JPH0817578B2 - 高周波放電発生装置 - Google Patents
高周波放電発生装置Info
- Publication number
- JPH0817578B2 JPH0817578B2 JP60269517A JP26951785A JPH0817578B2 JP H0817578 B2 JPH0817578 B2 JP H0817578B2 JP 60269517 A JP60269517 A JP 60269517A JP 26951785 A JP26951785 A JP 26951785A JP H0817578 B2 JPH0817578 B2 JP H0817578B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- field effect
- effect transistor
- voltage
- coil
- power supply
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Ac-Ac Conversion (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、高周波放電発生装置に関するものである。
従来の高周波放電発生装置は、第３図に示す如く、真
空管を用いて構成されており、真空管の内部抵抗が高い
為、高電圧にして、高耐圧の絶縁が必要であり、又、フ
ィラメント損と合わせてフィラメントの熱によって周囲
温度が上昇し、必然的に真空管の劣下がもたらされ、耐
久性に乏しく、又、出力調整についても、グリッドバイ
アス調整によるものでセルフバイアスとなっている為可
変範囲は極めて少ないといった欠点がある。又、産業界
の変遷によって真空管の入手が困難になり、この為コス
ト高なものになっている。
空管を用いて構成されており、真空管の内部抵抗が高い
為、高電圧にして、高耐圧の絶縁が必要であり、又、フ
ィラメント損と合わせてフィラメントの熱によって周囲
温度が上昇し、必然的に真空管の劣下がもたらされ、耐
久性に乏しく、又、出力調整についても、グリッドバイ
アス調整によるものでセルフバイアスとなっている為可
変範囲は極めて少ないといった欠点がある。又、産業界
の変遷によって真空管の入手が困難になり、この為コス
ト高なものになっている。
尚、同図中、l1,l2,l3はインダクタンス、Ｒは抵抗、
VRは可変抵抗、Ｃはコンデンサである。
VRは可変抵抗、Ｃはコンデンサである。
本発明は前記の問題点に鑑みてなされたものであり、
MOS型電界効果トランジスタと、このMOS型電界効果トラ
ンジスタのゲートと接地点との間に接続された、第１の
交流電源と直流電源との直列回路と、前記MOS型電界効
果トランジスタのゲートと接地点との間に接続された帰
還用コイルと、前記MOS型電界効果トランジスタのソー
スと接地点との間に接続された可変抵抗と、前記MOS型
電界効果トランジスタのドレインに一端が接続された共
振用コイルと、この共振用コイル及び前記帰還用コイル
に電磁誘導作用で結合される出力用コイルと、前記MOS
型電界効果トランジスタのドレインに一端が接続され、
かつ、前記共振用コイルと並列に接続された共振用コン
デンサと、一端が接地点に接続された第２の交流電源
と、この第２の交流電源の他端と、前記共振用コイル及
び前記共振用コンデンサの他端との間に接続され、前記
第２の交流電源の交流電圧を半波整流するダイオードと
を有し、 前記第２の交流電源の交流電圧と同期した前記第１の
交流電源の交流電圧を前記直流電源の直流電圧に重畳さ
せ、この電圧をバイアス電圧として前記MOS型電界効果
トランジスタのゲートに印加すると共に、前記可変抵抗
の抵抗値を調整することによって前記MOS型電界効果ト
ランジスタのゲート・ソース間の電圧を調整するように
構成されていることを特徴とする高周波放電発生装置を
提供するものである。
MOS型電界効果トランジスタと、このMOS型電界効果トラ
ンジスタのゲートと接地点との間に接続された、第１の
交流電源と直流電源との直列回路と、前記MOS型電界効
果トランジスタのゲートと接地点との間に接続された帰
還用コイルと、前記MOS型電界効果トランジスタのソー
スと接地点との間に接続された可変抵抗と、前記MOS型
電界効果トランジスタのドレインに一端が接続された共
振用コイルと、この共振用コイル及び前記帰還用コイル
に電磁誘導作用で結合される出力用コイルと、前記MOS
型電界効果トランジスタのドレインに一端が接続され、
かつ、前記共振用コイルと並列に接続された共振用コン
デンサと、一端が接地点に接続された第２の交流電源
と、この第２の交流電源の他端と、前記共振用コイル及
び前記共振用コンデンサの他端との間に接続され、前記
第２の交流電源の交流電圧を半波整流するダイオードと
を有し、 前記第２の交流電源の交流電圧と同期した前記第１の
交流電源の交流電圧を前記直流電源の直流電圧に重畳さ
せ、この電圧をバイアス電圧として前記MOS型電界効果
トランジスタのゲートに印加すると共に、前記可変抵抗
の抵抗値を調整することによって前記MOS型電界効果ト
ランジスタのゲート・ソース間の電圧を調整するように
構成されていることを特徴とする高周波放電発生装置を
提供するものである。
第１図は本発明に係る高周波放電発生装置の１実施例
の回路図、第２図（ａ），（ｂ），（ｃ）は動作説明の
波形図である。
の回路図、第２図（ａ），（ｂ），（ｃ）は動作説明の
波形図である。
同図中、FETは、発振回路を構成するＮチャネルエン
ハンスメントMOS型電界効果トランジスタであり、Ｄは
ドレイン、Ｓはソース、Ｇはゲートを示す。
ハンスメントMOS型電界効果トランジスタであり、Ｄは
ドレイン、Ｓはソース、Ｇはゲートを示す。
このMOS型電界効果トランジスタFETのゲートＧには、
ゲートバイアス用抵抗R1を介して交流電源egと直流電源
Egが接続されている。すなわち、ゲートＧには、直流電
源Egによる直流電圧に交流電源egによる交流電圧（この
交流電圧は、前記の直流電圧より大巾に小さなものであ
り、しかも正弦波交流電圧であって、後述のドレイン供
給電圧Vdと同相）を重畳させてなるバイアス電圧が印加
されるようになっている。
ゲートバイアス用抵抗R1を介して交流電源egと直流電源
Egが接続されている。すなわち、ゲートＧには、直流電
源Egによる直流電圧に交流電源egによる交流電圧（この
交流電圧は、前記の直流電圧より大巾に小さなものであ
り、しかも正弦波交流電圧であって、後述のドレイン供
給電圧Vdと同相）を重畳させてなるバイアス電圧が印加
されるようになっている。
又、このゲートＧには、帰還用抵抗R3及び帰還用コン
デンサC1を介して帰還用コイルL2が、又、一端が接地さ
れたゲートバイアス用抵抗R2が接続されている。
デンサC1を介して帰還用コイルL2が、又、一端が接地さ
れたゲートバイアス用抵抗R2が接続されている。
尚、帰還用コンデンサC1のインピーダンスは発振周波
数に対して非常に小さな値に設定されており、ゲートバ
イアス用電圧を遮断し、帰還用コイルL2からの高周波電
圧のみをゲートＧに帰還させることが出来るようになっ
ており、又、帰還用抵抗R3は、ゲートバイアス用抵抗R2
とによって帰還用コイルL2からの帰還電圧を設定し、発
振の条件を満足させる為のものであって、オーバードラ
イブとならないよう設定されており、又、ゲートバイア
ス用抵抗R1は、MOS型電界効果トランジスタFETの入力イ
ンピーダンスより充分大きな値に設定されていて、帰還
用コイルL2からの帰還損失を改善するようになってい
る。
数に対して非常に小さな値に設定されており、ゲートバ
イアス用電圧を遮断し、帰還用コイルL2からの高周波電
圧のみをゲートＧに帰還させることが出来るようになっ
ており、又、帰還用抵抗R3は、ゲートバイアス用抵抗R2
とによって帰還用コイルL2からの帰還電圧を設定し、発
振の条件を満足させる為のものであって、オーバードラ
イブとならないよう設定されており、又、ゲートバイア
ス用抵抗R1は、MOS型電界効果トランジスタFETの入力イ
ンピーダンスより充分大きな値に設定されていて、帰還
用コイルL2からの帰還損失を改善するようになってい
る。
R5はインピーダンス整合用抵抗であり、電界効果トラ
ンジスタFETがMOS型のものであってソース・ゲート間容
量が非常に大きく、高周波領域ではインピーダンスが低
くなるので、帰還用コイルL2のインピーダンスを低くし
てMOS型電界効果トランジスタFETのゲート損失を改善す
るものである。
ンジスタFETがMOS型のものであってソース・ゲート間容
量が非常に大きく、高周波領域ではインピーダンスが低
くなるので、帰還用コイルL2のインピーダンスを低くし
てMOS型電界効果トランジスタFETのゲート損失を改善す
るものである。
又、MOS型電界効果トランジスタFETのゲートＧとソー
スＳとの間には、ソース・ゲート間の過電圧を防止し、
ドレイン過電流によるMOS型電界効果トランジスタFETの
破壊を防止する為にツェナーダイオードD2が設けられて
おり、又、ドレインＤとアース間に双方向バリスタTNR
が設けられていて、誘導性負荷をもったスイッチング動
作に起因する負荷の変動によるソース・ドレイン間のス
パイク電圧を吸収せしめ、ソース・ドレイン間の過電圧
によるMOS型電界効果トランジスタFETの破壊を防止する
ようになっている。
スＳとの間には、ソース・ゲート間の過電圧を防止し、
ドレイン過電流によるMOS型電界効果トランジスタFETの
破壊を防止する為にツェナーダイオードD2が設けられて
おり、又、ドレインＤとアース間に双方向バリスタTNR
が設けられていて、誘導性負荷をもったスイッチング動
作に起因する負荷の変動によるソース・ドレイン間のス
パイク電圧を吸収せしめ、ソース・ドレイン間の過電圧
によるMOS型電界効果トランジスタFETの破壊を防止する
ようになっている。
又、MOS型電界効果トランジスタFETのソースＳには、
一端がそれぞれ接地された高周波バイアス用コンデンサ
C2と出力調整用のソース可変抵抗R4が接続されている。
尚、この高周波バイアス用コンデンサC2は、ソース可変
抵抗R4による動作点の変動をなくす為に設けられたもの
である。
一端がそれぞれ接地された高周波バイアス用コンデンサ
C2と出力調整用のソース可変抵抗R4が接続されている。
尚、この高周波バイアス用コンデンサC2は、ソース可変
抵抗R4による動作点の変動をなくす為に設けられたもの
である。
又、MOS型電界効果トランジスタFETのドレインＤに
は、共振用コイルL1と共振用コンデンサC3とからなる共
振回路を介して交流電源Vdが接続されている。尚、この
共振回路と交流電源Vdとの間には整流用ダイオードD1が
設けられており、交流電源Vdによる正弦波交流電圧を半
波整流して第２図（ａ）に示す波形のものにするように
なっている。
は、共振用コイルL1と共振用コンデンサC3とからなる共
振回路を介して交流電源Vdが接続されている。尚、この
共振回路と交流電源Vdとの間には整流用ダイオードD1が
設けられており、交流電源Vdによる正弦波交流電圧を半
波整流して第２図（ａ）に示す波形のものにするように
なっている。
又、C4は高周波バイアス用コンデンサ、Ｐは共振用コ
イルL1のタップであって、このタップＰは、MOS型電界
効果トランジスタFETの出力インピーダンスが共振回路
による共振インピーダンスよりも低い為に設けられたイ
ンピーダンス整合用のものである。
イルL1のタップであって、このタップＰは、MOS型電界
効果トランジスタFETの出力インピーダンスが共振回路
による共振インピーダンスよりも低い為に設けられたイ
ンピーダンス整合用のものである。
L3は出力用コイルであり、これらのコイルL1,L2,L3は
互いに電磁誘導作用により結合されており、すなわちコ
イルL1,L2により自励発振せしめたエネルギーを電磁誘
導作用によりコイルL3に誘起し、放電領域まで昇圧さ
せ、出力端子OUTより目的の高周波放電を得るものであ
る。
互いに電磁誘導作用により結合されており、すなわちコ
イルL1,L2により自励発振せしめたエネルギーを電磁誘
導作用によりコイルL3に誘起し、放電領域まで昇圧さ
せ、出力端子OUTより目的の高周波放電を得るものであ
る。
即ち、半波整流の脈動波は、前記MOS型電界効果トラ
ンジスタFETのゲートＧのバイアス用交流電圧と同期さ
せて、並列共振回路の共振コイルL1と共振コンデンサC3
を介して、前記MOS型電界効果トランジスタFETのドレイ
ンＤに印加される。従って、半波整流の脈動波は、自励
型並列共振回路によって生じる発振周波数に変調をかけ
る手段とするものであり、第２図（ａ）の変調波を印加
することによって、発振周波数の尖頭電力を増大させ、
出力コイルL3の出力端子OUTに高周波の変調された放電
エネルギーを送出するものである。また、半波整流の脈
動波と同期した交流電圧を前記前記MOS型電界効果トラ
ンジスタFETのゲートＧのバイアス電圧として直流電圧
に畳重することによってMOS型電界効果トランジスタFET
は能動的な特性で動作し、より安定な高周波放電を得る
ことができる。
ンジスタFETのゲートＧのバイアス用交流電圧と同期さ
せて、並列共振回路の共振コイルL1と共振コンデンサC3
を介して、前記MOS型電界効果トランジスタFETのドレイ
ンＤに印加される。従って、半波整流の脈動波は、自励
型並列共振回路によって生じる発振周波数に変調をかけ
る手段とするものであり、第２図（ａ）の変調波を印加
することによって、発振周波数の尖頭電力を増大させ、
出力コイルL3の出力端子OUTに高周波の変調された放電
エネルギーを送出するものである。また、半波整流の脈
動波と同期した交流電圧を前記前記MOS型電界効果トラ
ンジスタFETのゲートＧのバイアス電圧として直流電圧
に畳重することによってMOS型電界効果トランジスタFET
は能動的な特性で動作し、より安定な高周波放電を得る
ことができる。
上記のように高周波放電発生回路が構成されている
と、直流電源Egの電圧をゲートバイアス用抵抗R1を介し
てMOS型電界効果トランジスタFETのゲートＧに、しきい
値のわずか高い値にして印加すると、交流電源によって
整流用ダイオードD1及び共振回路を介してドレインＤに
電流がわずかに流れ、共振用コイルL1及び共振用コンデ
ンサC3の共振回路に共振が起き、この時のエネルギーが
電磁誘導作用によって帰還用コイルL2に誘起され、この
帰還用コイルL2の両端の電圧が帰還用コンデンサC1及び
帰還用抵抗R3を介してゲートＧに正帰還され印加され
る。そして、この印加電圧によってドレイン電流が増
し、この時のエネルギーが帰還用コイルL2、帰還用コン
デンサC1、及び帰還用抵抗R3を介してゲートＧに正帰還
され印加され、このことが繰り返されてドレイン電流は
次第に増加し、ある一定の値となって発振が持続し、第
２図（ｃ）に示されるような出力波形の高周波放電エネ
ルギーが出力コイルL3の出力端子OUTより得られるよう
になる。
と、直流電源Egの電圧をゲートバイアス用抵抗R1を介し
てMOS型電界効果トランジスタFETのゲートＧに、しきい
値のわずか高い値にして印加すると、交流電源によって
整流用ダイオードD1及び共振回路を介してドレインＤに
電流がわずかに流れ、共振用コイルL1及び共振用コンデ
ンサC3の共振回路に共振が起き、この時のエネルギーが
電磁誘導作用によって帰還用コイルL2に誘起され、この
帰還用コイルL2の両端の電圧が帰還用コンデンサC1及び
帰還用抵抗R3を介してゲートＧに正帰還され印加され
る。そして、この印加電圧によってドレイン電流が増
し、この時のエネルギーが帰還用コイルL2、帰還用コン
デンサC1、及び帰還用抵抗R3を介してゲートＧに正帰還
され印加され、このことが繰り返されてドレイン電流は
次第に増加し、ある一定の値となって発振が持続し、第
２図（ｃ）に示されるような出力波形の高周波放電エネ
ルギーが出力コイルL3の出力端子OUTより得られるよう
になる。
尚、この時の発振周波数は、共振用コンデンサC3、共
振用コイルL1、出力用コイルL3と共振用コイルL1及び出
力用コイルL3の結合度のそれぞれの定数によってほぼ決
まるものである。
振用コイルL1、出力用コイルL3と共振用コイルL1及び出
力用コイルL3の結合度のそれぞれの定数によってほぼ決
まるものである。
ところで、ゲートバイアス電圧を直流電源Egの直流電
圧のみにしても発振を持続させることは出来るのである
が、この場合には電圧の変動等によって発振が不安定と
なりやすい。そこで、この直流電圧を高くして発振を安
定させようとすると、MOS型電界効果トランジスタFETの
ドレイン損失が大きくなり、効率が悪くなって好ましく
ない。
圧のみにしても発振を持続させることは出来るのである
が、この場合には電圧の変動等によって発振が不安定と
なりやすい。そこで、この直流電圧を高くして発振を安
定させようとすると、MOS型電界効果トランジスタFETの
ドレイン損失が大きくなり、効率が悪くなって好ましく
ない。
そこで、本発明においては、第２図（ｂ）に示す如
く、交流電圧を重畳させたバイアス電圧をゲートＧに印
加するようにして、これらの欠点を解決するようにした
ものである。
く、交流電圧を重畳させたバイアス電圧をゲートＧに印
加するようにして、これらの欠点を解決するようにした
ものである。
又、ソース可変抵抗R4を可変することによって、ソー
ス・ゲート間電圧を調整し、幅広い出力の調整を簡単に
行なえる。
ス・ゲート間電圧を調整し、幅広い出力の調整を簡単に
行なえる。
又、さらに出力を大きくしようとする場合には、MOS
型電界効果トランジスタを並列接続すれば良いものであ
る。
型電界効果トランジスタを並列接続すれば良いものであ
る。
本発明に係る高周波放電発生装置は、MOS型電界効果
トランジスタと、このMOS型電界効果トランジスタのゲ
ートと接地点との間に接続された、第１の交流電源と直
流電源との直列回路と、前記MOS型電界効果トランジス
タのゲートと接地点との間に接続された帰還用コイル
と、前記MOS型電界効果トランジスタのソースと接地点
との間に接続された可変抵抗と、前記MOS型電界効果ト
ランジスタのドレインに一端が接続された共振用コイル
と、この共振用コイル及び前記帰還用コイルに電磁誘導
作用で結合される出力用コイルと、前記MOS型電界効果
トランジスタのドレインに一端が接続され、かつ、前記
共振用コイルと並列に接続された共振用コンデンサと、
一端が接地点に接続された第２の交流電源と、この第２
の交流電源の他端と、前記共振用コイル及び前記共振用
コンデンサの他端との間に接続され、前記第２の交流電
源の交流電圧を半波整流するダイオードとを有し、 前記第２の交流電源の交流電圧と同期した前記第１の
交流電源の交流電圧を前記直流電源の直流電圧に重畳さ
せ、この電圧をバイアス電圧として前記MOS型電界効果
トランジスタのゲートに印加すると共に、前記可変抵抗
の抵抗値を調整することによって前記MOS型電界効果ト
ランジスタのゲート・ソース間の電圧を調整するように
構成されているので、これまでの真空管による高周波放
電発生装置よりも耐久性が良く、かつ低コストで提供で
き、又、発振は安定したものであり、さらには効率も良
いものであり、能率の良い高周波放電エネルギーを得る
ことが出来、又、出力の調整も簡単であり、又、バイポ
ーラトランジスタを用いるのではなくMOS型電界効果ト
ランジスタを用いるものであるから温度による影響の少
ないものである等の特長を有する。
トランジスタと、このMOS型電界効果トランジスタのゲ
ートと接地点との間に接続された、第１の交流電源と直
流電源との直列回路と、前記MOS型電界効果トランジス
タのゲートと接地点との間に接続された帰還用コイル
と、前記MOS型電界効果トランジスタのソースと接地点
との間に接続された可変抵抗と、前記MOS型電界効果ト
ランジスタのドレインに一端が接続された共振用コイル
と、この共振用コイル及び前記帰還用コイルに電磁誘導
作用で結合される出力用コイルと、前記MOS型電界効果
トランジスタのドレインに一端が接続され、かつ、前記
共振用コイルと並列に接続された共振用コンデンサと、
一端が接地点に接続された第２の交流電源と、この第２
の交流電源の他端と、前記共振用コイル及び前記共振用
コンデンサの他端との間に接続され、前記第２の交流電
源の交流電圧を半波整流するダイオードとを有し、 前記第２の交流電源の交流電圧と同期した前記第１の
交流電源の交流電圧を前記直流電源の直流電圧に重畳さ
せ、この電圧をバイアス電圧として前記MOS型電界効果
トランジスタのゲートに印加すると共に、前記可変抵抗
の抵抗値を調整することによって前記MOS型電界効果ト
ランジスタのゲート・ソース間の電圧を調整するように
構成されているので、これまでの真空管による高周波放
電発生装置よりも耐久性が良く、かつ低コストで提供で
き、又、発振は安定したものであり、さらには効率も良
いものであり、能率の良い高周波放電エネルギーを得る
ことが出来、又、出力の調整も簡単であり、又、バイポ
ーラトランジスタを用いるのではなくMOS型電界効果ト
ランジスタを用いるものであるから温度による影響の少
ないものである等の特長を有する。
第１図は本発明に係る高周波放電発生装置の１実施例を
示す回路図、第２図（ａ），（ｂ），（ｃ）は動作説明
の波形図、第３図は従来の高周波放電発生装置の回路図
である。 FET……MOS型電界効果トランジスタ、Eg……直流電源、
eg……交流電源、R4……可変抵抗、L1,L2,L3……コイ
ル。
示す回路図、第２図（ａ），（ｂ），（ｃ）は動作説明
の波形図、第３図は従来の高周波放電発生装置の回路図
である。 FET……MOS型電界効果トランジスタ、Eg……直流電源、
eg……交流電源、R4……可変抵抗、L1,L2,L3……コイ
ル。
Claims (1)
- 【請求項１】MOS型電界効果トランジスタと、 このMOS型電界効果トランジスタのゲートと接地点との
間に接続された、第１の交流電源と直流電源との直列回
路と、 前記MOS型電界効果トランジスタのゲートと接地点との
間に接続された帰還用コイルと、 前記MOS型電界効果トランジスタのソースと接地点との
間に接続された可変抵抗と、 前記MOS型電界効果トランジスタのドレインに一端が接
続された共振用コイルと、 この共振用コイル及び前記帰還用コイルに電磁誘導作用
で結合される出力用コイルと、 前記MOS型電界効果トランジスタのドレインに一端が接
続され、かつ、前記共振用コイルと並列に接続された共
振用コンデンサと、 一端が接地点に接続された第２の交流電源と、 この第２の交流電源の他端と、前記共振用コイル及び前
記共振用コンデンサの他端との間に接続され、前記第２
の交流電源の交流電圧を半波整流するダイオードとを有
し、 前記第２の交流電源の交流電圧と同期した前記第１の交
流電源の交流電圧を前記直流電源の直流電圧に重畳さ
せ、この電圧をバイアス電圧として前記MOS型電界効果
トランジスタのゲートに印加すると共に、前記可変抵抗
の抵抗値を調整することによって前記MOS型電界効果ト
ランジスタのゲート・ソース間の電圧を調整するように
構成されていることを特徴とする高周波放電発生装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60269517A JPH0817578B2 (ja) | 1985-12-02 | 1985-12-02 | 高周波放電発生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60269517A JPH0817578B2 (ja) | 1985-12-02 | 1985-12-02 | 高周波放電発生装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62131770A JPS62131770A (ja) | 1987-06-15 |
| JPH0817578B2 true JPH0817578B2 (ja) | 1996-02-21 |
Family
ID=17473503
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60269517A Expired - Lifetime JPH0817578B2 (ja) | 1985-12-02 | 1985-12-02 | 高周波放電発生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0817578B2 (ja) |
-
1985
- 1985-12-02 JP JP60269517A patent/JPH0817578B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62131770A (ja) | 1987-06-15 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4605999A (en) | Self-oscillating high frequency power converter | |
| EP0729219B1 (en) | Converter comprising a piezoelectric transformer and a switching stage of a resonant frequency different from that of the transformer | |
| JPS607909B2 (ja) | スイツチモ−ド電源回路 | |
| JP2000509239A (ja) | 低コスト、高電圧のフライバック電源装置 | |
| JPS6343567A (ja) | 共振整流器回路 | |
| US6707650B2 (en) | Self-synchronized synchronous rectifier | |
| JPH0628510B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ | |
| JP3657715B2 (ja) | 同調スイッチ・モード電源装置 | |
| US5687065A (en) | Pre-regulator with light switch to limit voltage ringing on turn-off | |
| JP4683364B2 (ja) | 複合共振型スイッチング電源装置 | |
| JPH0817578B2 (ja) | 高周波放電発生装置 | |
| JPS63503431A (ja) | 自励発振高周波電力コンバ−タ | |
| JP3500799B2 (ja) | 電源回路 | |
| JPH08294275A (ja) | スイッチング電源 | |
| JPH0832163B2 (ja) | 共振スイッチ回路 | |
| JP3137236B2 (ja) | 電源回路 | |
| KR100509478B1 (ko) | 전원 회로 | |
| JPS58224559A (ja) | スイツチング回路 | |
| KR920004995B1 (ko) | 고주파 영전압스위칭방식의 전류제어형 인버터회로를 갖춘 전자식안정기 | |
| JPS626424B2 (ja) | ||
| JPS6220417A (ja) | Ｍｏｓｆｅｔのドライブ回路 | |
| JPH0832170B2 (ja) | 電圧共振型スイッチング電源装置 | |
| JPS6238951B2 (ja) | ||
| US20090016091A1 (en) | Circuit and system for ultrasonic power regulation | |
| JPH09140143A (ja) | スイッチング電源回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |