DE69221716T2

DE69221716T2 - Verfahren und Vorrichtung zur Hochleistungsrundfunkfrequenzverstärkungim Schaltbetrieb

Info

Publication number: DE69221716T2
Application number: DE69221716T
Authority: DE
Inventors: Michael Mueller; Robert Porter
Original assignee: Advanced Energy Industries Inc
Current assignee: Advanced Energy Industries Inc
Priority date: 1991-02-04
Filing date: 1992-01-30
Publication date: 1997-12-18
Anticipated expiration: 2012-01-31
Also published as: DE69221716D1; DE570491T1; JP3130039B2; EP0570491A1; WO1992014300A1; JPH06505844A; EP0570491B1

Description

I. TECHNISCHES GEBIET

Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf das Gebiet der Hochfrequenz-Leistungsverstärker (HF-Leistungsverstärker) und ist auf diejenigen Aspekte innerhalb des Gebiets konzentriert, bei denen die HF- Leistungsverstärker dazu verwendet werden, Hochleistungsausgänge zu erzeugen. Insbesondere betrifft die Erfindung das enge Gebiet der Hochleistungs-HF-Verstärker, die Schaltvorrichtungen enthalten und ähnlich wie jene konfiguriert sind, die in einer Klasse-E-Betriebsart arbeiten.

II. HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Der Hochfrequenzschaltungsentwurf ist im Gegensatz zum Schaltungsentwurf bei niedrigeren Frequenzen ein Gebiet, das ein Zusammenspiel zwischen Theorie und Praxis umfaßt. Obwohl es durch die gleichen grundlegenden theoretischen Beziehungen gekennzeichnet ist, die nahezu jedem Schaltungsentwurfsingenieur bekannt sind, werden über den enthaltenen Frequenzbereich hinweg praktische Wirkungen ebenfalls wichtig. Dies hat zur Folge, daß Schaltungsentwurfsingenieure in diesem Gebiet oftmals zugleich die Theorie der Operation jeder Vorrichtung, die Funktion jeder Vorrichtung, wenn sie tatsächlich arbeitet, und die Fähigkeit, experimentelle Versuche auszuführen und die erzielten Ergebnisse in Einklang zu bringen, verstehen und anwenden müssen. Bei der tatsächlichen Bildung der Schaltungen und der Vorrichtungen für die Erzielung äußerster Leistungsniveaus ist dieser letztere Aspekt - die Fähigkeit, experimentelle Versuche auszuführen und die erzielten Ergebnisse in Einklang zu bringen - sehr bedeutsam, da Vorgaben, die vom theoretischen Standpunkt aus scheinbar direkt erreichbar sind, zunehmend schwerer zu verwirklichen sind. Hierbei besteht eine der vorhandenen Herausforderungen darin, die theoretischen Vorurteile zu verstehen und anzuwenden und dennoch aufgeschlossen genug zu bleiben, die von ihnen beschriebenen Grenzen zu überschreiten.
Das betreffende Gebiet ist auch insofern einzigartig, als scheinbar unbedeutende Anderungen bei vorhandenen Schaltungsanordnungen die Operation der Vorrichtung vollkommen verändern können. Als Folge dieses grundlegenden Aspekts haben die Fachleute eine Kurzschrifttechnik entwickelt, durch die mehrere verschiedene Kombinationen von Betriebsparametern und resultierenden Zuständen gekennzeichnet und angewendet werden können. Diese Kurzschrifttechnik ist diejenige der Beschreibung von Verstärkern anhand von Betriebsklassen. Für den HF-Schaltungsentwurfsingenieur können in vielen Fällen die Verstärkerschaltungen, die nahezu identisch beschaffen sind und dennoch sehr unterschiedlich arbeiten, durch die einfache Kennzeichnung der "Betriebsklasse" des Verstärkers unterschieden werden. In der Anwendung sind diese "klassen" (die als Klasse A, Klasse B, usw. bezeichnet werden) ein wichtiges Werkzeug für den HF-Verstärkerentwurfsingenieur geworden. Beispielsweise können die Fachleute lediglich durch die Angabe, daß ein Verstärker in der Klasse-E- Betriebsart arbeitet, einen solchen Verstärker oftmals anwenden, ohne daß sie die Wirkungen dieses Verstärkers vor seiner tatsächlichen Anwendung vollständig theoretisch berechnen. Diese Entwurfstechnik besitzt offensichtlich Vorteile. Sie erzeugt jedoch Beschränkungen. Bei Anwendung auf die vorliegende Erfindung besteht eine dieser Beschränkungen darin, daß sie die Akzeptanz einiger Vorurteile und angenommener Einschränkungen fördert, von denen sich nun gezeigt hat, daß sie unnötig und sogar falsch sind.
Bei der Erzeugung von HF-Leistungsverstärkern sind einige der Ziele, nach denen die Fachleute lange gesucht haben, jene einer höheren Leistung (Leistungen oberhalb von wenigen 100 Watt für eine Einzelstufenvorrichtung), ein höherer Wirkungsgrad und eine größere Einfachheit, um die Kosten, die Komponenten und den Raum, die für den Verstärker erforderlich sind, zu reduzieren. Jede dieser Herausforderungen ist von den Fachleuten in unterschiedlichem Ausmaß angestrebt worden. In bezug auf einige von ihnen ist durch das US-Patent 3919656 im Jahr 1975 ein großer Fortschritt - eine neue Betriebsklasse - erfunden worden. Diese Erfindung, die nun als "Klasse-E"- Verstärker bezeichnet wird, verkörperte eine Erfindung in diesem Gebiet. Obwohl dieser Verstärker nahezu identisch wie im Stand der Technik konfiguriert war, war seine Operation aufgrund einer neuen Wahl von Parametern unterschiedlich, um erheblich bessere Resultate zu erzielen. Dies gilt auch für die vorliegende Erfindung. Eine Nebenfolge der neuen Betriebsklasse besteht jedoch darin, daß die Lehren des Klasse-E-Verstärkers eine neue Menge von Vorurteilen und angenommenen Einschränkungen zur Folge hatten. Obwohl viele dieser Vorurteile und Einschränkungen zum Zeitpunkt der Erfindung der ursprünglichen Klasse E Sinn machten, sind sie selbst dann noch vorhanden gewesen, nachdem ihr ursprünglicher Grund beseitigt worden war. Diese enthielten einen nahezu dogmatisch betriebenen Wunsch nach dem Wirkungsgrad, ein theoretisches Entwurfsmodell, das bedeutsame interne Komponentencharakteristiken vernachlässigte, und eine angenommene Einschränkung bezüglich des maximal möglichen Leistungsgrades. Indem die vorliegende Erfindung alle diese Facetten beseitigt, erzielt sie vielleicht dramatische Vorteile bei den Leistungseigenschaften. Bezüglich des Aspekts der maximalen Leistung schafft die vorliegende Erfindung eine dramatische Verbesserung. Wo die Vorrichtungen des Standes der Technik die Fähigkeit beanspruchen konnten, Leistungen in einem Bereich von 200 Watt und in einzelnen Beispielen im Bereich von 1000 Watt konsistent zu erzeugen - noch immer ohne Festlegung oberer Grenzen - kann die vorliegende Erfindung leicht ein Vielfaches dieses Betrags erzeugen. Wo die Vorrichtungen des Standes der Technik die Verwendung teuerer HF-Schaltvorrichtungen erforderten, um ihre Leistungspegel zu erzielen, erfordert die vorliegende Erfindung nur billige Schalter, um ähnliche Leistungsniveaus zu erzielen. Wo die Vorrichtungen des Standes der Technik starr auf der Erzielung einer Effizienz durch den Zwang des Anstrebens einer Null- Spannung zum Zeitpunkt des Schließens des Schalters beharrten, weicht die vorliegende Erfindung stark ab und lehrt eine maßgebende Spannung zu einem solchen Zeitpunkt. Vielleicht noch wichtiger jedoch ist, daß die vorliegende Erfindung ein genaueres Verfahren zum Entwerfen von Hochleistungs-HF-Verstärkerschaltungen offenbart, wobei viele verschiedene Verbesserungen hinsichtlich der Leistungseigenschaften erzielt werden können und wobei jede dieser Verbesserungen für unterschiedliche Anwendungen optimiert werden kann.
Selbstverständlich haben andere Entwicklungen versucht, den ursprünglichen Klasse-E-Verstärker zu verbessern. Im etwas anderen Gebiet, daß die interne Kapazität des Schalters für einige Schaltungen wichtig ist. Im Gegensatz zur vorliegenden Erfindung wandte es jedoch diesen Aspekt in einer Weise an, die das Vorurteil verstärkte, daß der Wirkungsgrad am wichtigsten ist und nur durch den Zwang einer Null-Spannung zum Zeitpunkt des Schließens des Schalters aufrechterhalten werden kann. Daß die Fachleute in diesem Gebiet dieses Vorurteil pflegten, ist klar. In dem RF Design-Artikel von 1987 von einem der anerkannten Erfinder der ursprünglichen Klasse E mit dem Titel "Power Transistor Output Port Model" wurden die Fachleute belehrt, nicht von der Null-Spannungsbedingung abzuweichen. In dem US-Patent Nr. 4743858, 1988, wurde durch den Vorschlag, für eine bessere Nutzung des Klasse- E-Verstärkers eine Diode zu verwenden, erneut der Wunsch wiederholt, eine Spannung zum Zeitpunkt des Schließens des Schalters zu vermeiden.
Die scheinbar einfache Erkenntnis, daß interne Aspekte des Schalters wichtig waren, führte nicht allein zur vorliegenden Erfindung. Nach dem Vorbild der 1984-Patente zeigte der Artikel in Motorola RF Device Data, 1985, mit dem Titel "Applying Power MOSFETs in Class D/E RF Power Amplifier Design" von Helge Granburg nicht nur die Leistungspegelgrenzen auf, von denen angenommen wurde, daß sie praktisch erreichbar sind (Leistungspegelgrenzen, die um ein Vielfaches niedriger waren als jene, die von der vorliegenden Erfindung als möglich erachtet werden), sondern er führte die Fachleute auch dazu, wichtige Wirkungen der Leitungsinduktivität zu vernachlässigen, die auf den Entwurf der vorliegenden Erfindung erhebliche Auswirkungen haben sollten. Weiterhin wurden in dem US- Patent Nr. 4891746, 1990, in einem Gebiet ähnlich jenem des US-Patente Nr. 4449174, 1984, durch das fortgesetzte Beharren auf dem Wirkungsgrad selbst jene Fachleute vom wichtigen Aspekt einer Spannungsstufe weggeführt. Obwohl durchaus in einem anderen Gebiet beheimatet, könnte dieser Stand der Technik die Fachleute des vorliegenden Gebiets vom Aspekt der Beibehaltung einer positiven Spannung über dem Schalter, der ebenfalls gegenüber den höheren Leistungspegeln vorherrschend wird, weggeführt haben. Andere Beispiele von Klasse-E-Verstärkern sind in dem Buch "Solid State Radio Engineering", Copyright 1980, Krauss u. a., "Class E Amplification", Seiten 448-454, gezeigt.
Es ist ersichtlich, daß alle diese Anstrengungen des Standes der Technik tatsächlich von Richtungen wegführten, die von der vorliegenden Erfindung eingeschlagen werden, und der Verfestigung von Haltungen dienten, die Entwürfe des Standes der Technik wesentlich begrenzten. Dies war sogar zutreffend, obwohl ein wohlbekannter und lange empfundener Bedarf an der Erzielung einer Leistung der vorliegenden Erfindung bestand. Obwohl die Fachleute die Ziele der vorliegenden Erfindung würdigten, waren ihre Versuche zur Erzielung dieser Ziele ungeeignet, weil sie fälschlich nicht die Auswirkung ihrer Vorurteile erkannten. Selbst die unerwartet einfachen und scheinbar geringen Modifikationen, die von der vorliegenden Erfindung aufgezeigt werden, scheinen die Fachleute zu der Annahme geführt zu haben, daß die von ihr eingeschlagene Richtung nicht die manchmal dramatischen Verbesserungen, die von ihr erzielt werden, liefern würde. Dies könnte auch durch das bisherige Gefühl verstärkt worden sein, daß, da eine langsame Erhöhung der Leistungseigenschaften schwierig war, ein deutlicher Sprung der Leistungseigenschaften ebenfalls schwierig ist. Durch den Bruch mit den Traditionen, auf denen im Stand der Technik lange beharrt wurde, beweist die vorliegende Erfindung, daß dies vollkommen falsch ist.

III. OFFENBARUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung offenbart eine Technik und eine Vorrichtung zum Verstärken und Erzeugen eines Hochleistungs-Hochfrequenzsignals. Statt eine langsame Zunahme der Leistung gegenüber dem Stand der Technik zu bieten, verwendet die Erfindung Techniken und Schaltungsanordnungen, die bisher als unerwünscht für die Erzielung erheblicher Leistungssprünge und anderer Kriterien gegenüber dem Stand der Technik angesehen wurden. Sie ermöglicht außerdem verschiedene Betriebsarten, wobei die Ziele wie etwa die Leistung, die Größe, die Kosten und die Zuverlässigkeit in Abhängigkeit von der besonderen Anwendung optimiert werden können.
Allgemein umfaßt die Erfindung sowohl Verfahren als auch Ausführungsformen einer Vorrichtung. Alle lösen mehrere verschiedene Aufgaben, die in Kombination in der Weise wirken, daß die erwähnten Leistungssprünge erzielt werden. In einer Ausführungsform offenbart die Erfindung einen Schalt-HF-Verstärker, der am Ende der nichtleitenden Zeitperiode eine maßgebende Spannungsstufe erzeugt, um verschiedene Ergebnisse zu erzielen, die von der Zulassung einer höheren zu erzeugenden HF-Leistung bis zur Zulassung eines weniger teueren zu verwendenden Schalters reichen. In einer weiteren Ausführungsform werden unerwünschte interne Schaltungscharakteristiken tatsächlich in einer einzigartig erwünschten Weise verwendet, um problematische HF-Effekte bei den höheren Frequenzen und Leistungen wie etwa im HF-Bereich zu minimieren. In einer weiteren Ausführungsform werden die unerwünschten internen Schaltercharakteristiken dazu verwendet, die Empfindlichkeit des Verstärkers gegenüber der Abstimmung zu verringern. In einer nochmals weiteren Ausführungsform werden Entwürfe verwendet, die den Raum vereinfachen und reduzieren und die Leistungsdichten, die für HF-Verstärker erforderlich sind, erhöhen.
Es ist wichtig, daß die Erfindung mit mehreren in der HF- Leistungsverstärkung bewahrten Traditionen bricht. Obwohl die Erfindung von einigen der Betriebsbedingungen im Klasse-E-Betrieb ausgeht, erweitert sie diese Bedingungen in einer Weise, die als neue, eindeutige Betriebsklasse gekennzeichnet werden könnte. Bei einer einfacheren Schaltungsanordnung lehrt die Erfindung die Wahl und die Koordination von Netzwerkkomponenten, um eine Spannungsstufe in der Antwortwelle zuzulassen und um eine bisher verwendete Stromschleife zu beseitigen. Durch Erkennen und Verwenden (anstatt Vermeiden oder Kompensieren) der inhärenten Charakteristiken in wirklichen Schaltern erzielt die Erfindung ihre Ziele.
Es ist daher eine allgemeine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, Techniken und Vorrichtungen zu schaffen, mit denen bezüglich vieler verschiedener Kriterien gute Eigenschaften erzielt werden. Innerhalb dieses großen Ziels ist es eine Aufgabe der Erfindung, eine Optimierung für jede gewünschte Anwendung zu ermöglichen.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, einen HF- Leistungsverstärker zu schaffen, der Leistungspegel oberhalb der Grenzen erzielen kann, die für Vorrichtungen des Standes der Technik galten. Bei der Erzielung dieses Leistungspegelsprungs ist es eine Aufgabe, mindestens diese Zuverlässigkeitsstandards beizubehalten, die im Stand der Technik vorhanden waren. Die Erfindung ist ferner so beschaffen, daß die Erzeugung unüblicher Beschränkungen vermieden werden, die dem Entwurf eigentumlich sind, und erlaubt einen Betrieb mit Frequenzempfindlichkeiten, die mit jenen von Vorrichtungen des Standes der Technik übereinstimmen.
Es ist außerdem eine allgemeine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, Entwürfe und Techniken zu schaffen, die Vorteile bei der Herstellung und dem Verkauf bieten. Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, die Komplexität und die Anzahl der Komponenten, die in der Verstärkungsschaltungsanordnung erforderlich sind, zu reduzieren. Um dieses Ziel zu erreichen, hat die Erfindung mehrere verschiedene Ziele und Aufgaben. In der Praxis ist es eine Aufgabe, einen Entwurf zu ermöglichen, der bei der Herstellung weniger teuer ist. Dies wird sowohl durch die Verwendung einer geringeren Anzahl von Komponenten als auch durch die Verwendung weniger teuerer einzelner Komponenten erzielt. Für einige Anwendungen ist es eine Aufgabe, einen kleineren Entwurf zu schaffen. Selbstverständlich kann dies den Umfang der Anwendung solcher Verstärker vergrößern.
Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die Beschränkungen zu beseitigen, die bei einigen Betriebsparametern angetroffen werden. Bei höherer Frequenz und höherer Leistung haben die Wirkungen zirkulierender Ströme bisher Beschränkungen ergeben. Die vorliegende Erfindung beseitigt diese Beschränkungen und ermöglicht im Ergebnis Leistungssprünge. Eine Aufgabe in diesem Zusammenhang besteht darin, die zirkulierenden Ströme zu minimieren und die Ausgangsform zu verbessern.
Eine nochmals weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Anpassung vorhandener Schalterentwürfe und beschränkungen. Bei der Erzielung dieser Aufgabe vermeidet die Erfindung nicht nur den Bedarf an einer Beseitigung von Schalterbeschränkungen, sondern verwendet tatsächlich die inhärenten Charakteristiken eines praktischen Transistorschalters, um dessen Leistungsfähigkeiten zu erzielen. Eine der Arten, in der die vorliegende Erfindung konfiguriert sein kann, wirkt dahingehend, die für viele Schalter gefundenen Spannungsdurchbruchbeschränkungen anzusprechen. Dabei ist es eine Aufgabe, die Spannung, der der Schalter unterworfen wird, zu reduzieren. Die Erfindung ermöglicht Entwurfsingenieuren außerdem, die Wirkung der inhärenten Charakteristiken praktischer Schalter zu erkennen. Eine Aufgabe der Erfindung ist, Entwurfsingenieuren die Beziehung zwischen Schaltercharakteristiken und der Schaltungsleistung zu offenbaren. Sobald die Eigenart des Schalters bestimmt ist, kann der Entwurfsingenieur sämtliche anderen Komponenten der Schaltung koordinieren, um viele verschiedene Betriebsparameter zu optimieren.
Es ist außerdem eine Aufgabe der Erfindung, Wege aufzuzeigen, auf denen die Leistung maximal gemacht werden kann, ohne Komponenten der Schaltungsanordnung zu verändem. Aufgrund der Erkenntnis, daß nicht sämtliche Leistungsparameter durch momentane theoretische Betrachtungen genau vorhergesagt werden können, ist es eine Aufgabe, eine praktische Implementierung in verschiedenen Anwendungen und Ausführungen zuzulassen.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist, Techniken und Entwürfe zu schaffen, bei denen Kompromisse vom Entwurfsingenieur akzeptiert werden können, um spezifische Leistungsparameter in Abhängigkeit von der Anwendung zu optimieren. Hierbei ist es eine Aufgabe, einige Kompromisse, wovon ein Beispiel derjenige des Wirkungsgrades ist, in einer Weise zu nutzen, die eine Verschiebung der Verstärkungsfaktoren so zuläßt, daß sich nur geringe Anderungen ergeben und dennoch die gewünschten Fortschritte in den Leistungseigenschaften verwirklicht werden.
Selbstverständlich werden in anderen Bereichen der Beschreibung und der Ansprüche weitere Aufgaben der Erfindung offenbart.

VI. KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein Schaltbild einer Ausführungsform der Erfindung.
Die Fig. 2a und 2b sind Darstellungen von Spannungs- und Stromsignalformen während der Antwort- und Leitungszeitperioden.
Die Fig. 3a und 3b sind Darstellungen der Spannungs- und Stromsignalformen von Vorrichtungen des Standes der Technik während der Ansprech- bzw. Leitungszeitperioden.
Fig. 4 ist eine schematische Darstellung einer realistischen FET-Schaltvorrichtung.
Fig. 5 ist ein Schaltbild der typischen Vorrichtung des Standes der Technik, die die vorhandenen Stromschleifen zeigt.

V. BESTE ART(EN) DER AUSFÜHRUNG DER ERFINDUNG

Wie in den Zeichnungen ersichtlich ist und im Rahmen einer Aufgabe der Erfindung sind die Grundkonzepte der vorliegenden Erfindung einfach implementiert. Fig. 1 zeigt die vorliegende Erfindung, wie sie derzeit konfiguriert ist. Beim Verständnis des Ausmaßes, in dem diese neue Schaltung und die möglicherweise neue Betriebsklasse verändert werden kann, sollte eingesehen werden, warum die Leistungsgrenzen momentan noch nicht aufgestellt worden sind. Daher wird vorweggenommen, daß Verfeinerungen des momentanen Verständnisses fortgesetzt hinzugefügt werden und zusätzliche Leistungen erzielt werden. Kraft der Tatsache, daß die vorliegende Erfindung in eine vollkommen neue Richtung zielt, fallen selbstverständlich solche Verfeinerungen und Verbesserungen in den Umfang der vorliegenden Erfindung und ihrer Ansprüche.
Wie in Fig. 1 gezeigt, ist die Erfindung höchst einfach durch einen Einzelschleifen-HF-Leistungsverstärker gekennzeichnet, in dem ein Leistungsverstärker (10) mit einer Last (11) kombiniert ist, um eine Netzwerk- Stromschleife (33) zu erzeugen. Obwohl die Last (11) schematisch als Widerstand gezeigt ist, kann sie selbstverständlich irgendeine Vorrichtung sein, die Leistung verbraucht und ihre eigenen reaktiven Aspekte haben kann. Weiterhin kann diese Leistung selbstverständlich entweder kontinuierlich, gepulst oder sogar in amplitudenmodulierter Weise geliefert werden. Außerhalb der Netzwerk- Stromschleife (33) befinden sich (schematisch gezeigte) wohlbekannte Elemente der Spannungsversorgung (12) und eines Hochfrequenztreibers (29). Wie den Fachleuten wohlbekannt ist, enthält eine Spannungsversorgung (12) eine HF-Drossel (45)0 Die Netzwerk-Stromschleife (33) enthält die reaktive Netzwerkschaltungsanordnung (15), die in vereinfachter Form eine Induktivität (26) und einen damit in Serie geschalteten separaten Kondensator (27) enthält. Diese sind außerdem mit einem Schalter (13) in Serie geschaltet. Der Schalter (13) und die Last (11) sind an eine gemeinsame Spannungsreferenz (28) angeschlossen, um die Netzwerk-Stromschleife (33) zu vervollständigen. In dieser Weise ist die gemeinsame Leitung (43) des Schalters wohldefiniert.
Obwohl der Verstärker so beschaffen sein kann, daß er einem Klasse-E-Verstärker sehr ähnlich sieht, arbeitet er in vieler Hinsicht unterschiedlich. [Ahnlich wie der ursprüngliche Klasse-E-Verstärker dies in bezug auf seine Vorgänger tut.] Wie ein Klasse-E-Verstärker besitzt die vorliegende Erfindung einen inhärent hohen Wirkungsgrad und ist verhältnismäßig einfach. Klasse-E-Verstärker sind jedoch im allgemeinen so entworfen, daß die Spannung über dem Schalter bei Schaltübergängen von "aus" (seinem nichtleitenden Zustand) zu "ein" (seinem leitenden Zustand) während des Schaltübergangs im wesentlichen Null ist. Dies steht in scharfem Kontrast zur vorliegenden Erfindung. Während im Klasse-E-Betrieb diese Bedingung erwünscht ist, um ein Einschalt- oder Stufenverluste zu minimieren, ist eine genau entgegengesetzte Bedingung -jene einer maßgebenden Spannungsstufe - von der vorliegenden Erfindung erwünscht, um Leistungsverbesserungen zu erzielen. Im Klasse-E-Betrieb bewirkt das Netzwerk, daß die Welle über dem Transistor am Ende des "Aus"-Zustands sich sowohl einer Null-Spannung als auch einer Null- Steigung annähert. Die vorliegende Erfindung fordert diese Beschränkungen nicht. Im Ergebnis können sämtliche Aspekte der Schaltung für eine hohe Ausgangsleistung optimiert werden. Das Ergebnis ist ein Einzelstufen-HF- Verstärker, der bei Leistungspegeln von vielen Kilowatt effizient arbeiten kann.
Diese neue Betriebsklasse und ihre Unterschiede gegenüber dem Stand der Technik können mit Bezug auf die Fig. 2, 3 und 4 weiter verstanden werden. In Fig. 2 ist sowohl die Spannungs- als auch die Stromwelle für den Schalter (13) während des leitenden und des nichtleitenden Zustands gezeigt. Beginnend mit der Leitungszeitperiode (30) ist ersichtlich, daß zum Einschaltzeitpunkt (22) der Strom durch das Schaltelement (14) des Schalters (13) in einer Weise zu fließen beginnt, die die Stromwelle (44) erzeugt. Die Stromwelle (44) ist somit sowohl durch die Netzwerk-Stromschleife (33) als auch durch die Spannungsversorgung (12) und den Hochfrequenztreiber (29) konditioniert. Wie wohlbekannt ist, ergibt sich die Stromwelle aus der durch die Spannungsversorgung (12) gelieferten Energie, wenn sich der Schalter in seinem leitenden Zustand befindet. Diese Energie wird in gewissem Ausmaß in einer Induktivität (26) und einem separaten Kondensator (27) gespeichert, um die Antwortspannungswelle (46) hervorzurufen. Wie später erläutert wird, enthält die Stromwelle (44) in dieser Betriebsklasse die Stromspitze (39) in allen Zyklen nach dem nicht gezeigten Anfangszyklus. Die Stromwelle (44) wird am Ende der Leitungszeit periode (30) durch den Übergang des Schalters (13) in seinen nichtleitenden Zustand zum Ausschaltzeitpunkt (23) auf Null gesteuert. Dieser Übergang wird schnell erzielt, so daß im Schalterübergang kein großer aktiver Bereich vorhanden ist. Es ist jedoch eine gewisse Steigung gezeigt, da praktische Vorrichtungen eine gewisse Übergangszeit erfordern. Bei diesem Typ eines schnellen Übergangs, der gewöhnlich als Betriebsschaltmodus oder als Schaltmodus bezeichnet wird, wird der Betrieb des Schalters (13) sehr unterschiedlich im Vergleich zu dem Fall verwendet, in dem der aktive Bereich (der Bereich, in dem der Schalter nur teilweise geöffnet wirkt) die gewünschte Wirkung hervorruft. Bei der Ausführung des Übergangs zwischen Zuständen können selbstverständlich durch Ansteuern des Schalters (13) durch die Verwendung von Spannungen, die größer als notwendig sind, billigere, langsam wirkende Schaltvorgänge verwendet werden.
Sofort nach dem Übergang des Schalters (13) in seinen nichtleitenden Zustand wirkt die in der Induktivität (26), in dem separaten Kondensator (27) und in anderer Weise in der Netzwerk-Stromschleife (33) gespeicherte Energie so, daß sie eine Antwortspannungswelle (46) über dem Schalter (13), genauer über dem Varaktor-Kondensator (38) für die Zeitperiode (31) erzeugt. Die Antwortspannungswelle (46) ist somit durch die Komponenten in der Netzwerk-Stromschleife (33) konditioniert und wie gewünscht zeitlich veränderlich, um das geeignete Ausgangsergebnis zu erhalten. Während dieser Zeit erreicht die Antwortspannungswelle (46) eine maximale Antwortspannung (47), die auf die Versorgungsspannung (25) bezogen ist. Wie früher erwähnt worden ist, ist die Antwortspannungswelle (46) so beschaffen, daß am Ende der Antwortzeitperiode (31) oder zum Zeitpunkt unmittelbar vor dem Einschaltzeitpunkt (22) eine wesentliche Spannungsstufe (24) zurückbleibt. Wenn der Schalter (13) dann zu einem Übergang in seinen leitenden Zustand veranlaßt wird, wirkt die durch die Spannungsstufe (24) verursachte Energie so, daß sie die vorher erwähnte Stromspitze (39) hervorruft.
Durch den Vergleich dieser Folge von Ereignissen mit jenen, die in Fig. 3 für einen Klasse-E-HF-Verstärker gezeigt sind, können die Unterschiede zwischen dieser Betriebsklasse und der Klasse-E-Betriebsart ohne weiteres verstanden werden. Wie in Fig. 3 gezeigt ist, sind sowohl eine Klasse-E-Stromwelle (16) als auch eine Klasse-E- Spannungswelle (17) vorhanden. Es ist wichtig, daß in dem Klasse-E-Betrieb die Wahl der Schaltungselemente und der Stromflußwinkel erzwingt, daß die Spannung zu einem Zeitpunkt unmittelbar vor dem Einschaltzeitpunkt (22) Null ist. Im Ergebnis ist in dem Klasse-E-Betrieb keine Stromspitze vorhanden. Dadurch werden die angenommenen "erheblichen" Leistungsverluste vermieden, die mit einer solchen Stromspitze einhergehen, wie dies vorher von den Fachleuten erwünscht war, da angenommen wurde, daß die Vermeidung Verbesserungen des Wirkungsgrades zuläßt. Wie in Fig. 3 ersichtlich ist, steigt die Form der Klasse-E- Spannungswelle (17) anfangs an und fällt schließlich schneller als in Fig. 2 gezeigt ab. Weiterhin ist die Höhe der Stromwelle (44), die nicht jene der Stromspitze (39) enthält, ebenfalls niedriger als jene der entsprechenden Klasse-E-Stromwelle (16) bei der gleichen maximalen Antwortspannung (47).
Bezüglich des Betriebs der vorliegenden Erfindung sind einige Anmerkungen zu machen. Zunächst ist in der Schaltvorrichtung aufgrund der Stromspitze (39) tatsächlich ein gewisser Verlust vorhanden. Der Betrag dieses Verlusts hängt von den internen Bedingungen ab, die in Wirklichkeit in praktischen Schaltern vorhanden sind, d. h. von der internen Kapazität des Schalters (13). Zweitens unterwirft die Stromspitze (39) den Schalter (13) kurz extremeren Bedingungen als ein Klasse-E-Verstärker. Dies hängt ebenfalls von den internen Bedingungen ab, die in Wirklichkeit in praktischen Schaltern vorhanden sind, und ist eine Wirkung, die praktisch angenommen werden kann. Nun wird deutlich, daß die vorliegende Erfindung nicht nur ein theoretisches Modell des Verstärkerbetriebs aufnehmen mußte, sondern daß außerdem praktische Betrachtungen hinsichtlich der Vorrichtungen, die tatsächlich vorhanden sind, aufgenommen werden mußten. In dieser Weise konnte sie ihre Verbesserungen der Leistung gegenüber dem Stand der Technik erzielen.
Wenn ein idealer Schalter verwendet wird, ist die Erzielung einer hohen Leistung von einem Einzelschalter-HF- Verstärker theoretisch direkt möglich. Um sich jedoch an die erzielten Ergebnisse bei Verwendung praktischer Schalter anzunähern, müssen die interne Kapazität (einschließlich einer spannungsveränderlichen oder Varaktor-Kapazität), die Leitungsinduktivität, die Spannungsbeschränkungen und der "Ein"-Widerstand zum Schaltermodell hinzugefügt werden. In Fällen, in denen der verwendete Schalter ein Feldeffekttransistor (FET) ist, muß auch die interne Rückspeisediode betrachtet werden. Bei dem Versuch, Leistungspegel von vielen Kilowatt von einer Schaltung zu erhalten, die einen einzelnen Schalter verwendet, müssen viele der nicht idealen Charakteristiken des Schalters bekannt sein und für die Schaltungsanordnung und den Betrieb des Schalt-Hochfrequenz-(HF)- Verstärkers berücksichtigt werden. Einige der beschränkenden Faktoren für die Erhaltung von hohen Leistungspegeln bei hohen Frequenzen sind in vielen Klasse-E-HF- Verstärkern noch nicht identifiziert worden. Es sind neue Konzepte erforderlich, um diese höheren Ausgangsleistungen zu erhalten.
Ein praktischer Transistorschalter (gemäß dem derzeitigen Entwurf), ob Bipolartransistor oder FET, besitzt zahlreiche besondere elektrische Charakteristiken, wovon einige für die vorliegende Erfindung wichtig sind. In Fig. 4, die eine schematische Darstellung einer realistischen FET-Schaltervorrichtung ist, sind drei dieser Charaktenstiken zu sehen. Zunächst enthält ein Schalter mehrere kapazitive Elemente. Das wichtigste von ihnen ist in Fig. 4 als Varaktor-Kondensator (38) gezeigt, der parallel zum Schalterelement (14) vorhanden ist. Zweitens ist parallel zum Varaktor-Kondensator (38) in einem FET- Schalter eine Rückspeisediode (41) vorhanden. Es ist für einige Aspekte der vorliegenden Erfindung und wie später beschrieben wird wichtig, daß verstanden wird, daß die Rückspeisediode (41) so beschaffen ist, daß sie fehlerhaft arbeiten kann, falls sie schnell von einer negativen zu einer positiven Spannung übergeht. Drittens und für andere Aspekte der vorliegenden Erfindung ebenfalls wichtig enthalten die gemeinsamen Anschlüsse und Ausgangsanschlüsse (Nichttreiberanschlüsse) des Schalters (13) Leitungsinduktivitäten (32)0 Diese werden von der vorliegenden Erfindung in einzigartiger Weise aufgenommen und spielen bei der Entwicklung des anfänglichen theoretischen Verständnisses der Funktion der vorliegenden Erfindung eine wichtige Rolle. Bezüglich dieses Verständnisses können selbstverständlich viele Aspekte der Erfindung veränderlich sein, wenn der Entwurf des Schalters oder anderer Komponenten entwickelt wird. Hierbei fallen selbstverständlich solche Veränderungen in den Umfang der vorliegenden Erfindung, da deren Wesen grundsätzlicher in den erzielten Entwurfsverwirklichungen und Entdeckungen als in den besonderen entwickelten Schaltungsentwürfen liegt.
Was den Varaktor-Kondensator (38) betrifft, so verändert sich dieser Typ einer internen Kapazität selbstverständlich in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung. Die interne Ausgangsvaraktor-Kapazität ändert sich umgekehrt proportional zur Quadratwurzel der Spannung über ihr für irgendeine maßgebliche Spannung. Da diese Kapazität in vielen Einzelschalter-HF-Verstärkern eine wichtige Komponente in der Schaltung ist, wird die resultierende Ausgangsspannungswelle erheblich beeinflußt.
In herkömmlichen Klasse-E-Verstärkern beträgt das theoretische Verhältnis der Spannungsspitze über dem Schalter zur Versorgungsspannung für den optimalen Klasse-E- Betrieb angenähert 3,56:1, wobei eine konstante Ausgangskapazität angenommen wird. Dies trifft nur für eine Schaltungsvorrichtung zu, deren Ausgangskapazität in bezug auf die Spannung über ihr fest ist; dies trifft nicht zu, wenn der Varaktor-Kondensator (38) tatsächlich vorhanden ist. In einem solchen Fall ist dieses Verhältnis tatsächlich höher, so daß solche Vorrichtungen (vor der vorliegenden Erfindung) niedrigere Leistungsausgänge haben mußten. Was die vorliegende Erfindung betrifft, hätte dieser Aspekt allein die Fachleute zu der Annahme führen können, daß für die Lieferung ähnlicher Leistungspegel und Lasten ein Schalter mit einer internen Varaktor-Kapazität (38) eine maximale Antwortspannung (47) erfordert, die um mehr als 25 % höher als jene für eine konstante Ausgangskapazität ist. Daher hätte für eine maximal zulässige Spitzenspannung über dem nur die Varaktor-Kapazität verwendenden Schalter die herkömmliche Theorie die Fachleute zu der Annahme geführt, daß es nicht möglich sei, die theoretische Ausgangsleistung eines Klasse-E-Verstärkers zu erzielen.
Im scharfen Kontrast zu solchen Vorhersagen schafft die Verwendung des Varaktor-Kondensators (41) als einziges kapazitives Schaltungselement, das zum Schalter parallel geschaltet ist, tatsächlich den Vorteil der Reduzierung der Steigung der Antwortspannungskurve beim Ausschalten des Schalters. Dadurch wird die Verlustleistung im Schalter während des Ausschaltübergangs reduziert, da das momentane Produkt der Spannung über ihm und des Stroms durch ihn während der Ausschaltperiode durch Reduzierung der Steigung reduziert wird.
Selbstverständlich kann die Wirkung des Varaktor- Kondensators (38) auf die Antwortspannungswelle (46) abgesenkt werden, indem über dem Ausgang des Transistors ein externer, fester Kondensator vorgesehen wird, wie in dem ursprünglichen Klasse-E-Patent gezeigt ist. Im Ergebnis ist die Spannung über dem Schalter bei gleicher Last und bei gleicher Ausgangsleistung nicht so groß wie im Fall des Varaktor-Kondensators (38) allein. In Fig. 5 ist ein Nachteil der Parallelschaltung eines externen, festen Kondensators beim Versuch, Leistungspegel von mehreren Kilowatt bei hohen Frequenzen zu erhalten, ersichtlich. Der Grund hierfür besteht in der Wirkung der Schalter- Stromschleife (34), die der parallele Kondensator erzeugt. Es ist ersichtlich, daß dann, wenn eine solche Konfiguration angestrebt wird, eine zusätzliche Schleife, eine Schalter-Stromschleife (34), erzeugt wird, die durch den Varaktor-Kondensator (38), ihre Leitungsinduktivitäten (32) und den externen Kondensator (42) definiert ist. Somit muß sich der Entwurfsingenieur in herkömmlichen Vorrichtungen, die den externen Kondensator (42) verwenden, nicht nur mit den Wirkungen einer einzelnen Netzwerk-Stromschleife (33), sondern statt dessen mit deren Äquivalent, der herkömmlichen Hauptnetzwerk-Stromschleife (48), der Schalter-Stromschleife (34) und der Last- Stromschleife (36) zufriedengeben. Obwohl in der tatsächlichen Schaltung der vorliegenden Erfindung sicherlich einige kleinere Stronschleifen vorhanden sein können, sind sie nicht von Bedeutung - d. h., daß sie die Leistung in den gewünschten Bereichen nicht nachteilig beeinflussen - in der Weise, in der dies die einzelnen Schleifen des Standes der Technik sind. Daher besitzt die vorliegende Erfindung nur eine wichtige Stromschleife, wobei ihr Entwurf dahingehend wirkt, daß jegliche unerwünschten zirkulierenden Ströme und Stromschleifen minimiert werden.
Außerdem sind die Leitungsinduktivitäten (32) in bezug auf den Transistor selbstverständlich sowohl intern als auch extern, so daß nur ein Teil von ihnen gesteuert werden kann. Als Ergebnis dieser zusätzlichen Schleife können möglicherweise schädliche zirkulierende Ströme durch den Schalter erzeugt werden. Dies trifft insbesondere bei hohen Leistungspegeln zu, wo die höchstmögliche Ausgangsleistung durch übermäßige Ströme durch den Schalter begrenzt ist. Diese Wirkung ist selbstverständlich ebenfalls von größerer Bedeutung, wenn die Frequenz ansteigt. Obwohl die Hinzufügung einer weiteren Schleife zu der Schaltung bei niedrigen Leistungspegeln nicht von Bedeutung zu sein braucht, kann sie bei höheren Leistungspegeln zu einem begrenzenden Faktor werden. Im Gegensatz dazu können ohne externen Kondensator (42) die Leitungsinduktivitäten (32) einfach in den Serieninduktivitätswert eingeschlossen werden, der für die Konditionierungsschaltungsanordnung erforderlich ist. Anstatt der Hinzufügung der zusätzlichen Komponente eines externen Kondensators (42) verwendet die vorliegende Erfindung den Varaktor-Kondensator (38) positiv, um ihre Funktion zu erzielen.
Durch die Verwendung der Hybrid-Technologie für die Herstellung des Schalters (13) könnte ein fester Kondensator selbstverständlich unmittelbar angrenzend an den Chip angeordnet werden, wodurch die Induktivität zwischen der internen Chipkapazität und der externen, festen Kapazität (die letztere ist nicht schematisch gezeigt) reduziert wird. Obwohl dadurch die Wirkung der unerwünschten Schalter-Stromschleife (34) erheblich erniedrigt wird, ergeben sich aus der Verbindung, die für die Parallelschaltung des festen Kondensators über dem Chip erforderlich ist, andere leistungsbegrenzende Probleme.
Wie früher erwähnt worden ist, werden als Schalttransistoren oftmals FETs verwendet. Eine Konsequenz ihrer Konstruktion ist, daß sie eine Rückspeisediode (41) verwenden. Dieses Element ist tatsächlich ein parasitärer Bipolartransistor, der in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist, wenn die Ausgangsspannung unter die gemeinsame Spannungsreferenz abfällt. Eine Beanspruchung und sogar ein Ausfall dieses Transistors (der im wesentlichen als Rückspeisediode (41) wirkt) kann sich ergeben, falls die Rate des Spannungsanstiegs über der Vorrichtung (dv/dt) das Vermögen des Transistors übersteigt. Im allgemeinen kann für Klasse-E-Verstärker dieser Beanspruchungstyp vernachlässigt werden, da die Ausgangsleistung oder die Grundfrequenz des Betriebs niedrig ist, weshalb die Anderung der Spannung über die Vorrichtung kaum diese Grenze erreicht. Wenn entweder die Leistung oder die Frequenz erhöht wird, kann dieser Aspekt jedoch wichtig und sogar begrenzend werden. Die dv/dt-Beanspruchung kann die vom FET-Schalter ermöglichte Ausgangsleistung begrenzen, indem die Ausgangsspannung begrenzt wird, die der Transistor zuverlässig erzeugen kann.
Die dv/dt-Belastbarkeit einer Vorrichtung wird normalerweise in zwei verschiedene Kategorien, eine statischen dv/dt-Belastbarkeit und eine Umschalt-dv/dt- Belastbarkeit, unterteilt. Die statische dv/dt- Belastbarkeit findet Anwendung, wenn die interne Diode in Gegenrichtung vorgespannt wird. Die Umschalt-dv/dt- Belastbarkeit ergibt sich aus dem Anlegen der Gegenvorspannung an die Diode, bevor diese Zeit hatte, sich vollständig aus einem vorhergehenden in Vorwärtsrichtung vorgespannten Zustand wiederherzustellen. In vorliegenden Vorrichtungen ist das statische dv/dt-Vermögen ungefähr drei bis viermal größer als das Umschalt-dv/dt-Vermögen. Für eine maximale Ausgangsspannung über einem gegebenen FET bei einer Frequenz, die hoch genug ist, um die Gefahr der Beanspruchung einer Vorrichtung aufgrund der dv/dt- Begrenzung hervorzurufen, ist es kritisch, daß die Ausgangsspannung der Vorrichtung auf oder über der gemeinsamen Spannungsreferenz bleibt, um eine Vorwärtsvorspannung der internen Diode zu vermeiden und somit den Vorteil der statischen dv/dt-Belastbarkeit zu nutzen. Falls die Ausgangsspannung unter die gemeinsame Spannungsreferenz abfällt und die interne Diode in Vorwärtsrichtung vorgespannt wird, kann die niedrigere Umschalt-dv/dt- Belastbarkeit überschritten werden, wenn die Ausgangsspannung über dem Schalter erneut schnell ansteigt.
Für das Verständnis der synergetischen Vorteile, die in Kombination die Leistungsverbesserungen der vorliegenden Erfindung ermöglichen, ist es wichtig festzustellen, daß die Verwendung des Varaktor-Kondensators (38) als Kondensatorelement, das über dem Schalter in der Schalt-HF- Verstärkerschaltungsanordnung erforderlich ist, die dv/dt-Beanspruchung um ungefähr 20 % bei der gleichen Spitzenspannung über der Vorrichtung reduziert. Dies ist auch dann von Bedeutung, wenn versucht wird, höhere Leistungspegel bei hohen Frequenzen zu erzielen.
Trotz der Lehren und Vorurteile des Standes der Technik erzielt die vorliegende Erfindung eine Verringerung der Wirkungen, die der Varaktor-Kondensator (38) auf das Spitzenspannungsverhältnis hat, indem zugelassen wird, daß der Ausgangsspannungspegel direkt vor dem Beginn des leitenden Zustands im wesentlichen höher als Null und sogar auf Pegeln bleibt, die mehr als 20 % der Speisespannung betragen. Diese Spannungsstufe, von der sich in einer Ausführungsform gezeigt hat, daß sie den optimalen Satz von Bedingungen bei 50 % der Speisespannung bietet, zielt auf mehrere Belange, die entstehen, wenn kein fester externer Kondensator 42 zum Varaktor-Kondensator (38) parallelgeschaltet wird.
Ein Vorteil, der sich aus der Einführung der Spannungsstufe (24) ergibt, besteht darin, daß die maximale Antwortspannung (47) abgesenkt werden kann, falls dies gewünscht ist. Wenn die Spannungsstufe (24) gleich ungefähr 50 % der Speisespannung beträgt, hat sich gezeigt, daß die Spitzenspannung und die Ausgangsleistung möglicherweise optimal gegenüber derjenigen des herkömmlichen Klasse-E-Verstärkers reduziert werden. Wenn im Gegensatz dazu die Speisespannung anschließend erhöht wird, so daß die Spitzenspannung der Welle mit der Stufe zum maximalen Vermögen der Spitzenspannung des herkömmlichen Klasse-E- Verstärkers zurückgeführt wird, ist die resultierende Ausgangsleistung bei angenähert gleicher Last erheblich größer. In dieser Weise wirken die Komponenten der Netzwerk-Stromschleife (33) und der Leistungsversorgung (12) als Mittel zum Maximieren oder Erhöhen des Leistungsausgangs des Verstärkers, wobei die gleiche maximale Antwortspannung (47) am Schalter (13) aufrechterhalten wird. Bei der Bewertung des optimalen Verhältnisses oder Wertes der Spannungsstufe (24) ist selbstverständlich das theoretische Verständnis noch nicht entwickelt worden, so daß eine breite Veränderung wünschenswert sein kann. Obwohl derzeit angenommen wird, daß ein Wert von ungefähr 50 % der Speisespannung einen optimalen Wert darstellt, wird auch angenommen, daß einige Vorteile einer kleineren, aber dennoch maßgebenden Spannungsstufe, d. h. einer Spannungsstufe, bei der die Verluste von den Fachleuten als bedeutsam und unerwünscht angesehen würden, erzielt werden können. Derzeit wird ferner angenommen, daß bedeutsame Verbesserungen der Leistung bei Werten oberhalb ungefähr des 20 %-Pegels vorhanden sind. Wie nahe dieser Pegel bestimmt wird, ist selbstverständlich durch den Pegel vorgegeben, bei dem die verbesserte Leistung für die besondere Anwendung möglich ist.
Die Zulassung einer maßgebenden Spannungsstufe über dem Schalter unmittelbar vor dem leitenden Zustand verhindert außerdem die Möglichkeit einer Vorwärtsvorspannung der dem FET internen Diode, wodurch das wirksame dv/dt- Beanspruchungsvermögen erhöht wird. Der optimale Klasse- E-Verstärker erzeugt eine positive Spannungswelle über dem Schalter bei geöffnetem Schalter, die vor dem Beginn des leitenden Zustands im wesentlichen sinusförmig ist und die beim Beginn eines leitenden Zustands mit einer Null-Steigung auf null Volt abfällt. Im Stand der Technik ist gelehrt worden, daß die Abstimmung dieses Wellentyps kritisch sei. Da in den meisten praktischen Schaltungsanordnungen Oberwellenströme fließen, kann die Welle vor dem leitenden Zustand eine von Null leicht verschiedene Spannung und/oder eine von Null verschiedene Wellensteigung erzeugen. Falls die Spannung über dem Schalter auch nur leicht entgegengesetzt ist und der internen Rückspeisediode einen leitenden Zustand ermöglicht und falls die Rückwärtswiederherstellungszeit der internen Diode größer als die Zeit des leitenden Zustands ist, bewirkt die ansteigende Spannung über dem Transistor nach dem Ausschalten des Transistors ein Umschalten der Diode, wobei das sich ergebende abgesenkte dv/dt-Vermögen der Vorrichtung einen Fehler im Transistor hervorrufen kann, lange bevor die Begrenzungen der maximalen Spannung wichtig werden.
Diese Wirkung kann auch in anderen Weisen hervorgerufen werden. Da die Form sowohl der Antwortspannungswelle (46) als auch der Klasse-E-Spannungswelle (17) auf die Last ziemlich empfindlich reagiert, kann eine sich leicht ändernde Lastimpedanz bewirken, daß die Welle des herkömmlichen Klasse-E-Verstärkers unter Null schwingt und erneut bewirkt, daß die interne Diode leitend wird - mit dem zugeordneten Verlust beim dv/dt-Nennwert und einem möglichen Fehler der Vorrichtung. Indem eine maßgebende Spannungsstufe (24) direkt vor dem Beginn des leitenden Zustands zugelassen wird, wird sichergestellt, daß die Antwortspannungswelle (46) positiv ist, selbst bei geringen Lastveränderungen, wodurch die Möglichkeit eines dv/dt-Fehlers des Schalters (13) verkleinert wird. Wie früher erwähnt worden ist, ist das Problem des fehlerhaften Betriebs der Vorrichtung aufgrund des Spannungsanstiegs während des Umschaltens der Diode besonders wichtig bei höheren Leistungspegeln. Wenn die Schaltung mit höheren Frequenzen betrieben wird, nimmt auch die dv/dt- Belastbarkeit über dem Schalter zu, so daß es auch in diesem Fall wichtig ist, eine Vorwärtsvorspannung der Rückspeisediode (41) zu vermeiden. Der Schalter (13) fällt selbstverständlich bei niedrigeren Leistungspegeln oder niedrigeren Frequenzen weniger wahrscheinlich aus.
Wie früher erwähnt worden ist, wird bei Beginn der leitenden Zeitperiode (30) die Spannung über dem Schalter (13) und daher über dem Varaktor-Kondensator (38) schnell entladen, wodurch gewisse Einschaltverluste erzeugt werden. Dies kann ungefähr zu 1/2 C VStufe² f berechnet werden, wobei C die Kapazität bei Vstufe, der endgültigen Spannung vor dem Einschalten, ist und f die Betriebsfrequenz ist. Dadurch wird eine Stromspitze durch den Schalter erzeugt, die viel höher als der Nennspitzenstrom durch den Schalter sein kann. Da die Schaltzeit des Schalters nicht Null ist, wird die Spitze des Stroms die Spitzenstrombelastbarkeiten einer geeignet gewählten Vorrichtung nicht übersteigen&sub1; ferner kann der Temperaturanstieg des Schalters aufgrund des hohen momentanen Stroms wegen der kurzen Zeit, die die Schaltung benötigt, um den Varaktor-Kondensator (38) zu entladen, unbedeutend gemacht werden. Im Gegensatz zur Lehre des Standes der Technik hat sich gezeigt, daß diese Stufenverluste nur zu einem geringen Abfall des Wirkungsgrades, vielleicht einige wenige Prozent, beitragen. Um jedoch diesen Verlust auszugleichen, ist entdeckt worden, daß die Hinzufügung der Spannungsstufe (24) die Wirkung der Absenkung des durchschnittlichen Stroms durch den Schalter und somit die Absenkung von Leitungsvenusten für den gleichen Stromflußwinkel hat. Die Reduzierung der Leitungsverluste gleicht theoretisch die zusätzlichen Verluste, die durch den Schalter selbst eingeführt werden, nicht vollständig aus. In der Praxis haben jedoch experimentelle Verstärkerschaltungen nur eine geringe Gesamtänderung des Wirkungsgrades gezeigt, wenn die Stufe eingeführt wird. Tatsächlich ist durch die Einführung der Spannungsstufe ein verbesserter Wirkungsgrad demonstriert worden. Dies könnte für die Fachleute überraschend sein, weil sie sich auf die Verluste im Schalterelement selbst konzentriert haben. Der niedrigere Durchschnittsstrom in der Schaltung reduziert die Verluste in den anderen Schaltungselementen um Beträge, die ausreichend groß sind, um die leicht erhöhten Schalterverluste auszugleichen, die sich aus der beobachteten Zunahme des Wirkungsgrades ergeben.
Die Lehren des Standes der Technik haben auch die Wichtigkeit der Aufrechterhaltung von Stromflußwinkeln von exakt 180 Grad betont. Wenn nämlich die Spannungsstufe (24) vorgesehen ist, kann der Stromflußwinkel unter 180 Grad eingestellt werden, um die Spannungs- und Strombeanspruchungen am Schalter (13) zu optimieren. Wenn der Stromflußwinkel abgesenkt wird, wird der Spitzenstrom durch den Schalter erhöht, während gleichzeitig die Spitzenspannung über dem Schalter (13) erniedrigt wird. Selbstverständlich können verschiedene Schalter verschiedene optimale Stromflußwinkel aufweisen. Wenn eine Koordination mit der Speisespannung der Spannungsversorgung (12), mit dem Varaktor-Kondensator (38), mit der reaktiven Netzwerkschaltung (15) und mit der Last (11) erfolgt, kann eine höhere Leistung erhalten werden, indem der Stromflußwinkel unter 180 Grad eingestellt wird. Die besonderen elektrischen Eigenschaften des Schalters (13) können den optimalen Stromflußwinkel bestimmen.
Einer der wichtigsten Aspekte des Schalters (13) bei Verwendung für die Erzeugung von Hochleistungs-HF-Energie ist die Beziehung zwischen dem Varaktor-Kondensator (38) und seinem maximalen Ausgangsspannungsnennwert. Für Hochspannungs-FETS hängt der Varaktor-Kondensator (38) (der auch als Ausgangskapazität, Drain-Source-Kapazität oder Coss bekannt ist), der bei irgendwelchen besonderen Drain- und Gatespannungen gemessen wird, hauptsächlich von der Chipgröße ab, wobei eine weniger starke Beziehung zur Durchbruchspannung vorliegt - der Spannung, oberhalb derer der Schalter entweder falsch arbeitet oder unzuverlässig wird. Selbstverständlich ist für die vorliegende Erfindung eine höhere Durchbruchspannung zusammen mit einer höheren Ausgangskapazität für einen Betrieb mit höherer Leistung wunschenswert. Um die verbesserten Leistungseigenschaften zu erzielen, kann ein maßgebender Varaktor-Kondensator (38) ausgewählt werden. Mit maßgebend ist gemeint, daß statt der Wahl eines Schalters (13) in der Weise, daß der Wert dieser Komponente minimiert wird, der Schalter tatsächlich für den höchsten Wert in bezug auf die bei der Durchbruchspannung und in anderen Aspekten möglichen Kompromisse gewählt wird. Überraschenderweise hat sich gezeigt, daß sogar Schalter mit Durchbruchspannungen öberhalb eines Pegeis, bei dem die HF Verwendung bisher als ungeeignet angesehen wurde - oberhalb eines Pegels von 400 Volt - in der vorliegenden Erfindung zufriedenstellend arbeiten. Angesichts solcher Durchbruchpegel ist in bezug auf diesen Aspekt auf die Spezifikationen des Herstellers selbstverständlich kein Verlaß. Statt dessen ist die tatsächliche Funktion des Schalters der Schlüsselaspekt, da Belastbarkeiten oftmals auf Betrachtungen jenseits der tatsächlichen Leistungseigenschaften basieren.
In der Schaltung der Erfindung wird nur die interne Varaktor-Kapazität des Schalters selbst für die Abstimmung des Ausgangsschaltung verwendet. Für eine gegebene Betriebsfrequenz, einen gegebenen Stromflußwinkel und einen spezifischen Transistortyp bestimmen der Wert des Varaktor-Kondensators (38) und die maximal zulässige Ausgangsschalterspannung oder Durchbruchspannung alle anderen Parameter der Ausgangsschaltung einschließlich des Induktivitätswerts, des Serienkondensatorwerts, des Lastwiderstands, der maximalen Speisespannung und der Ausgangsleistung. Somit ist jede von ihnen eindeutig mit der internen Kapazität des Schalters (13) und mit der Wahl des Schalters (13) koordiniert. Die interne Kapazität des Schalters (13) wirkt dahingehend, daß die Frequenz- und Leistungsparameter optimal festgelegt werden.
Es ist das Wesen der Verstärker dieses Typs, daß die Ausgangsleistung sich mit dem Quadrat der Speisespannung verändert, während die Ausgangsimpedanzen sich gewöhnlich direkt mit der Ausgangskapazität verändern. Dies macht eine einfache Skalierung zur Erzielung höherer Leistungen zu einer schwierigen Aufgabe. Um die Lehren der vorliegenden Erfindung anzuwenden, wird die Möglichkeit der Erhöhung der Leistung eines typischen Verstärkers, der mit einem maximalen Hub von 80 Volt an einem 100-Volt- Transistor arbeitet und eine Ausgangsleistung von 200 Watt mit einem Wirkungsgrad von 90 % erzeugt, durch Ersetzen des Ausgangstransistors durch einen 1000-Volt- Transistor bei ungefähr der gleichen Chipgröße betrachtet. Für einen typischen FET würde die Ausgangskapazität aufgrund der Anderung des Spannungsnennwerts ungefähr um ein Vierfaches abnehmen. Für die gleiche Betriebsklasse hätte dies typischerweise eine Skalierung um den Faktor 4 für sämtliche Impedanzen zur Folge. Bei einer Zunahme der Speisespannung würde dieser Faktor bewirken, daß die Ausgangsleistung zunächst um den Faktor 4 abgesenkt würde und nicht wie gewünscht ansteigt. Da nun die Leistungsspeisespannung um den Faktor 10 erhöht werden könnte, was einen Leistungsanstieg um den Faktor 100 zur Folge hätte, würde die endgültige Schaltung sowohl mit Änderungen des Spannungspegels als auch der Impedanz theoretisch eine Ausgangskapazität von ungefähr 5000 Watt ermöglichen. Offensichtlich sind kleinere Erhöhungsschritte für die Erhöhung der Spannung und der Leistung möglich, jede Stufe repräsentiert jedoch eine deutliche Leistungszunahme, wobei sämtliche begleitenden Probleme zu lösen sind.
Um solche hohen Leistungspegel zu erreichen, müssen jedoch mehrere Probleme gleichzeitig gelöst werden. Diese umfassen den Umgang mit einer erhöhten Verlustleistung, dv/dt-Schaltergrenzen, Layout und parasitäre Schleifen. Das Verfahren und die Schaltung der Erfindung schaffen Lösungen für die Erhaltung der bisher nicht erreichbaren Leistungspegel anhand dieser einfachen Schaltung, wann immer der geeignete Schalter verfügbar ist.
Um die Verbesserungen der Leistungseigenschaften zu erzielen, verwendet eine Ausführungsform der Erfindung verfügbare, im Gehäuse eingebaute FETs. In dieser Ausführungsform ist es wichtig, daß mehrere Vorrichtungen mit kleinem Chip verwendet und in einer symmetrischen Konfiguration in einem Layout, das so kompakt wie möglich ist, angebracht werden. Eine weitere Ausführungsform der Erfindung verwendet ein Hybrid-Modul, das mehrere kleine FET-Chips enthält, wobei die Drain-Source-Belastbarkeiten zwischen 400 Volt und 1000 Volt liegen. Selbstverständlich ermöglichen Chips mit höherer Spannung, daß die Schaltung höhere Leistungen liefert. In jedem Fall ist eine eindeutige Beziehung zwischen der Ausgangskapazität und der maximalen Ausgangsleistung, die durch Koordination der Schaltungselementwerte wie früher beschrieben erhalten werden kann, vorhanden.
In der bevorzugten experimentellen Schaltung erscheint die Topologie als nahezu identisch mit vielen Serienresonanzschaltungen wie etwa Misch-Klasse-C- oder Klasse-E- HF-Verstärker. Die unterscheidenden Elemente sind die Ansteuerung, der Stromflußwinkel, die Spannungswellen, der Schaltertyp und die Ausgangsschaltungswerte. Diese wirken in der Weise zusammen, daß sehr verschiedene Betriebsarten und sehr stark verbesserte Leistungseigenschaften erzeugt werden. Die Treiberschaltung ist so entworfen, daß für eine kapazitive Last fünf bis zehn Ampere (Effektivwert) geschaffen werden. In der experimentellen Testschaltung wurde ein "L"-Netzwerk am Ausgang verwendet, um die Lastimpedanz auf ungefähr 500 Ohm zu transformieren.

Claims

1. Verfahren zum Erzeugen von Hochleistungs-Hochfrequenzsignalen aus einem Schaltleistungsverstärker (10) zum Treiben einer Last (11), wobei das Verfahren umfaßt:

a. Anlegen einer Speisespannung (25) an einen Schalter (13), der eine interne Kapazität besitzt und fähig ist, schnell von einem leitenden Zustand in einen nichtleitenden Zustand überzugehen; während

b. der Schalter (13) veranlaßt wird, schnell in seinen leitenden Zustand überzugehen und für eine Leitungszeitperiode (30) leitend zu bleiben, während der die Speisespannung (25) bewirkt, daß durch den Schalter (13) ein Strom fließt; anschließend

c. Konditionieren des durch den Schalter (13) fließenden Stroms mittels einer reaktiven Netzwerkschaltung (15) während der Leitungszeitperiode (30); anschließend

d. Veranlassen des Schalters (13), schnell in seinen nichtleitenden Zustand überzugehen und während einer Antwortzeitperiode (31) nichtleitend zu bleiben, während der die Spannung über dem Schalter (13) auftritt; anschließend

e. Erzeugen einer Antwortspannungswelle (46) durch die Wirkung der reaktiven Netzwerkschaltung (15), wobei die reaktive Netzwerkschaltung (15) die interne Kapazität des Schalters (13) verstärkend nutzt, wobei die Antwortspannungswelle erzeugt wird, ohne daß dieser materiell durch einen Shunt-Kondensator nachteilig beeinflußt wird, und wobei die Antwortwelle (46) während der Antwortzeitperiode (31) eine zeitveränderliche Spannung besitzt; anschließend

f. erneutes Veranlassen des Schalters (13), zu einem Einschaltzeitpunkt (22) schnell in seinen leitenden Zustand überzugehen, und somit Fortsetzen der Leitungszeitperiode, wobei die Spannung über dem Schalter unmittelbar vor dem Einschaltzeitpunkt maßgebend ist.

2. Verfahren zum Erzeugen von Hochleistungs-Hochfrequenzsignalen aus einem Schaltleistungsverstärker (10) nach Anspruch 1, bei dem der Schalter (13) eine interne Kapazität besitzt und die interne Kapazität des Schalters eine interne Varactorkapazität (38) enthält.

3. Verfahren zum Erzeugen von Hochleistungs-Hochfrequenzsignalen aus einem Schaltleistungsverstärker (10) nach Anspruch 2, bei dem die interne Varactorkapazität (38) maßgeblich ist.

4. Verfahren zum Erzeugen von Hochleistungs-Hochfrequenzsignalen aus einem Schaltleistungsverstärker (10) nach Anspruch 3, bei dem der Schalter (13) eine Durchbruchspannung besitzt und die Durchbruchspannung nicht weniger als 400 Volt beträgt.

5. Verfahren zum Erzeugen von Hochleistungs-Hochfrequenzsignalen aus einem Schaltleistungsverstärker (10) nach Anspruch 1, bei dem die Spannung der Antwortwelle zum Einschaltzeitpunkt (22) ungefähr 50 % der Speisespannung (25) beträgt.

6. Verfahren zum Erzeugen von Hochleistungs-Hochfrequenzsignalen aus einem Schaltleistungsverstärker (10) nach Anspruch 1 oder 3, bei dem die Spannung der Antwortwelle zum Einschaltzeitpunkt (22) größer ist als 20 % der Speisespannung (25).

7. Verfahren zum Erzeugen von Hochleistungs-Hochfrequenzsignalen aus einem Schaltleistungsverstärker (10) nach Anspruch 1, bei dem die zeitveränderliche Spannung der Antwortwelle immer positiv ist.

8. Verfahren zum Erzeugen von Hochleistungs-Hochfrequenzsignalen aus einem Schaltleistungsverstärker (10) nach Anspruch 1, bei dem die reaktive Netzwerkschaltung (15) eindeutig mit der internen Kapazität des Schalters (13) koordiniert ist.

9. Verfahren zum Erzeugen von Hochleistungs-Hochfrequenzsignalen aus einem Schaltleistungsverstärker (10) nach Anspruch 1, bei dem der Leistungsverstärker eine gewünschte Betriebsfrequenz besitzt, wobei die reaktive Netzwerkschaltung (15) eine Induktivität (26), einen separaten Kondensator (27) sowie eine Last (11) enthält, ferner mit dem Schritt des Koordinierens der Induktivität (26), des separaten Kondensators (27), der Last (11), der Speisespannung (25) und der gewünschten Betriebsfrequenz mit der internen Kapazität des Schalters (13) während der Antwortzeitperiode (31).

10. Verfahren zum Erzeugen von Hochleistungs-Hochfrequenzsignalen aus einem Schaltleistungsverstärker (10) nach Anspruch 9, bei dem der Schritt des Koordinierens der Induktivität (26), des separaten Kondensators (27), der Last (11), der Speisespannung (12) und der gewünschten Betriebsfrequenz mit der internen Kapazität des Schalters (13) während der Antwortzeitperiode (31) ferner den Schritt des Auswählens des Schalters (13) umfaßt, so daß dieser eine interne Kapazität besitzt, um die gewünschte Betriebsfrequenz und die gewünschte Leistung für die Last (11) zur Verfügung zu stellen.

11. Verfahren zum Erzeugen von Hochleistungs-Hochfrequenzsignalen aus einem Schaltleistungsverstärker (10) nach Anspruch 1, bei dem der Schalter (13) einen gemeinsamen Anschluß (43) mit einer Spannung besitzt, ferner mit dem Schritt des Ansteuerns des Schalters (13) mit einer Hochfrequenzspannung, die eine mittlere Treiberspannung besitzt, während der Schritt des Veranlassens des Schalters (13) zum schnellen Übergang in seinen leitenden Zustand und der Schritt des Veranlassens des Schalters zum schnellen Übergang in seinen nichtleitenden Zustand ausgeführt werden, wobei die mittlere Treiberspannung und die Spannung des gemeinsamen Anschlusses (43) gleich sind.

12. Verfahren zum Erzeugen von Hochleistungs-Hochfrequenzsignalen aus einem Schaltleistungsverstärker (10) nach den Ansprüchen 1 oder 11, bei dem der Leistungsverstärker eine Hochfrequenzleistung erzeugt, wobei der Schalter (13) bestimmte elektrische Eigenschaften besitzt und wobei die Schritte des Veranlassens des Schalters (13) zum schnellen Übergang in seinen leitenden Zustand und zum Veranlassen des Schalters (13) zum schnellen Übergang in seinen nichtleitenden Zustand den Schritt des Erzeugens eines Leitungswinkels, der die relativen Zeitdauern der Leitungszeitperiode (30) und der Antwortzeitperiode (31) definiert, und ferner den Schritt des Einstellen des Leitungswinkels umfassen, um die Hochfrequenzleistung entsprechend den bestimmten elektrischen Eigenschaften des Schalters (13) zu optimieren.

13. Verfahren zum Erzeugen von Hochleistungs-Hochfrequenzsignalen aus einem Schaltleistungsverstärker (10) nach Anspruch 1, bei dem der Schalter (13) eine maßgebliche interne Kapazität besitzt, ferner mit dem Schritt des Minimierens irgendwelcher unerwünschter zirkulierender Ströme durch den Schalter (13) vor der Ausführung des Schritts des erneuten Veranlassens des Schalters (13), zum Einschaltzeitpunkt (22) schnell in seinen leitenden Zustand überzugehen und somit die Leitungszeitperiode wiederaufzunehmen.

14. Verfahren zum Erzeugen von Hochleistungs-Hochfrequenzsignalen aus einem Schaltleistungsverstärker (10) nach Anspruch 13, bei dem der Schalter (13) eine Anschlußinduktivität (32) besitzt und bei dem der Schritt des Minimierens irgendwelcher unerwünschter zirkulierender Ströme den Schritt des verstärkenden Ausnutzens der Anschlußinduktivität (32) des Schalters (13) umfaßt.

15. Verfahren zum Erzeugen von Hochleistungs-Hochfrequenzsignalen aus einem Schaltleistungsverstärker (10) nach Anspruch 14, bei dem der Leistungsverstärker eine Betriebsfrequenz besitzt und bei dem der Schritt des Minimierens irgendwelcher unerwünschter zirkulierender Ströme ferner den Schritt des Erzeugens nur einer signifikanten Stromschleife (33) innerhalb des Leistungsverstärkers (10) umfaßt, wobei die Stromschleife (33) bei der Betriebsfrequenz im wesentlichen in Serienresonanz ist.

16. Verfahren zum Erzeugen von Hochleistungs-Hochfrequenzsignalen aus einem Schaltleistungsverstärker (10) nach Anspruch 1 oder 5, das ferner den Schritt des Minimierens irgendwelcher unerwünschter zirkulierender Ströme durch den Schalter (13) umfaßt, während der Schritt des Erzeugens einer Antwortspannungswelle (46) durch die Wirkung der reaktiven Netzwerkschaltung (15) ausgeführt wird.

17. Verfahren zum Erzeugen von Hochleistungs-Hochfrequenzsignalen aus einem Schaltleistungsverstärker (10) nach Anspruch 1, 3 oder 5, bei dem der Schalter (13) eine Anschlußinduktivität (32) besitzt, ferner mit dem Schritt des verstärkenden Ausnutzens der Anschlußinduktivität (32) des Schalters (13) während der Antwortzeitperiode (31).

18. Verfahren zum Erzeugen von Hochleistungs-Hochfrequenzsignalen aus einem Schaltleistungsverstärker (10) nach Anspruch 17, bei dem der Leistungsverstärker eine Betriebsfrequenz besitzt, ferner mit dem Schritt des Erzeugens nur einer signifikanten Stromschleife (33) innerhalb des Leistungsverstärkers (10), wobei die Stromschleife (33) bei der Betriebsfrequenz im wesentlichen in Serienresonanz ist.

19. Hochleistungs-Schalt-Hochfrequenzleistungsverstärker (10) zum Erzeugen einer Leistung an einer Last, der umfaßt:

a. einen Hochfrequenztreiber (29);

b. eine Einrichtung zum Schalten, die eine interne Kapazität besitzt und auf den Treiber antwortet, wobei die Einrichtung zum Schalten schnell operiert und fähig ist, abwechselnd einen leitenden Zustand für eine Leitungszeitperiode (30) und einen nichtleitenden Zustand für eine Antwortzeitperiode (31) anzunehmen;

c. eine Einrichtung zum Erzeugen einer Speisespannung (25) am Schalter (13);

d. eine Einrichtung zum Konditionieren als Antwort auf die Speisespannung (25), wobei die Einrichtung zum Konditionieren die interne Kapazität der Einrichtung zum Schalten verstärkend ausnutzt, ohne daß sie materiell durch einen Shunt-Kondensator nachteilig beeinflußt wird, wenn sie eine Antwortspannungswelle erzeugt, und wobei die Einrichtung zum Konditionieren die Erzeugung einer Antwortspannungswelle (46) über dem Schalter bewirkt, wobei die Antwortwelle eine zeitveränderliche Spannung während der Antwortzeitperiode (31) besitzt, und wobei die Antwortspannungswelle (46) am Ende der Antwortzeitperiode (31) eine wesentliche Spannung aufweist.

20. Hochleistungs-Schalt-Hochfrequenzleistungsverstärker (10) zum Erzeugen einer Leistung an einer Last (11) nach Anspruch 19, wobei die Einrichtung zum Konditionieren nur eine signifikante Stromschleife (33) umfaßt, und wobei die signifikante Stromschleife (33) umfaßt:

a. die Last (11);

b. eine induktive Einrichtung, die mit der Last (11) in Serie verbunden ist;

c. eine kapazitive Einrichtung, die mit der induktiven Einrichtung in Serie verbunden ist; und

d. den Schalter (13), der mit der kapazitiven Einrichtung in Serie verbunden ist.

Hochleistungs-Schalt-Hochfrequenzleistungsverstärker (10) zum Erzeugen einer Leistung an einer Last (11) nach Anspruch 20, bei dem die Einrichtung zum Schalten eine interne kapazitive Einrichtung umfaßt.

22. Hochleistungs-Schalt-Hochfrequenzleistungsverstärker (10) zum Erzeugen einer Leistung an einer Last (11) nach Anspruch 21, bei dem die interne kapazitive Einrichtung einen Varactorkondensator (38) umfaßt.

23. Hochleistungs-Schalt-Hochfrequenzleistungsverstärker (10) zum Erzeugen einer Leistung an einer Last (11) nach Anspruch 22, bei dem der Varactorkondensator (38) maßgeblich ist.

Hochleistungs-Schalt-Hochfrequenzleistungsverstärker (10) zum Erzeugen einer Leistung an einer Last (11) nach Anspruch 23, bei dem der Varactorkondensator (38) eine Durchbruchspannung besitzt und bei dem die Durchbruchspannung nicht weniger als 400 Volt beträgt.

25. Hochleistungs-Schalt-Hochfrequenzleistungsverstärker (10) zum Erzeugen einer Leistung an einer Last (11) nach Anspruch 19 oder 23, bei dem die Spannung der Antwortwelle zum Einschaltzeitpunkt (22) ungefähr 50 % der Speisespannung (25) beträgt.

26. Hochleistungs-Schalt-Hochfrequenzleistungsverstärker (10) zum Erzeugen einer Leistung an einer Last (11) nach Anspruch 19 oder 23, bei dem die Spannung der Antwortwelle zum Einschaltzeitpunkt (27) mehr als 20 % der Speisespannung (25) beträgt.

27. Hochleistungs-Schalt-Hochfrequenzleistungsverstärker (10) zum Erzeugen einer Leistung an einer Last (11) nach Anspruch 19, bei dem die Einrichtung zum Schalten eine Source-Anschlußspannung besitzt, wobei die Speisespannung (25) auf eine gemeinsame Spannungsreferenz (28) bezogen ist, und wobei die zeitveränderliche Spannung der Antwortwelle bezüglich der gemeinsamen Spannungsreferenz (28) immer positiv ist.

28. Hochleistungs-Schalt-Hochfrequenzleistungsverstärker (10) zum Erzeugen einer Leistung an einer Last (11) nach Anspruch 21, bei dem die induktive Einrichtung und die kapazitive Einrichtung mit der internen kapazitiven Einrichtung koordiniert sind.

29. Hochleistungs-Schalt-Hochfrequenzleistungsverstärker (10) zum Erzeugen einer Leistung an einer Last (11) nach Anspruch 28, bei dem der Leistungsverstärker eine gewünschte Betriebsfrequenz besitzt und die Last (11), die gewünschte Betriebsfrequenz und die Speisespannung (25) mit der internen kapazitiven Einrichtung koordiniert sind.

30. Hochleistungs-Schalt-Hochfrequenzleistungsverstärker (10) zum Erzeugen einer Leistung an einer Last (11) nach Anspruch 29, bei dem der Schalter (13) so gewählt ist, daß er eine interne Kapazität besitzt, um die gewünschte Betriebsfrequenz und die gewünschte Leistung für die Last (11) zu erzeugen.

31. Hochleistungs-Schalt-Hochfrequenzleistungsverstärker (10) zum Erzeugen einer Leistung an einer Last (11) nach Anspruch 19 oder 23, bei dem der Schalter (13) einen gemeinsamen Anschluß (43) mit einer Spannung besitzt, wobei der Hochfrequenztreiber (29) eine Hochfrequenzspannung mit einer mittleren Treiberspannung erzeugt, und wobei die mittlere Treiberspannung und die Spannung des gemeinsamen Anschlusses (43) gleich sind.

32. Hochleistungs-Schalt-Hochfrequenzleistungsverstärker (10) zum Erzeugen einer Leistung an einer Last (11) nach Anspruch 31, bei dem der Schalter (13) bestimmte elektrische Eigenschaften besitzt, wobei der Hochfrequenztreiber (29) einen Leitungswinkel erzeugt, der die relativen Zeitdauern der Leitungszeitperiode (30) und der Antwortzeitperiode (31) definiert, und wobei der Leitungswinkel so eingestellt wird, daß die an die Last (11) gelieferte Leistung entsprechend den bestimmten elektrischen Eigenschaften des Schalters (13) optimiert wird.