JPS625539B2

JPS625539B2 -

Info

Publication number: JPS625539B2
Application number: JP56126555A
Authority: JP
Inventors: Maisen Uorufugangu
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1980-08-12
Filing date: 1981-08-12
Publication date: 1987-02-05
Also published as: JPS5754426A; DE3030485A1

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、バイポーラトランジスタに並列接続
された補助分岐回路を備え、バイポーラトランジ
スタに加わる電圧を増加させてバイポーラトラン
ジスタをオフスイツチングする際、補助分岐回路
が一時的に全電流を担うようになつている大容量
バイポーラトランジスタの補助スイツチング装置
に関する。本発明はまた、バイポーラトランジス
タをオンスイツチングする際、そのコレクタ・エ
ミツタ電圧を極めて急速に僅かな値に制限し、オ
ンスイツチング過程中、ゆつくりと上昇するコレ
クタ電流と関係してバイポーラトランジスタの損
失が小さいような補助スイツチング装置に関する
ものである。

半導体技術の進歩によつて、今日、約1000Vの
良好な阻止性能および50A程度の電流負荷性能の
ためにすでに約３〜30kVAの範囲の容量の変換
装置のスイツチング素子として適するようなパワ
トランジスタの製造が可能である。これらのトラ
ンジスタにおいては、電流の導通は電子および正
孔によるバイポーラ導電機構によつて行われる。

しかしながら、これらのバイポーラパワトラン
ジスタは、スイツチング過程が比較的長く続き、
そのためトランジスタに著しいスイツチング損失
を生じるという原則的な欠点を持つている。オン
スイツチングされた状態において同時に幾分でも
電流を流し得るようにすべき場合には、これらの
パワトランジスタはそのスイツチング損失のため
に変換装置の分野において望まれる高いスイツチ
ング周波数、例えば10KHzで運転することはでき
ない。又そのように運転されるバイポーラパワト
ランジスタを有する変換回路の効率も悪いであろ
う。

雑誌“etz”第100巻（1976）、第664〜660頁に
おいては、変換装置の分野にしばしば現われる回
路が示されており、その変換弁としてそのような
バイポーラパワトランジスタが使用されている。
またこの文献の第３図においては、ベース電流を
しや断した際にコレクタとエミツタとの間の電圧
が上昇し、一方コレクタ電流はある時間遅れて始
めて徐々に低下し、その結果これらの量の積で与
えられるオフ損失、およびその積分、すなわち損
失エネルギは著しい値となることが説明されてい
る。又この文献の第９図においては、これらのオ
フ損失を回避するために種々の補助スイツチング
装置が示されている。これらの回路に共通してい
るのは、トランジスタに並列に、ダイオードとコ
ンデンサとの直列回路からなる補助分岐回路が設
けられ、ベース電流しや断後にコレクタ電流は急
速に補助分岐回路に転流し、このときコンデンサ
の充電に相応してトランジスタのコレクタ電流は
徐々にのみ上昇する点である。ベース電流しや断
後になおトランジスタを流れる電流は、この電圧
が増加よりも速く減少し、従つてこれら２つの量
の積は減らされる。コンデンサの充電が終ると、
トランジスタと補助分岐回路とからなる並列装置
は、トランジスタを流れるベース電流が再び加え
られるまで阻止し、その際コンデンサは別の補助
装置により放電する。

更にこの文献の第１０図においては、オンスイ
ツチングの際にも高い損失が生じることが説明さ
れている。その理由は、コレクタとエミツタとの
間の電圧はベース電流の加わつた後はまず殆んど
一定に保たれ、コレクタ電流がほぼその定常最終
値に達した後に初めて順方向電圧に低下するから
である。文献の第１１図によれば、オンスイツチ
ングのために、トランジスタに前置された特別の
補助スイツチング装置が提案されており、この補
助スイツチング装置により同様に、コレクタ電流
とコレクタ電圧とは同時には高い値に上昇せず、
コレクタ電流が著しく上昇する前にコレクタ電圧
が低下するようになつている。このことはトラン
ジスタのコレクタ電圧の低下している間コレクタ
電流を制限する段リアクトルを前置することによ
り達成される。

これらの補助スイツチング装置により、トラン
ジスタからのスイツチング損失を無くし、それに
よりトランジスタの熱応力を減らすことはできる
が、オン及びオフのスイツチングのための別々の
補助スイツチング装置に要する費用が部分的に著
しく、一方外部回路がまた損失を持つている。従
つて大抵の場合簡単な外部回路で満足し、それに
対応して低いスイツチング周波数で運転してい
る。しかしながら最近の変換装置、例えば三相回
転機の回転速度制御のためにできるだけ正弦波電
圧を発生させるためのパルスインバータはできる
だけ高いスイツチング周波数を必要とする。

Siemens社の「SIMPOS」なる登録商標で電界
効果パワトランジスタが販売されているが、これ
はバイポーラパワトランジスタより極めて速くス
イツチングを行うことができる。バイポーラトラ
ンジスタと対比し得る約1000Vの阻止性能におい
ては、そのような電界効果パワトランジスタはバ
イポーラパワトランジスタよりも著しい大きい順
方向電圧降下を有し、それ故例えば相応して僅か
な持続電流、例えば4Aしか許されない。多数の
そのようなトランジスタを並列接続することは他
の困難を伴い、多くの場合費用を要する。

電導機構が電子電導のみに基づき、電界によつ
て容量的に制御されるかかる電界効果トランジス
タのデータは、“Siemens―Components”第18巻
（1980）、第104〜105頁に記載されている。

本発明の目的は、例えば３〜30kVAの高い容
量に対し、オンあるいはオフスイツチング損失を
小さく保つようなトランジスタの補助スイツチン
グ装置を得ることにある。

この目的は本発明によれば、バイポーラトラン
ジスタに並列接続された補助分岐回路を備え、こ
の補助分岐回路がバイポーラトランジスタに加わ
る電圧を増加させてバイポーラトランジスタをス
イツチングオフするように一時的に全電流を担
い、この補助分岐回路の全電流は電界効果トラン
ジスタを介して導かれ、この電界効果トランジス
タに印加される順方向電圧がバイポーラトランジ
スタに対するベース電流のしや断後一時的にバイ
ポーラトランジスタに対するスイツチングオフ電
圧として用いられ、かつ電界効果トランジスタは
バイポーラトランジスタのベース電流のしや断後
なおバイポーラトランジスタに流れる電流が減少
後にスイツチングオフされるバイポーラトランジ
スタの補助スイツチング装置において、電界効果
トランジスタの制御回路にコンデンサが設けら
れ、制御回路における制御電圧はダイオードを介
してコンデンサおよびゲート電極に前置された抵
抗に導かれ、ダイオードと抵抗とからなる直列回
路に並列に段リアクトルが接続されることにより
達成される。

また本発明によれば、バイポーラトランジスタ
においてオンスイツチング補助装置を使用するこ
とができ、バイポーラトランジスタのベース電流
を加えた際補助分岐回路の中でバイポーラトラン
ジスタに並列に配置された大容量の電界効果トラ
ンジスタがオンスイツチングされる。

従つて本発明によれば、オンスイツチングに対
しても、オフスイツチングに対しても、バイポー
ラパワトランジスタと電界効果パワトランジスタ
との並列装置が使用され、電界効果トランジスタ
は、 ―オンスイツチングの際には全電流を急速に
一時的に担い、その結果バイポーラトランジス
タのコレクタ電流の上昇期間中、コレクタ・エ
ミツタ電圧として電界効果トランジスタの順方
向電圧のみが作用し、そしてこの電流をコレク
タ電圧の上昇に従つてバイポーラトランジスタ
に小さい残留分を除いて与え、 ―オフスイツチングの際にはバイポーラトラ
ンジスタのコレクタ電流が消滅し、そのキヤリ
ヤが無くなるまで全電流を再び担い、その結果
コレクタ電流の低下期間中、コレクタ・エミツ
タ電圧として再び電界効果トランジスタの順方
向電圧が作用し、そしてこの全電流を、バイポ
ーラトランジスタに対するしや断指令に対して
遅れたしや断指令により急速に消滅させる。

本発明はまた、コレクタ電流とコレクタ電圧と
は同時には高い値を取つてはならないという原理
から出発している。しかしながら、バイポーラパ
ワトランジスタを、順方向抵抗が高いために予め
考えられた持続電流には適さない電界効果トラン
ジスタと組合わせることによつて、電界効果トラ
ンジスタのこの欠点を利用することができる。

先ずオフスイツチングを考察する。バイポーラ
トランジスタに並列に接続された電界効果トラン
ジスタは、バイポーラトランジスタに対するベー
ス電流をしや断した後短時間のみその全電流を担
う。この場合にバイポーラトランジスタと電界効
果トランジスタとの共通な端子間にFET順方向
抵抗に相当する順方向電圧が生じ、この電圧によ
りバイポーラトランジスタがスイツチングオフさ
れる。このスイツチング期間にバイポーラトラン
ジスタに生じるエネルギ損失はコレクタ・エミツ
タ電圧が低いために著しく小さい。電界効果トラ
ンジスタは、バイポーラトランジスタをしや断し
た後にこのバイポーラトランジスタをなお流れる
電流が無くなると直ちに阻止することができる。
電界効果トランジスタはそのスイツチング速度が
高いためにその担つていた電流を急速に阻止す
る。このためにこの場合にも高いオフスイツチン
グエネルギーは生ぜず、その結果バイポーラトラ
ンジスタのしや断後短時間担う電流の値が電界効
果トランジスタの連続運転に許容される値より著
しく大きくても、電界効果トランジスタを損傷す
るおそれはない。

本発明による装置の特別な利点は、公知のオフ
スイツチング補助装置に比して、同じ補助スイツ
チング装置によりオンスイツチング時のスイツチ
ング損失も著しく小さくできるということであ
る。このためにバイポーラトランジスタと、並列
に接続された電界効果トランジスタとは、バイポ
ーラトランジスタのベース電極に対するベース電
流と、電界効果トランジスタのゲート電極の順方
向状態に属するゲート電流とが同時に流されるこ
とによつて同時に順方向に制御される。先ず電界
効果トランジスタはその順方向スイツチングが早
いためと並列回路のほとんど全電流を担い、それ
からその順方向電圧低下が高いためにその電流を
ほとんどすべてバイポーラトランジスタに移す。
その間にバイポーラトランジスタのコレクタ電圧
は低い値に低下し、その結果バイポーラトランジ
スタは著しいスイツチングエネルギーを生じな
い。スイツチングエネルギーはむしろ電界効果ト
ランジスタが引き受けるが、そのスイツチング速
度のために小さい。

オンスイツチング後の導通期間中、バイポーラ
トランジスタはその順方向電圧降下が低いために
ほとんど全電流を通じる。電界効果トランジスタ
の順方向特性はしきい電圧を示さず、抵抗性の変
化を示す。従つて電界効果トランジスタは小さい
電流を続けて流すが、この電流はトランジスタを
許容できない程に加熱することはない。むしろ電
界効果トランジスタはオフスイツチング過程にお
いて、再び直ちに全電流を担う状態にある。

以下図面により本発明の実施例について説明す
る。

第１図ａによる回路においては、抵抗インダク
タンス負荷１がオン・オフスイツチング可能な電
気弁２により周期的に電圧Ｕを加えられ、この弁
のオフ時間のために負荷に並列に接続されたダイ
オード３を有するフリーホイーリング回路が設け
られている。

弁２としては大電力用に設計されたバイポーラ
トランジスタが使用され、そのオン・オフ・スイ
ツチングのために電源U₁がスイツチ４を介して
接続され、このバイポーラトランジスタのベース
に対するベース電流ｉ_Bを供給するようになつて
いる。

本発明によれば補助スイツチング装置としてバ
イポーラトランジスタ２に並列に電界効果トラン
ジスタ６を有する補助分岐回路５が設けられてい
る。電界効果トランジスタ６は、全オン時間中負
荷電流Ｉ_Vを通じる状態にはない。即ち負荷電流
はオン時間中コレクタ電流Ｉ_Cとしてバイポーラ
トランジスタ２を介して導かれ、電界効果トラン
ジスタ６はオンおよびオフ過程中短時間のみ負荷
電流Ｉ_Vを流すようになつている。

電界効果トランジスタ６のオンスイツチング
は、そのゲート電極に適当なゲート電圧が加えら
れることにより行われる。制御回路にコンデンサ
７を含むように配置すると特に有利である。ゲー
ト電圧を加えるためには、ベース電流を投入する
と同時に、同様にスイツチ４を介して電源U₁か
ら取出される電圧がダイオード８を介してコンデ
ンサ７の極板に加えられ、そこから抵抗９を介し
てゲート電極に導かれる。制御電圧U₁を加える
ときには、ゲート電極はダイオード８と抵抗９と
からなる直列回路を介して、ほとんど直ちに、オ
ン状態に属するゲート・ソース電圧を得る。ダイ
オード８と抵抗９とからなる直列回路に並列に、
段リアクトル１０として構成されたリアクトルが
設けられている。段リアクトルは、リアクトルが
飽和となつている最初の状態から始まつて、反転
磁化するためにある電圧時間積を必要とし、この
電圧時間積においてリアクトルが高インダクタン
スを呈するようなヒステリシスを持つている。し
かし反転磁化過程が終ると、リアクトルはほとん
ど瞬時にそのインダクタンスを失い、僅かな抵抗
となる。従つて電界効果トランジスタ６をオフに
するために、オフ状態に属する制御電圧（―
U₁）が制御回路に加えられると、ダイオード８は
阻止状態となり、コンデンサ７は先ずゆつくりと
抵抗９および段リアクトル１０を介して逆充電す
る。これに伴つてゲート電極に加わつており、最
初の導通状態に属する電圧は同様に先ずゆるやか
に低下する。しかしながら段リアクトルが反転磁
化されてそのインダクタンスが無くなると直ち
に、ゲート電極には段リアクトル１０の低くなつ
た抵抗を介して阻止状態に属する新しい制御電圧
が加わり、電界効果トランジスタ６はオフとな
る。従つて抵抗９と段リアクトル１０とを適当な
大きさにすることにより、制御電圧を切換える
際、電界効果トランジスタはオフとなる前に定め
られた時間導通状態にとどまるようにすることが
できる。

本発明をさらに詳しく説明するために、先ず補
助スイツチング装置のないバイポーラトランジス
タの場合のスイツチング過程を考察する（第２
図）。簡単のため、負荷電流Ｉ_Vはスイツチング期
間中実際上変化せず、オン状態のトランジスタ２
を通つて流れる（電流ｉ_C）か、またはフリーホ
イーリングダイオード３を通つて流れる（電流ｉ
_F）ものとする。時点t₁およびt₄においてスイツチ
４を操作することにより、オン期間中正のベース
電流Ｉ_Bがベース抵抗を経てトランジスタ２に導
かれることによりトランジスタ２はスイツチング
される。オンする前にはｉ_F＝Ｉ_Vおよびｉ_C＝０
である。ベース電流の投入により、コレクタ電流
ｉ_Cは流れ始め、同じ大きさだけフリホイーリン
グ電流ｉ_Fが減少する。この場合先ずコレクタ電
圧u₂＝ｕ_CEは実際上変化せずにその出発値にとど
まり、フリーホイリング電流ｉ_Fが零になつたと
きに、従つてコレクタ電流が最高値Ｉ_Vに達した
ときに、始めて急速に零に低下する（時点t′₂）。
対応するスイツチング電力Ｐ＝u₂・ｉ_Cはスイツ
チング損失であつて、その積分は第２図ｅにおい
て斜線の入つた面積として示され、トランジスタ
の熱負荷となる。

オフ時（時点t₄）、ベース電流のしや断と共に
コレクタ電圧u₂が上昇し始める。しかしながらコ
レクタ電流ｉ_Cは、コレクタ電圧u₂が最高値に達
したとき始めてフリーホイーリングダイオード３
に転流する（時点t′₈）。転流過程は、時点t′₉にお
いてコレクタ電流ｉ_Cが無くなり、全負荷電流Ｉ_V
がフリホイーリング電流ｉ_Fとしてダイオード３
を通つて流れるときに終了する。これに対応する
オフ損失は積ｉ_C・ｕ_CEにより与えられる。対応
するオフ損失は斜線をつけた面積として同様に第
２図ｅに示されており、同様にトランジスタの熱
負荷の第２の成分となつている。

既に初めに述べた基本思想により、オフ電力を
減少させるために時点t₄におけるオフ指令によ
り、コレクタ電流が転流する並列の補助分岐回路
が投入される。補助分岐回路には、共通の接続端
子を介してトランジスタ２のコレクタおよびエミ
ツタに伝えられてトランジスタ２内のキヤリヤを
減退させる電圧が生じる。コレクタ電流ｉ_Cは、
電圧u₂＝ｕ_CEが最高値に達して電流が補助分岐回
路からフリーホイーリングダイオード３へ転流す
る前に既に減少している。これによつてバイポー
ラトランジスタの損失と従つてその熱負荷は減少
し、補助分岐回路にのみ損失が生じる。オンのた
めに同じ原理を利用することができ、適当なオン
スイツチング補助手段により、コレクタ電流が小
さい値を有することによつて阻止状態から導通状
態へのコレクタ電圧の移行がある時間間隔で存在
する。

本発明によればオンスイツチング装置およびオ
フスイツチング装置として同じ補助分岐回路５
（第１図ａ）が使用される。第１図ｂは制御電圧
u₁を示し、そのスイツチング（スイツチ４によ
る）により同時にバイポーラトランジスタに対す
るベース電流ｉ_Bと補助分岐回路５を閉じる電界
効果トランジスタ６に対するゲート・ソース電圧
ｕ_GSが投入される。電界効果トランジスタのスイ
ツチング時間が短かいために電界効果トランジス
タを通るドレイン電流ｉ_Dは急速に上昇し、時点
t₂において負荷電流Ｉ_Vを、既にバイポーラトラ
ンジスタを流れる小さい成分まで担う。トランジ
スタ２のコレクタ・エミツタ路と電界効果トラン
ジスタ６のドレイン・ソース路とに共通な電圧u₂
は、電界効果トランジスタ６の順方向抵抗とドレ
イン電流ｉ_Dとの積により与えられる小さい値に
低下する。ゲート電圧により同時に投入されたベ
ース電流のために、ドレイン電流ｉ_Dは時点t₃ま
でバイポーラトランジスタ２に転流し、このバイ
ポーラトランジスタ２の順方向抵抗は電界効果ト
ランジスタのそれより著しく小さい。時点t₃にお
いては、ほとんど全負荷電流Ｉ_Vはバイポーラト
ランジスタを通つて流れ、僅かな残留電流は、な
おも投入されている電界効果トランジスタ６によ
り担われ、この電界効果トランジスタは、オフの
ために（時点t₄）バイポーラトランジスタのベー
ス電流が再びしや断されると、直ちに再び全負荷
電流を担い得るようになつている。

制御回路の上述の回路により、ゲート電圧ｕ_GS
はオフ時に（制御電圧u₁の切換）時点t₆において
先ずゆつくり低下し、時点t₇になつて始めて制御
電圧の阻止状態に属する新しい値―U₁へ急速に
調整できるようにする。時間間隙t₅〜t₈において
は、ベース電流が阻止されているためバイポーラ
トランジスタ２の順方向抵抗は電界効果トランジ
スタ６の順方向抵抗より大きく、コレクタ電流は
バイポーラトランジスタから電界効果トランジス
タへ転流する。回路は、コレクタ電流ｉ_Cが実際
に次第に減少するとき始めて、段リアクトル１０
の反転磁化（すなわち、電界効果トランジスタの
ゲート電極が阻止状態となる時点t₇）が行われる
ように調整されている。時点t₈の後、今や阻止状
態に制御された電界効果トランジスタ６中のキヤ
リヤは急速に減少し、その結果ドレイン電流ｉ_D
がフリーホイーリングダイオード３へ転流するよ
うになる。従つて、時点t₉においては再び出発状
態ｉ_F＝Ｉ_V，ｉ_D＝ｉ_C＝０となる。

スイツチング過程およびスイツチング損失は、
電圧u₂（ドレイン・ソース電圧またはコレクタ電
圧）の曲線変化により次のようにまとめることが
できる。

オン時点t₁においては、負荷電流はフリーホイ
ーリングダイオードから電界効果トランジスタへ
転流するが、このトランジスタのドレイン・ソー
ス電圧は、時点t₂において転流が実際に終るまで
変化しないまゝでいる。このとき電界効果トラン
ジスタには損失u₂・ｉ_Dが生じる。この積の時間
積分は第１図ｆにおいて斜線を付けた面積で示さ
れている。時点t₂においては、電圧u₂は電界効果
トランジスタのドレイン電流と順方向抵抗との積
により与えられる値に低下する。コレクタ電流が
増加して次第にドレイン電流を担う程度に従つ
て、時点t₃まで電圧u₂は、バイポーラトランジス
タの順方向抵抗とコレクタ電流との積で与えられ
るほとんど零の値に低下する。これによりオン状
態は終り、負荷電流の殆ど大部分は高い連続負荷
に耐えるように設計されたバイポーラトランジス
タを介して導かれ、僅かの部分だけが小さい連続
負荷にのみ耐えうるように設計された電界効果ト
ランジスタを介して導かれる。このときバイポー
ラトランジスタにおいては損失u₂・ｉ_Cが生じ
る。

時点t₄においてはベース電流は阻止され、コレ
クタ電流は電界効果トランジスタに転流し、電界
効果トランジスタ６においては順方向電圧降下が
増加する。時点t₆においては対応する順方向電圧
を有する、電界効果トランジスタの完全な導通状
態が得られる。時点t₇においてはFETゲート電圧
も切換制御され、FETドレイン・ソース電圧は
装置の休止電圧に上昇する（時点t₈）。時点t₉にお
いては電界効果トランジスタも完全な阻止状態と
なり、オフ状態は終る。

オフ中も電界効果トランジスタ６にはオフ損失
u₂・ｉ_Dが生じ、バイポーラトランジスタにはオ
フ損失u₂・ｉ_Cが生じ、第１図ｆに斜線で示され
ている。しかしながらバイポーラトランジスタお
よび電界効果トランジスタにおけるスイツチング
損失は明らかに第２図ｅに斜線で示すものより著
しく小さい。

このような補助スイツチング装置を備えたバイ
ポーラトランジスタは、変換器、特にインバータ
における半導体弁として有利に利用することがで
き、第３図には例として周波数変換制御される交
流回転機３０の駆動装置が示されている。回転機
３０の各交流入力端Ｒ，Ｓ，Ｔはバイポーラトラ
ンジスタ３１Ｒ，３１Ｓ，３１Ｔと、電界効果ト
ランジスタ３２Ｒ，３２Ｓ，３２Ｔを有する並列
の補助分岐回路とを介して、インバータの正の直
流電圧入力端に接続されている。従つてバイポー
ラトランジスタと電界効果トランジスタとからな
る各対は消弧可能なインバータ弁を形成し、この
弁にはそれぞれ帰還ダイオード３３Ｒ，３３Ｓお
よび３３Ｔが逆並列に接続されている。同様に、
各インバータ出力端はバイポーラトランジスタ３
１R′，３１S′，３１T′、電界効果トランジスタ
３２R′，３２S′，３２T′および帰還ダイオード
３３R′，３３S′，３３T′を介して負のインバー
タ入力端に接続されている。トランジスタを制御
するために制御回路３４Ｒ〜３４T′が設けられ
ており、これらの回路は第１図の素子４および７
〜１０に相当して構成することができる。

回転機３０の固定子巻線はトランジスタに対し
ては第１図に１で示された負荷を形成し、この場
合には負荷に逆並列に接続されたフリーホイーリ
ングダイオード３の代わりにバイポーラトランジ
スタに逆並列な帰還ダイオードが設けられてい
る。この場合電界効果トランジスタの負のドレイ
ン・ソース電圧（逆方向）に対する特性は、電界
効果トランジスタのシンボルに矢印で示されてい
るようにダイオード特性を持つていると有利であ
る。そのようなダイオード運転における電界効果
トランジスタのオンスイツチング時間は、そのよ
うな装置に対して大低の場合に必要な逆並列の大
容量ダイオードのオンスイツチング時間に比して
短かい。それ故各電界効果トランジスタは逆方向
に流れる電流を急速に担い、その電流を続いて、
ゆつくり導通する帰還ダイオードに与える。従つ
てこの回路により、比較的ゆつくりとオンスイツ
チングする帰還ダイオードのために生じるであろ
う過電圧は避けられる。この回路においても、使
用可能な電界効果トランジスタはその連続負荷に
関して制限されているが、より高い負荷をかけ得
るバイポーラトランジスタと帰還ダイオードと組
合せることにより、更に大きな負荷領域において
使用することができる。何故ならば、高い負荷は
短い時間内でのみ生じ、従つて電界効果トランジ
スタの全負荷は許容限界内にあるからである。

本発明による装置によれば、持続電流を主とし
て通じるバイポーラトランジスタにはほとんどス
イツチング損失を生せず、持続電流をほとんど担
わない電界効果トランジスタにおいて僅かのスイ
ツチング損失が生じるだけであり、従つて高い周
波数においても良好な効率が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図ａは本発明の一実施例の接続図、第１図
ｂ〜ｆは第１図ａの各種の信号波形図、第２図ａ
は従来のものの接続図、第２図ｂ〜ｅは第２図ａ
の各種の信号の波形図、第３図は本発明装置を使
用した交流回転機駆動装置の接続図である。１…負荷、２…電気弁、３…ダイオード、４…
スイツチ、５…補助分岐回路、６…電界効果トラ
ンジスタ、１０…段リアクトル、３０…交流回転
機、３１Ｒ〜３１T′…バイポーラトランジス
タ、３２Ｒ〜３２T′…電界効果トランジスタ、
３３Ｒ〜３３T′…帰還ダイオード、３４Ｒ〜３
４T′…制御回路。

Claims

【特許請求の範囲】

１バイポーラトランジスタに並列接続された補
助分岐回路を備え、この補助分岐回路がバイポー
ラトランジスタに加わる電圧を増加させてバイポ
ーラトランジスタをスイツチングオフするように
一時的に全電流を担い、この補助分岐回路の全電
流は電界効果トランジスタを介して導かれ、この
電界効果トランジスタに印加される順方向電圧が
バイポーラトランジスタに対するベース電流のし
や断後一時的にバイポーラトランジスタに対する
スイツチングオフ電圧として用いられ、かつ前記
電界効果トランジスタはバイポーラトランジスタ
のベース電流のしや断後なおバイポーラトランジ
スタに流れる電流が減少後にスイツチングオフさ
れるバイポーラトランジスタの補助スイツチング
装置において、電界効果トランジスタの制御回路
にコンデンサが設けられ、制御回路における制御
電圧はダイオードを介してコンデンサおよびゲー
ト電極に前置された抵抗に導かれ、ダイオードと
抵抗とからなる直列回路に並列に段リアクトルが
接続されていることを特徴とするバイポーラトラ
ンジスタの補助スイツチング装置。