DE4337504A1

DE4337504A1 - Verfahren und Vorrichtung zur Ansteuerung von abschaltbaren Leistungshalbleitern eines Resonanz-Umrichters mit angepaßter Schaltgeschwindigkeit

Info

Publication number: DE4337504A1
Application number: DE4337504A
Authority: DE
Inventors: Manfred Dipl Ing Bruckmann; Hans-Christian Dipl Ing Doht; Gerhard Dipl Ing Fischer
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: SMS Elotherm GmbH
Priority date: 1993-11-03
Filing date: 1993-11-03
Publication date: 1995-05-04
Anticipated expiration: 2013-11-04
Also published as: DE4337504B4

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vor richtung zum Einschalten eines mittels eines elektrischen Feldes gesteuerten, abschaltbaren Leistungshalbleiters eines in der Betriebsart Zero-Voltage-Switch (ZVS) steuernden Reso nanz-Umrichters.

Im Aufsatz "Resonanzumrichter im Mittelfrequenzbereich", ab gedruckt in der DE-Zeitschrift "etz", Band 111 (1990), Heft 18, Seiten 948-953, sind verschiedene Resonanz-Umrichter vorgestellt. Bei den Resonanz-Umrichtern sind Schwingkreis- Wechselrichter von Quasiresonanz-Wechselrichter zu unter scheiden. Ein Schwingkreis-Wechselrichter besteht aus einer Halb- oder Vollbrückenschaltung mit zwei oder vier Lei stungshalbleitern, in deren Diagonale ein Schwingkreis ange ordnet ist. Die Last ist Bestandteil des Schwingkreises, wo bei die elektrische Energie mit einem Hochfrequenz-Übertrager ausgekoppelt wird, oder das hochfrequente Wechselfeld direkt beispielsweise für induktive Erwarmung genutzt wird. Als Lei stungshalbleiter finden im Schwingkreis-Wechselrichter vor zugsweise MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) Anwendung. Beim Reihenschwingkreis-Wechselrichter ergibt sich als anregende Spannung u, auch Erregerspannung genannt, über dem Schwingkreis ein rechteckförmiger Verlauf. Die Frequenz der anregenden Rechteckschwingung kann oberhalb oder unterhalb der Resonanzfrequenz des Schwingkreises lie gen. Wird der Schwingkreis-Wechselrichter mit nicht abschalt barem Leistungshalbleitern betrieben, so muß eine Arbeitsfre quenz unterhalb der Resonanzfrequenz gewählt werden. Stehen abschaltbare Leistungshalbleiter zur Verfügung, so kann der Reihenschwingkreis auch oberhalb der Resonanzfrequenz ange regt werden. Ein in diesem Bereich liegender Betriebspunkt ist vorteilhaft, da das Abschaltverhalten der Dioden nun keine Bedeutung mehr erlangt. Infolge der verminderten Schaltverluste kann die Arbeitsfrequenz bis in den Bereich einiger 100 kHz gesteigert werden. Der Strom im Leistungs halbleiter weist dann die Gestalt einer Halbschwingung auf, die beim Einschalten mit einem negativen Augenblickswert be ginnt und beim Ausschalten mit einem positiven Wert endet. Das Zeitintervall, in dem der Halbleiter sich im leitenden Zustand befindet, kann daher in zwei Bereiche unterteilt wer den. Im ersten Abschnitt - bis zum Nulldurchgang des Drain- Stroms - fließt ein Strom in umgekehrter Richtung durch den Halbleiter. Hierzu wird eine parallele Inversdiode benötigt, die im MOS-FET parasitär enthalten ist. Im nachfolgenden Zeitabschnitt führt der Halbleiter einen Strom in Vorwärts richtung.

Schwingkreis-Wechselrichter werden bevorzugt im oberen Lei stungsbereich benutzt, beispielsweise zum induktiven Erwär men, Härten und Schweißen. Das Prinzip der induktiven Erwär mung findet seine Anwendung häufig bei der Leistungsübertra gung auf bewegtes Heizgut. Die Wirkungsweise ist einfach. Ein magnetisches Wechselfeld erzeugt in elektrisch leitfähigem Material Wirbelströme. Die elektrischen Verluste im Heizgut bewirken dessen Erhitzung. Zur Erzeugung des magnetischen Wechselfeldes ist ein sogenannter Induktor notwendig. Er wird von einer Wechselquelle gespeist. Die übertragene Wirkleistung ist neben den genauen Lastverhältnissen (Induktor mit Heizgut) von der Erregerfrequenz abhängig. Die Wahl des Fre quenzbereiches richtet sich neben Aspekten der Realisierbar keit nach der speziellen Anwendung. Aufgrund des Stromver drängungseffektes erzeugen hohe Frequenzen eine Erwärmung der Heizgutoberfläche. Niedrige Frequenzen haben eine große Ein dringtiefe und erhitzen damit das Volumen des Materials. Ein Anwendungsbeispiel ist die Beheizung von rotierenden Walzen in Glättwerken von Papierherstellungsmaschinen.

Bei der induktiven Erwärmung unterliegt der Induktor vielfach einem deutlichen Verschleiß durch hohe thermische Belastung, magnetische Kräfte, Kavitation durch das Kühlwasser, chemi sche und elektrochemische Erosionen und anderes mehr. Auch gewaltsame Zerstörungen, bedingt durch den rauhen Betrieb, sind nicht selten. Je nach dem Schlankheitsgrad des Induktors und der Höhe der zu übertragenden Leistung kann es zu einem mehr oder weniger häufigen Induktorversagen kommen. Dieser unvermeidbare "Havariefall" stellt sich in Bezug auf die Energiequelle als Lastkurzschluß oder Lastabwurf dar. Dabei sollten keine Bauelemente der Energiequelle Schaden nehmen, die der Frequenzumformung dienen. Bleibt der Schaden auf den zerstörten Induktor beschränkt, so spricht man von einer "havariefesten Energiequelle". Für das Induktionshärten ist das ein wichtiges Gütekriterium, weil in diesem Anwendungsbe reich am häufigsten mit einem Induktorausfall gerechnet wer den muß und ein längerer Fertigungsstillstand am schwierig sten zu überbrücken ist.

Die Folge von Teil- oder Vollkurzschlüssen ist eine Verände rung der Induktivität und des Induktorwiderstandes, der eine Verstimmung der Resonanzfrequenz und der Dämpfung des Schwingkreises zur Folge hat. Das Überschreiten der Curie- Temperatur bei ferromagnetischen Stählen führt zum Verlust der ferromagnetischen Eigenschaften und damit zu einer erheb lichen Reduzierung der Induktivität der Anordnung Induktor - Werkstück. Die Folge ist wiederum eine Verstimmung der Reso nanzfrequenz des Lastkreises.

Bei Verwendung eines Resonanz-Umrichters, der in einem der beiden Grundkonzepte (Zero-Voltage-Switch (ZVS), Zero- Current-Switch (ZCS)) betrieben wird, kann das Verlassen der festgelegten Betriebsweise zu erhöhten Verlusten bis hin zur Zerstörung des Umrichters führen. Zero-Current-Switch bedeu tet, daß der Halbleiter bei verschwindendem Strom abgeschal tet wird. Die Bezeichnung Zero-Voltage-Switch weist auf ein Einschalten bei verschwindender Spannung über dem Baulelement hin. Bei der obengenannten Anwendung besteht jedoch die Ge fahr, daß ausgehend vom stationären Betrieb sich die Schwing kreisparameter, und damit der definierte Arbeitsbereich (z. B. Überresonant oder Unterresonant) verschiebt.

Bei Schwingkreis-Wechselrichtern, deren Halbleiterschalter bei Spannungsnulldurchgang an den Leistungsklemmen einge schaltet werden (Zero-Voltage-Switch-Bedingung), soll diese Zustandsänderung möglichst schnell geschehen, da dieser Zu stand unter Umständen nur sehr kurz vorliegt. Die Steuerkapa zität von mittels eines elektrischen Feldes gesteuerten, ab schaltbaren Leistungshalbleitern ist im ZVS-Mode größer als bei "hart" auf Spannung schaltenden Ventilen, was hohe Steu erströme verlangt und somit eine grundsätzlich andere Ansteu erbedingung ergibt. Liegt während des ankommenden Einschalt befehls aufgrund einer Laständerung bzw. Fehlfunktion Span nung an einem für ZVS-Mode eingestellten Schalter an, so würde eine unverändert hohe Einschaltgeschwindigkeit Probleme verursachen. Es wird dann eine geflutete Freilaufdiode eines Brückenzweiges mit unverhältnismäßig hoher Geschwindigkeit abkommutiert bzw. geladene Kapazitäten z. B. der Sperrschicht und der Verschienung zu schnell entladen.

Dies führt in Zusammenhang mit den aufbaubedingten Streuin duktivitäten des Leistungsteils zu Überspannungen mit an schließender Zerstörung der Leistungshalbleiter infolge Sperrversagens.

Aus dem Aufsatz "Anwendung des Dual-Thyristor-Prinzips in HF- Speisequellen für die Induktionserwärmung", abgedruckt in der DE-Zeitschrift "Elektrowärme International", 49 (1991) B3-Au gust, Seiten B118-B123, ist ein MOSFET-Umrichter bekannt, der nach dem Dual-Thyristor-Prinzip im Frequenzbereich von 270 kHz bis etwa 425 kHz mit hohem Wirkungsgrad arbeitet. Wirkungsgrad, Betriebsverhalten und Komplexität leistungs elektronischer Schaltungen werden nicht nur durch den Lei stungshalbleiter-Schalter, sondern meist auch durch das dyna mische Verhalten der Leistungsdioden bestimmt. Aufgrund ihres guten Kommutierungsverhaltens sind deshalb Dual-Thyristor-Um richter für moderne Speisequellen besonders geeignet. Die Transistorverluste werden in solchen Anordnungen nicht durch das Sperrverzugsverhalten der Gegendiode beeinflußt. Kenn zeichnend für Dual-Thyristor-Wechselrichter sind Schalter, die je einen Transistor mit Gegendiode (auch Inversdiode ge nannt) und Entlastungskondensator beinhalten. Charakteri stisch für diesen Wechselrichter ist die Kommutierungsfolge Gegendiode - Transistor, wodurch der Einsatz einer Verriege lungseinrichtung ermöglicht wird, die erst dann das Ein schaltsignal für den Transistor freigibt, wenn die Transi storspannung bereits einen kleinen Wert erreicht hat.

Somit schaltet der Dual-Thyristor nur dann ein, wenn an ihm annähernd keine Spannung (ZVS-Mode) ansteht. Nachteilig ist, daß für den Start des Schwingvorgangs ein zusätzlicher Start kreis benötigt wird (dadurch zusätzlicher Halbleiteraufwand), da in diesem Fall Spannung an den Schaltern anliegt. Falls infolge eines zu starken Lastwechsels des Schwingkreis-Wech selrichters der Schwingvorgang nicht ganz bis zu Spannungs null geschieht, so stoppt ein mit Dual-Thyristoren ausgerü steter Schwingkreis-Wechselrichter. Außerdem muß die Lastan ordnung immer induktiven Charakter besitzen, da sonst der Wechselrichter blockiert.

Das Dual-Thyristor-Prinzip ermöglicht den Einsatz von Lei stungs-MOSFETS, wobei die in den meisten Fällen dynamisch un günstige MOSFET-Inversdiode als Gegendiode des Schalters ver wendet wird.

Der Erfindung liegt nun die Erkenntnis zugrunde, daß, wenn während des ankommenden Einschaltbefehls aufgrund einer Last änderung bzw. Fehlfunktion Spannung an einem für ZVS-Betrieb eingestellten Schalter anliegt, die Schaltgeschwindigkeit des Leistungshalbleiters zu reduzieren ist.

Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Ansteuerung von abschaltbaren Lei stungshalbleitern eines Resonanz-Umrichter mit angepaßter Schaltgeschwindigkeit anzugeben.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß über prüft wird, ob eine am Leistungshalbleiter anstehende Ventil- Spannung vor dem Einschalten annähernd gleich Null ist, ein Steuerstrom in Abhängigkeit eines Einschalt-Steuersignals ge neriert wird, wodurch der Leistungshalbleiter mit hoher Schaltgeschwindigkeit eingeschaltet und dieser generierte Steuerstrom genau dann derart abgeändert wird, wenn die am Leistungshalbleiter anstehende Ventil-Spannung nicht annä hernd gleich Null ist, daß die Schaltgeschwindigkeit des Lei stungshalbleiters reduziert wird.

Mittels diesem erfindungsgemäßen Verfahren wird der Resonanz umrichter auch dann eingeschaltet, wenn am Leistungshalblei ter Spannung ansteht. Jedoch wird die Schaltgeschwindigkeit derart reduziert, daß eine geflutete Diode nicht mit einer unverhältnismäßig hohen Geschwindigkeit abkommutiert bzw. eine geladene Kapazität zu schnell entladen wird. Somit wird gegenüber dem Dual-Thyristor-Prinzip trotz Verlassen des ZVS- Modes der Leistungshalbleiter angesteuert, so daß der Reso nanz-Umrichter nicht blockiert (kein Produktionsausfall, kein neuer Startvorgang).

Zur Realisierung des erfindungsgemäßen Verfahrens braucht ei ne herkömmliche Ansteuereinrichtung, auch Treiberendstufe ge nannt, nur um eine Detektorschaltung und eine Einrichtung zur Änderung der Schaltgeschwindigkeit des Leistungshalbleiters erweitert werden. Dabei ist die Detektorschaltung ein gangsseitig mit einem Drain-Anschluß des Leistungshalbleiters und ausgangsseitig mit dem Eingang der Einrichtung zur Ände rung der Schaltgeschwindigkeit verknüpft.

Der Ausgang dieser Einrichtung zur Änderung der Schaltge schwindigkeit des Leistungshalbleiters kann einerseits auf Leistungsniveau, d. h. zwischen Treiberstufe und Steuereingang des mittels eines elektrischen Feldes gesteuerten, abschalt baren Leistungshalbleiters, oder andererseits auf Kleinsi gnalniveau, d. h. vor der Treiberstufe wird die Ansteuerge schwindigkeit oder Amplitude des Ein-Steuersignals moduliert, einwirken.

Die verschiedenen Ausführungsformen der Einrichtung zur Ände rung der Schaltgeschwindigkeit sind den Unteransprüchen 7 bis 10 zu entnehmen.

Zur weiteren Erläuterung wird auf die Zeichnungen Bezug ge nommen, in der mehrere Ausführungsbeispiele der erfindungsge mäßen Vorrichtung schematisch veranschaulicht sind.

Fig. 1 zeigt das Prinzipschaltbild einer HF-Spei sequelle eines Induktors, die

Fig. 2 zeigt einen Teil dieses Prinzipschaltbildes nach Fig. 1 näher, in den

Fig. 3 und 4 sind der Strom und die Spannung eines In duktors im unterresonanten Betrieb jeweils in einem Diagramm über der Zeit t darge stellt, in den

Fig. 5 und 6 sind der Strom und die Spannung eines In duktors im überresonanten Betrieb jeweils in einem Diagramm über der Zeit t darge stellt, die

Fig. 7 bis 9 zeigen verschiedene Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Vorrichtung, wobei der Eingriff für die Anpassung der Schaltge schwindigkeit des Leistungshalbleiter schalters auf Leistungsniveau stattfin det, die

Fig. 10 bis 12 zeigen verschiedene Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Vorrichtung, wobei der Eingriff für die Anpassung der Schaltge schwindigkeit des Leistungshalbleiter schalters auf Kleinsignalniveau stattfin det, in den

Fig. 13 und 14 sind der Strom und die Spannung eines In duktors im Störungsfall jeweils in einem Diagramm über der Zeit t dargestellt wird, und in den

Fig. 15 und 16 sind Steuersignale für die Leistungshalb leiter eines Brückenzweiges des Resonanz- Umrichters jeweils in einem Diagramm über der Zeit t dargestellt.

Wie aus der Fig. 1 ersichtlich, wird aus einem Drehstromnetz 2 über einen Transformator 4 und einen steuerbaren Gleich richter 6 eine Gleichspannung erzeugt, die in der Höhe verän derbar ist. Diese wird im Zwischenkreis 8 geglättet und ge puffert.

Die Gleichspannung wird anschließend durch einen Hochfre quenztransistor-Umrichter 10 in eine pulsförmige Wechselspan nung verwandelt und über eine Transformationsschaltung 12 ei nem Induktor 14 zugeführt, der im Ersatzschaltbild als Wider stand 16 und Induktivität 18 dargestellt ist. Der Lastkreis, bestehend aus der Transformationsschaltung 12 und dem Induk tor 14, bildet einen Reihenschwingkreis mit 3 Energiespei chern. Der Lastkreis kann auch wie in den zitierten Dokumen ten aufgebaut sein. Der hier verwendete Lastkreis ist in der deutschen Patentanmeldung mit dem Aktenzeichen P 41 33 981.9 ausführlich dargestellt.

Für den gesteuerten Gleichrichter 6 und den Umrichter 10 sind Regeleinrichtungen 20 und 22 vorgesehen, denen Istwerte 24 aus dem durch Induktor 14 und Transformationsschaltung 12 ge bildeten Reihenschwingkreis zugeführt werden. Neben diesen elektrischen Istwerten können auch noch andere Meßgrößen, wie zum Beispiel die Temperatur des Werkstücks usw. für die Rege lung herangezogen werden.

Wie der Fig. 2 zu entnehmen ist, besteht der Umrichter 10 aus zwei Brückenzweigen 26 und 28, die jeweils in jeder Brückenhälfte einen Leistungs-MOSFET (Metalloxydschicht- Feldeffekttransistor) T1 bzw. T2 und T3 bzw. T4, insbesondere einen selbstsperrenden MOSFET aufweisen. Diese Leistungs-MOS- FETs T1, . . ., T4 haben jeweils eine interne Diode D1, . . ., D4, auch Inversdiode genannt und weisen jeweils am Steueranschluß eine Ansteuereinrichtung 30 auf. An den Aus gangsklemmen 32 und 34 des Hochfrequenz-Umrichters 10 ist die Transformationsschaltung 12 mit ausgangsseitigem Induktor 14 angeschlossen. Der Umrichterausgangsstrom i, auch Laststrom genannt, und die Umrichterausgangsspannung u, auch Erreger spannung genannt, sind jeweils in einem Diagramm über der Zeit t für den unterresonanten Betrieb (Φ < 0) in den Fig. 3 und 4 und für den überresonanten Betrieb (Φ < 0) in den Fig. 5 und 6 dargestellt.

Im unterresonanten Betrieb liegt eine kapazitive Phase (Φ < 0) zwischen Umrichterausgangsspannung u und Laststrom i vor. Bei dieser kapazitiven Phasenverschiebung endet die Stromleitung mit einem Diodenstrom i_D1 bzw. i_D2. Die Kommutierungsfolge Transistor- Gegendiode ist für diese kapazitive Phasenver schiebung charakteristisch, wobei die Gegendiode in der Lite ratur häufig auch als Inversdiode bezeichnet wird. In dieser Betriebsart müssen die Inversdioden D1, D2 bzw. D3, D4 der gegenüberliegenden Leistungs-MOSFETS T1, T2 bzw. T3, T4 je weils eines Brückenzweiges abkommutiert werden.

In einem Brückenzweig am Spannungszwischenkreis 8 bedeutet das schnelle Schalten auf eine geflutete Diode oft zerstöre rische Überspannungen an den Leistungshalbleitern, hervorge rufen durch den Rückstromabriß der abkommutierten Diode und den parasitären Anschlußinduktivitäten des Leistungshalblei ters und der Streuinduktivität der Verschienung. Durch diesen Sachverhalt werden Leistungsschalter und Dioden in ihrem Be triebsbereich erheblich eingeschränkt, da die interne Diode auch bei FREDFETs halbleitertechnologisch ein schlechtes Ab rißverhalten zeigt. Selbst extrem kurzzeitiges Überschreiten der höchst zulässigen Ventil-Spannung hat den Ausfall des Bau elementes zur Folge.

Im überresonanten Betrieb liegt eine induktive Phase (Φ < 0) zwischen Umrichterausgangsspannung u und Laststrom i vor. Bei dieser induktiven Phasenverschiebung beginnt die Stromleitung mit einem Diodenstrom i_D1 bzw. i_D2. Die Kommutierungsfolge Inversdiode - zugehöriger Transistor ist für diese induktive Phasenverschiebung charakteristisch. In dieser Betriebsart, auch Zero-Voltage-Switch (ZVS- )Mode genannt, kommutiert der Strom von einer Inversdiode auf den zugehörigen Transistor, wodurch ein Diodenabriß mit seinen Folgen nicht mehr auf tritt.

Die Fig. 7 zeigt einen mittels eines elektrischen Feldes ge steuerten, abschaltbaren Leistungshalbleiter T1 mit einer zu gehörigen Inversdiode D1 des Hochfrequenztransistor-Umrich ters 10 gemäß Fig. 2 mit einer Ausführungsform der erfin dungsgemäßen Vorrichtung 30. Diese Vorrichtung 30, auch An steuereinrichtung bzw. Treiberendstufe genannt, besteht aus einer herkömmlichen Treiberendstufe, die um eine Detektor schaltung 36 und eine Einrichtung 38 zur Änderung der Schalt geschwindigkeit erweitert ist.

Die herkömmliche Treiberendstufe besteht aus wenigstens einer Gleichspannungsquelle 40, einer Treiberstufe 42 und einem Steuerkreis 44. Die Treiberstufe 42, die hier als Gegentakt- Treiberstufe ausgebildet ist, an deren Steuereingang 46 ein Ein-/Aus-Steuersignal ansteht, ist eingangsseitig mit der Gleichspannungsquelle 40 und ausgangsseitig mit dem Steuer kreis 44 verknüpft. Der Steuerkreis 44 ist ausgangsseitig mit dem Steuereingang G des Leistungshalbleiters T1 verknüpft. Der Steuerkreis 44 enthält einen Widerstand 48, der auch Steuerkreis-Widerstand bzw. Gate-Widerstand genannt wird. An stelle der Gleichspannungsquelle 40, die eine Versorgungs spannung V_CC bereitstellt, können auch zwei Spannungsquellen, nämlich jeweils eine für positives bzw. negatives Ansteuern, wie es dem Aufsatz "IGBT-Module in Stromrichtern: regeln, steuern, schützen" von Werner Bösterling, Ralf Jörke und Mar tin Tscharn, abgedruckt in DE-Zeitschrift"etz", Band 110 (1989), Heft 10, Seiten 464 bis 471, zu entnehmen ist. Diesem Aufsatz ist ebenfalls die Funktionsweise zu entnehmen. Außer dem sind weitere Ausführungsformen für die herkömmliche Trei berendstufe in diesem Aufsatz vorgestellt.

Als abschaltbarer Leistungshalbleiter T1, . . ., T4 ist in den Darstellungen jeweils ein Insulated Gate Bipolar Transistor (IGBT) vorgesehen, wobei die Inversdiode D1, . . ., D4 bereits Bestandteil dieses IGBT-Moduls ist. Außer dem IGBT können auch andere Bauelemente in MF- und HF-Speisequellen 10 ver wendet werden. Zu diesen Bauelementen zählen die Sperr schicht-Feldeffekttransistoren (SIT: Static Induction Transi stor; MOSFET: Metalloxidschicht-Feldeffekttransistor).

Als Detektorschaltung 36 ist eine Entkopplungsdiode vorgese hen, die kathodenseitig mit dem Drain-Anschluß D des IGBTs T1 und anodenseitig über einen Strombegrenzungs-Widerstand 50 mit der Gleichquelle 40 elektrisch leitend verbunden ist. Anodenseitig ist die Detektorschaltung 36 ebenfalls mit einem Eingang der Einrichtung 38 zur Änderung der Schaltgeschwin digkeit verknüpft.

Als Einrichtung 38 ist in dieser Ausführungsform ein selbst sperrender p-Kanal MOSFET 52 (Enhancement-MOSFET) vorgesehen, der mit seinem Steueranschluß G mit dem Ausgang der Detektor schaltung 36 verbunden ist. Die Ausgangsanschlüsse S und D dieser Einrichtung 38 sind mit den Anschlüssen des Steuer kreis-Widerstandes 48 verknüpft, dem bei dieser Ausführungs form eine Diode 54 antiparallel zur Stromrichtung des Ein schaltstromes elektrisch parallel geschaltet ist. Durch diese Diode 54 wirkt der Widerstand 44 nur beim Einschalten des IGBTs und nicht beim Ausschalten. Diese Ausführungsform der Einrichtung 38 ist eine besonders einfache.

Ist die Ventil-Spannung u_DS am Leistungshalbleiter T1 vor dem Einschalten annähernd gleich Null (ZVS-Mode), so wird der p- Kanal MOS-FET 52 leitend und überbrückt damit niederohmig den Gate-Widerstand 48, dessen Wert in dieser Ausgestaltung für eine langsame angepaßte Schaltgeschwindigkeit bemessen ist. Trifft nun am Steuereingang 46 ein Ein-Steuersignal ein, wird der Leistungshalbleiter T1 mit einer hohen Einschaltgeschwin digkeit eingeschaltet. Der p-Kanal MOS-FET 52 bleibt sper rend, wenn am Leistungshalbleiter T1 eine Ventil-Spannung u_DS ansteht, die nicht annähernd gleich Null (u_DS < 0) ist. Trifft nun ein Ein-Steuersignal ein, so wird der IGBT T1 über den Gate-Widerstand 48 langsam eingeschaltet.

Mittels der Detektorschaltung 36 und der Einrichtung 38 wird die Schaltgeschwindigkeit ausgehend vom Zustand am Leistungs halbleiter T1 verändert.

In der Fig. 8 ist eine weitere Ausführungsform der Vorrich tung 30 dargestellt. Diese Vorrichtung 30 unterscheidet sich von der Vorrichtung 30 nach Fig. 7 dadurch, daß der Steuer kreis-Widerstand 48 keine Diode 54 mehr aufweist und daß die Einrichtung 38 anders ausgeführt ist. Die Einrichtung 38 zur Änderung der Schaltgeschwindigkeit besteht aus einem selbst sperrenden n-Kanal MOS-FET 46 (Enhancement-MOS-FET), einer Zenerdiode 58 und zwei Widerständen 60 und 62. Der Widerstand 62, auch Drain-Widerstand genannt, verbindet den Drain-An schluß D des n-Kanal MOSFET 56 mit dem Steuerkreis 44 derart, daß er einerseits mit dem Steueranschluß G des IGBTs T1 und andererseits mit dem Gate-Widerstand 48 verknüpft ist. Die Zenerdiode 58 und der Widerstand 60 bilden eine Gate-Steuer schaltung für den n-Kanal MOSFET 56.

Dieser n-Kanal MOSFET 56 ist eingeschaltet, wenn am Lei stungshalbleiter T1 eine Ventil-Spannung u_DS ansteht, die nicht annähernd gleich Null ist (u_DS < 0). Dadurch wird die Steuerspannung am Steueranschluß G des Leistungshalbleiters T1 durch den Spannungsteiler, bestehend aus dem Gate-Wider stand 48 und dem Drain-Widerstand 62, reduziert, so daß der Leistungshalbleiter T1 mit einer angepaßten Schaltgeschwin digkeit einschaltet.

Die Ausführungsform nach Fig. 9 unterscheidet sich von der Ausführungsform gemäß Fig. 8 dadurch, daß anstelle des Drain-Widerstandes 62 eine Drain-Zenerdiode 64 vorgesehen ist. Außerdem ist der Wert des Steuerkreis-Widerstandes 48 auf zwei Widerstände aufgeteilt. Die Wirkungsweise dieser Ausführungsform entspricht der Schaltungsanordnung nach Fig. 8.

Bei diesen Ausführungsformen gemäß den Fig. 7 bis 9 findet der Eingriff auf die Schaltgeschwindigkeit auf dem Leistungs niveau, d. h. zwischen der Gegentakt-Treiberstufe 42 und dem Steueranschluß G des Leistungshalbleiters T1, statt.

In den Fig. 10 bis 12 sind nun Ausführungsformen der Ein richtung 38 dargestellt, womit auf Kleinsignal-Niveau in die Schaltgeschwindigkeit eingegriffen wird.

Die Einrichtung 38 zur Änderung der Schaltgeschwindigkeit der Fig. 10 entspricht im wesentlichen der Einrichtung 38 gemäß Fig. 8. Anstelle des Drain-Widerstandes 62 ist ein Drain- Kondensator 66 vorgesehen. Dieser Drain-Kondensator 66 ist einerseits direkt mit der Gegentakt-Treiberstufe 42 und an dererseits über einen Widerstand 68 mit dem Steuereingang 46 der Gegentakt-Treiberstufe 42 elektrisch leitend verbunden. Der Widerstand 68 und der Drain-Kondensator 66 bilden im ein geschalteten Zustand des n-Kanal MOSFET 56 einen Tiefpaß mit einer Verzögerungszeit. Steht beim Eintreffen des Ein-Steuer signals am Leistungshalbleiter T1 eine Ventil-Spannung u_DS an, die nicht annähernd gleich Null ist (u_DS < 0), so ist der n-Kanal MOSFET 56 leitend. Dadurch wird die Steuerspannung langsam in Abhängigkeit der Verzögerungszeit des Tiefpasses aufgebaut. Somit schaltet der Leistungshalbleiter T1 angepaßt an den Zustand (u_Ds < 0) langsam ein. Liegt beim Eintreffen des Ein-Steuersignals eine Zero-Voltage-Switch-Bedingung (u_DS = 0) vor, so ist der n-Kanal MOSFET 56 gesperrt und der Tiefpaß mit der Verzögerungszeit nicht wirksam, wodurch der Lei stungshalbleiter T1 mit einer hohen Schaltgeschwindigkeit einschaltet.

Die Vorrichtung 30 nach Fig. 11 arbeitet analog zur Vorrich tung 30 gemäß Fig. 10. Der Unterschied liegt in der Ausfüh rungsform der Einrichtung 38. Diese Einrichtung 38 entspricht im wesentlichen der Einrichtung 38 gemäß der Fig. 7. Da hier ein p-Kanal MOSFET 52 verwendet wird, ist dieser MOSFET 52 bei einer Ventil-Spannung u_DS annähernd gleich Null leitend und überbrückt den Widerstand 68 des Tiefpasses, bestehend aus dem Drain-Kondensator 66 und dem Widerstand 68, wodurch dieser Tiefpaß nicht wirksam ist. Ist die Ventil-Spannung u_DS nicht annähernd gleich Null (u_DS < 0), so sperrt der p-Kanal MOSFET 52, und der Tiefpaß ist wirksam, so daß die Steuer spannung in Abhängigkeit der Verzögerung des Tiefpasses auf gebaut wird. Somit schaltet der Leistungshalbleiter T1 mit einer angepaßten Schaltgeschwindigkeit ein.

In der Ausführungsform der Vorrichtung 30 nach Fig. 12 ent hält die Einrichtung 38 anstelle des Drain-Kondensators 66 nach Fig. 10 eine Drain-Zenerdiode 64, wodurch bei leitendem n-Kanal MOSFET 56 die maximale Steuerspannung derart begrenzt wird, daß der Leistungshalbleiter T1 mit einer angepaßten Schaltgeschwindigkeit einschalten kann. Der Widerstand 70 sorgt für eine Strombegrenzung für die Zenerdiode 64.

Die Fig. 13 zeigt in einem Diagramm über der Zeit t den Strom i eines Induktors 14, der den ZVS-Mode infolge eines Induktorkurzschlusses verlassen hat. Die zugehörige Spannung u des Induktors 14 ist in einem Diagramm über der Zeit t in der Fig. 14 dargestellt. Infolge einer Laständerung bzw. Fehlfunktion des Induktors 14 erreicht der Induktorstrom i nicht die Amplitude im ZVS-Mode (unterbrochene Linie). Zum Zeitpunkt t2 wird der Leistungshalbleiter T1 gesperrt (Fig. 15), so daß der Induktorstrom i über die Inversdiode D2 des Leistungshalbleiters T2 des Brückenzweiges 26 (Fig. 2) als Diodenstrom i_D2 fließt. Der Leistungshalbleiter T2 schaltet erst nach einer vorbestimmten Verzögerungszeit ein, die von den Gatterlaufzeiten der Regeleinrichtung und Sperr verzugszeit des Leistungshalbleiters T1 abhängig ist und kleiner als die Zeitdifferenz t3-t1 ist (Fig. 16). Beim ZVS- Mode (unterbrochene Linie) gemäß Fig. 5 schaltet der Lei stungshalbleiter T2 während der Diodenleitphase der Inversdiode D2 ein, d. h. der Leistungshalbleiter T2 schaltet verlust frei ein. Bei dem Stromverlauf i gemäß der Fig. 13 wechselt der Induktorstrom i während dieser Zeitspanne t3-t1 bereits sein Vorzeichen. In der Zeitspanne t3-t2 fließt der Strom i über die Inversdiode D1 des Leistungshalbleiters T1. Dadurch fällt die Zwischenkreisspannung am Leistungshalbleiter T2 ab, d. h. die Ventil-Spannung u_DS ist nicht annähernd gleich Null. Würde nun der Leistungshalbleiter T2 mit einer hohen Schalt geschwindigkeit eingeschalten, so würde die geflutete Diode D1 mit unverhältnismäßig hoher Geschwindigkeit abkommutieren. Dies würde in Zusammenhang mit den aufbaubedingten Streuin duktivitäten des Resonanz-Umrichters 6 bis 14 zu Überspan nungen mit anschließender Zerstörung der Leistungshalbleiter T1, . . ., T4 infolge Sperrversagens führen.

Mit Hilfe des erfindungsgemäßen Verfahrens und der Vorrich tung 30 zur Durchführung dieses Verfahrens wird erkannt, daß der ZVS-Mode (u_DS = 0) vor dem Einschalten verlassen ist, d. h. die Ventil-Spannung u_DS ist nicht annähernd gleich Null, und daß der Leistungshalbleiter T1 bzw. T2 mit einer angepaßten Schaltgeschwindigkeit einschalten muß.

Inwieweit die Schaltgeschwindigkeit des Leistungshalbleiters T1, . . ., T4 gegenüber der Schaltgeschwindigkeit im ZVS-Mode reduziert werden muß, hängt vom Induktorstrom i und von den aufbaubedingten Streuinduktivitäten sowie dem Abschaltverhal ten der Inversdioden D1 bis D4 ab.

Somit kann der Betrieb des Resonanz-Umrichters 6 bis 14 selbst bei Laständerung bzw. Fehlfunktion des Induktors 14 aufrechterhalten werden, ohne dabei die Leistungshalbleiter T1, . . ., T4 des Umrichters 10 spannungsmäßig arg zu belasten.

Claims

1. Verfahren zum Einschalten eines mittels eines elektri schen Feldes gesteuerten, abschaltbaren Leistungshalbleiters (T1, . . . ,T4) eines Resonanz-Umrichters (6 bis 14) mit folgen den Verfahrensschritten:

a) Überprüfung, ob eine am Leistungshalbleiter (T1, . . . ,T4) anstehende Ventil-Spannung (u_DS) vor dem Einschalten annähernd gleich Null ist,
b) Generierung eines Steuerstromes in Abhängigkeit eines Ein-Steuersignals, damit der Leistungshalbleiter (T1, . . . ,T4) mit hoher Schaltgeschwindigkeit einschal tet, und
c) Abänderung dieses generierten Steuerstromes genau dann, wenn die am Leistungshalbleiter (T1, . . . ,T4) an stehende Ventil-Spannung (u_DS) nicht annähernd gleich Null ist, derart, daß die Schaltgeschwindigkeit des Leistungshalbleiters (T1, . . ., T4) reduziert wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei zwecks Abänderung der Einschaltgeschwindigkeit des Leistungshalbleiters (T1, . . . ,T4) direkt auf den generierten Steuerstrom eingewirkt wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1, wobei zwecks Abänderung der Einschaltgeschwindigkeit des Leistungshalbleiters (T1, . . . ,T4) direkt auf das Ein-Steuersignal eingewirkt wird.

4. Vorrichtung (30) zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1 für einen mittels eines elektrischen Feldes ge steuerten, abschaltbaren Leistungshalbleiters (T1, . . . ,T4) ei nes in der Betriebsart Zero-Voltage-Switch (ZVS) betriebenen Resonanz-Umrichters (6 bis 14), wobei diese Vorrichtung (30) wenigstens eine Gleichspannungsquelle (40), eine Treiberstufe (42), einen Steuerkreis (44), eine Detektorschaltung (36) und eine Einrichtung (38) zur Abänderung der Schaltgeschwindig keit des Leistungshalbleiters (T1, . . . ,T4) aufweist, wobei diese Treiberstufe (42), an deren Steuereingang (46) ein Ein- /Aus-Steuersignal ansteht, eingangsseitig mit der Gleichspan nungsquelle (40) und ausgangsseitig mit dem Steuerkreis (44) verknüpft ist, und wobei die Detektorschaltung (36) eingangs- seitig mit einem Drain-Anschluß (D) des Leistungshalbleiters (T1, . . ., T4) und ausgangsseitig mit der Einrichtung (38) ver bunden ist, deren Ausgang mit dem Steuerkreis (44) verknüpft ist.

5. Vorrichtung (30) zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1 für einen mittels eines elektrischen Feldes ge steuerten, abschaltbaren Leistungshalbleiters (T1, . . . ,T4) ei nes in der Betriebsart Zero-Voltage-Switch (ZVS) betriebenen Resonanz-Umrichters (6 bis 14), wobei diese Vorrichtung (30) wenigstens eine Gleichspannungsquelle (40), eine Treiberstufe (42), einen Steuerkreis (44), eine Detektorschaltung (36) und eine Einrichtung (38) zur Änderung der Schaltgeschwindigkeit des Leistungshalbleiters (T1, . . ., T4) aufweist, wobei diese Treiberstufe (42), an deren Steuereingang (46) ein Ein-/Aus- Steuersignal ansteht, eingangsseitig mit der Gleichspannungs quelle (40) und ausgangsseitig mit dem Steuerkreis (44) ver knüpft ist, und wobei die Detektorschaltung (36) eingangssei tig mit einem Drain-Anschluß (D) des Leistungshalbleiters (T1, . . ., T4) und ausgangsseitig mit der Einrichtung (38) ver bunden ist, deren Ausgang mit dem Steuereingang (46) der Ge gentakt-Treiberstufe (42) verknüpft ist.

6. Vorrichtung (30) nach Anspruch 4 oder 5, wobei als De tektorschaltung (36) eine Entkopplungsdiode vorgesehen ist, deren Kathode mit dem Drain-Anschluß (D) des Leistungshalb leiters (T1, . . ., T4) und deren Anode mit dem Eingang der Ein richtung (38) zur Abänderung der Schaltgeschwindigkeit des Leistungshalbleiters (T1, . . ., T4) verknüpft sind.

7. Vorrichtung (30) nach Anspruch 4 oder 5, wobei die Ein richtung (38) zur Abänderung der Schaltgeschwindigkeit des Leistungshalbleiters (T1, . . ., T4) aus einem selbstsperrenden Sperrschicht-Feldeffekttransistor (52) besteht.

8. Vorrichtung (30) nach Anspruch 4, wobei die Einrichtung (38) zur Abänderung der Schaltgeschwindigkeit des Leistungs halbleiters (T1, . . ., T4) aus einem selbstsperrenden Sperr schicht-Feldeffekttransistor (56) mit Drain-Widerstand (62) und einer Gatesteuerschaltung (58, 60) besteht.

9. Vorrichtung (30) nach Anspruch 5, wobei die Einrichtung (38) zur Abänderung der Schaltgeschwindigkeit des Leistungs halbleiters (T1, . . ., T4) aus einem selbstsperrenden Sperr schicht-Feldeffekttransistor (56) mit Drain-Kondensator (66) und einer Gatesteuerschaltung (58, 60) besteht.

10. Vorrichtung (30) nach Anspruch 5, wobei die Einrichtung (38) zur Abänderung der Schaltgeschwindigkeit des Leistungs halbleiters (T1, . . ., T4) aus einem selbstsperrenden Sperr schicht-Feldeffekttransistor (56) mit Drain-Zenerdiode (64) und einer Gateansteuerschaltung (58, 60) besteht.