JPH06505844A

JPH06505844A - 大電力スイッチ・モード無線周波増幅の方法及び装置

Info

Publication number: JPH06505844A
Application number: JP4506293A
Authority: JP
Inventors: ポーター，ロバート　エム．，ジュニア; ミューラー，マイクル　エル．
Original assignee: アドバンスド　エナージィ　インダストリーズ，インコーポレイテッド
Priority date: 1991-02-04
Filing date: 1992-01-30
Publication date: 1994-06-30
Anticipated expiration: 2016-01-31
Also published as: EP0570491B1; DE570491T1; DE69221716D1; WO1992014300A1; DE69221716T2; JP3130039B2; EP0570491A1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

大電力スイッチ・モード無線周波増幅器の方法と装置１、発明の分野本発明は一般に無線周波（ＲＦ）電力増幅器の分野に関し、ＲＦｔ力増幅器を大電力出力の発生用に使用するとき、この分野に含まれる側面に焦点が当てている。より詳細には、本発明は、スイッチ素子を備え８級モードで動作する場合と同様に構成された大電力ＲＦ増幅器に関する。Ｉｌ、発明の背景低周波における回路設計と異なり、無線周波の回路設計の分野には、理論的アプローチと実際的アプローチの間の相互作用が含まれている。無線周波の回路設計は、関係する周波数範囲にわたって、殆ど全ての回路設計者によく知られている同じ基礎的な理論関係によって特徴づけられているが、実績に基づく結果も重要である。其の結果、この分野の回路設計者は、各素子の動作理論や実際に動作するときの各素子の機能を理解し、それを利用することが同時にめられ、さらに実験して得られた結果を整合させる能力がめられることが多い。実際に最高レベルの性能を得ようとして回路や素子を新しく設計する場合は、理論的基礎から直接得られる結果を実現させることは益々困難になっているので、後者、即ち、実験して得られた結果を整合させる能力が非常に意義を持つことになる。これについて、当面する課題の１つは理論的予見を理解しかつ利用することであるが、理論的予見によって説明される範囲を乗り越えるためには、真理を追求する虚心な気持ちて居られることが必要である。関連する分野も独特であって、従来の回路では重要とは思われない変更によって素子の動作を完全に変えてしまうことかある。この基本的観点からの結果として、当業者は実戦的手法（ｓｈｏｒｔｈａｎｄ　ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ　）を開発した。この実戦的手法によって、動作パラメータと得られた条件のいくつかの組み合わせからその特徴をつかみそれを使用することが可能となる。この実戦的手法は、増幅器を動作クラス（級）という語を使って説明する手法である。多くの場合、増幅回路は殆ど同じ配列であるのに非常に違った機能で動作するが、これは増幅器の動作の「級」によって簡単に特徴付けされるということはＲＦ回路設計者にはよく知られている。用途によって、Ａ級、Ｂ級などと呼ばれる、この［級ＪがＲＦ増幅器設計者にとって重要なツールとなるのである。たとえば、ある増幅器はＥ級で動作すると云うだけで、その増幅器を実際に使用する前に結果を理論的に計算しなくても当業者はこの増幅器を適用することができるのである。この設計の設計手法を本発明に適用すると、これらの限界の１つとして、ある種の予見や想定される制限事項を受け入れ易くなる傾向があるが、今ではこれらの予見や制限事項は不必要であり、むしろ誤りであることが証明されている。ＲＦ電力増幅器を設計する場合、当業者が長い間追求してきたいくつかの目標は、より大電力（１段素子に対して数百ワット以上の電力）かつ高効率で、増幅器のコスト、部品点数及びスペースを削減する、より単純明解な増幅器を得るという目標である。これら目標に対する挑戦はそれぞれ程度はちがうものの当業者によって続けられてきた（ａｄｄｒｅｓｓｅｄ　）。これらのいくつかに関して、１９７５年に米国特許第９１９６５６号によって有意な進展、即ち新しい動作クラスが発明された。この発明は現在Ｅ級増幅器と呼ばれており、この分野における代表的な発明である。この増幅器は、従来の技術と殆ど同じ構成であったが、新しくパラメータを選択することによって、その動作は違った働きをして極めて改善された結果が得られた。このやりかたは本発明においても該当する。しかし、この新しい動作クラスに付随する事実として、Ｅ級増幅器からの教訓も技術的予見及び想定される制限事項の新しい１群になったのである。Ｅ級増幅器が発明された当初はこれらの予見と制限事項の多くは意味があったか、当初の理由が無くなってもまだ意味があるものとされている。これらの予見や制限事項には、効率に対して独断的に追求した希望条件や、重要な内部部品の特性を無視した理論的設計モデル、さらには得る可能性のある最大電力量に対する想定制限条件などが含まれていた。これらの各側面を克服する場合、本発明は非常に効果的な性能上の利点を発揮していると云って良いであろう。最大電力の面について云えば、本発明によって劇的に改善されている。従来の技術による装置は２００ワツトの範囲の電力を一貫して発生し、特殊な場合（ｉｎｉｓｏｌａｔｅｄ　１ｎｓｔａｎｃｅｓ）は、１０００ワツトの電力を発生する能力があり、さらにその上限は確定されていないと主張することができたのに対して、本発明は上記電力量の数倍の電力を容易に発生することができる。従来の技術による装置は、その性能レベルを達成するために高価なＲＦスイッチング素子を使用する必要があったのに対して、本発明では廉価なスイッチを使用して同一性能レベルを達成している。従来の技術による装置では、スイッチかターンオンする瞬間の電圧を強制的にゼロにしようということにより効率を得ることに厳密に固執していたのに対して、本発明は上記とは明確に異なり、この瞬間にかなりの電圧があっても良いことを教えている。しかしながら、最も重要なことは、本発明は大電力ＲＦ増幅器回路の設計方法をより正確に開示しているため、極めて多彩な取り合わせの改善ができることになり、さらにこれらの改良点はそれぞれ異なる使用方法に対して最適化されることである。最初のＥ級増幅器を改善するために、確かに別の多くの開発が試みられてきた。１９８４年、米国特許第４４４９１７４号では、多少違った分野においてスイッチの内部容量はある種の回路に対して重要な役目をしていることが認められていた。しかし本発明とは異なり、前記特許の内容は、ある意味で効率こそが絶対であり、効率はスイッチがターンオンする瞬間の電圧をゼロにするという制約条件を介してのみ維持されるという予見を強固にする観点に立っていた。関連する当業者がこの予見を守り続けていることは明瞭である。１９８７年、最初のＥ級増幅器の発明者の著名な１人によるＲＦ設計論文、「電力トランジスタの出力ポートモデルＪ　（ＰｏｗｅｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ　０ｕｔｐｕｔ　Ｐｏｒｔ　Ｍｏｄｅｌ）の中で、当業者達に言われたことは、ゼロボルト条件から外れないようにということであった。１９８８年の米国特許第４７４３８５８号では、Ｅ級増幅器に対して素子を有利に使用するためダイオードの使用を勧告してるが、ここでも、スイッチがターンオンする瞬間は電圧がないようにすることが望ましいことが繰り返されていた。スイッチの内部の諸観点が重要であるというこの一見単純な認識だけでは、本発明につながらなかった。１９８４年の特許が先行した後、ヘルツ・グランバーブ（Ｈｅｌｇｅ　Ｇｒａｎｂｕｒｇ）によるモトローラＲＦ素子データ論文、ｒＤ／Ｅ級電力増幅器設計における電力用ＭＯ３ＦＥＴの使用（Ａｐｐｌｙｉｒ＋ｇＰｏｗｅｒ　ＭＯ３ＦＥＴｓ　１ｎＣ１ａｓｓ　Ｄ／Ｅ　ＲＦＰｏｗｅｒ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ　Ｄｅｓｉｇｎ）では、実際に達成可能であると考えられる電力レベル限界（それは本発明に依って得られる電力よりも数倍小さい電力レベル限界である）が示されているのと同時に、導線のインダクタンスによる重要な効果を無視してよいことを当業者に指導しているが、この効果は本発明による設計に対して重要な影響を与えることになった。さらに、１９８４年の米国特許第４４４９１７４号と同一分野の特許である、１９９０年の米国特許第４８９１７４６号では、重要な電圧ステップの観点から離れて、依然として効率に固執した論点が当業者に教示されていた。異なる分野においては論議の余地があろうが、上記論点は、スイッチ間の電圧（ｖｏｌｔａｇｅ　ａｃｒｏｓｓ　ｔｈｅ　５ｗ１ｔｈｃ）を正に維持するという観点から離れて当業者を指導しているように見えるが、この正電圧は大電力レベルの場合は最重要事項となるのである。見てきた通り、これらの従来の技術における努力は、現実問題として本発明に採用されている方向とは別の方向で教示され、本質的に従来の技術による設計の限度内にとどまるという態度の強化に役立ってきたことになる。長い間者えられ、かつよく知られていたニーズがあったとしても、このことは事実であったのであり、本発明による性能が知られていたり実現されると思われていたであろうかどうかは疑問のあるところである。当業者が本発明の目標を理解していたとはいえ、この目標を達成しようとする彼らの試みは不適当であった。その理由は彼らは、その予見の効果を認識することに失敗したからである。本発明によって示された、予期できぬほと簡単で一見小さな修正によって当業者が指導されて、本発明に採用された方向を想定するようになったように見えるとしても、本発明によってときとき得られる劇的な改善がそれによって生まれるとは限らない。またこのことは、性能を徐々に向上させることが困難である以上、性能の大幅な飛躍もまた困難であるという従来の考えによって強化されてきた。この関連技術に長く固執した伝統的考えを打ち破ることにより、本発明はこの上記考え方か完全に間違っていたことを立証するものである。１１１、発明の開示本発明は、大電力無線周波信号を増幅し発生させる手法及び素子を開示する。従来の技術について性能を徐々に向上させるのではなく、本発明は、性能における有意な飛躍を達成するには望ましくなく、従来の技術と比較して別の標準であると従来考えられていた各種手法及び回路構成を利用している。また本発明は各種の異なるモードの動作を可能としているため、電力、寸法、コスト、信頼性等の目標を特定用途に依存して最適化することができる。一般的に云うと、本発明には方法と装置の実施例の両者が含まれている。これらの各々はいくつかの異なる目的を達成するか、組み合わせると、上記性能における各種の飛躍か達成されるように機能する。１つの実施例では、本発明によるスイッチ・モードのＲＦ増幅器が開示されているが、この増幅器は、非導通時限の終わりにかなりの電圧ステップを生成して、より大きなＲＦ電力の発生からより廉価なスイッチの使用にいたる範囲の各種の結果を与えている。別の実施例では、内部スイッチの望ましくない特性を独特な望ましい方法で利用しており、高周波において問題となるＲＦ効果やＨＦ帯の電力を最小にしている。別の実施例では、内部スイッチの望ましくない特性を使用して同調に対する増幅器の感度を低下させている。更に別の実施例では、ＲＦ増幅器のスペースを簡単且つ小さくして電力密度を増加する設計が採用されている。重要なことは、本発明は、ＲＦ増幅器において歴史的に輝くいくつかの伝統技術から離れて独立していることである。Ｅ級増幅器の動作条件のいくつかを引用しているが、本発明は、新らしく独自な動作クラスとして特徴付けられた方法によって、引用したこれらの動作条件以上に拡大されている。より簡単な回路構成であるとともに、本発明は回路網の部品の選択とそれらの調整を教示し、応答波形における電圧ステップを可能とすると共に、以前は使用された電流ループを排除している。本発明は、実在のスイッチの固有特性を（使用を止めたり補償したりするのではなく）認識しかつ利用することにより、その目標を達成している。したがって、本発明の一般的目的は各種の標準に関する性能を達成する手法と装置を提供することである。この広範な目標を維持するには、希望する各用途に応じて最適化することが本発明の目的である。本発明の１つの目的は以下のＲＦ増幅器を提供することである。即ち、従来の技術によって経験された電力の限界量」二の電力レベルを達成できる増幅器の提供である。電力レベルにおける飛躍を達成するには、従来の技術と同等以上の信頼性基準を保つことが目的となる。また本発明は、設計独自の異常な限界か生じないように設計されており、従来技術と一致した周波数感度を備えた動作を可能としている。また、製造上且つ営業上の利点を与える各種の設計と手法を提供することも本発明の一般的な目的である。本発明の別の目的は、増幅回路に必要な部品点数を削減するとともに複雑さを緩和することである。この目標を達成するために、本発明はいくつかの異なる目標と目的を有している。実際問題として、製造費用をより少なくする設計とすることが本発明の目的である。この目的は、より少ない部品の使用とより廉価な個別部品を使用することにより達成される。ある使用方法に対しては、小型に設計することか目的となる。通常、小型に設計することはこの増幅器の応用範囲を拡大することになるであろう。本発明の別の目的は、ある動作パラメータの場合で遭遇する限界を克服することである。高周波、大電力の場合、以前は循環電流の効果によって限界が生じていた。本発明はこれらの限界を克服し、その結果として性能の飛躍的向上を可能としている。この点に関する目的は循環電流を最小にして出力の形態を改善することである。本発明の更に別の目的は、従来のスイッチの設計と限界を調整することである。この目的を達成するに、本発明ではスイッチの限界を克服する必要を無くするだけでなく、実際のトランジスタスイッチの固有特性を現実に利用してその性能能力を達成させている。本発明を構成できる各種モードの１つは、多くのスイッチに対して見られる電圧破壊の限界を指示（ａｄｄｒｅｓｓ　）する働きをする。そのように働く際、そのモードは目的としてスイッチに印加される電圧を低減する機能を持っている。また、本発明によって設計者は実際のスイッチの固有特性の影響を認識することが可能になる。本発明の目的は設計者にスイッチの特性と回路の性能の間の関係を開示することである。スイッチの特性が決まると、設計者は回路の他の全ての部品を調整でき、各種の動作パラメータを最適化することができる。また、本発明の目的は各種の方法を計算にいれることであるが、これらの方法では回路構成の部品を変更せずに電力を最大にすることができる。現在の理論的知見によって全ての性能パラメータを正確に予測する事はできないことを認識しているので、異なる使用条件と実施例において実際的な実施を可能とすることが目的である。更に本発明の目的は、各種の手法及び設計を提供して、これによってトレードオフが設計者により受け入れられ、使用条件に依存して特定の性能パラメータを最適化することである。これについては、たとえば効率のトレードオフのような、ある種のトレードオフを利用することが目的である。即ち、結果が僅かな変化の範囲にあるように利得を相殺して、希望する性能の向上を実現させるようにトレードオフを利用するのである。本発明の更に多くの目的は本明細書及び請求の範囲を通して開示されていることはもちろんである。４、

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の実施例の回路図である。第２ａ図及び第２ｂ図は、応答時限及び導通時限における電圧波形と電流波形をそれぞれ示す図である。第３ａ図及び第３ｂ図は、従来技術による装置の応答時限及び導通時限における電圧波形と電流波形をそれぞれ示す図である。第４図は、実際のＦＥＴスイッチ素子の模式図である。第５図は、典型的な従来技術による装置の回路図であって、電流ループが存在することを示す。 ■８本発明を実施するための最適態様図面から判る通り、また本発明の目的を考慮に入れると、本発明の基本的考え方は容易に実施される。第１図は最近構成された本発明を示す。程度によってはこの新しい回路と可能性としての新しい動作クラスは、従来とは別の新しい型になり得るのであるが、その程度を理解する場合、現在のところ性能の境界はまだ確立されていないことを理解されたい。したがって、現在の知識に対する改良点が引き続き追加され更に性能が改善されることが想定される。本発明は全く新しい方向に進んでいるという事実の故に、これらの改良点は本発明とその請求の範囲に入ることが理解されなければならない。第１図を参照すると、本発明は、一段ループのＲＦ電力増幅器として極めて簡単に特徴づけられていることが判るであろう。このＲＦ電力増幅器には電力増幅器ｌＯが負荷１１に結合されて回路網電流ループ３３を作っている。抵抗器として模式的に示されているが、負荷１１は電力を消費する素子であればどんなものでもよく、また同様にリアクタンスの性質を備えているものであればよい。更に、この電力は連続、パルス、或いは振幅変調のいずれのかたちで供給されても良い。回路網電流ループ３３の外部に電圧供給１２と無線周波ドライバ２９の公知の要素（模式的に示す）かある。また、当業者には公知の通り、電圧供給１２にはＲＦチョーク４５が含まれている。回路網電流ループ３３には、単純化された形で直列に接続されたインダクタ２６と単独コンデンサ２７を含む誘導型回路＃！１１５が含まれている。またこれらはスイッチ１３に直列に接続されている。スイッチ１３と負荷１１は共通基準電圧２８　（ｃｏｍｍｏｎｖｏｌｔａｇｅｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）に接続され回路網電流ループ３３を完結している。このように、スイッチはよく定義された共通リード線４３を有している。本増幅器はＥ級増幅器に非常によく似ているように配列されうるが、多くの点て異なる働きをする。（Ｅ級増、幅器の後継増幅器に関して云えば、最初のＥ級増幅器の動作によく似た）Ｅ級増幅器と同様、本発明は本来的に高効率を有し、相体的に簡単である。しかし、一般的にＥ級増幅器は、スイッチが「オフＪ　（スイッチが非導通状態）から［オンＪ　（スイッチが導通状態）に遷移するとき、スイッチ遷移時のスイッチ間の電圧が必ずゼロとなるように設計されている。このことは本発明とはっきりとした対照を見せている。Ｅ級動作の場合、この条件はターンオン損失或いはステップ損失を最小にするために望ましいが、正確に反対の条件、即ち、スイッチ間に実質的な電圧ステップか起こることは、性能を改善するために本発明には望ましいことなのである。Ｅ級動作の場合、回路網によってトランジスタの両端の波形はゼロ電圧てかっ「オフ」状態の終わりでゼロ傾斜に近づく。本発明はこれらの制限条件を必要としない。結果として、本回路のあらゆる観点は大出力電力に対して最適化される。この結果が１段ＲＦ増幅器であって、この増幅器は数キロワットの電力レベルで効率よく動作する。この新しい動作クラスと従来技術からの相違点は第２図、第３図、第４図を参照するとさらによく理解されるであろう。第２図を参照すると、スイッチ１３の導通状態の時と非導通状態の時に対するスイッチ１３の電圧波形と電流波形の両方がが示されていることが判る。導通時限３０から開始すると、ターンオン時点２２では、スイッチ１３のスイッチ要素１４を介して電流が流れ始め、電流波形４４を生成する。したがって、電流波形４４は電圧供給１２及び無線周波ドライバ２９と同様に回路網電流ループ３３によって調整される。公知の通り、電流波形は、スイッチが導通状態のときに電圧供給１２によって供給されるエネルギに起因する。このエネルギはある程度までインダクタ２６と単独コンデンサ２７に蓄えられ応答電圧波形４６となる。後で説明される通り、この動作クラスの時の電流波形４４には、示されていない最初のサイクルの後の全サイクルに電流スパイク３９が含まれている。電流波形４４は、ターンオフ時点２３でスイッチ１３が非導通状態に遷移することにより、導通時限３０の終わりで突然ゼロにドライブされる。この遷移はスイッチの遷移の時に有意な活性領域が１つもないように急激に実行される。しかし、実際の素子は遷移するのに若干の時間が必要であるから、若干の傾斜が認められる。この急激な遷移の型は、普通スイッチング・モード動作成いはスイッチ・モードと呼ばれ、スイッチＩ３の動作は、活性領域（スイッチが僅かに部分的にオープンしている期間）が望ましい効果となっている場合とは非常に違って利用される。両状態の間で遷移が起ごるとき、必要以上に高い電圧を使用してスイッチ１３をドライブすることにより、より廉価で、動作の遅いスイッチ素子を使用することができる。スイッチ１３が非導通状態に遷移した直後に、インダクタ２６、単独コンデンサ２７、さもなければ回路網電流ループ３３の中に蓄積されたエネルギは、応答時限の間にスイッチ１３の両端、特にバラクタコンデンサ３８の両端の電圧波形４６を生成ように働く。したがって、応答電圧波形４６は回路網電流ループ３３の部品によって調整され、示されている通り、適切な出力結果が得られるように希望するとおり時間的に変化（ｔｉｍｅ−ｖａｒｙｉｎｇ）する。この時間の間に、応答電圧波形４６は供給電圧２５に比例する最大電圧波形４７に到達する。前述した通り、この動作クラスでは、応答電圧波形４６は、応答時限３１の終わりで或いはターンオン時点２２の直前の時間でかなりの電圧ステップ２４が残存しているようになっている。スイッチ１３か次に導通状態に遷移すると、電圧ステップ２４によって発生したエネルギは前述の電流スパイク３９となる。この一連の事象を第３図に示すＥ級増幅器に対する事象と比較すると、この動作クラスとＥ級モード動作との相違点がすぐに理解される。第３図に見られる通り、ここにはＥ級の電流波形１６とＥ級の電圧波形１７とが示されている。重要なことは、Ｅ級動作では、回路要素と導通角（ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ　ａｎｇｌｅ）を選択することによって、ターンオン時点２２の直前の時間で電圧をゼロにしていることである。この結果、Ｅ級動作では電流スパイクは存在しない。このことは、この電流スパイクに関連して想定される「かなりの」電力損失を無くしているが、このように損失を無くすことが効率の改善になると考えられていたので、当業者が希望するとおりになっていたのである。第３図に見られる通り、Ｅ級の電圧波形１７は、始めは上昇して終わりには第２図に示されている波形よりももっと急激に下降する。さらに、電流スパイクの高さが含まれていない電流波形４４の高さも、同じ最大応答電圧４７に対して対応するＥ級の電流波形１６の高さよりも低くなるであろう。本発明の動作に関しては、いくつかの注意すべき点がある。第１に、電流スパイク３９により実際にはスイッチ素子に若干の損失があることである。この損失の量は内部条件に依存するが、この条件は現実のスイッチには実在するスイッチ１３の内部容量である。第２に、電流スパイク３９によってスイッチ１３はＥ級増幅器の条件よりももっと極端な条件に置かれるということである。このことも内部条件に依存するが、この条件は現実のスイッチには実在しており、実用上は調整可能である。理解できるようになったと思われるが、本発明は単に増幅器動作の理論的モデルを具体化するために必要とされるのではなく、現実に存在する素子に関する実用的な検討事項を具体化するために必要とされるのである。このように、本発明は、従来技術以上に性能上の改善を達成することかできた。理想的スイッチを利用した場合は、単独スイッチＲＦ増幅器から大電力を得ることは理論的に単純なことである。しかし、実際のスイッチを使用しながら得られたこの結果に近似するためには、（電圧可変型コンデンサ或いはバラクタ・コンデンサを含む）内部容量、リード線のインダクタンス、電圧の限界及び「オン」状態の時の抵抗がスイッチのモデルに加えられなければならない。使用するスイッチか電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）である場合、内部の逆方向ダイオード（ｒｅｖｅｒｓｅ　ｄｉｏｄｅ　）も考慮されなければならない。単独スイッチを使用した回路から数キロワットの電力レベルを得ようと試みる場合、多数の非理想的特性のスイッチのことが理解され、スイッチ・モード無線周波（ＲＦ）増幅器の回路と動作において説明されなければならない。高周波において大電力レベルを得る限定要因のいくつかは、多数のＥ級増幅器の中でまだ同定されていない。これらの大出方電力を得るためには新しい概念が要求される。（最近設計された）実用的なバイポーラ−或いはＦＥＴｈランジスタスイッチ素子は多くの特殊な電気的特性を持っており、これらの特性のいくつかは本発明にとって重要である。実際のＦＥＴスイッチの模式図を示す第４図を参照すると、これらの特性の３つが判るであろう。第１に、この種のスイッチにはある種の容量要素か含まれている。これらのうち、最も重要なものがバラクタコンデンサ３８として第４図に示されているが、このバラクタコンデンサはスイッチ要素１４と並列になっている。第２に、ＦＥＴスイッチの中のバラクタコンデンサ３８に並列に逆方向ダイオード４１がある。本発明のある観点に重要なことであって、後で説明する通り、逆方向ダイオード４１は負電圧から正電圧に急激に遷移されると故障の影響を受け易いことを理解しておかねばならない。第３に、これも本発明の別の観点に重要なことであるが、スイッチ１３の共通側と（非駆動側の）出力の接続にはリード線インダクタンス３２か含まれていることである。これらは本発明により独特な方法で調整されており、本発明の機能の理論的な理解を進めていく場合の重要な部分を演じている。この理解に関連して、スイッチや他の部品の設計が進歩することに伴って、本発明の多くの観点も変わるであろうことを理解されたい。この点に関して、この種の変更は本発明の範囲に入るであろうし、基本的な存在である本発明の本質は設計によって現実のものとなり、得られた発見は単に特殊な回路を設計したこと以上のものであることを理解すべきである。バラクタコンデンサ３８については、この型の内部容量は出力電圧の関数として変化することを理解しておかな−ければならない。内部出力バラクタ容量は、どんな電圧に対してもその両端の電圧の平方根に逆比例して変化する。多くの単独スイッチＲＦ増幅器では、この容量は回路内の重要な部品であるから、得られる出力電圧波形が大きく影響される。従来の技術によるＥ級増幅器では、スイ・ソチの両端におけるピーク電圧と最適のＥ級動作に対する供給電圧との理論比は、出力容量を一定と仮定するとおよそ３、５６　：　ｌである。このことはスイッチング素子の出力容量か、その両端の電圧に関して固定されている場合にのみ正しく、実際にバラクタコンデンサ３８がある場合は正しくない。このような場合、この比は現実にやや高くなり、したがって、（本発明以前は）この種の素子は低電力出力用であるとされていた。本発明に関しては、この観点だけから、同じ様な電力レベルと負荷を供給するためには、内部にバラクタコンデンサ３８を有するスイッチは、一定の出力容量に対する応答電圧よりも２５％以上高い最大応答電圧４７が必要になると想定するように当業者を指導したかもしれない。したがって、バラクタ容量だけを使用しているスイッチ間に許される最大ピーク電圧に対して、従来の理論は、Ｅ級増幅器の理論的出力電力を得ることは不可能であると確信するように当業者を指導するつもりであったようである。この予測とは明らかに対照的に、スイッチに並列な唯一の容量性回路要素としてのバラクタコンデンサ４１を使用すると、スイッチがターンオフするときの応答電圧曲線の傾斜を小さくする利点が生じる。これによってスイッチがターンオフに遷移する間のスイッチにおける電力消費が低減されるが、これは傾斜が小さくなったことにより、ターンオフ遷移時間の間のスイッチ間の電圧とそれを介して流れる電流との瞬時の積が小さくなるためである。応答電圧波形４６に対するバラクタコンデンサ３８の効果は、最初のＥ級特許に示されている通り、トランジスタの両端に外部固定コンデンサを取り付けることにより減少させることができるのは当然である。その結果、同じ負荷と出力電力に対して、スイッチの両端の電圧はバラクタコンデンサ３８だけのときの電圧よりも大きくなることはない。第５図を参照すると、高周波で数キロワットの電力を得ようとして、外部固定コンデンサを並列に取り付けたために生じる不具合点を見ることができる。これは、並列コンデンサによって作られるスイッチ電流ループ３４の効果によるものである。これから見られることは、このような構成が追求されると、余分なループ、即ち、スイッチのバラクタコンデンサ３８、スイッチのリード線のインダクタンス３２及び外部コンデンサ４２によって定義されるスイッチ電流ループ３４がつくられることである。したがって、外部コンデンサ４２を使用する従来の技術による装置では、設計者は単一回路網電流ループ３３の効果を満足させるだけでなく、むしろその等価回路である従来技術による主電流ループ回路網４８、スイッチ電流ループ３４及び負荷電流ループ３６を満足させる必要がある。本発明による実際の回路にも、たしかに軽微な電流ループがいくつかあるかもしれないか、それらのループは重要なものではない。即ち、それらのループは、従来の技術によるいくつかのループが影響するように、望ましい期間（ｒｅｇｉｍｅ）の間に性能に悪い影響を与えることはない。このように、本発明では有意な電流ループは１つだけしかなく、有害な循環電流や電流ループを最小にするような設計となっている。また、リード線のインダクタンス３２は、トランジスタの内部にも外部にもあるから、そのごく一部分だけしか制御できないことを理解されたい。潜在的に有害な循環電流はこの追加ループの結果としてスイッチを介して発生する。このことは大電力レベルの場合に特に正しいが、得られる最大の出力電力はスイッチを介して流れる余剰電流のために制限される。もちろん、この効果は周波数が上がるのに伴ってより重要になる。回路に別ループが追加されることは、低電力レベルの場合は重要なことではないが、大電力レベルの場合は制限要因となる。逆に、外部コンデンサ４２がないと、リード線のインダクタンス３２は単純に調整回路構成（ｃｏｎｄｉｔｉｏｎｉｎｇｃｉｒｃｕｉｔｒｙ　）に必要な直列インダクタンスの値に含まれてしまう。追加部品として外部コンデンサ４２を加える代わりに、本発明では、バラクタコンデンサ３８を肯定的に使用してその機能を利用している。スイッチ１３を製造するためにハイブリッド技術を使用すると、もちろんチップ（ｄｉｅ　）のすぐ近くに固定コンデンサを配置することができ、内部チップの容量と外部固定容量の間のインダクタンスを小さくすることができる（後者は模式的に示されていない）。これは望まないスイッチ電流ループ３４の効果を大幅に低減させることができるとはいえ、チップの両端に固定コンデンサを並列に接続するために必要な接続から、電力を制限する別の問題点が発生することになるのである。以前に述べた通り、ＦＥＴはスイッチングトランジスタとして使用されることが多い。ＦＥＴの構造からの結論として、ＦＥＴには逆方向ダイオードが含まれている。この要素は実際にはプラスチック・バイポーラ−・トランジスタであるが、このトランジスタは出力電圧が共通基準電圧以下に降下すると正方向にバイアスされる。素子の両端における電圧変化の速度（ｄｖ／ｄｔ）がこのトランジスタの能力以上になると、この（本質的には逆方向ダイオード４２として動作する）トランジスタに加わるストレスとなり、場合によってはこのトランジスタの不良となる。一般に、Ｅ級増幅器に対しては、出力電力或いは基本動作周波数が低いので、この壓のストレスは無視できるから、したかって、素子間における電圧変化の速度かこの限界に近ずくことはほとんどない。しかし、電力或いは周波数のいずれかが増加するのにともなって、この観点は重要になり、制限事項にさえなり得る。前記ｄ　Ｖ／ｄ　ｔのストレスは、このトランジスタか確実に発生することかできる出力電圧を制限することにより、ＦＥＴにより動作可能とされた出力電力を制限することができる。素子のｄ　ｔ　／　ｄ　ｖの定格は、普通、静止型ｄｖ／ｄｔ（ｓｔａｔｉｃ　ｄｖ／ｄｔ）と交替型ｄ　ｖ／ｄ　ｔ　（ＣＯｍｍｕｔａｔｉｎｇｄｖ／ｄｔ　）の２つの異なる種類に分けられる。静止型ｄＶ／ｄｔ定格が適用されるのは内部ダイオードが逆方向にバイアスされるときである。ダイオードが正方向にバイアスされていて、この条件から完全に回復する時間が経過する前にこのダイオードに逆方向のバイアスを適用する結果として交替型ｄｖ／ｄｔ定格になる。本素子では、静止型ｄｖ／ｄｔの能力は交替型ｄＶ／ｄｔの能力よりも約３倍から４倍も大きい。ｄｖ／ｄｔの限界により素子にストレスをかける恐れのある十分に高い周波数の場合に、所与のＦＥＴの両端における最高出力電圧に対して決定的に重要なことは次の通りである。即ち、素子の出力電圧が共通基準電圧或いはそれ以上の電圧のままになっていて、内部のダイオードに正方向のバイアスをかけないようにし、したがってより高いｄ　ｖ　／　ｄ　を定格の利点を得ることである。もし出力電圧か共通基準電圧以下に降下し、内部のダイオードを正方向にバイアスしても、再びこのスイッチの両端に出力電圧が急激に立ち上がると、低い交替型ｄｖ／ｄｔ定格は追い越されてしまう。一緒に組み合わされて、本発明による性能の向上を可能とする各種の相乗的進歩を理解する場合、以下のことに注意することが大切である。即ち、スイッチ・モードのＲＦ増幅器の回路構成のスイッチ間に必要なコンデンサ要素としてバラクタコンデンサ３８を使用すると、この素子間における同一ピーク電圧に対して、ｄｖ／ｄｔストレスを約２０％減少することができるのである。高周波で大電力を得ようとする場合にはこれもまた重要なことである。以前の教訓と予見にも拘らず、本発明は、バラクタコンデンサ３８が有する各種効果の中で、ピーク電圧比を低減することができた。これは導通状態が始まる直前に出力電圧レベルをゼロよりかなり高い電圧、即ち、ときには供給電圧の２０％より大きいレベルにしておくことを可能にすることによって達成されたのである。この電圧ステップは、供給電圧の５０％で１組の最適条件を提供する１つの実施例の中で見られるが、バラクタコンデンサ３８と並列に固定外部コンデンサ４２を１つも配置しない場合に発生するいくつかの問題点を説明している。電圧ステップ２４を導入することから引き出される利点は、もし希望するならば、最高応答電圧４７を低くてきることである。電圧ステップ２４が供給電圧の約５０％に等しい場合、従来技術によるＥ級増幅器のピーク電圧と出力電力から多分最適な方法でピーク電圧と出力電力を低減できることがわかっている。逆に、供給電圧が増大されて電圧ステップ付きの波形のピーク電圧が、従来技術によるＥ級増幅器のピーク電圧を最高にする能力に戻ると、はぼ同一の負荷に対して得られる出力電力はとくに大きくなる。このように、回路網電流ループ３３と電力供給１２の部品は増幅器の電力出力を最大にする、或いは増幅する手段の役目をすると同時に、スイッチＩ３の最大応答電圧４７を同じに維持している。電圧ステップ２４の最適比或いは値を査定する場合、理論的な理解はまだ進んでいないことを理解すべきてあり、したがって、広い範囲で変動させてみることが望ましい。現在は供給電圧の約５０％の値が最適値を表していると信じられているが、また、若干率さいがかなりの値の電圧ステップであって、従来技術を主体とする当業者には損失が大きくて望ましくないと考えられるような、電圧ステップにすれば何らかの利点が得られると信じられている。現在では、約２０％のレベルより上の値で性能に関する意味のある改善が存在すると信じられている。非常に近接して決定されているこのレベルは、もちろんレベルによって決定されるのであるが、そのレベルで改善された性能が特定の用途に対して使用可能であるということによって決定されるのである。導通状態になる直前のスイッチ間にかなりの電圧ステップを考慮することは、またＦＥＴの内部ダイオードを正方向にバイアスする可能性を防止して、ｄｖ／ｄｔストレスの実効能力を増加させているのである。最適Ｅ級増幅器は、スイッチがオフの場合スイッチ間に正の電圧波形を生成するが、この波形は導通状態が始まる前は実質的に正弦波であり、導通状態が始まる時にゼロの傾斜でゼロボルトに降下する。この梨の波形に共振することは従来の技術では困難であると教えられてきた。大部分の実用的な回路では高調波電流か流れているから導通になる前の波形は僅かにゼロではない電圧及び／或いはゼロではない傾斜の波形を発生させても良い。もしスイッチ間の電圧が僅かに逆になっていて内部の逆方向ダイオードを導通にするとしても、またもし内部ダイオードが逆方向から回復する時間が導通状態の時間よりも大きいとしても、トランジスタがターンオフするとトランジスタの両端に立ち上がる電圧によりダイオードの方向が変わり、結果として小さくなった素子のｄｖ／ｄｔ能力によって、最高電圧限界が重要になるよりもはるかに前に、トランジスタが不良になる。この効果は別の方法によっても発生させることができる。応答電圧波形４６とＥ級の電圧波形１７の形は共に負荷に対してかなり敏感であり、僅かに変化する負荷イおける付随する損失と共に内部ダイオードを導通にさせ、さらにこのダイオードを不良にすることもある。導通状態になる直前には、かなりの電圧ステップ２４となることを可能とすることにより、負荷に僅かな変動があるときでも応答電圧波形４６は正であることが保証されているので、スイッチ１３のｄｖ／ｄｔ不良の可能性を少なくしている。前述した通り、ダイオードの方向が変わるときに上昇する電圧による素子不良が起こる問題は、大電力レベルでは特に重要である。より高い周波数で回路を動作させることはスイッチの両端のｄｖ／ｄｔを増大させ、逆方向ダイオード４１を正方向にバイアスすることを防ぐ必要が生じるが、この場合これも重要である。スイッチ１３が低電力レベル或いは低周波で不良になったことは殆どありそうにないことである。前述の通り、導通時限３０の始めでスイッチＩ３の両端間の電圧、したがってバラクタコンデンサ３８の両端間の電圧は急速に放電して、若干のターンオン・スイッチング損が発生する。これは近似的に１／２ＣＶ　、、、、”ｌとして計算できるが、ここにＣは、ターンオンする前の最終電圧Ｖ　ａ　Ｉ　＠　Ｄにおける容量であり、ｆは動作周波数である。これはスイッチを介して電流スパイクを発生させるが、この電流スパイクはスイッチを介して流れる名目上のピーク電流よりもはるかに高い値となる。スイッチのスイッチング時間はゼロでない以上、電流スパイクのピークは適切に選択された素子のピーク電流定格を超えることはなく、瞬間流れる大電流によるスイッチの温度上昇は、バラクタコンデンサ３８のを放電回路に必要な時間か短いため大した問題とならないようにてきる。従来の技術からの教訓どは対照的に、これらのステップによる損失は効率が多少落ちるだけで、それも高々数％の低下である。しかしながら、この損失を補償するために、電圧ステップ２４を追加するとスイッチを流れる平均電流を低下させ、したがって同一導通角に対する導通損失を低減する効果があることが判明している。このように導通損失が低減してもスイッチ自体が受ける追加損失を理論的に完全に取りもどすことはできない。しかし、実際に、実験用増幅器回路によれば、このステップが導入された場合の効率の総合的変化はほとんど示されていない。しかし実際には、電圧ステップを導入することにより効率が改善されたことが示されている。従来技術を主体とする当業者の注意はスイッチ要素自体における損失に集中していたのであるから、このことは彼らにとって驚くべきことであろう。回路内の平均電流が小さければ他の回路要素における損失の減少は、僅かに増加したスイッチの損失を補償するのに十分な量よりも大きく、効率が増加したことが観測されることになるのである。また従来の技術からの教訓によると、導通角を正確に１８０度に維持することの重要性が強調されている。実際には、電圧ステップ２４か入ると導通角は１８０度以下に調整されて、スイッチ１３に現れる電圧及び電流のストレスが最適になる。導通角が減少するのにともなって、スイッチを流れるピーク電流は増大し、同時にスイッチ１３Ｍのピーク電圧は減少する。もちろんスイッチが異なれば異なる導通角が表われる。電圧供給１２の供給電圧、バラクタコンデンサ３８、リアクタンス回路網回路構成１５及び負荷１１が調整されると、導通角を１８０度以下に調整することにより、より大きな電力が得られる。スイッチ１３の特定な電気的特性により最適導通角が決定される。スイッチ１３が大電力ＲＦエネルギを発生するのに使用される場合の重要な観点の１つは、バラクタコンデンサ３８とその最大出力電圧の定格との間の関係である。高電圧ＦＥＴに対して、特定のドレイン電圧とチーｌ−電圧で測定されたバラクタコンデンサ３８（これとは別に出力容量、ドレイン対ソース容量、或いはＣ３ｓｓとして知られている）は、本来、降伏電圧に対してやや強い関係のあるチップ寸法の関数である。その電圧より高い電圧ではスイッチが不良になるか信頼度が悪化する場合、その電圧をスイッチの降伏電圧という。もちろん本発明に対しても、大電力の動作に対してはより高い出力容量と共により高い降伏電圧が望ましい。改善された性能を得るためには、実質的なバラクタコンデンサ３８が選択される。実質的とは、この部品の価格を最小にする方法でスイッチ１３を選択するのではなく、降伏電圧と他の観点において可能なトレードオフに関して最高の値となるようにスイッチを選択することを意味している。驚くことに、以前ならば無線周波に使用することは不適当であると考えられたレベルより上の、約４００ボルトのレベルの降伏電圧を持ったスイッチでさえ、本発明においては支障無く動作することが判明したのである。この降伏電圧レベルを考慮する場合、この点に関しては製造業者の仕様書だけを信用することはできないということを理解すべきである。むしろ、各種定格は実際の性能以上の検討に基づいていることが多いから、スイッチの実際の機能が重要な観点なのである。本発明による回路では、スイッチ自体の内部バラクタ容量だけか出力回路の調整に使用されている。所与の動作周波数、導通角、及び特定ｌ・ランジスタの型式に対して、バラクタコンデンサ３８の値とスイッチの最大許容出力電圧或いは降伏電圧によって、インダクタの値、直列コンデンサの値、負荷抵抗、最大供給電圧及び出力電力を含む出力回路の他の全てのパラメータが決定できるのである。これら各パラメータはスイッチ１３の内部容量と、選択されたスイッチ１３とに独特な方法で調整される。スイッチ１３の内部容量は、周波数と電力のパラメータが可能な限り最適に確定されるように働いている。この型の増幅器の性質は次の通りである。即ち、出力インピーダンスは出力容量により直接変化するのが普通であるが、出力電力は供給電圧の平方として変化する。このため、簡単な増減によってより大きい電力を得ることは難しいことになる。本発明からの教訓を適用するために、９０％の効率により２００ワツトの出力電力を発生する１００ボルトのトランジスタ上で８０ボルトの最大振幅で動作する代表的な増幅器について、この増幅器の出力トランジスタをほぼ同じ寸法のチップの１０００ボルトのトランジスタと交換することにより、この増幅器の電力を増加する可能性を検討されたい。代表的なＦＥＴに対して、出力容量は電圧定格の変化によって約４倍減少するであろう。同一動作クラスに対して、これは全てのインピーダンスが４倍されることになるであろう。供給電圧を増加しなければ、この要因によって出力電力は最初に４倍だけ減少することになり、希望するようには増幅されない。つぎに電力供給電圧を１０倍に増加すると、電力は１００倍に増幅されるから、したがって電圧レベルとインピーダンスが変化した最終回路は理論的には約５０００ワツトの出力容量を存することになる。増加された電圧と電力に対してはもつと小さい増分のステップがあることは明かであるが、各ステ・ノブが有意な電力増幅をするためには、付随する問題を全て解決することが必要である。しかし、Ａうな大電力レベルに到達するためにはいくつかの問題を同時に解決しなければならない。これらの問題には、増大する電力消費、ｄｖ／ｄｔスイ・ソチ限界、レイアウト及び寄生ループを処理することが含まれる。本発明による方法と回路を使うと、いっても適切なスイッチが入手できれば、以前には到達不可能であったこのような電力レベルをこの簡単な回路から得る解決方法が与えられる。性能を改善するため、本発明の１つの実施例では入手可能なパッケージされたＦＥＴが使用されている。この実施例で重要なことは、いくつかの小型チ・ノブ型素子が使用され、可能な限り最もコンパクトに配置された対称的な構成で実装されているということである。本発明の別の実施例では、いくつかの小型ＦＥＴチップを含むハイブリッドモジュールが使用されており、これのドレイン対ソース定格は４００ボルトから１０００ボルトの間にある。もちろん高電圧のチップを使えば大電力を発生する回路にすることができる。何れの場合も出力容量と最大出力電力との間に独特な関係かあるが、この出力容量と最大出力電力は、前述した通り回路要素の値を調整することによりめられるのである。好適実験回路では、混合モード６級或いはＥ級ＲＦ増幅器など多くの直列共振回路とほぼ同一の図形（ｔｏｐｏｌｏｇｙ）が見える。特徴的な要素としては、ドライブ、導通角、電圧波形、スイッチの型式及び出力回路の定数がある。これらは−緒になって非常に異なる各種動作モードと極めて改善された性能とをつくり出す働きをしている。ドライブ回路は５アンペアからｌＯアンペアの実効値を容量性負荷に供給するように設計されている。実験用試験回路では、出力にＬ型回路網が使用され負荷インピーダンスを５０オームに変換している。前述の説明とこの後に続く請求の範囲により、本発明の好適実施例が説明されている。特許請求の範囲に関しては、本発明の本質から逸脱することなく各種変更を行うことができることを理解されたい。これらは全て達成することができるのであるが、本発明の可能なあらゆる改訂版を説明し請求の範囲を主張することはまったく実際的ではない。そのようなあらゆる改訂版が本発明の本質を使っている限り、当然のこととして各改訂版は本特許によって包含される保護の範噴に入るのである。本発明の基本的概念と知的所産は基本的な実在であり、かつ広範に適用可能なのでであるから、本発明に対する上記主張は特に正しい。Ｆｉｇ、　３ｂＦｉｇ、　５国際調査報告　＋１１ｒＴ／ｌｌｅ　６）／ｎｎ。４Ａ国際調査報告

Claims

【特許請求の範囲】

１．負荷に電力供給するため、スイッチ・モードの電力増幅器から大電力無線周波信号をつくり出す方法であって、ａ．内部容量を有しかつ導通状態から非導通状態へ急激に遷移することのできるスイッチに供給電圧を与え、ｂ．前記スイッチをその導通状態に急激に遷移させ、かつ導通時限のあいだ導通状態のままとし、この導通時限のあいだ前記供給電圧により前記スイッチを介して電流が流れるようにし、ｃ．前記導通時限のあいだリアクタンス回路網回路により前記スイッチを介して流れる電流を調整、しｄ．前記スイッチをその非導通状態に急激に遷移させ、かつ応答時限のあいだ非導通状態のままとし、この応答時限のあいだ前記スイッチ間に電圧が現れるようにし、ｅ．前記リアクタンス回路網回路の働きを介して応答電圧波形を生成し、しかも前記リアクタンス回路網回路は並列コンデンサの影響を受けずに前記スイッチの内部容量を利用し、さらに前記応答波形は前記応答時限のあいだ時変型の電圧を有するようにし、ｆ．ターンオン時点において再び前記スイッチをその導通状態に急激に遷移させ、かつ前記導通時限を再開すると前記ターンオン時点の直前に前記電圧が十分な高さになるようにする、ことを含むことを特徴とする方法。
２．請求項１記載の、スイッチ・モードの電力増幅器から大電力無線周波信号をつくり出す方法であって、前記スイッチは内部容量を有し、かつ前記スイッチの前記内部容量は内部バラクタ容量を含むことを特徴とする方法。
３．請求項２記載の、スイッチ・モードの電力増幅器から大電力無線周波信号をつくり出す方法であって、前記バラクタ容量は十分であることを特徴とする方法。
４．請求項３記載の、スイッチ・モードの電力増幅器から大電力無線周波信号をつくり出す方法であって、前記スイッチは降伏電圧を有し、かつ前記降伏電圧は４００ボルトを下らないことを特徴とする方法。
５．請求項１記載の、スイッチ・モードの電力増幅器から大電力無線周波信号をつくり出す方法であって、前記ターンオン時点における前記応答波形の電圧は前記供給電圧のほぼ５０％であることを特徴とする方法。
６．請求項１あるいは請求項３記載の、スイッチ・モードの電力増幅器から大電力無線周波信号をつくり出す方法であって、前記ターンオン時点における前記応答波形の電圧は前記供給電圧の２０％よりも大きいことを特徴とする方法。
７．請求項１記載の、スイッチ・モードの電力増幅器から大電力無線周波信号をつくり出す方法であって、前記応答波形の前記時変型電圧は常時正であることを特徴とする方法。
８．請求項１記載の、スイッチ・モードの電力増幅器から大電力無線周波信号をつくり出す方法であって、前記リアクタンス回路網回路は前記スイッチの内部容量に独特な方法で調整されることを特徴とする方法。
９．請求項１記載の、スイッチ・モードの電力増幅器から大電力無線周波信号をつくり出す方法であって、前記電力増幅器は望ましい動作周波数を有し、かつ前記リアクタンス回路網回路はインダクタ、単独コンデンサ、及び前記負荷を含み、かつ、前記インダクタ、単独コンデンサ、負荷、供給電圧及び望ましい動作周波数を、前記応答時限を通して前記スイッチの内部容量に調整するステップを更に含んでいることを特徴とする方法。
１０．請求項９記載の、スイッチ・モードの電力増幅器から大電力無線周波信号をつくり出す方法であって、前記インダクタ、単独コンデンサ、負荷、供給電圧及び望ましい動作周波数を、前記応答時限を通して前記スイッチの内部容量に調整する前記ステップは、前記動作周波数と前記負荷に対する前記電力を確立する内部容量を有するように前記スイッチを選択するステップをさらに含むことを特徴とする方法。
１１．請求項１記載の、スイッチ・モードの電力増幅器から大電力無線周波信号をつくり出す方法であって、前記スイッチをその導通状態に急激に遷移させる前記ステップと、前記スイッチをその非導通状態に急激に遷移させる前記ステップを実行する一方、前記スイッチは共通リード線を有し、かつ平均ドライブ電圧を有する無線周波電圧により前記スイッチをドライブするステップを更に含み、しかも前記平均ドライブ電圧及び前記共通リード線の電圧が等しいことを特徴とする方法。
１２．請求項１あるいは請求項１１記載の、スイッチモードの電力増幅器から大電力無線周波信号をつくり出す方法であって、前記電力増幅器は無線周波電力を提供し、前記スイッチは特定の電気的特性を有し、さらに前記スイッチをその非導通状態に急激に遷移させ、かつ前記スイッチをその非導通状態に急激に遷移させる前記ステップは、前記導通時限と前記応答時限の相対的時間を定義する導通角を生成するステップを含み、かつ前記スイッチの特定の電気的特性に対応する前記無線周波電力を最適にするように前記導通角を調整するステップを更に含むことを特徴とする方法。
１３．請求項１記載の、スイッチ・モードの電力増幅器から大電力無線周波信号をつくり出す方法であって、前記スイッチは十分な内部容量を有し、かつ、ターンオン時点において再び前記スイッチをその導通状態に急激に遷移させて前記導通時限を再開させる前記ステップを実行する前に、前記スイッチを介して流れる全ての望ましくない循環電流を最小にするステップを更に含むことを特徴とする方法。
１４．請求項１３記載の、スイッチ・モードの電力増幅器から大電力無線周波信号をつくり出す方法であって、前記スイッチはリード線のインダクタンスを有し、かつ、全ての望ましくない循環電流を最小にする前記ステップは前記スイッチのリード線のインダクタンスを肯定的に使用するステップを含むことを特徴とする方法。
１５．請求項１４記載の、スイッチ・モードの電力増幅器から大電力無線周波信号をつくり出す方法であって、前記電力増幅器は動作周波数を有し、かつ、全ての望ましくない循環電流を最小にする前記ステップは前記電力増幅器の内部に有意な電流ループを１つだけ生成するステップを更に含み、しかも前記電流ループは前記動作周波数において十分に直列共振していることを特徴とする方法。
１６．請求項１あるいは請求項５記載の、スイッチ・モードの電力増幅器から大電力無線周波信号をつくり出す方法であって、前記スイッチを介して流れる全ての望ましくない循環電流を最小にするステップを更に含み、一方では前記リアクタンス回路網回路の働きを介して応答電圧波形を生成する前記ステップを実行することを特徴とする方法。
１７．請求項１、請求項３あるいは請求項５記載の、スイッチ・モードの電力増幅器から大電力無線周波信号をつくり出す方法であって、前記スイッチはリード線のインダクタンスを有し、かつ、前記応答時限のあいだ前記スイッチのリード線のインダクタンスを肯定的に使用する前記ステップを更に含むことを特徴とする方法。
１８．請求項１７記載の、スイッチ・モードの電力増幅器から大電力無線周波信号をつくり出す方法であって、前記電力増幅器は動作周波数を有し、かつ前記電力増幅器の内部に有意な電流ループを１つだけ生成する前記ステップを更に含み、しかも前記電流ループは前記動作周波数において十分に直列共振していることを特徴とする方法。
１９．負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、ａ．無線周波ドライバと、ｂ．内部容量を有し、かつ前記ドライバに応答してスイッチングを行う手段であって、急激に作動しかう導通時限に対して導通状態を、応答時限に対して非導通状態を交互に確立することができる前記スイッチング手段と、ｃ．前記スイッチに供給電圧を与える手段と、ｄ．前記供給電圧に応答して調整する手段であって、並列コンデンサにより影響を受けずに前記スイッチング手段の内部容量を肯定的に利用し、さらに応答電圧波形を生成する役目をし、前記応答波形は前記応答時限のあいだ時間的に変化する電圧を有し、さらに前記応答電圧波形は前記応答時限の終わりにおいて十分な電圧を有する前記調整手段とを含むことを特徴とする前記電力増幅器。
２０．請求項１９記載の、負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、前記調整手段は有意な電流ループを１つだけ含み、かつ前記有意な電流ループはａ．前記負荷と、ｂ．前記負荷に直列に接続された誘導性手段と、ｃ．前記誘導性手段に直列に接続された容量性手段と、ｄ．前記容量性手段に直列に接続された前記スイッチとを含むことを特徴とする前記電力増幅器。
２１．請求項２０記載の、負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、前記スイッチング手段は内部容量性手段を含むことを特徴とする前記電力増幅器。
２２．請求項２１記載の、負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、前記内部容量性手段はバラクタコンデンサを含むことを特徴とする前記電力増幅器。
２３．請求項２２記載の、負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、前記バラクタコンデンサは十分なものであることを特徴とする前記電力増幅器。
２４．請求項２３記載の、負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、前記バラクタコンデンサは降伏電圧を有し、かつ前記降伏電圧は４００ボルトを下らないことを特徴とする前記電力増幅器。
２５．請求項１９あるいは請求項２３記載の、負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、前記ターンオン時点における前記応答波形の電圧は前記供給電圧のほぼ５０％であることを特徴とする前記電力増幅器。
２６．請求項１９あるいは請求項２３記載の、負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、前記ターンオン時点における前記応答波形の電圧は前記供給電圧の２０％よりも大きいことを特徴とする前記電力増幅器。
２７．請求項１９記載の、負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、前記スイッチング手段は電源線の電圧を有し、かつ、前記応答波形の時間的に変化する電圧は前記共通基準電圧に関して常に正であることを特徴とする前記電力増幅器。
２８．請求項２１記載の、負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、前記誘導性手段と前記容量性手段は前記内部容量に調整されることを特徴とする前記電力増幅器。
２９．請求項２８記載の、負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、前記電力増幅器は望ましい動作周波数を有し、かつ前記負荷、前記望ましい動作周波数及び前記供給電圧は前記内部容量性手段により調整されることを特徴とする前記電力増幅器。
３０．請求項２９記載の、負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、前記スイッチは、前記動作周波数と前記負荷に対する前記電力を確立する内部容量を有するように選択されることを特徴とする前記電力増幅器。
３１．請求項１９あるいは請求項２３記載の、負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、前記スイッチは電圧を有する共通リード線を有し、前記無線周波ドライバは平均ドライブ電圧を有する無線周波電圧を生成し、前記平均ドライブ電圧及び前記共通リード線の電圧は等しいことを特徴とする前記電力増幅器。
３２．請求項３１記載の、負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、前記スイッチは特定の電気的特性を有し、前記無線周波ドライバは前記導通時限と前記応答時限の相対的時間を定義する導通角を生成し、さらに前記導通角は、前記スイッチの特定の電気的特性にしたがって、前記負荷に供給される電力を最適化するように設定されることを特徴とする前記電力増幅器。
３３．負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、ａ．無線周波ドライバと、ｂ．前記ドライバに応答してスイッチングを行う手段であって、前記スイッチング手段は内部容量を有し、さらに前記スイッチング手段は急激に作動しかつ導通時限に対して導通状態を、応答時限に対して非導通状態を交互に確立することができる前記スイッチング手段と、ｃ．前記スイッチに供給電圧を与える手段と、ｄ．前記供給電圧に応答して調整する手段であって、前記応答時限の間に最大スイッチ電圧を生成ように働く前記調整手段と、ｅ．前記負荷に前記電力レベルをかけ続けながら、前記応答時限の間の最大スイッチ電圧を減少させる手段であって、並列コンデンサにより影響を受けずに前記スイッチング手段の内部容量を肯定的に利用する前記減少手段とを含むことを特徴とする前記電力増幅器。
３４．請求項３３記載の、負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、前記応答時限の間の最大スイッチ電圧を減少させる前記手段は前記調整手段を含むことを特徴とする前記電力増幅器。
３５．請求項３４記載の、負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、前記調整手段は応答電圧波形を生成する役目をし、前記応答波形は前記応答時限のあいだ時間的に変化する電圧を有し、さらに前記応答時限の終わりにおいて前記応答電圧波形は十分な電圧を有することを特徴とする前記電力増幅器。
３６．負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、ａ．無線周波ドライバと、ｂ．前記ドライバに応答してスイッチングを行う手段であって、内部容量を有し、さらに急激に作動しかつ導通時限に対して導通状態を、応答時限に対して非導通状態を交互に確立することができる前記スイッチング手段と、ｃ．前記スイッチに供給電圧を与える手段と、ｄ．前記供給電圧に応答して調整する手段であって、前記応答時限の間に最大スイッチ電圧を生成ように働く前記調整手段と、ｅ．最大スイッチ電圧を増加せずに、前記負荷に供給する前記電力レベルを増幅する手段であって、前記応答時限の間の最大スイッチ電圧を減衰する手段であって、並列コンデンサにより影響を受けずに前記スイッチング手段の内部容量を肯定的に利用する前記増幅手段とを含むことを特徴とする前記電力増幅器。
３７．請求項３６記載の、負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、前記負荷に供給する前記電力レベルを増幅する前記手段は前記調整手段を含むことを特徴とする前記電力増幅器。
３８．請求項３７記載の、負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、前記調整手段は応答電圧波形を生成する役目をし、前記応答波形は前記応答時限のあいだ時変型電圧を有し、さらに前記応答時限の終わりにおいて前記応答電圧波形は十分な電圧を有することを特徴とする前記電力増幅器。
３９．負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、ａ．無線周波ドライバと、ｂ．前記ドライバに応答してスイッチングを行う手段であって、急激に作動しかつ導通時限に対して導通状態を、応答時限に対して非導通状態を交互に確立することができる前記スイッチング手段と、ｃ．前記スイッチに供給電圧を与える手段と、ｄ．前記供給電圧に応答して調整する手段であって、応答電圧波形を生成する役目をはたし、前記応答時限のあいだ時間的に変化する電圧を有する前記応答波形と、前記応答時限の終わりにおいて十分な電圧を有する前記応答電圧波形と、さらに有意な電流ループであって、１）前記負荷と、２）前記負荷に直列に接続された誘導性手段と、３）前記誘導性手段に直列に接続された容量性手段と、４）前記容量性手段に直列に接続された前記スイッチとを含む前記有意な電流ループを１つだけ含む前記調整手段とを含むことを特徴とする前記電力増幅器。
４０．請求項３９記載の、負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、前記スイッチング手段は内部容量性手段を含むことを特徴とする前記電力増幅器。
４１．請求項４０記載の、負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、前記内部容量性手段はバラクタコンデンサを含むことを特徴とする前記電力増幅器。
４２．請求項４１記載の、負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、前記バラクタコンデンサは十分なものであることを特徴とする前記電力増幅器。
４３．請求項４２記載の、負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、前記バラクタコンデンサはは降伏電圧を有し、かつ前記降伏電圧は４００ボルトを下らないことを特徴とする前記電力増幅器。
４４．請求項３９あるいは請求項４２記載の、負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、前記ターンオン時点における前記応答波形の電圧は前記供給電圧のほぼ５０％であることを特徴とする前記電力増幅器。
４５．請求項３９あるいは請求項４２記載の、負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、前記ターンオン時点における前記応答波形の電圧は前記供給電圧の２０％よりも大きいことを特徴とする前記電力増幅器。
４６．請求項３９記載の、負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、前記スイッチング手段は電源線の電圧を有し、前記供給電圧は共通基準電圧と比較され、さらに前記応答波形の時間的に変化する電圧は前記共通基準電圧に関して常に正であることを特徴とする前記電力増幅器。
４７．請求項４０記載の、負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、前記誘導性手段と前記容量性手段は前記内部容量性手段に調整されることを特徴とする前記電力増幅器。
４８．請求項４７記載の、負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、前記電力増幅器は望ましい動作周波数を有し、かつ前記負荷、前記望ましい動作周波数及び前記供給電圧は前記内部容量性手段により調整されることを特徴とする前記電力増幅器。
４９．請求項４８記載の、負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、前記スイッチは、前記動作周波数と前記負荷に対する前記電力を確立する内部容量を有するように選択されることを特徴とする前記電力増幅器。
５０．請求項３９あるいは請求項４２記載の、負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、前記スイッチは電圧を有する共通リード線を有し、前記無線周波ドライバは平均ドライブ電圧を有する無線周波電圧を生成し、前記平均ドライブ電圧及び前記共通リード線の電圧は等しいことを特徴とする前記電力増幅器。
５１．請求項５０記載の、負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、前記スイッチは特定の電気的特性を有し、前記無線周波ドライバは前記導通時限と前記応答時限の相対的時間を定義する導通角を生成し、さらに前記導通角は、前記スイッチの特定の電気的特性にしたがって、前記負荷に供給される電力を最適化するように設定されることを特徴とする前記電力増幅器。
５２．負荷に電力供給するため、スイッチ・モードの電力増幅器から大電力無線周波信号をつくり出す方法であって、ａ．内部容量を有しかつ導通状態から非導通状態へ急激に遷移することのできるスイッチに供給電圧を与え、ｂ．前記スイッチをその導通状態に急激に遷移させ、かつ導通時限のあいだ導通状態のままとし、この導通時限のあいだ前記供給電圧により前記スイッチを介して電流が流れるようにし、ｃ．前記導通時限のあいだリアクタンス回路網回路構成により前記スイッチを介して流れる電流を調整し、ｄ．前記スイッチをその非導通状態に急激に遷移させ、かつ応答時限のあいだ非導通状態のままとし、この応答時限のあいだ前記スイッチの両端に電圧が現れるようにし、ｅ．前記リアクタンス回路網回路の働きを介して応答電圧波形を生成し、しかも前記応答波形は前記応答時限のあいだ時間的に変化するの電圧を有し、ｆ．ターンオン時点において再び前記スイッチをその導通状態に急激に遷移させ、かつ前記導通時限が再開すると前記ターンオン時点の直前に前記電圧が十分ある、ことを含むことを特徴とする方法。
５３．負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、ａ．無線周波ドライバと、ｂ．前記ドライバに応答してスイッチングを行う手段であって、急激に作動しかつ導通時限に対して導通状態を、応答時限に対して非導通状態を交互に確立することができる前記スイッチング手段と、ｃ．前記スイッチに供給電圧を与える手段と、ｄ．前記供給電圧に応答して調整する手段であって、応答電圧波形を生成する役目をはたし、前記応答時限のあいだ時間的に変化する電圧を有する前記応答波形と、さらに前記応答時限の終わりにおいて十分な電圧を有する前記応答電圧波形を含む前記調整手段とを含むことを特徴とする前記電力増幅器。
５４．負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、ａ．無線周波ドライバと、ｂ．前記ドライバに応答してスイッチングを行う手段であって、急激に作動しかつ導通時限に対して導通状態を、応答時限に対して非導通状態を交互に確立することができる前記スイッチング手段と、ｃ．前記スイッチに供給電圧を与える手段と、ｄ．前記供給電圧に応答して調整する手段であって、前記応答時限の間に最大スイッチ電圧を生成ように働く前記調整手段と、ｅ．前記応答時限における最大スイッチ電圧を減少させ、一方前記負荷に対する前記電力レベルを維持する手段とを含むことを特徴とする前記電力増幅器。
５５．負荷に電力を供給する大電力スイッチ・モード無線周波電力増幅器であって、ａ．無線周波ドライバと、ｂ．前記ドライバに応答してスイッチングを行う手段であって、急激に作動しかつ導通時限に対して導通状態を、応答時限に対して非導通状態を交互に確立することができる前記スイッチング手段と、ｃ．前記スイッチに供給電圧を与える手段と、ｄ．前記供給電圧に応答して調整する手段であって、前記応答時限の間に最大スイッチ電圧を生成するように働く前記調整手段と、ｅ．最大スイッチ電圧を増幅せずに前記負荷に供給する前記電力レベルを増幅する手段と、を含むことを特徴とする前記電力増幅器。