DE10232479B4

DE10232479B4 - Vorrichtung für das Hochspannungstesten isolierter Leiter und Schwingkreis zur Verwendung mit dieser Vorrichtung

Info

Publication number: DE10232479B4
Application number: DE10232479A
Authority: DE
Inventors: Henry H Clinton
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2001-07-24
Filing date: 2002-07-17
Publication date: 2008-06-05
Anticipated expiration: 2022-07-18
Also published as: GB2380076B; DE10232479A1; US6611148B2; TWI269520B; US20030020484A1; US6608488B2; US20030067306A1; CH695962A5; GB0216503D0; GB2380076A

Abstract

Schwingkreis, welcher aufweist:
einen Transformator (12), der eine Primärwicklung (14) und mindestens eine Sekundärwicklung (16, 18, 20) aufweist, wobei die Sekundärwicklung mit einer externen Last gekoppelt ist;
erste und zweite Bipolare Transistoren (26, 28), die in einer "Gegentakt"-Betriebsart in einer Oszillatorschleife verbunden und an die Primärwicklung (14) des Transformators (12) angeschlossen sind, um eine Hochspannung zu erzeugen, wobei die Primärwicklung zwei Enden (29, 31) aufweist, deren jedes an je einen der Kollektoren der ersten und zweiten Bipolaren Transistoren (26, 28) angeschlossen ist;
erste und zweite Feldeffekttransistoren (52, 54), die jeweils parallel zu den ersten und zweiten Bipolaren Transistoren (26, 28) geschaltet sind; und
eine Einrichtung zum Betätigen der ersten und zweiten Feldeffekttransistoren (52, 54), um jeweils im Wesentlichen synchron mit den ersten und zweiten Bipolaren Transistoren (26, 28) bei Erregung der Transformatorwicklungen (14, 16, 18, 20) und in dem Falle, dass ein Oszillatorsignal in der Oszillatorschleife...

Description

BEREICH DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen eine Vorrichtung zum Testen isolierter elektrischer Leiter und im Besonderen ein Funkentestgerät, das einen Hybrid-Bipolar-FET-Stromschwingkreis für eine bessere Energieeffizienz aufweist.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Beim kontinuierlichen Testen der Isolierung eines isolierten Leiters besteht die derzeit übliche Praxis darin, ein Hochspannungs-Sinuswellen-Wechselstrompotenzial mit einer Frequenz zwischen etwa 500 Hz bis etwa 5000 Hz einzusetzen. Ein Verfahren zum Erzeugen dieses Testpotenzials nutzt einen selbsterregten Oszillator, der auf der Antiresonanzfrequenz des Hochspannungstransformators arbeitet, und die Betriebskapazität des dem Test unterzogenen Erzeugnisses zur Testelektrode. Eine für diesen Zweck geeignete Schaltung wird in meinem US-Patent Nr. 4,952,880 beschrieben, dessen Offenlegung als Bezugsdokument in das vorliegende Dokument eingearbeitet worden ist.
Die US 4,607,322 offenbart eine (Dämpfungs-)-Schaltung (englisch: snubber circuit), um Schalteinrichtungen für elektrischen Strom vor Spannungsspitzen beim Ausschalten zu schützen. Insbesondere handelt es sich hierbei nicht um einen Schwingkreis, mit dem innerhalb einer Vorrichtung die Isolierung eines elektrischen Leiters unter Hochspannung getestet werden kann. Die Schaltung umfasst einen Transformator 14 und erste und zweite Transistoren Q1, Q2. Diese sind aber nicht im Gegentakt in einer Oszillatorschleife mit einer Primärwicklung 12 des Transformators 14 verbunden. Weiterhin verfügt die Schaltung über zwei Feldeffekt-Transistoren S1, S3, die aber nicht parallel zu den ersten und zweiten Transistoren Q1, Q2 geschaltet sind.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen verbesserten Schwingkreis zu schaffen, der die Oszillatoreffizienz erhöht, um die an die Last gelieferte Energie zu verstärken und gleichzeitig Kühlkörper oder Fremdkühlung überflüssig zu machen.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Isolationstestvorrichtung zu schaffen, die es ermöglicht, die Hochspannungsausspeisung kurzzuschließen, ohne Schaltungsbauteile zu beschädigen, und bei Aufhebung des Kurzschlusses eine schnelle Rückkehr des Hochspannungspotenzials auf seinen voreingestellten Wert zu gewährleisten.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Nach einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung weist ein Schwingkreis für den Einsatz mit einer Isolationstestvorrichtung einen Transformator mit einer Primärwicklung und mindestens einer Sekundärwicklung auf. Die Sekundärwicklung ist über eine externe Last anzuschließen. Mindestens ein Bipolarer Transistor wird in einer Oszillatorschleife eingesetzt und ist mit der Primärwicklung des Transformators verbunden, um eine hochfrequente Spannung zu erzeugen. Mindestens ein Feldeffekttransistor ist parallel zu dem Bipolaren Transistor geschaltet. Es steht eine Einrichtung zur Betätigung des Feldeffekttransistors zum Leiten eines Stromes durch den Bipolaren Transistor bei Erregung der Primärwicklung des Transformators zur Verfügung, durch die die Stromleitung durch die Primärwicklung im Wesentlichen von dem Bipolaren Transistor zu dem Feldeffekttransistor umgleitet wird, um den Energieverlust deutlich zu verringern, der auftreten würde, wenn der Strom allein durch den Bipolaren Transistor geleitet würde.
Nach einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung Weist ein Schwingkreis für den Einsatz mit einer Isolationstestvorrichtung einen Transformator auf, der eine Primärwicklung und mindestens eine Sekundärwicklung aufweist. Die Sekundärwicklung ist über eine externe Last anzuschließen. Erste und zweite Bipolare Transistoren sind in einer "Gegentakt"-Betriebsart verbunden und an die Primärwicklung des Transformators angeschlossen, um eine Hochfrequenzspannung zu erzeugen. Die Primärwicklung weist zwei Enden auf, von denen jedes an je einen der Kollektoren des ersten und zweiten Bipolaren Transistors angeschlossen ist. Erste und zweite Feldeffekttransistoren sind jeweils parallel an die ersten und zweiten Bipolaren Transistoren angeschlossen. Weiterhin ist eine Einrichtung zum Betätigen der ersten und zweiten Feldeffekttransistoren vorhanden, um im Wesentlichen synchron zu den ersten und zweiten Bipolaren Transistoren bei Erregung der Primärwicklung des Transformators jeweils eine Leitung herzustellen, wodurch der durch die Primärwicklung geleitete Strom im Wesentlichen von den Bipolaren Transistoren zu den Feldeffekttransistoren umgeleitet wird, um den Energieverlust deutlich zu verringern, der anderenfalls auftreten würde, wenn der Strom durch die Bipolaren Transistoren geleitet würde.
Dort, wo der Schwingkreis in einer Gegentakt-Konfiguration eingesetzt wird, weist der Transformator vorzugsweise eine zweite Sekundärwicklung auf, und die Betätigungseinrichtung weist einen Niederspannungsschalter auf, der mit der zweiten Sekundärwicklung verbunden ist, um den Schalter bei Erregung der zusätzlichen Sekundärwicklung zu schließen, und der mit einer Treiberschaltung, die ihre Energie über den Niederspannungsschalter erhält, verbunden ist, um die ersten und zweiten Feldeffekttransistoren zu aktivieren, um jeweils im Wesentlichen synchron mit den ersten und zweiten Bipolaren Transistoren Strom zu leiten.
Die Treiberschaltung weist vorzugsweise erste und zweite digitale Ausgänge auf, die jeweils mit den Gates der ersten und zweiten Feldeffekttransistoren so verbunden sind, dass der erste Ausgang der Treiberschaltung einen digitalen Zustand aufweist, der dem digitalen Zustand des zweiten Ausgangs des Treibers entgegengesetzt ist, um die ersten und zweiten Feldeffekttransistoren zu betätigen, um jeweils im Wesentlichen synchron mit den ersten und zweiten Bipolaren Transistoren Strom zu leiten.
Nach einem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung weist eine Vorrichtung für das Hochspannungstesten der Isolierung elektrischer Leiter eine Elektrode auf, durch die ein isolierter elektrischer Leiter geführt ist. Die Vorrichtung weist weiterhin einen Schwingkreis auf, der einen Transformator mit einer Primärwicklung und mindestens einer Sekundärwicklung einschließt. Die Sekundärwicklung ist über die Elektrode und die Erdung anzuschließen. In einer Oszillatorschleife wird mindestens ein Bipolarer Transistor eingesetzt und mit der Primärwicklung des Transformators verbunden, um eine Hochfrequenzspannung zu erzeugen. Mindestens ein Feldeffekttransistor wird parallel mit dem Bipolaren Transistor verbunden. Weiterhin steht eine Einrichtung zur Verfügung, die den Feldeffekttransistors zum Leiten eines Stromes durch den Bipolaren Transistor bei Erregung der Transformatorwicklungen betätigt, wenn ein Oszillatorsignal in der Oszillatorschleife eine vorbestimmte Spannung erreicht, wodurch die Stromleitung durch die Primärwicklung im Wesentlichen von dem Bipolaren Transistor zum Feldeffekttransistor umgeleitet wird, um den Energieverlust deutlich zu verringern, der anderenfalls eintreten würde, wenn der Strom ausschließlich durch den Bipolaren Transistor geleitet würde.
Die Schalteinrichtung weist vorzugsweise eine Abtast- und Halteschaltung mit einem Schalter auf, der mit einem Ladekondensator verbunden ist, um eine Spannungsregelschleife zu öffnen und über den Ladekondensator die Versorgungsspannung zur Oszillatorschleife zu halten.
Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass der Widerstand und der entsprechende Spannungsabfall durch die Feldeffekttransistoren im Vergleich zu dem Spannungsabfall durch die Bipolaren Transistoren extrem gering ist. Dies führt dazu, dass der größte Teil des Stromes von den Bipolaren Transistoren zu den Feldeffekttransistoren umgeleitet wird, so dass Energieverluste durch die Transistoren fast völlig eliminiert werden.
Ein weiterer Vorteil besteht darin, dass die die vorliegende Erfindung verkörpernde Vorrichtung es ermöglicht, den Hochspannungsausgang ohne Beschädigung der Schaltungsbauteile kurzzuschließen und bei Aufhebung des Kurzschlusses eine rasche Rückkehr des Hochspannungspotenzials zum voreingestellten Wert zu gewährleisten.
Diese und weitere Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der nachfolgenden ausführlichen Beschreibung und der beigefügten Zeichnung noch deutlicher.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
1 zeigt schematisch eine erfindungsgemäße Isolationstestvorrichtung.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
Bezug nehmend auf 1 wird eine erfindungsgemäße Isolationstestvorrichtung generell durch das Bezugszeichen 10 bezeichnet. Die Vorrichtung 10 verwendet Hochspannung, um die Isolierung elektrischer Leiter auf Defekte wie blanken Draht oder feine Löcher zu prüfen.
Die Vorrichtung 10 weist einen Schwingkreis mit einem Hochspannungstransformator 12 auf, der eine Primärwicklung 14 sowie erste, zweite und dritte Sekundärwicklungen 16, 18 und 20 aufweist. Die erste Sekundärwicklung 16 ist eine Hochspannungswicklung, die mit einer Last mit einer mit 22 bezeichneten Betriebskapazität und einem mit 24 bezeichneten Widerstand so zu verbinden ist, dass die Wicklung 16 und die Lastbetriebskapazität 22 eine abgestimmte Antiresonanzschaltung darstellen. Die Sekundärwicklung 16 kann zum Beispiel mit einer Hochspannungs-Testelektrode 25 verbunden sein, durch die sich ein isolierter, geerdeter Leiter bewegt. Die Sekundärwicklung 16 kann jedoch auch mit anderen Lastarten verbunden sein, ohne vom Umfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen.
Der Schwingkreis weist weiterhin erste und zweite Bipolare Transistoren (B/Ts) 26 und 28 auf, die in einer "Gegentakt"-Betriebsart so angeordnet sind, dass sich während einer Hälfte des Oszillationszyklus ein Transistor im vollständig leitenden Zustand und der andere in einem abgeklemmten Zustand befindet, wobei die Transistoren während der anderen Hälfte des Oszillationszyklus in entgegengesetzten Leitungszuständen befinden. Obwohl der Schwingkreis in einer Gegentakt-Konfiguration dargestellt ist, dürfte klar sein, dass der Schwingkreis auch in Einzelende- oder einer anderen Art konfiguriert sein kann, ohne vom Umfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Die Kollektoren der Transistoren 26 und 28 sind an die jeweiligen Enden 29 und 31 der Primärwicklung 14 des Transformators 12 angeschlossen. Die Emitter der Transistoren 26 und 28 sind miteinander und über einen Verzerrungswiderstand 33 mit einem Erdpotenzial verbunden. Es dürfte klar sein, dass von Kollektor zu Emitter jeder der ersten und zweiten Transistoren 26 und 28 eine Rechteckschwingung entwickelt wird. Das Einwirken einer Rechteckschwingung auf eine abgestimmte Antiresonanzschaltung führt zu starken Wärmeverlusten in den Transistoren 26 und 28 und im Transformator 12. Deshalb ist es wünschenswert, an Stelle der Rechteck- eine Sinusschwingungsform durch die Primärwick lung 14 des Transformators 12 und einen Induktor oder eine Drossel 30 mit konstanter Stromcharakteristik einzuspeisen, die an eine zentrale Abgriffsstelle 32 der Primärwicklung angeschlossen ist, um die Differenz zwischen den beiden Schwingungsformen zu absorbieren und so die gewünschte Sinusschwingungsform zu erzeugen. Das andere Ende der Drossel 30 ist an ein Gleichstrompotenzial angeschlossen, das von beispielsweise 0 V bis +32 V variiert werden kann. Somit weist der Schwingkreis eine deutlich verbesserte Effizienz auf, die erreicht wird, weil die an der abgestimmten Resonanzschaltung erzeugte Rechteckschwingung nicht aufgeprägt wird. Dementsprechend verringert der Einsatz des Induktors 30 den Gleichstrom, der erforderlich ist, um dem Lastwiderstand 24, der über die Enden der ersten Sekundärwicklung 16 des Transformators 12 angeschlossen ist, eine gegebene Energie zu liefern. Die zweite Sekundärwicklung 18 des Transformators 12 weist Enden 34, 36 auf, die an die jeweiligen Basen der ersten und zweiten Transistoren 26, 28 angeschlossen sind, um eine positive Rückkopplung zur Erzeugung der Schwingung zu liefern.
Ein Tiefpassfilter wie zum Beispiel ein LC-Filter, das einen strombegrenzenden Widerstand 42, einen Induktor 43 und einen Kondensator 44, der zwischen die Basen der Transistoren 26 bzw. 28 geschaltet ist, aufweist, wird verwendet, um parasitäre Funkwellenschwingungen zu verhindern. Ebenfalls zwischen die Basen geschaltet sind vorwärts verzerrende Widerstände 45 und 47. Die parasitären Schwingungen können durch Kriechreaktanz des Transformators oder durch gegenseitige Kopplung zwischen den verschiedenen Schaltungselementen verursacht werden, wie zum Beispiel die Schwingungen, die auftreten, wenn zwischen den Transistoren 26 und 28 und dem Transformator 12 eine lange Verbindungsleitung verwendet wird. Die Stabilität des Schwingkreises kann aufrechterhalten werden, wenn Abstände bis zu mehreren 30,48m zwischen dem Hochspannungstransformator und den Schwingkreisbauelementen eingehalten werden.
Wenn an den Induktor 30 eine Gleichspannung angelegt wird, werden die Transistoren 26 und 28 von einem Widerstand 46 vorwärts verzerrt, der mit einem Ende an eine Gleichspannung von beispielsweise 32 V und mit dem anderen Ende an die Basis des Transistors 28 angeschlossen ist. Gleichzeitig wird über den Induktor 30 und die Primärwicklung 14 eine Kollektorspannung an die Transistoren 26 und 28 angelegt. Die zweite Sekundärwicklung 18 wird an die Basen der Transistoren 26 und 28 angeschlossen, um den Stromfluss in einem der Transistoren zu verstärken und den Stromfluss in dem anderen Transistor abzuschwächen, sobald der Stromfluss in der Primärwicklung 14 Spannung in die zweite Sekundärwicklung 18 induziert.
Die erste Sekundärwicklung 16 und die Lastbetriebskapazität 22 weisen eine Hoch-Q-Antiresonanzschaltung im Frequenzbereich von beispielsweise etwa 2 bis etwa 5 kHz auf, und jede Primärstromänderung verursacht eine Schwingungsspannung mit der in diesem Bereich liegenden Frequenz in allen Wicklungen des Transformators 12. Die zweite Sekundärwicklung 18 legt an den meistleitenden der Transistoren 26 und 28 einen zusätzlichen Basisstrom an und trennt den anderen Transistor, bis der erste Transistor voll leitend ist. Die Aktion des Antiresonanztransformators 12 kehrt dann die Rollen der Transistoren 26 und 28 um, und die Transistoren fahren damit fort, zwischen abgetrennt und voll leitend zu wechseln. Der Induktor 30 ermöglicht es dem Antiresonanztransformator 12, die Frequenz und Wellenform der resultierenden Dauerschwingung zu regeln. Kondensatoren 48 und 50, die zwischen die Basis und den Kollektor der jeweiligen BJTs 26 und 28 geschaltet sind, verhindern Pseudoschwingungen hoher Frequenzen.
Kraftfeldeffekttransistoren (FETs), zum Beispiel MOSFETs 52 und 54, sind über die Bipolaren Transistoren 26 und 28 des Oszillators gekoppelt. Wie in 1 dargestellt, sind die Sources der ersten und zweiten FETs 52 und 54 miteinander und mit jedem der Emitter der ersten und zweiten BJTs 26 und 28 verbunden. Die Drains der ersten und zweiten FETs 53 und 54 sind jeweils mit den Kollektoren der ersten und zweiten BJTs 26 und 28 verbunden. Die Gates der FETs 52 und 54 sind über Verzerrungswiderstände 55 bzw. 57 mit dem Erdungspotenzial verbunden. Wenn der lineare Oszillator zu schwingen beginnt, befinden sich die BJTs in einem leitenden und die FETs in einem nichtleitenden Zustand. Weiterhin wird eine Sinuswellenspannung in die dritte Sekundärwicklung 20 induziert, die einen Niederspannungsschalter 56 schließt, der über die Wicklung 20 gekoppelt ist, wenn ein Schwingungssignal in der Oszillatorschleife eine vorbestimmte Spannung erreicht, um dem FET-Treiber 58 Betriebsstrom zu liefern. Gleichzeitig wird die Sinuswellenspannung von einem Widerstand 60 und Kreuzdioden 62, die jeweils an entgegengesetzte Enden der Wicklung 20 angeschlossen sind, gekappt und durch einen Puffer 64 dem FET-Treiber 58 zugeführt, was dazu führt, dass die Gates der ersten und zweiten FET-Transistoren 52 und 54 abwechselnd positiv getrieben werden, und was andererseits dazu führt, dass die FETs 52 und 54 jeweils synchron mit der Leitung der ersten und zweiten Bipolaren Transistoren 26 und 28 leiten.
Der Drain-zu-Source-Widerstand und die entsprechenden Spannungsabfälle der ersten und zweiten Feldeffekttransistoren 52 und 54 sind – selbst bei hohen Drainströmen – extrem niedrig im Vergleich zu dem Kollektor-zu-Emitter-Widerstand und dem entsprechenden Spannungsabfall der ersten und zweiten Bipolaren Transistoren 26 und 28. Im Ergebnis dessen wird praktisch der gesamte Strom zur Primärwicklung 14 des Transformators 12 von den ersten und zweiten Feldeffekttransistoren 52 und 54 getragen und wurde im Wesentlichen von den ersten und zweiten Bipolaren Transistoren 26 und 28 weggeleitet. Energieverluste sowohl in den ersten und zweiten Feldeffekttransistoren 52 und 54 als auch den ersten und zweiten Bipolaren Transistoren 26 und 28 werden fast vollständig eliminiert. Infolgedessen wird der Hochspannungslast mehr Energie zugeführt und die Gesamteffizienz im Vergleich zur ausschließlichen Leitung durch die ersten und zweiten Bipolaren Transistoren 26 und 28 erheblich erhöht.
Es ist theoretisch möglich, ausschließlich Feldeffekttransistoren in einem Linearmodus zu verwenden, um die Oszillation zu beginnen. Aus praktischer Sicht ist es jedoch sehr schwierig, die Transistoren im Linearmodus zu verzerren und trotzdem als Schalter mit geringen Verlusten und hoher Stromstärke einzusetzen. Der Mittelwert des normalen Betriebsstrombereichs für einen typischen Feldeffekttransistor geringer Stärke könnte 15 Ampere oder mehr betragen, wobei die Verzerrung am arbeitenden Gate +6 V beträgt. Eine Veränderung der Verzerrung um 0,4 V würde die Kollektorstromstärke um 5 Ampere ändern. Dies ist für den gewünschten Zweck geeignet, doch könnte kein Linearbetrieb resultieren, ohne hohe Widerstandswerte in die Emitter-Drain-Schaltung einzufügen oder komplizierte Verzerrungsschaltungen zu verwenden.
Die Bipolaren Transistoren lassen sich in ihren linearen Bereichen leicht verzerren, um die Oszillation effizient zu starten. Dies ermöglicht, dass die Kraftfeldeffekttransistoren die Last übernehmen, sobald die Oszillationen eine vorbestimmte Oszillatorausgangsspannung erreichen.
Weiterhin Bezug nehmend auf 1 weist die Vorrichtung 10 weiterhin einen Präzisionsgleichrichter 100 auf, der eine Spannung von der Sekundärwindung 20 des Transformators 12 bezieht, um einen Gleichstrom von 0 bis +10 V zu erzeugen, der direkt proportional zu der 0 bis 15 kV betragenden RMS-Hochspannung an der Testelektrode 25 ist. Dieser Gleichstrom wird an einen Eingang eines Spannungskomparators 102 angelegt. Der andere Eingang des Komparators 102 ist über eine Abtast- und Halteschaltung, die einen Schalter 103 und einen Kondensator 107 aufweist, an einen Spannungsregler 106 angeschlossen, der 0 bis +32 V Gleichstrom an die Oszillatorinverterschaltung liefert und dadurch die Amplitude der Hochspannung regelt.
Der Spannungsregler 106 stellt sicher, dass der Ausgang des Präzisionsgleichrichters 100 nahe an der Steuerspannung liegt, um zu bewirken, dass das Wechselstrom-Testpotenzial der Elektrode direkt proportional zur Steuerspannung variiert. Die Abtast- und Halteschaltung und der Schalter 104, der als Komparator-Spannungsstabilisator dient, funktionieren nur, wenn ein Loch- oder Blankdrahtintervall die Testelektrode 25 passiert. Während des Zeitraumes, den der Defekt benötigt, um den Durchgang durch die Elektrode 25 zu vollenden, öffnet die Abtast- und Halteschaltung 103, 107 die Reglerschleife, hält jedoch die Gleichstromregler-Ausgangsspannung auf ihrem Stand vor dem Defekt durch die Nutzung des aufgeladenen Kondensators 107, um eine Speisespannung zum Spannungsregler aufrechtzuerhalten. Am Abschluss des Ereignisses kehren die Abtast- und Halteschaltung 103, 107 und der Spannungsregler 106 zum defektfreien Betrieb zurück, ohne zu bewirken, dass die Hochspannung entweder zu langsam zunimmt oder zu rasch ihren korrekten Wert überschreitet. Dieses Merkmal ist wichtig, um das Erkennen eng beieinander liegender Defekte zu sichern und die Anwendung übermäßig hoher Testpotenziale zu vermeiden.
Ein herkömmlicher Blankdrahtdetektor 108 reagiert auf den Gleichstromfluss vom getesteten Leiter zur Elektrode 25, indem er die Hochspannung mit einem Gleichstrom niedriger Spannung überlagert und dann jeden zur Erde fließenden Gleichstrom erkennt. Dies bewirkt eine Blankdrahtanzeige für einen Kontakt beliebiger Widerstandsstärke zwischen der Elektrode und dem Erzeugnisleiter und ist unabhängig von Hochspannungstestbedingungen.
Die Vorrichtung 10 kann eine Defektanzeigeschaltung 110 aufweisen, die eine Zeitgeberschaltung 112, einen Zähler 116 und ein Relais 118 umfasst. Der vom Schwingkreis abgezogene Gleichstrom variiert je nach dem Energieverlust in der Last, die der Hochspannungselektrode 25 von dem getesteten Erzeugnis präsentiert wird. Die Stromstärke wird von einem Gleichstrombegrenzer 120 gemessen; sollte die Stromstärke einen vorgegebenen Wert überschreiten, so wirkt der Begrenzerausgang auf den Spannungsregler 106 ein, um die dem Schwingkreis zugeführte Gleichspannung zu verringern und dadurch die Stromstärke auf dem vorgegebenen Wert zu halten. Die Defektanzeigeschaltung 110 und der Blankdrahtdetektor 108 betätigen weiterhin einen Stromstärkebereichsschalter 114, um das vorbestimmte Stromstärkeniveau des Strombegrenzers 120 zu senken, falls ein Erzeugnisdefekt die Elektrode 25 passiert.
Das vorbestimmte Stromstärkeniveau wird automatisch um einen Faktor von beispielsweise elf gesenkt, wenn ein Blankdraht- oder Lochfall auftritt. Dies wird bewirkt durch das Schalten des Bereichs des Stromstärkebereichsschalters 114, der mit dem Strombegrenzer 120 verbunden ist. Dies reduziert die Stromstärke in einem im Innern der Hochspannungselektrode 25 auftretenden Lichtbogen und verringert weiterhin das Risiko eines Stromschlags für das Bedienpersonal. Immer, wenn der Niederspannungsdetektor arbeitet, wird der Antrieb der Feldeffekttransistoren 52 und 54 ausgesetzt. Die Oszillation wird dann durch die Bipolaren Transistoren 26 und 28 aufrechterhalten, die auch die Oszillation unmittelbar nach einem Blankdrahtereignis erneut starten.
Die abrupten Übergangsänderungen der Stromstärke der Hochspannungs-Sekundärwicklung 16 des Transformators, die im Falle eines Lochdefekts auftreten, werden verwendet, um den Zeitgeber 112 auszulösen, der eine Reihe von Impulsen erzeugt, solange der Lochdefekt die Elektrode 25 passiert.
Obwohl die Erfindung an Hand einer bevorzugten Ausführungsform dargestellt und beschrieben wurde, dürfte klar sein, dass zahlreiche Modifikationen vorgenommen werden können, ohne von Geist und Umfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Dementsprechend wurde die vorlie gende Erfindung im Sinne einer Erläuterung und nicht einer Einschränkung dargestellt und beschrieben.

56: Steuerung
58: MOSFET-Treiber
64: Nullkreuzungsdetektor
100: Gleichrichter
102: Komparator
103: bilateraler Abtast- und Halteschalter
106: Spannungsregler
108: Blankdrahtdetektor
112: Zeitgeber
114: 11:1-Stromstärkebereichsschalter
116: Zähler
118: Relais
120: Rückkopplungsstromregler
Linear oscillator: Linearoszillator
Low voltage switch: Niederspannungsschalter
Switching sine wave inverter: Schaltender Sinuswelleninverter
current sense: Stromstärkeerkennung

Claims

Schwingkreis, welcher aufweist: einen Transformator (12), der eine Primärwicklung (14) und mindestens eine Sekundärwicklung (16, 18, 20) aufweist, wobei die Sekundärwicklung mit einer externen Last gekoppelt ist; erste und zweite Bipolare Transistoren (26, 28), die in einer "Gegentakt"-Betriebsart in einer Oszillatorschleife verbunden und an die Primärwicklung (14) des Transformators (12) angeschlossen sind, um eine Hochspannung zu erzeugen, wobei die Primärwicklung zwei Enden (29, 31) aufweist, deren jedes an je einen der Kollektoren der ersten und zweiten Bipolaren Transistoren (26, 28) angeschlossen ist; erste und zweite Feldeffekttransistoren (52, 54), die jeweils parallel zu den ersten und zweiten Bipolaren Transistoren (26, 28) geschaltet sind; und eine Einrichtung zum Betätigen der ersten und zweiten Feldeffekttransistoren (52, 54), um jeweils im Wesentlichen synchron mit den ersten und zweiten Bipolaren Transistoren (26, 28) bei Erregung der Transformatorwicklungen (14, 16, 18, 20) und in dem Falle, dass ein Oszillatorsignal in der Oszillatorschleife eine vorbestimmte Spannung erreicht, zu leiten, wodurch der durch die Primärwicklung (14) geleitete Strom im Wesentlichen von den Bipolaren Transistoren (26, 28) zu den Feldeffekttransistoren (52, 54) umgeleitet wird, um die Energieverluste deutlich zu verringern, die anderenfalls auftreten würden, wenn der Strom ausschließlich durch die Bipolaren Transistoren geleitet würde.
Schwingkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die ersten und zweiten Feldeffekttransistoren (52, 54) MOSFETs sind.
Schwingkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die ersten und zweiten Feldeffekttransistoren (52, 54) IGFETs sind.
Schwingkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Transformator (12) eine zusätzliche Sekundärwicklung (20) aufweist, und dass die Betätigungseinrichtung einen Niederspannungsschalter (56), der an die zusätzliche Sekundärwicklung (20) gekoppelt ist, um bei Erregung der zusätzlichen Sekundärwicklung geschlossen zu werden, und eine Antriebsschaltung (58) aufweist, die über den Niederspannungsschalter mit Energie versorgt wird, um die ersten und zweiten Feldeffekttransistoren (52, 54) auszulösen, um jeweils im Wesentlichen synchron mit den ersten und zweiten Bipolaren Transistoren (26, 28) zu leiten.
Schwingkreis nach Anspruch 4, der weiterhin eine Pufferschaltung (64) aufweist, die zwischen die zusätzliche Sekundärwicklung (20) und die Antriebsschaltung (58) geschaltet ist.
Schwingkreis nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Treiberschaltung (58) erste und zweite digitale Ausgänge aufweist, die jeweils an die Gates der ersten und zweiten Feldeffekttransistoren (52, 54) gekoppelt sind, wobei der erste Ausgang der Treiberschaltung einen Digitalstatus aufweist, der dem des zweiten Ausgangs des Treibers entgegengesetzt ist.
Schwingkreis nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Pufferschaltung (64) als Nullkreuzungsdetektor zum Auslösen der ersten und zweiten Ausgänge der Treiberschaltung bei jeder Nullkreuzung konfiguriert ist, damit jeder von ihnen in den entgegengesetzten digitalen Status wechselt.
Schwingkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Transformator (12) eine zusätzliche Sekundärwicklung (18) und weiterhin ein Tiefpassfilter (42, 43, 44) aufweist, das zwischen die zusätzliche Sekundärwicklung und die Basen der ersten und zweiten Bipolaren Transistoren (26, 28) geschaltet ist.
Schwingkreis nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass das Tiefpassfilter (42, 43, 44) ein LC-Filter ist.
Schwingkreis, welcher aufweist: einen Transformator (12), der eine Primärwicklung (14) und mindestens eine Sekundärwicklung (16, 18, 20) aufweist, wobei die Sekundärwicklung mit einer externen Last gekoppelt ist; mindestens einen Bipolaren Transistor (26, 28), der in einer Oszillatorschleife verwendet wird und mit der Primärwicklung (14) des Transformators (12) gekoppelt ist, um eine Hochspannungsfrequenz zu erzeugen; mindestens einen Feldeffekttransistor (52, 54), der parallel zu dem Bipolaren Transistor (26, 28) geschaltet ist; und eine Einrichtung zum Betätigen des Feldeffekttransistors (52, 54), um mit dem Bipolaren Transistor (26, 28) bei Erregung der Transformatorwicklungen (14, 16, 18, 20) und in dem Falle, dass ein Oszillatorsignal in der Oszillatorschleife eine vorbestimmte Spannung erreicht, zu leiten, wodurch der durch die Primärwicklung (14) geleitete Strom im Wesentlichen von dem Bipolaren Transistor (26, 28) zu dem Feldeffekttransistor (52, 54) umgeleitet wird, um den Energieverlust deutlich zu verringern, der anderenfalls auftreten würde, wenn der Strom ausschließlich durch den Bipolaren Transistor geleitet würde.
Schwingkreis nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass der mindestens eine Feldeffekttransistor (52, 54) ein MOSFET ist.
Schwingkreis nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass der mindestens eine Feldeffekttransistor (52, 54) ein IGFET ist.
Schwingkreis nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Transformator (12) eine zusätzliche Sekundärwicklung (20) aufweist, und dass die Betätigungseinrichtung einen Niederspannungsschalter (56), der an die zusätzliche Sekundärwicklung (20) gekoppelt ist, um bei Erregung der zusätzlichen Sekundärwicklung geschlossen zu werden, und eine Antriebsschaltung (58) aufweist, die über den Niederspannungsschalter mit Energie versorgt wird, um den Feldeffekttransistor (52, 54) auszulösen, um mit dem Bipolaren Transistor (26, 28) zu leiten.
Schwingkreis nach Anspruch 13, der weiterhin eine Pufferschaltung (64) aufweist, die zwischen die zusätzliche Sekundärwicklung (20) und die Antriebsschaltung (58) geschaltet ist.
Schwingkreis nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Treiberschaltung (58) einen digitalen Ausgang aufweist, der an das Gate des Feldeffekttransistors (52, 54) gekoppelt ist.
Vorrichtung (10) zum Hochspannungstesten der Isolierung elektrischer Leiter, wobei diese Vorrichtung aufweist: eine Elektrode (25), die von einem isolierten elektrischen Leiter passiert wird; und einen Schwingkreis, welcher aufweist: einen Transformator (12), der eine Primärwicklung (14) und mindestens eine Sekundärwicklung (16, 18, 20) aufweist, wobei die Sekundärwicklung an die Elektrode (25) gekoppelt ist; mindestens einen Bipolaren Transistor (26, 28), der in einer Oszillatorschleife verwendet wird und mit der Primärwicklung (14) des Transformators (12) gekoppelt ist, um eine Hochspannungsfrequenz zu erzeugen; mindestens einen Feldeffekttransistor (52, 54), der parallel zu dem Bipolaren Transistor (26, 28) geschaltet ist; und eine Einrichtung zum Betätigen des Feldeffekttransistors (52, 54), um mit dem Bipolaren Transistor (26, 28) bei Erregung der Transformatorwicklungen (14, 16, 18, 20) und in dem Falle, dass ein Oszillatorsignal in der Oszillatorschleife eine vorbestimmte Spannung erreicht, zu leiten, wodurch der durch die Primärwicklung (14) geleitete Strom im Wesentlichen von dem Bipolaren Transistor (26, 28) zu dem Feldeffekttransistor (52, 54) umgeleitet wird, um den Energieverlust deutlich zu verringern, der anderenfalls auftreten würde, wenn der Strom ausschließlich durch den Bipolaren Transistor geleitet würde.
Vorrichtung (10) nach Anspruch 16, welche weiterhin aufweist: einen Gleichrichter (100), der an eine Sekundärwicklung (20) gekoppelt ist, die mit der Oszillatorschleife kommuniziert; einen Komparator (102) zum Vergleichen einer Steuerspannung mit einer Gleichstrom-Ausgangsspannung des Komparators, der Steuerspannung für das Anpassen der Elektrodenspannung; einen Spannungsregler (106) in einer Reglerschleife, die mit der Oszillatorschleife kommuniziert, um eine Gleichstrom-Ausgangsspannung des Gleichrichters (100) nahe der der Steuerspannung aufrechtzuerhalten; und eine Schalteinrichtung (103, 104, 107) zum vorübergehenden Öffnen der Reglerschleife als Reaktion auf eine Ausgangsspannung des Komparators (102) während eines Blankdraht- oder Lochereignisses, um eine Versorgungsspannung zur Oszillatorschleife aufrechtzuerhalten und eine Rückkopplungsschleife einschließlich des Ausgangs des Gleichrichters (100) zu schließen, damit die Ausgangsspannung des Komparators rasch auf ein vor dem Defektfall bestehendes Niveau zurückkehrt, wodurch die Oszillatorschleife und die Rückkopp lungsschleife rasch auf die Spannungswerte vor dem Defektfall zurückkehren, ohne zu bewirken, dass eine Elektrodenspannung entweder zu langsam ansteigt oder zu schnell ihr defektfreies Betriebsniveau überschreitet auf Grund von Übergangssignalen, um zu gewährleisten, eng beieinanderliegende Defekte zu erkennen, und um das Anliegen übermäßig hoher Testpotenziale zu vermeiden.
Vorrichtung (10) nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass die Schalteinrichtung eine Abtast- und Halteschaltung (103, 107) mit einem ersten Schalter (103), der an einen Aufladekondensator (107) gekoppelt ist, um die Oszillatorschleife zu öffnen und über den aufgeladenen Kondensator die Versorgungsspannung zum Spannungsregler (106) aufrechtzuerhalten, und einen zweiten Schalter (104) zum Schließen der Rückkopplungsschleife aufweist.
Vorrichtung (10) nach Anspruch 16, die weiterhin eine Einrichtung (108, 114, 120) zum Senken der Ausgangsstromstärke durch die Transformatorwicklungen (14, 16, 18, 20), wenn ein Blankdraht- oder Lochereignis auftritt.
Vorrichtung (10) nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass die stromstärkereduzierende Einrichtung aufweist: einen Defektdetektor (108), um der Elektrode (25) eine Gleichspannung aufzuprägen und jeden Gleichstromfluss zwischen der Elektrode und dem sie passierenden Leiter zu erkennen; einen Stromstärkebereichsschalter (114), der einen mit dem Defektdetektor gekoppelten Eingang aufweist; und einen Stromstärkeregler (120), der einen Stromeingang zum Erkennen der Stromstärke der Oszillatorschleife, einen Ausgang zum Regeln des Spannungsreglers (106) als Reaktion auf die erkannte Stromstärke zum Aufrechterhalten einer Stromstärke in der Oszillatorschleife auf einem vorbestimmten Niveau und einen Steuerein gang aufweist, der mit dem Stromstärkebereichsschalter (114) gekoppelt ist, um das vorbestimmte Stromstärkeniveau beim Erkennen eines Blankdraht- oder Lochereignisses während des Passierens eines elektrischen Leiters durch die Elektrode (25) abzusenken.
Vorrichtung (10) nach Anspruch 20, die weiterhin eine Fehleranzeigeeinrichtung (110) aufweist, die induktiv mit der Sekundärwicklung (16, 18, 20) gekoppelt ist, um abrupte Übergänge in der Stromstärke der Sekundärwicklung zu erkennen, die durch einen Defekt in einem die Elektrode (25) passierenden Leiter verursacht werden.
Vorrichtung (10) nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass die Fehleranzeigeeinrichtung (110) aufweist: einen Zeitgeber (112), der induktiv mit der Sekundärwicklung (16, 18, 20) gekoppelt ist, um eine Reihe von Impulsen zu erzeugen, wenn am die Elektrode (25) passierenden Leiter ein Defekt auftritt, wobei der Zeitgeber mit einem Eingang des Stromstärkebereichsschalters (114) gekoppelt ist; einen Zähler (116), der einen mit dem Zeitgeber (112) gekoppelten Eingang aufweist, um die Anzahl der vom Zeitgeber erzeugten Impulse zu zählen; und ein Relais (118), das einen Eingang aufweist, der mit dem Zeitgeber (112) gekoppelt ist und von diesem ausgelöst wird, wenn er Impulse vom Zeitgeber (112) empfängt.