DE19636248C1

DE19636248C1 - Verfahren zur Schaltentlastung eines IGBT

Info

Publication number: DE19636248C1
Application number: DE1996136248
Authority: DE
Inventors: Samir Dr Ing Salama
Original assignee: Daimler Benz AG
Current assignee: Bombardier Transportation GmbH
Priority date: 1996-08-28
Filing date: 1996-08-28
Publication date: 1997-12-18
Anticipated expiration: 2016-08-29

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren gemäß dem Oberbegriff des Anspruches 1. Ein solches Verfahren ist durch die DE 42 33 573 C2 bekannt.

Durch Erhöhung des Durchlaßstromes und der Sperrspannung von IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) werden immer mehr IGBT als Leistungshalbleiterschalter im höheren Lei stungsbereich bei Stromrichtern eingesetzt.

Ein IGBT benötigt im Prinzip, im Gegensatz zum GTO (Gate-Turn-Off)-Thyristor, kein Schaltentlastungsnetzwerk. Bei erhöhter Schaltfrequenz und Schaltleistung werden Schalt entlastungsnetzwerke jedoch trotzdem zur Verminderung der Verluste im höheren Leistungs bereich bevorzugt eingesetzt.

Zur Entlastung beim Abschalten eines IGBT wird parallel zu ihm ein Abschaltentlastungs kondensator angeordnet, der die Spannungssteilheit beim Abschalten begrenzt. Durch das Teilstromverhalten des IGBT werden allerdings die Abschaltverluste gegenüber dem Ab schalten ohne Abschaltentlastung in der Praxis nur geringfügig verringert.

Zur Entlastung beim Einschalten eines IGBT wird in Reihe zu ihm eine Einschaltentlastungs drosselspule angeordnet, die die Stromsteilheit beim Einschalten begrenzt. Durch das Schalt entlastungsnetzwerk werden nicht nur die Einschaltverluste des IGBT, sondern auch die Abschaltverluste der dem IGBT antiparallelgeschalteten Rückarbeitsdiode (Rückstrom- Erholverhalten) stark reduziert. Auch die Einschaltverluste im hartschaltenden Betrieb sind höher als die Abschaltverluste.

Die in den Blindelementen gespeicherten Energien werden bei konventionellen Beschaltungsnetzwerken in Widerständen in Wärme umgesetzt. Der Aufwand für einen Beschaltungswiderstand kann bei hohen Betriebsspannungen von einigen kV erheblich werden.

Mit dem Verfahren nach der eingangs erwähnten DE 42 33 573 C2 wird eine Schaltentlastung und Reduzierung der Schaltverluste durch einen Resonanz-Umschwingvorgang und Schalten bei einer Zwischenkreisspannung gleich Null erreicht.

Es gibt auch Beschaltungsnetzwerke, die einen Rückspeise-Gleichstromsteller enthalten (DE 26 44 715 C2). Diese erfordern einen erheblichen zusätzlichen Aufwand und verursachen trotz allem auch hohe Abschaltverluste.

Der vorliegenden Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, das eingangs angegebene Verfahren derart auszugestalten, daß es durch die Schaltbeschaltung ohne prinzipbedingte Verluste arbeitet, einen möglichst geringen Aufwand an Bauelementen erfordert und bei der Rückspeisung wenig Schaltverluste verursacht.

Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung durch die im Anspruch 1 gekennzeichneten Merkmale gelöst.

Eine vorteilhafte Ausgestaltung des Verfahrens nach der Erfindung ist im rückbezogenen Anspruch gekennzeichnet.

Das Verfahren nach der Erfindung soll im folgenden anhand der Zeichnung an Ausführungsbeispielen erläutert werden. Es zeigen:

Fig. 1 eine Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach der Erfindung

Fig. 2a bis Fig. 2c Strom- und Spannungsverläufe an Bauelementen der in Fig. 1 ge zeigten Schaltungsanordnung

Fig. 3 eine weitere Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach der Erfindung.

In Fig. 1 ist eine Schaltungsanordnung zur Schaltentlastung ohne prinzipbedingte Verluste am Beispiel eines Wechselrichters dargestellt. Ein aus IGBT gebildeter Stromrichter wird aus einer Gleichspannungsquelle C mit einer Gleichspannung U_d gespeist. Diese Gleichspannungsquelle C kann zum Beispiel ein Kondensator in einem Spannungszwischenkreis eines Umrichters sein, bei dem der IGBT-Stromrichter in selbstgeführtem Wechselrichter- oder selbstgeführtem Gleichrichterbetrieb arbeitet. Jeweils als Zweigpaare zwischen die Klemmen der Gleichspannungsquelle C geschaltete IGBT sowie ihnen anti parallelgeschaltete Rückarbeitsdioden bilden die drei Stränge des Stromrichters mit den Wechselspannungsanschlüssen U, V, W jeweils am gemeinsamen Verbindungspunkt der Zweigpaare. Einer der IGBT′s eines Zweigpaares ist hier als Beispiel mit T1, seine ihm antiparallelgeschaltete Rückarbeitsdiode mit D1 bezeichnet.

Im Gleichspannungs-(Zwischen-)Kreis, das heißt in der Zuleitung zum IGBT T1 zwischen der Konstantspannungsquelle C und dem Stromrichter ist eine Einschaltentlastungsdrossel L_s ange ordnet. Eine sogenannte Clamp-Beschaltung besteht hier aus einem Abschaltentlastungskondensator C_c (in der Praxis auch oft als Clamp-Kondensator bezeichnet) und einem als IGBT ausgebil deten (Clamp-)Halbleiterschalter T_c mit einer ihm antiparallel geschalteten Diode D_c. Der Abschaltentlastungskondensator C_c muß auf eine Clamp-Spannung von etwa 110% bis 140% der Gleichspannung U_d aufgeladen werden.

Nachstehend wird die Funktionsweise der in Fig. 1 gezeigten Schaltungsanordnung beim Ein- und Abschalten des IGBT T1 anhand der in Fig. 2 gezeigten Strom- und Spannungsverläufe beschrie ben. Folgende Verläufe sind über der Zeit angezeigt:
Anodenstrom- i_T1 und -spannung u_T1 des IGBT T1 (Fig. 2a),
Anodenstrom- i_Tc und -spannung uT_c des Schalters T_c sowie
Strom i_Dc durch die Diode D_c (Fig. 2b) und Strom i_Cc des Abschaltentlastungskondensators C_c (Fig. 2c).

Bei eingeschaltetem IGBT T1 fließt ein Laststrom I₀ zunächst durch den IGBT T1 zur (nicht gezeigten, an die Anschlüsse U, V, W angeschlossenen) Last. Zu einem Zeitpunkt t₀ kommt von einer (hier nicht gezeigten) Steuervorrichtung ein Abschaltbefehl für den IGBT T1. Dieser Befehl wird jedoch nicht direkt an den IGBT T1 gegeben, sondern zunächst wird durch dieses Signal der Halbleiterschalter T_C eingeschaltet. Da die Spannung U_Tc des Ab schaltentlastungskondensators C_c höher ist als die Gleichspan nung U_d, steigt der Strom i_Tc durch den Halbleiterschalter T_c, begrenzt durch die Einschaltentlastungsdrossel L_s, linear an. Erst wenn dieser Strom den Wert von etwa der Hälfte des abzu schaltenden Laststromes I₀ erreicht hat (zum Zeitpunkt t₁), wird ein unmittelbarer Abschaltbefehl an den IGBT T1 gegeben, der erst dann abschaltet. Der Strom, der durch die Einschalt entlastungsdrossel L_s fließt, kommutiert dann vom IGBT T1 in die Diode D_c. Dadurch wird der Halbleiterschalter T_c gelöscht und schaltet ohne nennenswerte Abschaltverluste ab. Die Energie der Einschaltentlastungsdrossel L_s zum Zeitpunkt t₁ wird über die (Clamp-)Diode D_c im Abschaltentlastungskondensator C_c zwischengespeichert. Die Energiebalance im Abschaltentlastungs kondensator C_c wird durch Verschiebung des Abschaltentlastungs zeitpunktes t₁ bestimmt.

Während des Zeitintervalls t₁-t₀ wird nämlich dem Abschalt entlastungskondensator C_c Energie entzogen und in die Gleich spannungsquelle C zurückgespeist. Demgegenüber wird während des Zeitintervalls t₂-t₁ die Energie in der Einschaltentlastungs drossel L_s in den Abschaltentlastungskondensator C_c geliefert. Die Energiebilanz im Abschaltentlastungskondensator ist in Fig. 2c durch die beiden gestrichelten Flächen ⊖ und ⊕ dargestellt. Durch Wahl des entsprechenden Abschaltzeitpunk tes t₁ wird die Energiebilanz des Abschaltentlastungs kondensators- C_c und damit die Größe der beiden gestrichelten Flächen über einen Schaltzyklus des IGBT T1 als gleichbleibend angestrebt.

Beim Einschalten des IGBT T1 zum Zeitpunkt t₃ steigt der Schalterstrom i_T1 gemäß Fig. 2a, begrenzt durch die Einschalt entlastungsdrossel L_s, linear an. Die Einschaltverluste des IGBT T1 sowie die Abschaltverluste der Rückarbeitsdiode D1 werden dadurch stark reduziert.

Fig. 3 zeigt eine weitere Schaltungsvariante zur Durchführung des Verfahrens nach der Erfindung, wobei die Gleichspannungs quelle C als Teil der Clamp-Spannung geschaltet ist. Dadurch wird der Abschaltentlastungskondensator C_c lediglich mit der Spannungsdifferenz U_c-U_d beansprucht, so daß der Abschalt entlastungskondensator C_c klein gewählt werden kann.

Claims

1. Verfahren zur Schaltentlastung eines IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor (T1)), der als Bestandteil einer Brückenschaltung zwischen einen Pol einer Gleichspan nungsquelle (C) und einen Anschluß einer Last zusammen mit einer ihm antiparal lel liegenden Rückarbeitsdiode (D1) geschaltet ist, mit einer Einschaltentlastungs drosselspule (L_s) in der Zuleitung von der Gleichspannungsquelle (C) zum IGBT (T1) und einer an den Verbindungspunkt zwischen Einschaltentlastungsdrosselspule (L_s) und IGBT (T1) sowie an einen Pol der Gleichspannungsquelle (C) angeschlos senen Reihenschaltung eines Abschaltentlastungskondensators (C_c) und eines Halbleiterschalters (T_c), dem eine in Richtung auf den Abschaltentlastungskonden sator (C_c) gepolte Diode (D_c) antiparallel liegt, dadurch gekennzeichnet, daß der Halbleiterschalter (T_c) jeweils zum Abschalten des IGBT (T1) solange in den leiten den Zustand gesteuert ist, bis der ihn durchfließende Strom (i_TC) auf einen vorgebba ren Wert relativ zum durch den IGBT (T1) zur Last fließenden Strom (I₀) angestiegen ist, und daß erst dann der IGBT (T1) in den sperrenden Zustand gesteuert wird, wo bei der vorgebbare Wert des Stromes, bis zu dem der Halbleiterschalter (T_c) in den leitenden Zustand gesteuert ist, in Abhängigkeit von einer ausgeglichenen Energie bilanz des Abschaltentlastungskondensators (C_c) während eines vollen Schaltzyklus des IGBT (T1) vorgegeben wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als vorgebbarer Wert des Stromes (i_Tc) bis zu dem der Halbleiterschalter (T_c) in den leitenden Zustand gesteuert wird, die Hälfte des durch den IGBT (T1) zur Last fließenden Stromes (I₀) gewählt wird.