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Schalthilfe-Einrichtung für einen bipolaren Leistungs-
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transistor Die Erfindung betrifft eine Schalthilfe-Einrichtung für
einen bipolaren Transistor hoher Leistung, mit einem zum bipolaren Transistor parallelen
Hilfszweig, der beim Ausschalten des bipolaren Transistors unter Aufbau einer Spannung
am bipolaren Transistor den Gesamtstrom vorübergehend übernimmt. Die Erfindung betrifft
ebenso eine Schalthilfe-Einrichtung, die beim Einschalten des bipolaren Transistors
dessen Kollektor-Emitter-Spannung sehr rasch auf einen so geringen Wert begrenzt,
daß wahrend des Einschaltvorganges in Verbindung mit dem langsam ansteigenden Kollektorstrom
die Verlustleistung im bipolaren Transistor klein ist.
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Die Fortschritte in der Halbleiterentwicklung ermöglichen heute die
Herstellung von Leistungstransistoren, die wegen ihrer guten Sperrfähigkeit von
etwa 1000 V und ihrer Strombelastbarkeit in der Größenordnung von 50 A als Schaltelement
in der Stromrichtertechnik bereits für Leistungen im Bereich zwischen etwa 3 bis
30 kVA geeignet erscheinen. Die Stromleitung erfolgt bei diesen Transistoren durch
einen bipolaren Leitungsmechanismus mittels Elektronen und Defekt-Elektronen.
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Diese bipolaren Leistungstransistoren haben jedoch den grundsätzlichen
Nachteil, daß der Ein- und Ausschaltvorgang verhältnismäßig lange dauert, so daß
eine erhebliche Ein- und Ausschaltverlustenergie im Transistor entsteht. Soll gleichzeitig
im eingeschalteten Zustand die Stromtragfähigkeit einigermaßen ausgenutzt werden,
so können diese Leistungstransistoren daher wegen ihrer
Schaltverluste
nicht mit der in der Stromrichtertechnik gewunschten hohen Schaltfrequenz von z.B.
10 kHz betrieben werden. Auch wäre der Wirkungsgrad einer Stromrichterschaltung
mit derartig betriebenen bipolaren Leistungstransistoren schlecht.
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In der Zeitschrift "etc", Band 100 (1979), Seite 664 -670 ist eine
in der Stromrichtertechnik häufig vorkommende Schaltung gezeigt, bei der als Stromrichterventil
ein derartiger bipolarer Leistungstransistor verwendet ist, Dabei ist (Bild 3) auch
erläutert, daß beim Abschalten des Basisstromes die Spannung zwischen Kollektor
und Emitter ansteigt, während der Kollektorstrom erst nach einer zeitlichen Verzögerung
langsam abfällt, so daß die durch das Produkt dieser Größen gegebene Ausschalt-Verlustleistung
und deren Integral, die Ausschaltverlustenergie, erhebliche Werte annimmt. In Bild
9 dieser Veröffentlichung sind verschiedene Schalthilfe-Einrichtungen zur Vermeidung
dieser Ausschaltverluste angegeben. Diesen Schaltungen ist gemeinsam, daß parallel
zum Transistor ein Hilfszweig aus einer Reihenschaltung einer Diode und eines Kondensators
vorgesehen ist, so daß nach Abschalten des Basisstromes der Kollektorstrom rasch
auf den Hilfszweig kommutieren kann, wobei entsprechend der Aufladung des Kondensators
die Kollektorspannung des Transistors nur langsam ansteigt. Der nach dem Abschalten
des Basisstromes noch durch den Transistor fließende Strom klingt schneller ab als
sich diese Spannung aufbaut, so daß das Produkt dieser beiden Größen dadurch verringert
wird. Ist die Aufladung des Kondensators beendet, so sperrt diese Parallelanordnung
aus Transistor und Hilf szweig, bis der Basisstrom durch den Transistor wieder eingeschaltet
wird, wobei der Kondensator durch weitere Hilfseinrichtungen entladen wird.
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In Bild 10 der Veröffentlichung ist ferner erläutert, daß auch beim
Einschalten eine erhöhte Verlustleistung auftritt, da die Spannung zwischen Kollektor
und Emitter nach Einschalten des Basisstromes zunächst nahezu konstant bleibt und
erst dann auf die Durchlaßspannung absinkt, wenn der Kollektorstrom bereits ungefähr
seinen stationären Endwert erreicht hat. Nach Bild 11 der Veröffentlichung wird
zum Einschalten eine gesonderte, dem Transistor vorgeschaltete Schalthilfe-Einrichtung
vorgeschlagen, durch die ebenfalls erreicht wird, daß Kollektorstrom und Kollektorspannung
nicht gleichzeitig hohe Werte annehmen, sondern die Kollektorspannung bereits abklingt,
bevor der Kollektorstrom wesentlich angestiegen ist. Dies wird durch eine vorgeschaltete
Stufendrossel erreicht, die den Kollektorstrom des Transistors während des Abbaus
seiner Kollektorspannung begrenzt.
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Durch diese Schalthilfe-Einrichtungen gelingt es zwar, die Schaltverluste
aus dem Transistor herauszuverlagern und dadurch die thermische Beanspruchung des
Transistors zu verringern, jedoch ist der schaltungstechnische Aufwand für die getrennten
Schalthilfen zum Ein- und Ausschalten zum Teil erheblich und die äußere Schaltung
hat ihrerseits ebenfalls Verluste. Daher begnügt man sich in den meisten Fällen
mit einer einfachen äußeren Beschaltung und arbeitet mit einer entsprechend niedrigen
Schaltfrequenz. Moderne Stromrichter, z.B. Pulswechselrichter, die zur Drehzahlsteuerung
von Drehstrommaschinen möglichst sinusförmige Spannungen erzeugen sollen, erfordern
jedoch möglichst hohe Schaltfrequenzen.
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Unter dem eingetragenen Warenzeichen SIPMOS der Firma Siemens ist
ein Feldeffekt-Leistungstransistor im Handel, der wesentlich schneller als bipolare
Leistungstransistoren schalten kann. Bei einer vergleichbaren Sperrfähigkeit von
etwa 1000 V haben derartige Feldeffekt-Leistungs-
transistoren allerdings
einen erheblich größeren Durchlaßspannungsabfall als die bipolaren Leistungstransistoren
und erlauben daher auch nur einen entsprechend geringeren Dauerstrom von beispielsweise
4 A. Eine Parallelschaltung vieler derartiger Transistoren ist mit weiteren Schwierigkeiten
verbunden und in vielen Fällen zu aufwendig.
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Die Daten eines derartigen Feldeffekt-Leistungstransistors, dessen
Leitungsmechanismus allein auf Elektronenleitung beruht und durch ein elektrisches
Feld kapazitiv gesteuert wird, ist in Siemens-Components 18 (1980), Seite 104 -
105 beschrieben.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für höhere Leistungen, z.B.
im Bereich 3 bis 30 kVA, eine Schalthilfe-Einrichtung für einen Transistor anzugeben,
durch die die Ein- und/oder Ausschaltverluste kleingehalten werden.
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Dies wird dadurch erreicht, daß bei einem bipolaren Transistor hoher
Leistung eine Ausschalthilfe-Einrichtung der eingangs angegebenen Art verwendet
wird, bei der gemäß der Erfindung der Gesamtstrom im Hilfszweig über einen Feldeffekttransistor
hoher Leistung geleitet ist, dessen Durchlaßspannung während seiner Stromführungszeit
vorübergehend als Sperrspannung für den bipolaren Transistor dient.
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Ebenso kann gemäß der Erfindung bei einem bipolaren Transistor eine
Einschalthilfe verwendet werden, bei der beim Einschalten des Basisstromes für den
bipolaren Transistor ein in einem Hilfszweig parallel zum bipolaren Transistor angeordneter
Feldeffekttransistor hoher Leistung eingeschaltet wird.
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Gemäß der Erfindung wird also sowohl zum Einschalten wie zum Ausschalten
eine Parallelanordnung aus einem bipolaren Leistungstransistor und einem Feldeffekt-Leistungstransistor
verwendet, wobei der Feldeffekt-Transistor - beim Einschalten den Gesamtstrom schnell
vorübergehend übernimmt, so daß während der Anstiegszeit des Kollektorstromes des
bipolaren Transistors als Kollektor-Emitter-Spannung nur noch die Durchlaßspannung
des Feldeffekt-Transistors wirksam ist, und diesen Strom nach Maßgabe des Anstiegs
des Kollektorstromes bis auf einen kleinen Rest an den bipolareren Transistor abgibt
und - beim Ausschalten den Gesamtstrom erneut übernimmt, bis der Kollektorstrom
des bipolaren Transistors erloschen ist und dessen Ladungsträger verschwunden sind,
so daß während der Abfallzeit des Kollektorstromes als Kollektor-Emitterspannung
wieder nur die Durchlaßspannung des Feldeffekt-Transistors wirksam ist, und diesen
Gesamtstrom auf einen Abschaltbefehl hin, der gegenüber dem für den bipolaren Transistor
verzögert ist, schnell löscht.
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Auch die Erfindung geht von aem bekannten Prinzip aus, daß Kollektorstrom
und Kollektorspannung nicht gleichzeitig hohe Werte annehmen sollen. Bei der Kombination
des bipolaren Leistungstransistors mit einem wegen seines hohen DuchZaßwiderstandes
für die vorgesehenen Dauerströme nicht geeigneten Feldeffekttransistor wird jedoch
gerade dieser Nachteil des Feldeffekttransistors ausgenutzt.
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Zunächst sei das Ausschalten betrachtet. Der parallel zum bipolaren
Transistor geschaltete Feldeffekttransistor übernimmt nur kurzzeitig nach Ausschalten
des Basisstromes für den bipolaren Transistor dessen vollen Strom. Dabei baut sich
zwischen den gemeinsamen Anschlüssen von
bipolarem Transistor und
Feldeffekttransistor eine dem FET-Durchlaßwiderstand entsprechende Durchlaßspannung
auf, durch die der bipolare Transistor gesperrt wird.
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Der in dieser Schaltphase im bipolaren Transistor aufgetretene Energieverlust
ist wegen der verhältnismäßig niedrigen Kollektor-Emitter-Spannung äußerst gering.
Der Feldeffekttransistor kann nun gesperrt werden, sobald nach Abschalten des bipolaren
Transistors der durch diesen bipolaren Transistor noch fließende Strom abgeklungen
ist. Der Feldeffekttransistor sperrt wegen seiner hohen Schaltgeschwindigkeit schnell
den übernommenen Strom.
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Deshalb tritt auch hierbei keine hohe Ausschaltarbeit auf, so daß
eine Schädigung des Feldeffekttransistors nicht zu befürchten ist, obwohl die Werte
des nach dem Ausschalten des bipolaren Transistors kurzzeitig übernommenen Stromes
erheblich über den für den Dauerbetrieb des Feldeffekttransistors zulässigen Werten
liegt.
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Ein besonderer Vorteil der erfindungsgemäßen Einrichtung liegt gegenüber
den bekannten Ausschalthilfe-Einrichtungen darin, daß mit der gleichen Schalthilfeeinrichtung
auch die Schaltverluste beim Einschalten wesentlich vermindert werden können. Dazu
werden der bipolare Transistor und der parallel geschaltete Feldeffekt-Transistor
gleichzeitig auf Durchlaß gesteuert, indem der Basisstrom für die Basiselektrode
des bipolaren Transistors und die zum Durchlaßzustand gehörende Gate-Spannung der
Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors gleichzeitig eingeschaltet werden. Zunächst
übernimmt der Feldeffekttransistor wegen seines schnelleren Durchschaltens faden
gesamten Strom der Parallelschaltung, gibt ihn dann aber wegen seines höheren Durchlaßspannungsabfalles
fast ganz an den bipolaren Transistor ab. Inzwischen ist die Kollektorspannung des
bipolaren Transistors bereits auf niedrige Werte abgesunken, so daß der bipolare
Transistor
keine nennenswerte Schaltarbeit zu leisten hat. Die
Schaltarbeit hat vielmehr der Feldeffekttransistor übernommen, sie ist wegen dessen
Schaltgeschwindigkeit jedoch klein.
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Während der Durchlaßzeit nach dem Einschalten führt der bipolare Transistor
wegen seines niedrigeren Durchlaßspannungsabfalles fast den gesamten Strom. Die
Durchlaßkennlinie des Feldeffekttransistors zeigt keine Schleusenspannung, sondern
einen ohmschen Verlauf. Der Feldeffekttransistor führt demnach einen kleinen Strom
weiter, der ihn jedoch nicht unzulässig erwärmt. Vielmehr ist der Feldeffekttransistor
daher beim Ausschaltvorgang in der Lage, den Gesamtstrom sofort wieder zu übernehmen.
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Anhand eines besonders bevorzugten Ausführungsbeispieles und dessen
Anwendung wird die Erfindung näher erläutert.
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Figur 1 zeigt einen bipolaren Leistungstransistor mit einer Schalthilfe-Einrichtung
gemäß der Erfindung bei einer in der Stromrichtertechnik häufig vorliegenden Schaltung
sowie die dabei auftretenden Spannungen, Ströme und Schaltleistungen. Figur 2 entspricht
Figur 1 bei Verwendung eines bipolaren Leistungstransistors ohne Schalthilfe-Einrichtung.
Figur 3 stellt schematisch eine Anordnung mit einer dreiphasigen Drehstrommaschine
dar, die aus einem dreiphasigen Wechselrichter mit bipolaren Transistoren und erfindungsgemäßen
Schalthilfeeinrichtungen gespeist ist.
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Bei der Schaltung nach Figur 1 wird angenommen, daß eine ohmisch-induktive
Last 1 periodisch mittels eines ein-und ausschaltbaren elektrischen Ventils 2 an
eine Spannung U gelegt werden soll und daß für die Sperrzeiten dieses Ventils ein
Freilaufkreis mit einer der Last parallel geschalteten Diode 3 vorgesehen ist.
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Als Ventil 2 soll ein für hohe Leistungen ausgelegter bipolarer Transistor
verwendet werden, zu dessen Ein- und Ausschaltung eine Spannungsquelle U1 geschaltet
wird (Schalter 4), um den Basisstrom i3 für die Basis dieses bipolaren Transistors
zu liefern.
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Gemäß der Erfindung ist als Schalthilfe ein zum bipolaren Transistor
2 paralleler Hilfszweig 5 mit einem Feldeffekttransistor 6 vorgesehen. Der Feldeffekttransistor
6 isU nicht in der Lage, jeweils während der gesamten Einschaltzeiten den Laststrom
IV zu führen. Vielmehr wird der Laststrom während der Einschaltzeiten als Kollektorstrom
iC über den bipolaren Transistor 2 geleitet und der Feldeffekttransistor 6 übernimmt
nur kurzfristig während der Einschalt- bzw. Ausschaltvorgänge selbst den Laststrom
IV.
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Das Einschalten des Feldeffekttransistors 6 geschieht dadurch, daß
an dessen Gate-Elektrode eine entsprechende Gate-Spannung gelegt wird. Besonders
vorteilhaft hat sich eine Anordnung erwiesen, bei der ein Kondensator 7 im Steuerkreis
enthalten ist. Zum Einschalten der Gate-Spannung wird gleichzeitig mit dem Einschalten
des Basisstromes eine Spannung, die ebenfalls über den Schalter 4 an der Spannungsquelle
Ul abgegriffen werden kann, über eine Diode 8 an die eine Belegung des Kondensators
7 gelegt und von dort über einen Widerstand 9 der Gate-Elektrode zugeführt. Bei
Einschaltung der Steuerspannung Ul erhält die Gate-Elektrode also über die Reihenschaltung
aus Diode 8 und Widerstand 9 nahezu sofort die zum Einschaltzustand gehörende Gate-Source-Spannung.
Parallel zu der Reihenschaltung aus Diode 8 und Widerstand 9 ist eine Drossel gelegt,
die als Stufendrossel 10 ausgebildet ist. Eine Stufendrossel besitzt eine derartige
Hysterese, daß - ausgehend von einem Anfangszustand, bei dem die Drossel gesättigt
ist - zum Ummagnetisieren eine
gewisse Spannungszeitfläche nötig
ist, in der die Drossel einen hohen induktiven Widerstand darstellt; ist der Ummagnetisierungsvorgang
jedoch beendet, so verliert die Drossel nahezu schlagartig ihre Induktivität und
stellt einen geringen Widerstand dar. Wird also zum Abschalten des Feldeffekttransistors
6 dem Steuerkreis die zum gesperrten Zustand gehörende Steuerspannung (-U1) aufgeschaltet,
so sperrt die Diode 8, und der Kondensator 7 lädt sich zunächst nur langsam über
den Widerstand 9 und die Stufendrossel 10 um. Folglich baut sich die an der Gate-Elektrode
liegende, zum ursprünglichen stromführenden Zustand gehörende Spannung ebenfalls
zunächst nur langsam ab. Sobald die Stufendrossel jedoch ummagnetisiert ist und
ihre Induktivität verloren hat, liegt die Gateelektrode über dem nunmehr niedrigohmigen
Widerstand der Stufendrossel 10 an der zum gesperrten Zustand gehörenden neuen Steuerspannung,
und der Feldeffekttransistor 6 sperrt. Durch entsprechende Dimensionierung des Widerstandes
9 und der Stufendrossel 10 kann man also erreichen, daß bei Umschalten der Steuerspannung
der Feldeffekttransistor noch eine bestimmte Zeit im leitenden Zustand bleibt, bevor
er sperrt.
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Zur weiteren Erläuterung der Erfindung werden zunächst die Schaltvorgänge
bei einem bipolaren Transistor ohne Schalthilfeeinrichtung (Figur 2) betrachtet.
Es sei vereinfachend angenommen, daß sich der Laststrom IV während einer Schaltperiode
praktisch nicht ändert und entweder durch den eingeschalteten Transistor 2 (Strom
ic) oder durch die Freilaufdiode 3 (Strom iF) fließt. Durch Betätigung des Schalters
4 zu den Zeiten t1 und t4 wird der- Transistor 2 geschaltet, indem während des Einschaltens
ein positiver Basisstrom iB über den Basiswiderstand dem Transistor zugeführt wird.
Vor dem Einschalten gilt iF = 1V und ic = O. Mit dem Einschalten des Basisstromes
beginnt der Kollektorstrom ic zu fließen und im
gleichen Maße nimmt
der Freilaufstrom iF ab. Die Kollektorspannung u2 = uCE bleibt dabei zunächst praktisch
unverändert auf ihrem Ausgangswert und sinkt erst dann rasch auf Null ab, wenn der
Freilaufstrom iF Null geworden, also der Kollektorstrom seinen Höchstwert IV erreicht
hat (Zeitpunkt tut2). Die zugehörige Schaltleistung P = u2.iC ist die Einschaltverlustleistung,
deren Integral in Figur 2 als schraffierte Fläche dargestellt ist und zur thermischen
Belastung des Transistors führt.
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Beim Ausschalten (Zeitpunkt t4) beginnt mit dem Abschalten des Basisstromes
die Kollektorspannung u2 zu steigen.
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Der Kollektorstrom ic kommutiert jedoch erst auf die Freilaufdiode
3, wenn die Kollektorspannung u2 ihren Höchstwert erreicht hat (Zeitpunkt t'8).
Der Kommutierungsvorgang ist beendet, wenn zum Zeitpunkt t19 der Kollektorstrom
iC abgeklungen und der gesamte Laststrom V als Freilaufatrom iF durch die Diode
3 fließt. Die dazugehörige Ausschaltverlustleistung ist durch das Produkt i uCE
gegeben. Die zugehörige Ausschaltverlustenergie ist als schraffierte Fläche ebenfalls
in Figur 2 dargestellt und liefert einen zweiten Anteil zur thermischen Belastung
des Transistors.
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Gemäß dem bereits eingangs erwähnten Grundgedanken wird zur Verringerung
der Ausschaltleistung mit dem Ausschaltbefehl zum Zeitpunkt t4 ein paralleler Hilfszweig
eingeschaltet, auf den der Kollektorstrom kommutiert. Am Hilfszweig baut sich eine
Spannung auf, die über die gemeinsamen Anschlußklemmen auf Kollektor und Emitter
des Transistors 2 übertragen wird und zum Abbau der Ladungsträger im Transistor
2 führt. Der Kollektorstrom iC ist dann schon abgeklungen, bevor die Spannung u2
= uCE ihren Höchstwert erreicht und der Strom vom Hilfszweig auf die Freilaufdiode
3 kommutiert. Dadurch ist die Verlustleistung des bipolaren Transistors und damit
dessen
thermische Belastung herabgesetzt, wobei allerdings im Hilfszweig
seinerseits eine Verlustleistung auftritt.
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Zum Einschalten kann das gleiche Prinzip verwendet werden, indem durch
eine entsprechende Einschalthilfe der Ubergang der Kollektorspannung vom sperrenden
in den leitenden Zustand in ein Zeitintervall gelegt wird, indem der Kollektorstrom
i kleine Werte aufweist.
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Gemäß der Erfindung wird als Einschalthilfe und Ausschalthilfe der
gleiche Hilfszweig 5 verwendet. Figur 1 zeigt die Steuerspannung ul, durch deren
Schalten (Schalter 4) gleichzeitig der Basisstrom iB für den bipolaren Transistor
wie auch die Gate-Source-Spannung uGS für den den Hilfszweig 5 schließenden Feldeffektor
6 eingeschaltet werden. Infolge der kurzen Schaltzeit des Feldeffekttransistors
steigt der Drain-Strom iD durch den Feldeffekttransistor rasch an und hat zum Zeitpunkt
t2 den Laststrom IV bis auf einen kleinen, bereits durch den bipolaren Transistor
fließenden Anteil übernommen. Die der Kollektor-Emitterstrecke des Transistors 2
und der Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors 6 gemeinsame Spannung u2
fällt nun auf geringe, durch das Produkt aus dem Durchlaßwiderstand des Feldeffekttransistors
6 und dem Drain-Strom iD gegebene Werte ab. Der gleichzeitig mit der Gate-Spannung
eingeschaltete Basisstrom führt dazu, daß nun der Drain-Strom iD bis zum Zeitpunkt
t3 auf den bipolaren Transistor 2 kommutiert, dessen Durchlaßwiderstand erheblich
geringer als der Durchlaßwiderstand des Feldeffekttransistors ist. Zum Zeitpunkt
t3 fließt nahezu der gesamte Laststrom IV durch den bipolaren Transistor, ein geringer
Reststrom wird aber von dem weiterhin eingeschalteten Feldeffekttransistor 6 getragen
und sorgt dafür, daß dieser sofort wieder den gesamten Laststrom übernehmen kann,
wenn zum Ausschalten (Zeitpunkt t4) der Basisstrom des bipolaren TransiStors wieder
abgeschaltet wird.
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Wegen der oben erwähnten Schaltung des Steuerkreises sinkt die Gate-Spannung
uGS beim Ausschalten (Umschalten der Steuerspannung ul) zum Zeitpunkt t6 zunächst
nur langsam ab, um sich erst zum Zeitpunkt t7 rasch auf den neuen, zum Sperrzustand
gehörigen Wert -U1 der Steuerspannung einzustellen. Im Zeitintervall t5 bis t8 ist
wegen des gesperrten Basisstromes der Durchlaßwiderstand des bipolaren Transistors
2 größer als der Durchlaßwi-Widerstand des Feldeffekttransistors 6 und der Kollektorstrom
kommutiert vom bipolaren Transistor auf den Feldeffekttransistor. Die Schaltung
ist so abgestimmt, daß die Ummagnetisierung der Stufendrossel 10 (d.h. der Zeitpunkt
t7, zu dem die Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors sperrend wird) erst erfolgt,
wenn der Kollektorstrom iC praktisch abgeklungen ist. Nach dem Zeitpunkt t8 werden
die Ladungsträger in dem jetzt auf Sperrzustand gesteuerten Feldeffekttransistor
6 rasch abgebaut, so daß der Drain-Strom iD jetzt auf die Freilaufdiode 3 kommutiert.
Nach dem Zeitpunkt tg gilt also wieder der Ausgangszustand mit iF = IV, iD = iC
O.
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Die Schaltvorgänge und Schaltverluste können anhand des Kurvenverlaufs
der Spannung u2 (Drain-Source-Spannung bzw. Kollektorspannung) folgendermaßen zusammengefaßt
werden: Zum Einschaltzeitpunkt t1 kommutiert der Laststrom von der Freilaufdiode
auf den Feldeffekttransistor, dessen Drain-Source-Spannung zunächst praktisch unverändert
bleibt, bis die Kommutierung zum Zeitpunkt t2 praktisch abgeschlossen ist. Dabei
entsteht am Feldeffekttransistor die Verlustleistung u2 . iD. Das Zeitintegral dieses
Produktes ist in Figur 1 als schraffierte Fläche dargestellt. Zum Zeitpunkt t2 fällt
die Spannung u2 auf Werte ab, die durch das Produkt aus Drain-Strom und Durchlaßwiderstand
des Feldeffekttransistors gegeben ist.
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In dem Maß, in dem sich der Kollektorstrom aufbaut und allmählich
den Drain-Strom übernimmt, sinkt bis zum Zeitpunkt t3 die Spannung u2 auf Werte
nahe Null, die durch das Produkt aus dem Durchlaßwiderstand des bipolaren Transistors
und dem Kollektorstrom gegeben sind. Der Einschaltzustand ist damit beendet, und
der Laststrom wird zum ganz überwiegenden Teil über den auf höhere Dauerbelastung
ausgelegten bipolaren Transistor und nur zu einem geringen Teil über den nur einer
geringeren Dauerbelastung standhaltenden Feldeffekttransistor geleitet. Im bipolaren
Transistor ist dabei die Verlustleistung u2 . ic entstanden.
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Zum Zeitpunkt t4 wird der Basisstrom gesperrt, der Kollektorstrom
kommutiert auf den Feldeffekttransistor und am Feldeffekttransrstor 6 baut sich
ein Durchlaßspannungsabfall auf. Zum Zeitpunkt t6 ist die volle FET-Durchlässigkeit
mit der entsprechenden Durchlaßspannung erreicht. Zum Zeitpunkt t7 wird nun auch
die FET-Gate-Spannung umgesteuert und die FET-Drain-Source-Spannung steigt auf die
Ruhespannung der Anordnung an (Zeitpunkt t8).
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Zum Zeitpunkt t9 hat auch der Feldeffekttransistor seine volle Sperrfähigkeit
erhalten, und der Ausschaltzustand ist beendet.
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Auch während des Ausschaltens treten am Feldeffekttransistor 6 eine
entsprechende Ausschaltleistung u2 . iD und am bipolaren Transistor eine Ausschaltleistung
u2 .iC mit entsprechenden, durch Schraffierung dargestellten Verlustenergien auf.
Die Schaltverluste im bipolaren wie auch im Feldeffekt-Transistor sind ersichtlich
erheblich kleiner als die entsprechenden schraffierten Flächen in Figur 2.
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Ein mit einer derartigen Schalthilfe-Einrichtung versehener bipolarer
Transistor kann vorzugsweise als Halbleiterventil
bei einem Stromrichter,
insbesondere einem Wechselrichter eingesetzt werden, wie in Figur 3 am Beispiel
einer umrichtergesteuerten Drehfeldmaschine 30 dargestellt ist. Jeder Wechselspannungseingang
R, S, T der Maschine 30 ist über einen bipolaren Transistor 31 R, 31 S, 31 T mit
einem parallelen, einen Feldeffekttransistor 32 R, 32 S, 32 T enthaltenden Hilfszweig
an den positiven Gleichspannungseingang des Wechselrichters gelegt. Jedes Paar aus
bipolarem Transistor und Feldeffekttransistor stellt somit ein löschbares Wechselrichterventil
dar, dem noch jeweils eine Rücklaufdiode 33 R, 33 S bzw. 33 T antiparallel geschaltet
ist. Analog ist auch jeder Wechselrichterausgang über entsprechende bipolare Transistoren
31 R', 31S', 31 T', Feldeffekttransistoren 32 R', 32 S', 32 T' und Rücklaufdioden
33 R', 33 S', 33 T' an den negativen Wechselrichtereingang gelegt. Zur Ansteuerung
der Transistoren sind entsprechende Steuerkreise 34 R bis 34 T' vorgesehen, die
entsprechend den Elementen 4 und 7 bis 10 aus Figur 1 ausgebildet sein können.
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Die Ständerwicklungen der Drehfeldmaschine 30 stellen für die Transistoren
die in Figur 1 bereits mit 1 bezeichnete Last dar, wobei jedoch jetzt anstelle der
zur Last antiparallelen Freilaufdiode 3 eine zum bipolaren Transistor antiparallele
Rücklaufdiode vorgesehen ist.
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Hierbei ist von Vorteil, daß die Kennlinie des Feldeffekttransistors
für negative Drain-Source-Spannungen ("Rückwärtsrichtung") eine Dioden-Charakteristik
hat, wie durch den Pfeil im Schaltsymbol des Feldeffekttransistors angedeutet ist.
Die Einschaltzeit des Feldeffekttransistors bei einem derartigen Diodenbetrieb ist
kurz gegenüber der Einschaltzeit der für derartige Anordnungen meist erforderlichen
antiparallelen Hochleistungsdioden.
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Daher übernimmt jeder Feldeffekttransistor einen in Rückwärtsrichtung
fließenden Strom sehr rasch und gibt ihn
erst anschließend an die
langsamer durchschaltende Rücklaufdiode ab. Daher werden durch diese Schaltung Uberspannungen
vermieden, die an sich durch das langsamere Einschalten der Rücklaufdiode bedingt
wären. Auch bei dieser Schaltung gilt, daß die verfügbaren Feldeffekttransistoren
bezüglich ihrer Dauerbelastung zwar begrenzt sind, daß sie jedoch in Verbindung
mit höherbelastbaren bipolaren Transistoren und Rücklaufdioden in einem größeren
Belastungsbereich eingesetzt werden können, da die höheren Belastungen nur innerhalb
kurzer Zeiten auftreten und somit die Gesamtbelastung des Feldeffekttransistors
innerhalb der zulässigen Grenzen bleibt.
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Mit der Vorrichtung gemäß der Erfindung wird also erreicht, daß der
den Dauerstrom hauptsächlich führende bipolare Transistor von Schaltverlusten fast
gänzlich entlastet wird und daß im Feldeffekttransistor, der vom Dauerstrom weitgehend
entlastet ist, nur kleine Schaltverluste auftreten und daher auch bei hohen Frequenzen
ein guter Wirkungsgrad erhalten wird.