回路は更に回路を複雑にし、或いは回路成分の総数が増加するという欠点を有する。

光里■！竹以上の欠点を解決するために、本発明は自助発振電力ドレインを提供するが、この電力ドレインにおいては、電力スイッチが、比較的少ない回路成分を持ち且つ電力ドレイン自体から直接に駆動電力を再生的に駆動する回路を介して駆動される。更に、その狭帯域の同調可能帯域幅により全体にわたり高い効率の動作を可能とするものである。

本発明を具体化する自動発振電力コンバータはＭＯ３ＦＥＴ電カスイッチ（絶縁ゲート形電界効果トランジスタ）を利用し、その出力電極は、電カスイッチにかかる電圧波形を動作サイクルの１部分に動作的に制限する同調回路網に結合される。上記ＭＯ３ＦＥＴ！カスイッチは十分高い無線周波数で動作するので、コンバータの唯一の発振保持帰還路を与えるのに十分なその内部の（即ち、寄生の、或いは付加的な）ドレイン・ゲート間キャパシタンスを形成する。より低周波では、外部キャパシタンスを補足的に付加する必要があるが、動作原理は同じである。

コンバータの動作周波数で誘導性のりアクティブ回路網はＭＯ３ＦＥＴスイッチのソース電極にゲート電極を結合し、更に全体の誘導性リアクタンスを調節する手段としての可変キャパシタンスを有する・この可変キャパシタンスはバラクタダイオード装置で構成される。可変キャパシタンス制御による代りに他の適切な装置、即ち直接可変のインダクタンスを用いてもよい、コンバータのスイッチング周波数はゲート・ソース電極間キャパシタンスと並列接続の誘導性回路網の共振周波数よりわずかに小さな値で実質的に制御され、それによりフィードバック信号の正しい位相が得られる。ＭＯ３ＦＥＴゲートに接続された同調回路の全体の効果は、ドレイン・ソース電圧の基本成分に主として応答し、ゲート電極に自助発振の維持に適した振幅と位相を有する連続でほぼ正弦波状の波形を発生することにある。

上記電カスイッチ用の自助発振駆動装置は広い周波ｖｉ、領域にわたって同調可能な固有の狭帯域特性を有している。従って、電力コンバータの動作周波数を狭帯域駆動としての効率を失わずに調整のために変化される。この自助発振装置は更に構成が簡単であり、電カスイッチ帯域幅のための等価な独立駆動回路より回路成分数は少なくなる。

本発明によるコンバータの特徴は、コンバータの電力変成器の漏れインダクタンスおよびその寄生リード線インダクタンス、更に同調ＬＣ回路の１部としての整流ダイオードの付加キャパシタンスなどを積極的に利用する共振整流装置この同調回路は、インバータのスイッチング装置にかかる電圧波形のほぼ時間反転信号としての上記ダイオードにかかる電圧波形を整流する。

このコンバータ回路は動作コンバータの１部として回路成分の付加的なりアクタンスを積極的に利用すると都合が良く、更に自助発振を利用することにより全体の効率を改善し、コンバータの全部品数を低減させることが直ちにわかる。この付加的な回路成分を利用すると、高い無線周波数で動作する実用的なコンバータがわずかなディスクリートな回路成分を用いることにより実現される。

口重ｊ」１１Ｔ１肌本発明は以下の明細書、および添付図面を参照することにより更に明らかになる。ここに、第１図は本発明の原理を具体化する高周波ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの機能ブロフク図であり、第２図は高周波ＤＣ−ＤＣ’ｔカコンバータの自助発振電力ドレインの概略図であり、第３図は電力コンバータの概略回路図で、電圧調整用制御回路の機能ブロフク図を含み、且つ付加的な寄生要素を用いて高周波における回路成分数を低減させた状態を示すものであり、第４図は第２図および３図に示した電力コンバータの動作を説明する信号波形であり、第５．６および７図は本発明の原理を具体化した他の自動発振電力インバータ装置の概略図であり、更に、第８図および９図は本発明の原理を具体化した他の共振整流装置の概略図である。

用皿星ｎ所第１図には本発明の原理を具体化する高周波ＤＣ−ＤＣ１ｔカコンバータが示してあり、このコンバータは自助発振共振インバータ２とインピーダンス変成器１０と共振整流器／フィルタ回路網３とを備えた電力ドレイン回路から構成される。誤差増幅器６を備えた制御回路を用いてインバータ２の周波数を制御する誤差信号を供給し、従って出力４に調整電圧を与える。直流電圧が入力端子１に印加され、且つインバータ２のスイッチング装置と始動回路８に結合される。上記自助発振インバータ２は自己始動はせず、従って始動回路８が用いられ、入力１の直流電圧に応答し、且つトリガ信号を与えて上記自助発振インバータ２の発振を開始させる。このインバータ２の出力はインピーダンス変成器ｌＯに結合され、次にこの変成器は整流器フィルタ回路３に接続される。

整流出力である直流電圧はリード線４を介して説明のためここに示した抵抗性負荷９としての負荷に結合される。

上記自動発振式インバータ回路２とインピーダンス変成器１０は直列結合Ｌ−Ｃ回路を備え、この回路に上記トランジスタ電カスイッチが動作する。全体にわたる電力ドレイン回路網は同調回路網からなり、この同調回路網は、スイッチングの遷移期間の間の重なりが最小で、従ってこれ等のスイッチング遷移の間の電力消費が低減されるようにインバータ回路の電カスイッチにかかる電流と電圧波形を制御する。上記米国特許第４，４４９．１７４号には、Ｒ４９のインバータ装置を備え、自動発振によらずに駆動される電力コンバータの完全な説明がなされている。この特許には各種電力ドレイン成分およびそれ等の動作が詳述してあり、従って、ここではそれ等を詳述する必要はないであろう。

第２図には自励発振式インバータを備えた電力コンバータの電力ドレインが更に詳しく図示しである。ＲＦチョーク誘導子５１とコンデンサ１１を備えたフィルタ回路に結合された入力端子１に直流電圧が印加される。このＲＦチョーク５１はスイッチとして記号で示した半導体電力スイッチ１１０の端子１０７に結合される。

１を極１０７における電力スイッチ１１０の出力はコンデンサ１３と誘導子５３を備えた直列同ｔＡＬＣ回路に結合され、この回路は出力回路網とコンデンサ１５の残部と共に成る所望の特性を取るように電力スイッチ１１０にかかる電流と電圧波形を制限する。第４図にはこれ等の波形が示してあり、そこで波形４０１は電力スイッチ１１０の主要電力回路にかかる電圧波形を表わしている。この電圧波形４０１の基本正弦波成分が波形４００で示しである。電圧波形４０２は電カスイッチ１１０の制御端子１０８と端子１０９の間に印加した駆動信号を表わす、この電圧波形４０２はバフテリ５０またはその他の直流電圧源により示したように供給される直流成分４０３を含む正弦波形をほぼ表わすものである。上記スイッチ１１０は、波形４０２がスイッチ１１０のしきいレベル４０４以上になった時導通する。これ等の波形から明らかなように、電力スイッチ１１０を通しての導通（即ち、波形４０２がしきいレベル４０４以上の時）はスイッチ１１０に電圧降下がない時（即ち、波形４０１がほぼゼロの時）にのみ生じる。これにより、スイッチ１１０を通しての電流とそれに沿っての電圧の同時的存在は最小になり、従ってスイッチング損失は殆んど、或いは全くなくなる。コンデンサ１３と誘導子（インダクタ）５３の直列同調回路を流れるｔ流浪形は準正弦波形をなしている。コンデンサ１３と誘導子５３の直列同調回路網はコンデンサ９７と誘導子９８を備えた並列同調回路網に、そして次に理想的な隔離用およびインピーダンス整合用変成器５５の１次巻線５４に結合される。２次Ｓ線５６は整流ダイオード１３１と１３２を備えた共振全波整流器に接続される。この共振式整流器は上記Ｚｅｉｓｓｅの特許に記載された半波共振形整流器を構成し、同様の原理に基づいて動作する。コンデンサ１３３と１３４は各ダイオードを分路するものとして図示しである。これ等のコンデンサは使用ダイオード装置と動作周波数に依存してディスクリートな、或いは補助的なコンデンサである。誘導子５７と５８は、コンデンサ１３３と１３４と共に、第４図に示したようにダイオードにかかる電圧を整形する。整流ダイオード１３１にかかる電圧波形は第４図の波形４０６により示され、波形４０７はダイオード１３２にかかる電圧波形を表わす。これ等の電圧波形は、第４図から明らかなように、ＭＯＳ　Ｆ　ＥＴ電カスイッチに生じた電圧波形４０１のほぼ時間反転波形をなしている。整流出力信号がｆ’ｘＲ子５９とコンデンサ１７からなるフィルタに印加され、出力端子４に濾波直流電圧を供給する。

無線高周波動作用共振式整流回路の実際の主要な利点は、これが誘導子５７と５８の１部または全てとして不可避の寄生リードインダクタンスと変成器の漏えいインダクタンスを利用し得ることにある。更に、誘導子５７と５８は、コンデンサ９７と誘導子９８の並列同調回路と共に、ノード１５０と１５１の間に見られるように整流器の入力インピーダンスの特性を直線的にし、従ってこの点でほぼ正弦波状の電圧４０５と電流を維持するように動作する。

可変誘導子７５がバフテリ５０と共に、電カスイッチ制御電極１０８をキャパシタンス１０と並列の電極１０９に結合するものとして示される。キャパシタンス１０と誘導子７５にかかるフィードバック信号は第４図に波形４０２として示した連続準正弦波信号である。この信号は電力スイッチ１１０に生じた電圧波形４０１の基本成分４００から位相が変位している。この波形４０２により示されたフィードバック信号はバイアス電圧５０によりオフセントされ、また電力スイッチ制御電極１０８に印加されて電力スイッチ１１０を駆動する。

電力スイッチ１１０を分路するダイオード９９は、電力スイッチ１１０がその非導通或いはオフ状態の時入力電圧および出力電力の成る条件の下で存在することになる逆電流を流す、これにより当該コンバータは、ダイオード９９が無かった場合より広い範囲の入力電圧と出力電力にわたって動作することになる。

電力スイッチ１１０のスイッチング周波数は可変誘導子７５のインダクタンスにより部分的に制御される。駆動波形４０２の、第４図に中で示した位相変位は通常は波形４００をほぼ１８０゜に１２０°だけ進角させる。キャパシタンス１０と並列の誘導子７５の共振動作はフィードバックコンデンサ１２を通して、周期的な単極性パルス状波形４０１である主要電力回路極１０７の電圧波形に応答して、第４図の波形４０２により示したように電力スイッチ１１０の制御電極１０８にぼぼ正弦波状の駆動信号を発生する。誘導子７５は制御リード線１０６に印加された信号により示されるように制御或いは変化される。このリード線１０６に印加された信号は、出力リード線４の電圧或いは電流の調整値からのずれに応じて電圧或いはＩｇｌ流調整回路により導出された誤差信号である。

コンデンサ９７とインダクタンス９８からなる並列同調回路と共同動作するコンデンサ１３と誘導子５３からなる直列ＬＣ回路はドレイン′Ｔｌ極１０７の周期華極性信号を第４図で波形４０５により示したノード１５０におけるほぼ正弦波状信号に変換する。

この電圧波形は理想変成器５５を通して伝達され、整流ダイオード１３１と１３２により整流される。上記ダイオードの各々はスイッチ１１０の電極１０７における電圧波形の時間反転信号に類位の形状特性を有した波形４０６と４０７により示された波形を持つ電圧信号を発生する。これ等の整流信号は誘導子５９とコンデンサ１７を備えたフィルタ回路により濾波され、また出力端子４に、およびコンデンサ１７に直流電圧が与えられる。

インバータ１００の自助発振動作は、電力が本発明のコンバータに印加されても自動的には始動せず、従って端子１０５に始動パルスを与えて電力インバータ１００の発振動作を開始させなければならない。

第３図にはＤＣ−ＤＣコンバータを構成する自動発振電力ドレインと関連する制御および信号処理回路の実施例が示しである。

この実施例は無線高周波動作に通したものである。この実施例のコンバータはコンバータ回路要素としてのショットキー形整流ダイオード３３１と３３２およびＭＯ８ＦＥＴｔカスイ゛フチ３１１の付加的なキャパシタンスを利用するものである。電力ＭＯ５ＦＥＴスイッチ３１１の固有の体（ｂｏｄｙ）ダイオード３９９は、ＭＯ３ＦＥＴスイッチング装置３１１がオフ状Ｂ（即ちチャネルが導通していない、）の時上記スイッチング装置を通して逆電流を流す、更に、変成器３５５の磁化インダクタンス３５４（ドツト線で示した。）は並列誘導子９８（第２図に示した）を代替するために用いられ、また漏えい並びにリードインダクタンス４５７と４５８は第２図に示した誘導子５７と５８の主要部分を与える。

従って、誘導子３５７と３５８は誘導子５７と５８より小さくなる。このように付加的要素を用いると、このコンバータを実現する場合にディスクリートな成分を殆んど必要としないという利点が得られる。

固有の、或いは付加的な電極間キャパシタンス３１０．３１２、および３１５を備えたＭ・０３ＦＥＴ電力スイツチ３１１により入力および出力が結合される。

コンデンサ３１２として示したドレイン・ゲートの固有の、または付加的なキャパシタンスは、動作周波数が十分高い場合は、以下に説明するようにドツト線で囲んだインバータ回路に自助発振を維持するのに十分なドレイン電極３０７からゲート電極３０８に到るフィードバック路を与える。

ＭＯ３ＦＥＴ１ｆｔカスイッチをここでは用いたが、その他の半導体電力スイッチをＭＯＳＦＥＴと必要に応じてディスクリートな装置により与えられる必要な付加的要素に代替することができる。

第３圓の電力コンバータは制御端子１０６においてフィードバック回路網により与えられる誤差信号に応じて電圧調整される。

この誤差信号は、コンバータの出力電圧を基準電圧源５により与えられる基準電圧レベルと比較する誤差信号増幅器６の出力により供給される。この誤差電圧は増幅器１１５を通して２つのダイオード１３８と１３９の接続部に結合され、ここで上記ダイオードは誘導子３７５と直列に接続され、この誘導子は次に電力スイッチ３１１のゲート３０８に接続される。上記ダイオード１３８と１３９は各々、コンデンサ１３５と１３６により示したように大きな非線形キャパシタンスを有する。２つのダイオード１３８と１３９の接続部に印加された誤差電圧信号はキャパシタンスに応じてそれ等の接続電圧を変化させ、従って誘導子３７５とダイオード１３８および１３９の直列接続部の全体にわたる誘導性リアクタンスを変化させる。全体にわたる直列回路は常に誘導性リアクタンスを持つように設計され、またドレイン・ゲートキャパシタンス３１０と共に発振のための所望の位相シフトフィードバック信号を与える。リード線１０６に印加された誤差信号により２つのダイオード１３８と１３９の容量性リアクタンスを変えることにより、フィードバック回路網の全体にわたる誘導性リアクタンスは制御され、これによりインバータ１００の発振周波数が変化する。同調出力回路網と組合わされた周波数の変化はり一ド４の直流出力電圧レベルを変化させ、従ってフィードバック制御回路を通して電圧調整が達成される。

第５図にはコンバータの電力ドレインの応用に適した他のインバータ回路の実施例が示しである。この実施例によると、ダイオード１３８と固定キャパシタンス１９の接合部に制御電圧が印加される。ダイオード１３８のキャパシタンスの変化は誘導子３７５と共に所望のリアクタンス範囲を与えるのに十分なものである。

第６図に示したインバータ回路の実施例では、制御信号が直列接続ダイオード１３８と１３９の接続部に印加される。これ等のダイオードは誘導子３７５と固定直流ブロックコンデンサ７７の直列接続と並列に接続される。以上のようにして、制御信号はダイオードのキャパシタンスを変化させてゲート端子３０８に与えられたように回路網の全体にわたる誘導性リアクタンスを変化させる。第７図のインバータの実施例では、制御信号が直列接続のダイオード１３８と固定コンデンサ１８の接続部に供給される。

インバータ回路と電力ドレインの両者に対し多くの付加的な変更が本発明の精神と範囲を逸脱せずに可能なことは当業者には明らかである。

第３図に示したコンバータはショットキー形ダイオード３３１と３３２からなる全波共振整流器を備えている。ドツト線で示したのは２つのコンデンサ３３３と３３４であり、これ等はそれぞれダイオード３３１と３３２の固有の、或いは付加的なキャパシタンスを代表するものである。ディスクリートなインダクタンス３５７と３５８と組合わされた２次巻線３５６の誘導子４５７と４５８として示された２次リード線および変成器の漏えいインダクタンスは、ＭＯＳＦＥＴ”” 、カスイッチ３１１にかかる波形の時間反転信号にほぼ等しいダイオード３３１と３３２に生じた電圧波形を、第２図により既に説明したように、整形する同調回路を形成する。

共振形整流器の他の実施例を第８図に示すが、そこでは復帰リード線８０１が２次巻線のセンタタップに接続されたものと対向して、そのｊＪ［８５６の１＠子に接続される。ダイオード８３１と８３２にかかる電圧波形は第２図および３図に示した整流器の場合と同様に整形される。

第９図には多重出力に対する整流装置が示しであるが、ここではリード線９０４に正の出力電圧が生じ、またリード線９０５には負の出力電圧が生じている。正の出力部分は第３図の整流器に対するものと原理的には同じである。負の出力部分は付加した誘導子９７７と９８８、ダイオード９７８と９８７、および出力フィルタ誘導子９７９を利用している。この構成もまたディスクリートな付加的なりアクタンスを利用して、第３図により説明したものと同様にダイオード９７８と９８７の電圧波形を整形する。

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Claims

【特許請求の範囲】

１．自励発振電力コンバータであって、直流電圧源を受ける入力手段と、第１および第２の主要導電路電極と制御電極を備え、更に第１主要導電路電極と制御電極の間に少なくとも電極間キャパシタンスを備え、前記入力手段に結合されたその第１の主要導電路電極を有した半導体電力スイッチと、当該電力コンバータにおいて発振を維持するフィードバック回路網にして、前記第１主要導電路電極と制御電極とを結合する前記電極間キャパシタンスと、前記制御電極を前記第２主要導電路電極に結合する可変誘導性回路とを備えたフィードバック回路網とにより構成され、前記電極間キャパシタンスと可変誘導性回路は、正弦波電圧が制御電極に発生されて発振の発生を惹起し、これにより前記電極間キャパシタンスは排他的フィードバック回路として十分動作するように、リアクティブな値を有するものであり、前記自励発振式電力コンバータは更に、第１主要導電路電極に接続された同調回路網であって、誘導性リアクタンスインピーダンスを有し、且つ前記フィードバック回路網により確立された発振周波数で動作して、前記半導体電力スイッチが非導通の間前記第１主要導電路電極における電圧波形を制御して動作サイクルの１部の間継続するようになし、かつ前記半導体電力スイッチが導通している間前記電圧波形が継続しないようになす同調回路網により構成された自励発振電力コンバータ。
２．電圧調整手段を更に具備した自励発振電力コンバータであって、前記電圧調整手段が、電力コンバータの出力電圧を検出する手段と、基準電圧源と、前記検出手段の電圧と前記基準電圧源の電圧とを比較し、且つ誤差電圧を発生する誤差増幅器と、更に前記誤差電圧を前記可変誘導性回路に印加してそのリアクタンスを制御する手段とにより構成された請求の範囲第１項に記載の自励発振電力コンバータ。
３．前記可変インダクタンス回路は、固定インダクタンスと、更に容量性特性を有し、共通ノードで互いに接続され、そこで反対極性を持つように方向づけられ、更に前記固定インダクタに対し直列に接続された第１および第２ダイオードとにより構成された請求の範囲第１項および２項に記載の自励発振電力コンバータ。
４．前記可変インダクタンス回路は、固定インダクタとコンデンサを備えた直列接続部と、容量性特性を有し、共通ノードで互いに接続され、そこで反対極性を有するように方向づけられ、更に前記固定インダクタとコンデンサの直列接続部と並列に接続された第１および第２ダイオードとにより構成されてなる請求の範囲第１項および２項に記載の自励発振電力コンバータ。
５．前記可変インダクタンス回路は、固定インダクタと、更に固定コンデンサと容量性特性を有したダイオードであって、共通ノードで互いに接続され、更に前記固定インダクタと直列に接続された固定コンデンサとダイオードとにより構成されてなる請求の範囲第１項および２項に記載の自励発振電力コンバータ。
６．前記可変インダクタンス回路は、固定インダクタとコンデンサの直列接続部と、更に、固定コンデンサと容量性特性を有したダイオードであって、共通ノードで互いに接続され、更に前記固定インダクタとコンデンサとの直列接続部と並列に接続された固定コンデンサとダイオードとにより構成されてなる請求の範囲第１項および２項に記載の自励発振電力コンバータ。
７．前記同調回路網に結合された出力整流器を更に具備し、且つ、整流ダイオードと、更に前記同調回路網の同調インピーダンスの１部をなすように同調されたＬＣ回路網とにより構成された請求の範囲第１項および２項または６項に記載の自励発振電力コンバータ。
８．前記半導体電力スイッチは前記第２主要導電路電極と制御電極の間で第２電極間キャパシタンスを有し、且つ前記フィードバック回路網により確立された発振周波数は前記可変インダクタンスと第２電極間キャパシタンスとからなる回路網の共振周波数以下である請求の範囲第１項および２項に記載の電力コンバータ。
９．前記フィードバック回路網は、前記第１主要導電路電極における周期パルス状単極性電圧波形を前記制御電極における連続全サイクルのほぼ正弦波状の電圧波形に変換するように動作する請求の範囲第１項および２項に記載の電力コンバータ。
１０．電力コンバータであって、直流電源を受ける入力手段と、付勢される負荷を受ける出力手段と、前記入力手段からの電力を受けるように結合され、制御電極と第１および第２電力搬送電極とを備え、更に該第１および第２電力搬送電極の間、並びに各電力搬送電極と前記制御電極との間で電極間キャパシタンスを有したトランジスタスイッチと、前記第１電力搬送電極を前記出力手段に結合し、且つ前記半導体スイッチの非導通状態の間にその動作の半サイクルの部分にわたって継続する前記第１電極における電圧波形を制御するように動作する同調回路網と、前記第１電力搬送電極と制御電極とを結合する電極間キャパシタンスを有したフィードバック回路網および前記制御電極を前記第２電力搬送電極に結合する可変キャパシタンスとインダクタンスを有した周波数制御電極とであって、前記電極間キャパシタンスと前記インダクタンスおよび可変キャパシタンスが前記第１電力搬送電極におけるパルス電圧波形の基本成分に対して１２０°〜１８０°の進角位相を持つ準正弦波電圧を前記ゲート電極に発生するように同調されてなるフィードバック回路網および周波数制御回路網とにより構成され、更に、前記フィードバック回路網は、前記電極間キャパシタンスが排他的フィードバック路として動作する時の周波数で前記ゲートに前記準正弦波電圧を発生するように動作してなる電力コンバータ。
１１．前記フィードバック回路網により確立されたコンバータの動作周波数は、接続されたインダクタンスと可変キャパシタンス、および前記第２電力搬送電極と制御電極との間の電極キャパシタンスにより構成された前記周波数制御回路網の共振周波数以下である請求の範囲第１０項に記載の電力コンバータ。
１２．電圧調整手段を更に具備した電力コンバータであって、前記調整手段は、前記出力手段の電圧を検出する手段と、該検出手段の電圧を基準電圧と比較し、更に誤差電圧を発生する手段と、更に該誤差電圧を利用して前記可変キャパシタンスを制御する手段とにより構成されてなる請求の範囲第１０項に記載の電力コンバータ。
１３．前記可変キャパシタンスは直列に結合され、且つ共通ノードに接続されたそれ等のカソード端子を有した２つのダイオードからなる請求の範囲第１０項或いは１１項或いは１２項に記載の電力コンバータ。
１４．前記同調回路網と出力手段の間に結合された出力整流器を更に具備した電力コンバータであって、前記出力整法器が、整流ダイオードと，更に、前記同調回路網および出力手段と共に、前記第１電力搬送電極の電圧波形を整形するように動作する複合同調回路網を形成するように同調されたＬＣ回路網とにより構成されてなる請求の範囲第１０項或いは１１項或いは１２項に記載の電力コンバータ。
１５．電力コンバータであって、直流電源を受ける入力手段と、出力手段と、前記入力手段からの電力を受けるように結合され、且つ電極間キャパシタンスを有したＭＯＳＦＥＴ電力スイッチと、該ＭＯＳＦＥＴ電力スイッチの出力電極を前記出力手段に結合し、且つ前記電力スイッチにかかる電圧を除いて該電力スイッチを通して流れる電流を維持するように動作する周波数同調回路網と、前記出力電極を前記ＭＯＳＦＥＴ電力スイッチの制御電極に結合する電極間キャパシタンスを有した、発振フィードバック回路網と更に前記制御電極を前記ＭＯＳＦＥＴ電力スイッチの第３電極に結合する可変キャパシタンスとインダクタとを有し、且つ前記出力電極を制御電極に結合する電極間キャパシタンスが排他的なフィードバック路であるように十分高い周波数の連続正弦波駆動信号を制御電極において供給するように動作する周波数制御回路とにより構成された電力コンバータ。
１６．電圧調整手段を更に具備した電力コンバータであって、前記電圧調整手段が、前記出力手段の電圧を検出する手段と、該検出手段の検出電圧と基準電圧を比較し、誤差信号を発生する手段と、更に、前記誤差信号を前記可変キャパシタンスに結合してそのキャパシタンス値を制御する手段とにより構成されてなる請求の範囲第１５項に記載の電力コンバータ。
１７．前記可変キャパシタンスは、直列に接続され、且つ反対方向に向けられたそれ等の主要導電路を有した２つのダイオードにより構成される請求の範囲第１５項および１６項に記載の電力コンバータ。
１８．前記周波数同調回路網は当該コンバータの動作周波数で誘導的にリアクティブであり、且つ前記電力スイッチの出力電極における電圧波形を動作サイクルの１部に制限する回路成分を具備し、更に、電極間キャパシタンスとインダクタと可変コンデンサの周波数制御回路は、前記インダクタと可変コンデンサの回路接続部および前記制御電極と前記電力スイッチの第３電極との間の電極間キャパシタンスの共振周波数以下の周波数で電力スイッチの制御電極に連続準正弦波を発生せしめる値にある請求の範囲第１５項および１６項に記載の電力コンバータ。
１９．自励発振式電力コンバータであって、直流電圧源を受ける入力手段と、出力手段と、前記入力手段から出力手段へのエネルギー流を制御するように結合され、且つ第１および第２主要導電路電極と前記電力スイッチの主要導電路を法れる電流を制御する制御電極とを備えた半導体電力スイッチと、前記第１主要導電路電極を前記出力手段に結合し、且つ前記半導体電力スイッチの非導通状態の間にその動作の半サイクルの１部に対して前記第１主要導電路電極における電圧波形が連続であるように制御するために動作する同調回路網と、前記電力スイッチを駆動する同調可能狭帯域駆動回路網であって、前記第１主要導電路電極を前記制御電極に結合する容量性手段と、更に、制御信号に応じた可変インダクタンスを有し、且つ前記第２主要導電路電極を前記制御電極に結合する誘導性手段とを具備した同調可能狭帯域駆動回路網と、前記誘導性手段のインダクタンスを変化させる制御信号を供給し、これにより前記容量性手段と誘導性手段が共同して前記制御電極に準正弦波電圧を供給する制御手段であって、更に当該コンバータの動作周波数を変化させて前記出力手段における信号振幅を制御するように動作する制御手段とにより構成された自励発振式電力コンバータ。
２０．前記半導体電力スイッチは前記第１主要導電路電極と制御電極の間に実質的な電極間キャパシタンスと、前記容量性手段を構成するのに十分な電極間キャパシタンスの容量値とを有した請求の範囲第１９項に記載の自励発振式電力コンバータ。
２１．前記制御手段は、電圧調整手段を具備し、該電圧制御手段は、前記出力手段の電圧を検出する手段と、該検出手段により検出された電圧を基準電圧と比較し、誤差電圧を発生する手段と、更に、前記誤差電圧を制御信号として利用して前記誘導手段のインダクタンスを変化させる手段とにより構成されてなる請求の範囲第２０項に記載の自励式電力コンバータ。
２２．前記誘導手段は、当該コンバータの動作周波数の全体にわたる誘導リアクタンスを有し、且つ共に接続された固定インダクタンスと可変キャパシタンスとを有し、これにより前記可変キャパシタンスが制御信号に応答し、且つ前記回路網の全体にわたる誘導性リアクタンスが変化されてなる同調可能回路網を具備してなる請求の範囲第２１項に記載の自励発振式電力コンバータ。
２３．ダイオードを備え、且つ該ダイオードにかかる電圧波形が前記半導体電力スイッチにかかる電圧波形のほぼ時間反転として与えられるように同調回路要素を備えた出力整法器を更に具備した請求の範囲第２２項に記載の自励発振式電力コンバータ。