JP2793946B2 - 電力用スイッチング装置 - Google Patents
電力用スイッチング装置Info
- Publication number
- JP2793946B2 JP2793946B2 JP5211302A JP21130293A JP2793946B2 JP 2793946 B2 JP2793946 B2 JP 2793946B2 JP 5211302 A JP5211302 A JP 5211302A JP 21130293 A JP21130293 A JP 21130293A JP 2793946 B2 JP2793946 B2 JP 2793946B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power switching
- inductor
- current
- switching device
- igbt element
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
- H03K17/567—Circuits characterised by the use of more than one type of semiconductor device, e.g. BIMOS, composite devices such as IGBT
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
- H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
- H03K17/0828—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in composite switches
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
- H03K2217/0036—Means reducing energy consumption
Landscapes
- Power Conversion In General (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、電力用スイッチング
装置に関し、特に誘導負荷に接続されたときのスイッチ
ング損失の発生とサージ電圧の発生とを両立的に抑制す
るための改良に関する。
装置に関し、特に誘導負荷に接続されたときのスイッチ
ング損失の発生とサージ電圧の発生とを両立的に抑制す
るための改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】＜従来の装置の構成＞図６は、絶縁ゲー
ト型バイポーラ・トランジスタ素子（ＩＧＢＴ素子）を
用いた従来の電力用スイッチング装置とその周辺装置と
を示す回路図である。この電力用スイッチング装置が備
えるＩＧＢＴ素子６は、２つの主電極、すなわちコレク
タ電極Ｃおよびエミッタ電極Ｅの間をオン・オフするこ
とによって、これらの主電極に接続される負荷回路をオ
ン・オフする。負荷回路には誘導負荷８と直流電源１０
とが接続されている。これらの誘導負荷８および直流電
源１０は、電力用スイッチング装置の外部に設置され
る。
ト型バイポーラ・トランジスタ素子（ＩＧＢＴ素子）を
用いた従来の電力用スイッチング装置とその周辺装置と
を示す回路図である。この電力用スイッチング装置が備
えるＩＧＢＴ素子６は、２つの主電極、すなわちコレク
タ電極Ｃおよびエミッタ電極Ｅの間をオン・オフするこ
とによって、これらの主電極に接続される負荷回路をオ
ン・オフする。負荷回路には誘導負荷８と直流電源１０
とが接続されている。これらの誘導負荷８および直流電
源１０は、電力用スイッチング装置の外部に設置され
る。
【０００３】フリーホイールダイオード７が誘導負荷８
に並列に接続されており、更に直流電源１０に並列にス
ナバキャパシタ９が接続されている。これらのフリーホ
イールダイオード７およびスナバキャパシタ９は、誘導
負荷８による電圧サージを吸収するサージ吸収回路を構
成する。直流電源１０、フリーホイールダイオード７、
およびスナバキャパシタ９を接続する配線には、インダ
クタンス１１、１２が寄生的に発生している。
に並列に接続されており、更に直流電源１０に並列にス
ナバキャパシタ９が接続されている。これらのフリーホ
イールダイオード７およびスナバキャパシタ９は、誘導
負荷８による電圧サージを吸収するサージ吸収回路を構
成する。直流電源１０、フリーホイールダイオード７、
およびスナバキャパシタ９を接続する配線には、インダ
クタンス１１、１２が寄生的に発生している。
【０００４】ＩＧＢＴ素子６のゲート電極Ｇには、抵抗
４を介して２つのトランジスタ３ａ、３ｂのエミッタ電
極Ｅが接続されている。互いに相補的なこれらのトラン
ジスタ３ａ、３ｂのコレクタ電極Ｃは、直流電源５に接
続されている。直流電源５の低電位側出力は、ＩＧＢＴ
素子６のエミッタ電極Ｅに接続されている。トランジス
タ３ａ、３ｂのベース電極Ｂにはベース抵抗２が接続さ
れている。ベース抵抗２の一端と、ゲート電極Ｇのエミ
ッタ電極Ｅとの間には、パルス発生器１が接続されてい
る。パルス発生器１は、電力用スイッチング装置の外部
に設置される。
４を介して２つのトランジスタ３ａ、３ｂのエミッタ電
極Ｅが接続されている。互いに相補的なこれらのトラン
ジスタ３ａ、３ｂのコレクタ電極Ｃは、直流電源５に接
続されている。直流電源５の低電位側出力は、ＩＧＢＴ
素子６のエミッタ電極Ｅに接続されている。トランジス
タ３ａ、３ｂのベース電極Ｂにはベース抵抗２が接続さ
れている。ベース抵抗２の一端と、ゲート電極Ｇのエミ
ッタ電極Ｅとの間には、パルス発生器１が接続されてい
る。パルス発生器１は、電力用スイッチング装置の外部
に設置される。
【０００５】これらの、トランジスタ３ａ、３ｂ、抵抗
２、４および直流電源５は、ベース抵抗２を介してベー
ス電極Ｂへ入力されたパルス信号に応答して、ＩＧＢＴ
素子６をオンおよびオフさせる制御回路を構成する。
２、４および直流電源５は、ベース抵抗２を介してベー
ス電極Ｂへ入力されたパルス信号に応答して、ＩＧＢＴ
素子６をオンおよびオフさせる制御回路を構成する。
【０００６】＜従来の装置の動作＞従来の装置は以上の
ように構成されるので、以下のように動作する。パルス
発生器１が高電圧信号（例えば１５Ｖ）をベース抵抗２
へ入力すると、トランジスタ３ａがオンし、トランジス
タ３ｂがオフする。このため、直流電源５から供給され
る電流（オン駆動電流）がトランジスタ３ａを介してゲ
ート電極Ｇへ供給され、ゲート電極Ｇとエミッタ電極Ｅ
の間の電圧、すなわちゲート電圧がＩＧＢＴ素子６に固
有のゲート閾電圧を超えることによって、ＩＧＢＴ素子
６がオンする。ＩＧＢＴ素子６がオンすることによって
負荷回路がオンする結果、直流電源１０から誘導負荷８
へ負荷電流が供給される。
ように構成されるので、以下のように動作する。パルス
発生器１が高電圧信号（例えば１５Ｖ）をベース抵抗２
へ入力すると、トランジスタ３ａがオンし、トランジス
タ３ｂがオフする。このため、直流電源５から供給され
る電流（オン駆動電流）がトランジスタ３ａを介してゲ
ート電極Ｇへ供給され、ゲート電極Ｇとエミッタ電極Ｅ
の間の電圧、すなわちゲート電圧がＩＧＢＴ素子６に固
有のゲート閾電圧を超えることによって、ＩＧＢＴ素子
６がオンする。ＩＧＢＴ素子６がオンすることによって
負荷回路がオンする結果、直流電源１０から誘導負荷８
へ負荷電流が供給される。
【０００７】パルス発生器１が低電圧信号（例えば０
Ｖ）をベース抵抗２へ入力すると、トランジスタ３ｂが
オンし、トランジスタ３ａがオフする。このため、ゲー
ト電極Ｇへオン駆動電流とは逆向きの電流（オフ駆動電
流）が供給され、ゲート電極Ｇとエミッタ電極Ｅの間の
電圧、すなわちゲート電圧がゲート閾電圧よりも低くな
ることによって、ＩＧＢＴ素子６がオフする。ＩＧＢＴ
素子６がオフすることによって負荷回路がオフする結
果、直流電源１０から誘導負荷８への負荷電流の供給は
停止する。
Ｖ）をベース抵抗２へ入力すると、トランジスタ３ｂが
オンし、トランジスタ３ａがオフする。このため、ゲー
ト電極Ｇへオン駆動電流とは逆向きの電流（オフ駆動電
流）が供給され、ゲート電極Ｇとエミッタ電極Ｅの間の
電圧、すなわちゲート電圧がゲート閾電圧よりも低くな
ることによって、ＩＧＢＴ素子６がオフする。ＩＧＢＴ
素子６がオフすることによって負荷回路がオフする結
果、直流電源１０から誘導負荷８への負荷電流の供給は
停止する。
【０００８】誘導負荷８は、インダクタンスの大きさに
相応して電流を保持する働きを有するので、ＩＧＢＴ素
子６がオンからオフに転じても、負荷電流は直ちにゼロ
とはならずに、フリーホイールダイオード７等で構成さ
れるサージ吸収回路を還流しつつ減衰する。サージ吸収
回路は、負荷電流が還流する経路を誘導負荷８に提供す
ることによって、ＩＧＢＴ素子６がオンからオフに転じ
たときに、ＩＧＢＴ素子６のコレクタ電極Ｃとエミッタ
電極Ｅの間に過大なサージ電圧が印加されるのを防止す
ることを意図して設置される。
相応して電流を保持する働きを有するので、ＩＧＢＴ素
子６がオンからオフに転じても、負荷電流は直ちにゼロ
とはならずに、フリーホイールダイオード７等で構成さ
れるサージ吸収回路を還流しつつ減衰する。サージ吸収
回路は、負荷電流が還流する経路を誘導負荷８に提供す
ることによって、ＩＧＢＴ素子６がオンからオフに転じ
たときに、ＩＧＢＴ素子６のコレクタ電極Ｃとエミッタ
電極Ｅの間に過大なサージ電圧が印加されるのを防止す
ることを意図して設置される。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、これら
の従来の技術は以下に示すような問題点を有している。
すなわち、サージ吸収回路には、前述したように寄生イ
ンダクタンス１１が発生している。そして、ＩＧＢＴ素
子６がオンからオフへ転じるときには、誘導負荷８を流
れる負荷電流がサージ吸収回路への還流を開始するのに
ともない、寄生インダクタンス１１、１２を流れる電流
が急増する。この還流電流の急増によって、寄生インダ
クタンス１１、１２には、スパイク状の高電圧が誘起さ
れる。また、ＩＧＢＴ素子６がオフからオンへ転じると
きには、逆に還流電流の急激な減少を伴うので、寄生イ
ンダクタンス１１、１２には、ＩＧＢＴ素子６がオフか
らオンへ転じるときとは逆向きに、スパイク状の高電圧
が誘起される。
の従来の技術は以下に示すような問題点を有している。
すなわち、サージ吸収回路には、前述したように寄生イ
ンダクタンス１１が発生している。そして、ＩＧＢＴ素
子６がオンからオフへ転じるときには、誘導負荷８を流
れる負荷電流がサージ吸収回路への還流を開始するのに
ともない、寄生インダクタンス１１、１２を流れる電流
が急増する。この還流電流の急増によって、寄生インダ
クタンス１１、１２には、スパイク状の高電圧が誘起さ
れる。また、ＩＧＢＴ素子６がオフからオンへ転じると
きには、逆に還流電流の急激な減少を伴うので、寄生イ
ンダクタンス１１、１２には、ＩＧＢＴ素子６がオフか
らオンへ転じるときとは逆向きに、スパイク状の高電圧
が誘起される。
【００１０】これらの結果、ＩＧＢＴ素子６がオンから
オフ、およびオフからオンへと転じるときには、ＩＧＢ
Ｔ素子６のコレクタ電極Ｃとエミッタ電極Ｅの間にサー
ジ電圧が印加される。すなわち、従来の電力用スイッチ
ング装置では、寄生インダクタンス１１、１２の存在に
よって、サージ吸収回路の本来の目的が十分には達成さ
れないという問題点があった。向きの異なるこれら２種
類のサージ電圧の中、ＩＧＢＴ素子６がオンからオフに
転じる際に生じるサージ電圧が特に深刻である。
オフ、およびオフからオンへと転じるときには、ＩＧＢ
Ｔ素子６のコレクタ電極Ｃとエミッタ電極Ｅの間にサー
ジ電圧が印加される。すなわち、従来の電力用スイッチ
ング装置では、寄生インダクタンス１１、１２の存在に
よって、サージ吸収回路の本来の目的が十分には達成さ
れないという問題点があった。向きの異なるこれら２種
類のサージ電圧の中、ＩＧＢＴ素子６がオンからオフに
転じる際に生じるサージ電圧が特に深刻である。
【００１１】これらのサージ電圧を低減するためには、
ＩＧＢＴ素子６のオンからオフ、およびオフからオンへ
の遷移を緩やかに行う、すなわちスイッチング速度を緩
めることが有効な手段である。しかしながら、スイッチ
ング速度を緩和すると、ＩＧＢＴ素子６におけるスイッ
チング動作に伴う電力損失、すなわちスイッチング損失
が増大するという、他方の問題を惹起する。そして、従
来の電力用スイッチング装置では、これらの２つの要
請、すなわちサージ電圧の低減とスイッチング損失の低
減とは相矛盾し、双方を同時に満たすことは困難である
という問題点があった。
ＩＧＢＴ素子６のオンからオフ、およびオフからオンへ
の遷移を緩やかに行う、すなわちスイッチング速度を緩
めることが有効な手段である。しかしながら、スイッチ
ング速度を緩和すると、ＩＧＢＴ素子６におけるスイッ
チング動作に伴う電力損失、すなわちスイッチング損失
が増大するという、他方の問題を惹起する。そして、従
来の電力用スイッチング装置では、これらの２つの要
請、すなわちサージ電圧の低減とスイッチング損失の低
減とは相矛盾し、双方を同時に満たすことは困難である
という問題点があった。
【００１２】この発明は上記の問題点を解消するために
なされたもので、スイッチング損失の低減とサージ電圧
の低減とを、両立的に実現し得る電力用スイッチング装
置を提供することを目的とする。
なされたもので、スイッチング損失の低減とサージ電圧
の低減とを、両立的に実現し得る電力用スイッチング装
置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】この発明にかかる請求項
１に記載の電力用スイッチング装置は、電力用スイッチ
ング素子の制御電極に接続された制御回路の出力に応答
して、前記電力用スイッチング素子がオフ動作およびオ
ン動作を行うことによって、当該電力用スイッチング素
子の主電極に接続された負荷回路をオフおよびオンする
電力用スイッチング装置において、前記装置が前記負荷
回路に介挿されるインダクタを備え、前記電力用スイッ
チング素子をオフ状態にするべく前記制御回路が前記制
御電極へ供給するオフ駆動電流の経路は前記インダクタ
を含むとともに、前記電力用スイッチング素子をオン状
態にするべく前記制御回路が前記制御電極へ供給するオ
ン駆動電流の経路は前記インダクタを含まないように、
当該制御回路が構成されていることを特徴とする。
１に記載の電力用スイッチング装置は、電力用スイッチ
ング素子の制御電極に接続された制御回路の出力に応答
して、前記電力用スイッチング素子がオフ動作およびオ
ン動作を行うことによって、当該電力用スイッチング素
子の主電極に接続された負荷回路をオフおよびオンする
電力用スイッチング装置において、前記装置が前記負荷
回路に介挿されるインダクタを備え、前記電力用スイッ
チング素子をオフ状態にするべく前記制御回路が前記制
御電極へ供給するオフ駆動電流の経路は前記インダクタ
を含むとともに、前記電力用スイッチング素子をオン状
態にするべく前記制御回路が前記制御電極へ供給するオ
ン駆動電流の経路は前記インダクタを含まないように、
当該制御回路が構成されていることを特徴とする。
【００１４】この発明にかかる請求項２に記載の電力用
スイッチング装置は、請求項１に記載の電力用スイッチ
ング装置において、前記電力用スイッチング素子が、絶
縁ゲート型バイポーラ・トランジスタ素子であって、前
記インダクタは、当該絶縁ゲート型バイポーラ・トラン
ジスタ素子のエミッタ電極に接続されており、前記制御
回路は、前記オフ駆動電流の経路をオンすることによっ
て前記制御電極にオフ駆動電流を供給するオフ駆動用ト
ランジスタと、前記オン駆動電流の経路をオンすること
によって前記制御電極にオン駆動電流を供給するオン駆
動用トランジスタと、を備えたことを特徴とする。
スイッチング装置は、請求項１に記載の電力用スイッチ
ング装置において、前記電力用スイッチング素子が、絶
縁ゲート型バイポーラ・トランジスタ素子であって、前
記インダクタは、当該絶縁ゲート型バイポーラ・トラン
ジスタ素子のエミッタ電極に接続されており、前記制御
回路は、前記オフ駆動電流の経路をオンすることによっ
て前記制御電極にオフ駆動電流を供給するオフ駆動用ト
ランジスタと、前記オン駆動電流の経路をオンすること
によって前記制御電極にオン駆動電流を供給するオン駆
動用トランジスタと、を備えたことを特徴とする。
【００１５】この発明にかかる請求項３に記載の電力用
スイッチング装置は、請求項２に記載の電力用スイッチ
ング装置において、前記絶縁ゲート型バイポーラ・トラ
ンジスタ素子が、１００Ａ以上の電流容量を有する絶縁
ゲート型バイポーラ・トランジスタ素子であって、前記
インダクタのインダクタンスの大きさが１ｎＨ〜５ｎＨ
であって、前記オフ駆動電流の経路に介挿されるオフ駆
動抵抗の抵抗値が３Ω以下であることを特徴とする。
スイッチング装置は、請求項２に記載の電力用スイッチ
ング装置において、前記絶縁ゲート型バイポーラ・トラ
ンジスタ素子が、１００Ａ以上の電流容量を有する絶縁
ゲート型バイポーラ・トランジスタ素子であって、前記
インダクタのインダクタンスの大きさが１ｎＨ〜５ｎＨ
であって、前記オフ駆動電流の経路に介挿されるオフ駆
動抵抗の抵抗値が３Ω以下であることを特徴とする。
【００１６】
【作用】＜請求項１記載の発明の作用＞この発明にかか
る電力用スイッチング装置では、負荷回路に介挿される
インダクタを備えており、しかもこのインダクタがオフ
駆動電流の経路に含まれている。このため、電力用スイ
ッチング素子をオフするときに、オフ駆動電流の増加が
緩やかとなるので、オンからオフへの遷移の進行が緩や
かとなる。このため、電力用スイッチング素子の主電極
を流れる主電流の減衰が緩和される。その結果オフ駆動
時のサージ電圧の発生が抑制される。
る電力用スイッチング装置では、負荷回路に介挿される
インダクタを備えており、しかもこのインダクタがオフ
駆動電流の経路に含まれている。このため、電力用スイ
ッチング素子をオフするときに、オフ駆動電流の増加が
緩やかとなるので、オンからオフへの遷移の進行が緩や
かとなる。このため、電力用スイッチング素子の主電極
を流れる主電流の減衰が緩和される。その結果オフ駆動
時のサージ電圧の発生が抑制される。
【００１７】一方、インダクタはオン駆動電流の経路に
は含まれない。このため、電力用スイッチング素子をオ
ンするときには、オン駆動電流は急速に増大するので高
速度でスイッチングが行われる。その結果、オン駆動時
のスイッチング損失が抑制される。すなわちこの装置で
は、サージ電圧の発生が深刻であるオフ駆動時には、ス
イッチング速度を緩め、サージ電圧の発生が相対的に軽
微であるオン駆動時にはスイッチング速度を速めること
によって、サージ電圧の抑制と、総合的なスイッチング
損失の低減とを両立的に実現している。
は含まれない。このため、電力用スイッチング素子をオ
ンするときには、オン駆動電流は急速に増大するので高
速度でスイッチングが行われる。その結果、オン駆動時
のスイッチング損失が抑制される。すなわちこの装置で
は、サージ電圧の発生が深刻であるオフ駆動時には、ス
イッチング速度を緩め、サージ電圧の発生が相対的に軽
微であるオン駆動時にはスイッチング速度を速めること
によって、サージ電圧の抑制と、総合的なスイッチング
損失の低減とを両立的に実現している。
【００１８】＜請求項２記載の発明の作用＞この発明に
かかる電力用スイッチング装置では、インダクタはＩＧ
ＢＴ素子のエミッタ電極に接続されるので、ＩＧＢＴ素
子がオンからオフに転じるときに、ＩＧＢＴ素子を流れ
る主電流の減衰に伴って、ＩＧＢＴ素子がオン状態を維
持する方向にエミッタ電極の電位が変移する。インダク
タがもたらす、この一種のフィードバック効果のため
に、スイッチング速度がより効果的に緩和される。
かかる電力用スイッチング装置では、インダクタはＩＧ
ＢＴ素子のエミッタ電極に接続されるので、ＩＧＢＴ素
子がオンからオフに転じるときに、ＩＧＢＴ素子を流れ
る主電流の減衰に伴って、ＩＧＢＴ素子がオン状態を維
持する方向にエミッタ電極の電位が変移する。インダク
タがもたらす、この一種のフィードバック効果のため
に、スイッチング速度がより効果的に緩和される。
【００１９】＜請求項３記載の発明の作用＞ この発明にかかる電力用スイッチング装置では、インダ
クタのインダクタンスの値と、オフ駆動抵抗の抵抗値の
値が最適化されているので、大電流容量の装置におい
て、サージ電圧の抑制とスイッチング損失の低減とが最
適に実現される。
クタのインダクタンスの値と、オフ駆動抵抗の抵抗値の
値が最適化されているので、大電流容量の装置におい
て、サージ電圧の抑制とスイッチング損失の低減とが最
適に実現される。
【００２０】
【実施例】＜１．装置の構成＞図１は、この発明の実施
例における電力用スイッチング装置の構成をその周辺装
置の構成とともに示す回路図である。図１において、図
６に示した従来の装置と同一部分には同一の符号を付し
ている。
例における電力用スイッチング装置の構成をその周辺装
置の構成とともに示す回路図である。図１において、図
６に示した従来の装置と同一部分には同一の符号を付し
ている。
【００２１】この電力用スイッチング装置は、電力用ス
イッチング素子としてＩＧＢＴ素子６を備えており、こ
のＩＧＢＴ素子６がオン動作およびオフ動作を行うこと
によって、２つの主電極、すなわちコレクタ電極Ｃおよ
びエミッタ電極Ｅに接続される負荷回路をオン・オフす
る。負荷回路には誘導負荷８と直流電源１０とが接続さ
れている。これらの誘導負荷８および直流電源１０は、
電力用スイッチング装置の外部に設置される。負荷回路
には、更にインダクタ１３が介挿されている。このイン
ダクタ１３は、ＩＧＢＴ素子６のエミッタ電極Ｅに接続
されており、電力用スイッチング装置の一部を構成す
る。
イッチング素子としてＩＧＢＴ素子６を備えており、こ
のＩＧＢＴ素子６がオン動作およびオフ動作を行うこと
によって、２つの主電極、すなわちコレクタ電極Ｃおよ
びエミッタ電極Ｅに接続される負荷回路をオン・オフす
る。負荷回路には誘導負荷８と直流電源１０とが接続さ
れている。これらの誘導負荷８および直流電源１０は、
電力用スイッチング装置の外部に設置される。負荷回路
には、更にインダクタ１３が介挿されている。このイン
ダクタ１３は、ＩＧＢＴ素子６のエミッタ電極Ｅに接続
されており、電力用スイッチング装置の一部を構成す
る。
【００２２】フリーホイールダイオード７が誘導負荷８
に並列に接続されており、更に直流電源１０に並列にス
ナバキャパシタ９が接続されている。これらのフリーホ
イールダイオード７およびスナバキャパシタ９は、誘導
負荷８による電圧サージを吸収するサージ吸収回路を構
成する。直流電源１０、フリーホイールダイオード７、
およびスナバキャパシタ９を接続する配線には、インダ
クタンス１１、１２が寄生的に発生している。
に並列に接続されており、更に直流電源１０に並列にス
ナバキャパシタ９が接続されている。これらのフリーホ
イールダイオード７およびスナバキャパシタ９は、誘導
負荷８による電圧サージを吸収するサージ吸収回路を構
成する。直流電源１０、フリーホイールダイオード７、
およびスナバキャパシタ９を接続する配線には、インダ
クタンス１１、１２が寄生的に発生している。
【００２３】ＩＧＢＴ素子６のゲート電極Ｇには、２つ
のトランジスタ、すなわちトランジスタ（オン駆動トラ
ンジスタ）３ａとトランジスタ（オフ駆動トランジス
タ）３ｂの双方のエミッタ電極Ｅが接続されている。オ
ン駆動トランジスタ３ａのコレクタ電極Ｃは、駆動抵抗
４ａを介して直流電源５の高電位側出力に接続されてい
る。オフ駆動トランジスタ３ｂのコレクタ電極Ｃは、Ｉ
ＧＢＴ素子６のエミッタ電極Ｅに接続する一端とは反対
側のインダクタ１３の一端に、駆動抵抗４ｂを介して接
続されている。また、直流電源５の低電位側出力は、イ
ンダクタ１３を介することなく、ＩＧＢＴ素子６のエミ
ッタ電極Ｅに直接に接続されている。
のトランジスタ、すなわちトランジスタ（オン駆動トラ
ンジスタ）３ａとトランジスタ（オフ駆動トランジス
タ）３ｂの双方のエミッタ電極Ｅが接続されている。オ
ン駆動トランジスタ３ａのコレクタ電極Ｃは、駆動抵抗
４ａを介して直流電源５の高電位側出力に接続されてい
る。オフ駆動トランジスタ３ｂのコレクタ電極Ｃは、Ｉ
ＧＢＴ素子６のエミッタ電極Ｅに接続する一端とは反対
側のインダクタ１３の一端に、駆動抵抗４ｂを介して接
続されている。また、直流電源５の低電位側出力は、イ
ンダクタ１３を介することなく、ＩＧＢＴ素子６のエミ
ッタ電極Ｅに直接に接続されている。
【００２４】インダクタ１３の一端がＩＧＢＴ素子６の
エミッタ電極Ｅに接続され、更にオン駆動電流を供給す
る直流電源５の低電位側出力はＩＧＢＴ素子６のエミッ
タ電極Ｅに直結されており、一方、オフ電流の経路に介
挿されるオフ駆動トランジスタ３ｂはインダクタ１３を
介してＩＧＢＴ素子６のエミッタ電極Ｅに結合されてい
る点に注目されたい。後述するように、このことが、ス
イッチング損失とサージ電圧の双方を低減するという効
果を現出する上で、最も重要な構成上の特徴点をなして
いる。
エミッタ電極Ｅに接続され、更にオン駆動電流を供給す
る直流電源５の低電位側出力はＩＧＢＴ素子６のエミッ
タ電極Ｅに直結されており、一方、オフ電流の経路に介
挿されるオフ駆動トランジスタ３ｂはインダクタ１３を
介してＩＧＢＴ素子６のエミッタ電極Ｅに結合されてい
る点に注目されたい。後述するように、このことが、ス
イッチング損失とサージ電圧の双方を低減するという効
果を現出する上で、最も重要な構成上の特徴点をなして
いる。
【００２５】トランジスタ３ａ、３ｂの双方のベース電
極Ｂにはベース抵抗２の一端が接続されている。ベース
抵抗２の他の一端と、ＩＧＢＴ素子６のエミッタ電極Ｅ
との間には、パルス発生器１が接続されている。パルス
発生器１は、電力用スイッチング装置の外部に設置され
る。これらの、トランジスタ３ａ、３ｂ、ベース抵抗
２、駆動抵抗４ａ、４ｂ、および直流電源５は、ベース
抵抗２を介してベース電極Ｂへ入力されたパルス信号に
応答して、ＩＧＢＴ素子６をオンおよびオフさせる制御
回路を構成する。
極Ｂにはベース抵抗２の一端が接続されている。ベース
抵抗２の他の一端と、ＩＧＢＴ素子６のエミッタ電極Ｅ
との間には、パルス発生器１が接続されている。パルス
発生器１は、電力用スイッチング装置の外部に設置され
る。これらの、トランジスタ３ａ、３ｂ、ベース抵抗
２、駆動抵抗４ａ、４ｂ、および直流電源５は、ベース
抵抗２を介してベース電極Ｂへ入力されたパルス信号に
応答して、ＩＧＢＴ素子６をオンおよびオフさせる制御
回路を構成する。
【００２６】＜２．装置の基本動作＞この実施例の装置
は上述のように構成されるので、以下のように動作す
る。パルス発生器１が高電圧信号（例えば１５Ｖ）をベ
ース抵抗２へ入力すると、オン駆動トランジスタ３ａが
オンし、オフ駆動トランジスタ３ｂがオフする。このた
め、直流電源５から供給される電流（オン駆動電流
ＩON）がオン駆動トランジスタ３ａを介してゲート電極
Ｇへ供給され、ゲート電極Ｇとエミッタ電極Ｅの間の電
圧、すなわちゲート電圧がＩＧＢＴ素子６に固有のゲー
ト閾電圧を超えることによって、ＩＧＢＴ素子６がオン
する。ＩＧＢＴ素子６がオンすることによって負荷回路
がオンする結果、直流電源１０から誘導負荷８へ負荷電
流が供給される。
は上述のように構成されるので、以下のように動作す
る。パルス発生器１が高電圧信号（例えば１５Ｖ）をベ
ース抵抗２へ入力すると、オン駆動トランジスタ３ａが
オンし、オフ駆動トランジスタ３ｂがオフする。このた
め、直流電源５から供給される電流（オン駆動電流
ＩON）がオン駆動トランジスタ３ａを介してゲート電極
Ｇへ供給され、ゲート電極Ｇとエミッタ電極Ｅの間の電
圧、すなわちゲート電圧がＩＧＢＴ素子６に固有のゲー
ト閾電圧を超えることによって、ＩＧＢＴ素子６がオン
する。ＩＧＢＴ素子６がオンすることによって負荷回路
がオンする結果、直流電源１０から誘導負荷８へ負荷電
流が供給される。
【００２７】パルス発生器１が低電圧信号（例えば０
Ｖ）をベース抵抗２へ入力すると、オフ駆動トランジス
タ３ｂがオンし、オン駆動トランジスタ３ａがオフす
る。このため、ゲート電極Ｇへ、オン駆動電流とは逆向
きの電流（オフ駆動電流ＩOFF ）が供給され、ゲート電
極Ｇとエミッタ電極Ｅの間の電圧、すなわちゲート電圧
がゲート閾電圧よりも低くなることによって、ＩＧＢＴ
素子６がオフする。ＩＧＢＴ素子６がオフすることによ
って負荷回路がオフする結果、直流電源１０から誘導負
荷８への負荷電流の供給は停止する。
Ｖ）をベース抵抗２へ入力すると、オフ駆動トランジス
タ３ｂがオンし、オン駆動トランジスタ３ａがオフす
る。このため、ゲート電極Ｇへ、オン駆動電流とは逆向
きの電流（オフ駆動電流ＩOFF ）が供給され、ゲート電
極Ｇとエミッタ電極Ｅの間の電圧、すなわちゲート電圧
がゲート閾電圧よりも低くなることによって、ＩＧＢＴ
素子６がオフする。ＩＧＢＴ素子６がオフすることによ
って負荷回路がオフする結果、直流電源１０から誘導負
荷８への負荷電流の供給は停止する。
【００２８】誘導負荷８は、前述のように、インダクタ
ンスの大きさに相応して電流を一定に保持する働きを有
するので、ＩＧＢＴ素子６がオフからオンへ転じても、
誘導負荷８を流れる負荷電流の大きさが増加するには、
一定の時間を要する。逆に、ＩＧＢＴ素子６がオンから
オフへ転じたときにも、この負荷電流が減衰するのに一
定の時間を要する。このため、ＩＧＢＴ素子６がオンと
オフとを十分に短い周期をもって反復する通常の場合に
は、負荷電流は断続的に流れるのではなく、多少の脈動
を伴いつつも継続的に流れる。パルス発生器１によっ
て、ＩＧＢＴ素子６がオンする期間とオフする期間の割
合が調節され、そのことによって負荷電流の実効値が所
望の値に調整される。前述のサージ吸収回路は、ＩＧＢ
Ｔ素子６がオフする期間に、誘導負荷８を流れる負荷電
流を維持する働きを為す。すなわち、サージ吸収回路
は、負荷電流が還流する経路を誘導負荷８に提供するこ
とによって、負荷電流の減衰を緩和する機能を果たして
いる。また、そのことによって、ＩＧＢＴ素子６がオフ
したときに誘導負荷８に発生しＩＧＢＴ素子６に印加さ
れるサージ電圧を、低減する機能をも果たしている。
ンスの大きさに相応して電流を一定に保持する働きを有
するので、ＩＧＢＴ素子６がオフからオンへ転じても、
誘導負荷８を流れる負荷電流の大きさが増加するには、
一定の時間を要する。逆に、ＩＧＢＴ素子６がオンから
オフへ転じたときにも、この負荷電流が減衰するのに一
定の時間を要する。このため、ＩＧＢＴ素子６がオンと
オフとを十分に短い周期をもって反復する通常の場合に
は、負荷電流は断続的に流れるのではなく、多少の脈動
を伴いつつも継続的に流れる。パルス発生器１によっ
て、ＩＧＢＴ素子６がオンする期間とオフする期間の割
合が調節され、そのことによって負荷電流の実効値が所
望の値に調整される。前述のサージ吸収回路は、ＩＧＢ
Ｔ素子６がオフする期間に、誘導負荷８を流れる負荷電
流を維持する働きを為す。すなわち、サージ吸収回路
は、負荷電流が還流する経路を誘導負荷８に提供するこ
とによって、負荷電流の減衰を緩和する機能を果たして
いる。また、そのことによって、ＩＧＢＴ素子６がオフ
したときに誘導負荷８に発生しＩＧＢＴ素子６に印加さ
れるサージ電圧を、低減する機能をも果たしている。
【００２９】＜３．装置の特徴的な動作＞ところで、従
来装置に関して前述したように、寄生インダクタンス１
１、１２の存在は、ＩＧＢＴ素子６が特にオンからオフ
へ転じるときに、高いサージ電圧をもたらす要因となり
得る。しかしながら、この実施例の装置は以下のように
動作することによって、このサージ電圧の低減を、スイ
ッチング損失の低減ととともに両立的に実現している。
来装置に関して前述したように、寄生インダクタンス１
１、１２の存在は、ＩＧＢＴ素子６が特にオンからオフ
へ転じるときに、高いサージ電圧をもたらす要因となり
得る。しかしながら、この実施例の装置は以下のように
動作することによって、このサージ電圧の低減を、スイ
ッチング損失の低減ととともに両立的に実現している。
【００３０】前述したように、パルス発生器１が低電圧
信号を出力すると、オフ駆動トランジスタ３ｂがオン
し、オン駆動トランジスタ３ａがオフすることによっ
て、ゲート電極Ｇへオフ駆動電流ＩOFF が供給される結
果、ＩＧＢＴ素子６はオン状態からオフ状態へと遷移す
る。しかしながら、この遷移は瞬時に行われるのではな
く、インダクタ１３および制御回路の働きによって緩や
かに進行する。すなわち、ＩＧＢＴ素子６がオフ状態へ
向かうのに伴って、ＩＧＢＴ素子６のコレクタ電極Ｃか
らエミッタ電極Ｅへと流れる主電流が減衰する。この主
電流の減衰がインダクタ１３に誘導電圧を誘起する結
果、ＩＧＢＴ素子６のエミッタ電極Ｅの電位が引き下げ
られる。このことは、ＩＧＢＴ素子６におけるゲート電
極Ｇとエミッタ電極Ｅの間の電圧、すなわちゲート電圧
を高める方向に作用するので、ＩＧＢＴ素子６における
オンからオフへの遷移の速さ、すなわちスイッチング速
度が緩和される。
信号を出力すると、オフ駆動トランジスタ３ｂがオン
し、オン駆動トランジスタ３ａがオフすることによっ
て、ゲート電極Ｇへオフ駆動電流ＩOFF が供給される結
果、ＩＧＢＴ素子６はオン状態からオフ状態へと遷移す
る。しかしながら、この遷移は瞬時に行われるのではな
く、インダクタ１３および制御回路の働きによって緩や
かに進行する。すなわち、ＩＧＢＴ素子６がオフ状態へ
向かうのに伴って、ＩＧＢＴ素子６のコレクタ電極Ｃか
らエミッタ電極Ｅへと流れる主電流が減衰する。この主
電流の減衰がインダクタ１３に誘導電圧を誘起する結
果、ＩＧＢＴ素子６のエミッタ電極Ｅの電位が引き下げ
られる。このことは、ＩＧＢＴ素子６におけるゲート電
極Ｇとエミッタ電極Ｅの間の電圧、すなわちゲート電圧
を高める方向に作用するので、ＩＧＢＴ素子６における
オンからオフへの遷移の速さ、すなわちスイッチング速
度が緩和される。
【００３１】しかも、オフ駆動トランジスタ３ｂがオン
することによって形成されるオフ駆動電流ＩOFF の閉経
路（図１に実線矢印で示す）は、インダクタ１３を含ん
でいる。このため、オフ駆動電流ＩOFF は、瞬時に立ち
上がることができずに、緩やかに増加する。このこと
が、ＩＧＢＴ素子６のオンからオフへの遷移を、一層効
果的に緩慢なものにする。その結果、ＩＧＢＴ素子６を
流れる主電流は緩やかに減衰するので、それに伴ってサ
ージ吸収回路を流れる電流の増加も緩やかとなる。この
ため、寄生インダクタンス１１、１２によって発生する
サージ電圧が低く抑えられる。
することによって形成されるオフ駆動電流ＩOFF の閉経
路（図１に実線矢印で示す）は、インダクタ１３を含ん
でいる。このため、オフ駆動電流ＩOFF は、瞬時に立ち
上がることができずに、緩やかに増加する。このこと
が、ＩＧＢＴ素子６のオンからオフへの遷移を、一層効
果的に緩慢なものにする。その結果、ＩＧＢＴ素子６を
流れる主電流は緩やかに減衰するので、それに伴ってサ
ージ吸収回路を流れる電流の増加も緩やかとなる。この
ため、寄生インダクタンス１１、１２によって発生する
サージ電圧が低く抑えられる。
【００３２】一方、パルス発生器１が高電圧信号を出力
すると、オン駆動トランジスタ３ａがオンし、オフ駆動
トランジスタ３ｂがオフすることによって、ゲート電極
Ｇへオン駆動電流ＩONが供給される結果、ＩＧＢＴ素子
６はオフ状態からオン状態へと遷移する。このときに
は、オン状態からオフ状態へ遷移する場合に比べて、よ
り迅速に遷移が進行する。なぜならば、オン駆動トラン
ジスタ３ａがオンすることによって形成されるオン駆動
電流ＩONの閉経路（図１に点線矢印で示す）には、イン
ダクタ１３が含まれていないからである。これらの２つ
の経路において、一方がインダクタ１３を含み、他方が
インダクタ１３を含まないのは、オフ駆動トランジスタ
３ｂがインダクタ１３を介してＩＧＢＴ素子６のエミッ
タ電極Ｅに結合する一方で、直流電源５の低電位側出力
がエミッタ電極Ｅに直接に接続されているという構成上
の特徴に由来する。
すると、オン駆動トランジスタ３ａがオンし、オフ駆動
トランジスタ３ｂがオフすることによって、ゲート電極
Ｇへオン駆動電流ＩONが供給される結果、ＩＧＢＴ素子
６はオフ状態からオン状態へと遷移する。このときに
は、オン状態からオフ状態へ遷移する場合に比べて、よ
り迅速に遷移が進行する。なぜならば、オン駆動トラン
ジスタ３ａがオンすることによって形成されるオン駆動
電流ＩONの閉経路（図１に点線矢印で示す）には、イン
ダクタ１３が含まれていないからである。これらの２つ
の経路において、一方がインダクタ１３を含み、他方が
インダクタ１３を含まないのは、オフ駆動トランジスタ
３ｂがインダクタ１３を介してＩＧＢＴ素子６のエミッ
タ電極Ｅに結合する一方で、直流電源５の低電位側出力
がエミッタ電極Ｅに直接に接続されているという構成上
の特徴に由来する。
【００３３】ＩＧＢＴ素子６がオフからオンへと遷移す
るときに、遷移が迅速に進行するために、この遷移に伴
ってＩＧＢＴ素子６で発生するスイッチング損失が低く
抑えられる。すなわちこの装置は、寄生インダクタンス
１１、１２によるサージ電圧の発生がより深刻であるＩ
ＧＢＴ素子６がオンからオフへ遷移する際には、サージ
電圧の抑制を優先的に行い、サージ電圧の発生が比較的
軽微であるオフからオンへの遷移の際には、スイッチン
グ損失の低減を優先的に実現する。このことによって、
スイッチング損失を実効的に低減すると共に、サージ電
圧の発生をも抑制するという双方の課題を同時に実現し
ている。
るときに、遷移が迅速に進行するために、この遷移に伴
ってＩＧＢＴ素子６で発生するスイッチング損失が低く
抑えられる。すなわちこの装置は、寄生インダクタンス
１１、１２によるサージ電圧の発生がより深刻であるＩ
ＧＢＴ素子６がオンからオフへ遷移する際には、サージ
電圧の抑制を優先的に行い、サージ電圧の発生が比較的
軽微であるオフからオンへの遷移の際には、スイッチン
グ損失の低減を優先的に実現する。このことによって、
スイッチング損失を実効的に低減すると共に、サージ電
圧の発生をも抑制するという双方の課題を同時に実現し
ている。
【００３４】＜４．実証データと回路定数の最適化＞つ
づいて、図１に示したこの実施例の装置について、回路
シミュレータを用いて動作の実証と回路定数の最適化を
行った結果について説明する。図２〜図５は図１に示し
た回路構成を有し、電圧定格が６００Ｖ、電流定格が４
００Ａである電力用スイッチング装置を対象として、シ
ミュレーションを実行して得られた結果を示すグラフで
ある。このシミュレーションでは、インダクタ１３のイ
ンダクタンスＬ、および駆動抵抗４ａ、４ｂの抵抗値Ｒ
をパラメータとして、スイッチング損失とサージ電圧Δ
ＶCEの大きさが求められた。駆動抵抗４ａ、４ｂの抵抗
値は互いに共通の大きさに設定された。
づいて、図１に示したこの実施例の装置について、回路
シミュレータを用いて動作の実証と回路定数の最適化を
行った結果について説明する。図２〜図５は図１に示し
た回路構成を有し、電圧定格が６００Ｖ、電流定格が４
００Ａである電力用スイッチング装置を対象として、シ
ミュレーションを実行して得られた結果を示すグラフで
ある。このシミュレーションでは、インダクタ１３のイ
ンダクタンスＬ、および駆動抵抗４ａ、４ｂの抵抗値Ｒ
をパラメータとして、スイッチング損失とサージ電圧Δ
ＶCEの大きさが求められた。駆動抵抗４ａ、４ｂの抵抗
値は互いに共通の大きさに設定された。
【００３５】図２はサージ電圧ΔＶCE対スイッチング損
失特性を示すグラフである。括弧（）中の数字は、抵抗
値Ｒを表している。図２より、インダクタンスＬが大き
いほど、サージ電圧ΔＶCEが小さくなることが読み取ら
れる。すなわち、このデータは、インダクタ１３がサー
ジ電圧ΔＶCEを低減する効果を奏し、しかもインダクタ
ンスＬが大きいほどその効果が顕著であることを実証し
ている。
失特性を示すグラフである。括弧（）中の数字は、抵抗
値Ｒを表している。図２より、インダクタンスＬが大き
いほど、サージ電圧ΔＶCEが小さくなることが読み取ら
れる。すなわち、このデータは、インダクタ１３がサー
ジ電圧ΔＶCEを低減する効果を奏し、しかもインダクタ
ンスＬが大きいほどその効果が顕著であることを実証し
ている。
【００３６】図２のグラフからは、インダクタンスＬと
スイッチング損失の関係については、明瞭な結論が引出
し難い。そこでこの関係を明瞭にするために、図２のグ
ラフを再編集することによって、サージ電圧ΔＶCEをパ
ラメータとしたインダクタンスＬ対スイッチング損失の
関係を表すグラフを得た。図３にこのグラフを示す。こ
のグラフから、サージ電圧ΔＶCEが１００Ｖ以上である
範囲では、サージ電圧ΔＶCEが一定である条件下におい
て、インダクタンスＬが大きいほど、スイッチング損失
が低いことが読み取られる。すなわち、図３のグラフ
は、インダクタ１３が設けられることによって、サージ
電圧ΔＶCEの低減とスイッチング損失の低減の双方が、
両立的に実現されることを実証している。
スイッチング損失の関係については、明瞭な結論が引出
し難い。そこでこの関係を明瞭にするために、図２のグ
ラフを再編集することによって、サージ電圧ΔＶCEをパ
ラメータとしたインダクタンスＬ対スイッチング損失の
関係を表すグラフを得た。図３にこのグラフを示す。こ
のグラフから、サージ電圧ΔＶCEが１００Ｖ以上である
範囲では、サージ電圧ΔＶCEが一定である条件下におい
て、インダクタンスＬが大きいほど、スイッチング損失
が低いことが読み取られる。すなわち、図３のグラフ
は、インダクタ１３が設けられることによって、サージ
電圧ΔＶCEの低減とスイッチング損失の低減の双方が、
両立的に実現されることを実証している。
【００３７】つぎに、インダクタンスＬの大きさと抵抗
値Ｒの大きさの最適な範囲について考察する。図４は、
図２のグラフを再編集することによって得られたグラフ
であって、インダクタンスＬをパラメータとしたスイッ
チング損失の抵抗値Ｒへの依存性を表している。このグ
ラフから、インダクタンスＬが一定である条件下では、
抵抗値Ｒが十分に低い一部の範囲を除いて、抵抗値Ｒが
低いほどスイッチング損失が低く、また抵抗値Ｒが一定
である条件下ではインダクタンスＬが低いほどスイッチ
ング損失が低いことが読み取られる。したがって、実用
的に要請されるある許容値以下にスイッチング損失を抑
えるためには、インダクタンスＬと抵抗値Ｒに対して上
限が設定されなければならない。スイッチング損失の上
限は、実用上４０ｍＷ・ｓ程度に設定するのが望まし
い。このスイッチング損失の許容上限値から、インダク
タンスＬは５ｎＨ以下であるのが望ましいといえる。更
に抵抗値Ｒについては、インダクタンスＬが例えば２ｎ
Ｈであるときには、抵抗値Ｒは２Ω以下であることが望
ましく、インダクタンスＬが５ｎＨであるときには、抵
抗値Ｒは１Ω以下であることが望ましいといえる。
値Ｒの大きさの最適な範囲について考察する。図４は、
図２のグラフを再編集することによって得られたグラフ
であって、インダクタンスＬをパラメータとしたスイッ
チング損失の抵抗値Ｒへの依存性を表している。このグ
ラフから、インダクタンスＬが一定である条件下では、
抵抗値Ｒが十分に低い一部の範囲を除いて、抵抗値Ｒが
低いほどスイッチング損失が低く、また抵抗値Ｒが一定
である条件下ではインダクタンスＬが低いほどスイッチ
ング損失が低いことが読み取られる。したがって、実用
的に要請されるある許容値以下にスイッチング損失を抑
えるためには、インダクタンスＬと抵抗値Ｒに対して上
限が設定されなければならない。スイッチング損失の上
限は、実用上４０ｍＷ・ｓ程度に設定するのが望まし
い。このスイッチング損失の許容上限値から、インダク
タンスＬは５ｎＨ以下であるのが望ましいといえる。更
に抵抗値Ｒについては、インダクタンスＬが例えば２ｎ
Ｈであるときには、抵抗値Ｒは２Ω以下であることが望
ましく、インダクタンスＬが５ｎＨであるときには、抵
抗値Ｒは１Ω以下であることが望ましいといえる。
【００３８】スイッチング損失の許容上限値はＩＧＢＴ
素子６の定格にある程度依存し、図４に示した抵抗値Ｒ
対スイッチング損失特性も、この定格によって多少変動
する。これらのことを考慮すると、ＩＧＢＴ素子の定格
が１００Ａ以上である一般的な場合については、インダ
クタンスＬは５ｎＨ以下であって、抵抗値Ｒは３Ω以下
であることが望ましいと結論することができる。
素子６の定格にある程度依存し、図４に示した抵抗値Ｒ
対スイッチング損失特性も、この定格によって多少変動
する。これらのことを考慮すると、ＩＧＢＴ素子の定格
が１００Ａ以上である一般的な場合については、インダ
クタンスＬは５ｎＨ以下であって、抵抗値Ｒは３Ω以下
であることが望ましいと結論することができる。
【００３９】図５は、図２のグラフを再編集することに
よって得られたグラフであって、インダクタンスＬをパ
ラメータとしたサージ電圧ΔＶCEの抵抗値Ｒへの依存性
を表している。このグラフから、抵抗値Ｒが十分に高い
範囲を除いて、抵抗値Ｒが一定である条件下では、イン
ダクタンスＬが高いほどサージ電圧ΔＶCEが低く、イン
ダクタンスＬが十分に高い範囲を除いて、インダクタン
スＬが一定である条件下では、抵抗値Ｒが高いほどサー
ジ電圧ΔＶCEが低いことが読み取られる。インダクタン
スＬが５ｎＨ以上であるときには、サージ電圧ΔＶCEは
抵抗値Ｒには殆ど依存せずに略一定である。
よって得られたグラフであって、インダクタンスＬをパ
ラメータとしたサージ電圧ΔＶCEの抵抗値Ｒへの依存性
を表している。このグラフから、抵抗値Ｒが十分に高い
範囲を除いて、抵抗値Ｒが一定である条件下では、イン
ダクタンスＬが高いほどサージ電圧ΔＶCEが低く、イン
ダクタンスＬが十分に高い範囲を除いて、インダクタン
スＬが一定である条件下では、抵抗値Ｒが高いほどサー
ジ電圧ΔＶCEが低いことが読み取られる。インダクタン
スＬが５ｎＨ以上であるときには、サージ電圧ΔＶCEは
抵抗値Ｒには殆ど依存せずに略一定である。
【００４０】インダクタンスＬによるサージ電圧ΔＶCE
の低減の効果を、実用上有効な程度に引き出すために
は、インダクタンスＬをある下限値以上に設定すること
が求められる。ＩＧＢＴ素子６における定格が前述の１
００Ａ以上である場合については、インダクタンスＬは
１ｎＨ以上に設定されることが望ましい。
の低減の効果を、実用上有効な程度に引き出すために
は、インダクタンスＬをある下限値以上に設定すること
が求められる。ＩＧＢＴ素子６における定格が前述の１
００Ａ以上である場合については、インダクタンスＬは
１ｎＨ以上に設定されることが望ましい。
【００４１】
【発明の効果】＜請求項１記載の発明の効果＞この発明
にかかる電力用スイッチング装置では、インダクタの作
用でオフ駆動電流の増加が緩やかとなる一方、オン駆動
電流は急速に増大する。すなわち、サージ電圧の発生が
深刻であるオフ駆動時には、スイッチング速度が緩和さ
れ、サージ電圧の発生が相対的に軽微であるオン駆動時
にはスイッチング速度が速められるので、サージ電圧の
抑制と、総合的なスイッチング損失の低減とが両立的に
実現される。
にかかる電力用スイッチング装置では、インダクタの作
用でオフ駆動電流の増加が緩やかとなる一方、オン駆動
電流は急速に増大する。すなわち、サージ電圧の発生が
深刻であるオフ駆動時には、スイッチング速度が緩和さ
れ、サージ電圧の発生が相対的に軽微であるオン駆動時
にはスイッチング速度が速められるので、サージ電圧の
抑制と、総合的なスイッチング損失の低減とが両立的に
実現される。
【００４２】＜請求項２記載の発明の効果＞この発明に
かかる電力用スイッチング装置では、インダクタはＩＧ
ＢＴ素子のエミッタ電極に接続されるので、ＩＧＢＴ素
子がオンからオフに転じるときに、ＩＧＢＴ素子を流れ
る主電流の減衰に伴って、ＩＧＢＴ素子がオン状態を維
持する方向にエミッタ電極の電位が変移する。インダク
タがもたらす、この一種のフィードバック効果のため
に、スイッチング速度がより効果的に緩和される。ま
た、電力用スイッチング素子として、ＩＧＢＴ素子が使
用されるので、スイッチング速度が高く損失の少ない電
力用スイッチング装置を実現することが可能である。ま
た、オフ駆動用トランジスタとオン駆動用トランジスタ
を用いることによって、制御回路を単純に構成すること
が可能である。
かかる電力用スイッチング装置では、インダクタはＩＧ
ＢＴ素子のエミッタ電極に接続されるので、ＩＧＢＴ素
子がオンからオフに転じるときに、ＩＧＢＴ素子を流れ
る主電流の減衰に伴って、ＩＧＢＴ素子がオン状態を維
持する方向にエミッタ電極の電位が変移する。インダク
タがもたらす、この一種のフィードバック効果のため
に、スイッチング速度がより効果的に緩和される。ま
た、電力用スイッチング素子として、ＩＧＢＴ素子が使
用されるので、スイッチング速度が高く損失の少ない電
力用スイッチング装置を実現することが可能である。ま
た、オフ駆動用トランジスタとオン駆動用トランジスタ
を用いることによって、制御回路を単純に構成すること
が可能である。
【００４３】＜請求項３記載の発明の効果＞ この発明にかかる電力用スイッチング装置では、インダ
クタのインダクタンスの値と、オフ駆動抵抗の抵抗値の
値が最適化されているので、大電流容量の装置におい
て、サージ電圧の抑制とスイッチング損失の低減とが最
適に実現される。
クタのインダクタンスの値と、オフ駆動抵抗の抵抗値の
値が最適化されているので、大電流容量の装置におい
て、サージ電圧の抑制とスイッチング損失の低減とが最
適に実現される。
【図１】この発明の実施例における電力用スイッチング
装置およびその周辺装置の回路図である。
装置およびその周辺装置の回路図である。
【図２】実施例の装置に関するシミュレーションの結果
を示すグラフである。
を示すグラフである。
【図３】実施例の装置に関するシミュレーションの結果
を示すグラフである。
を示すグラフである。
【図４】実施例の装置に関するシミュレーションの結果
を示すグラフである。
を示すグラフである。
【図５】実施例の装置に関するシミュレーションの結果
を示すグラフである。
を示すグラフである。
【図６】従来の電力用スイッチング装置およびその周辺
装置の回路図である。
装置の回路図である。
３ａ オン駆動トランジスタ ３ｂ オフ駆動トランジスタ ４ａ 駆動抵抗（オン駆動抵抗） ４ｂ 駆動抵抗（オフ駆動抵抗） ６ ＩＧＢＴ素子 １３ インダクタ Ｅ エミッタ電極 Ｃ コレクタ電極 Ｇ ゲート電極 ＩON オン駆動電流 ＩOFF オフ駆動電流
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02M 1/00 H02M 1/08 H02M 3/28
Claims (3)
- 【請求項１】 電力用スイッチング素子の制御電極に接
続された制御回路の出力に応答して、前記電力用スイッ
チング素子がオフ動作およびオン動作を行うことによっ
て、当該電力用スイッチング素子の主電極に接続された
負荷回路をオフおよびオンする電力用スイッチング装置
において、 前記装置が前記負荷回路に介挿されるインダクタを備
え、 前記電力用スイッチング素子をオフ状態にするべく前記
制御回路が前記制御電極へ供給するオフ駆動電流の経路
は前記インダクタを含むとともに、前記電力用スイッチ
ング素子をオン状態にするべく前記制御回路が前記制御
電極へ供給するオン駆動電流の経路は前記インダクタを
含まないように、当該制御回路が構成されていることを
特徴とする電力用スイッチング装置。 - 【請求項２】 請求項１に記載の電力用スイッチング装
置において、 前記電力用スイッチング素子が、絶縁ゲート型バイポー
ラ・トランジスタ素子であって、 前記インダクタは、当該絶縁ゲート型バイポーラ・トラ
ンジスタ素子のエミッタ電極に接続されており、 前記制御回路は、前記オフ駆動電流の経路をオンするこ
とによって前記制御電極にオフ駆動電流を供給するオフ
駆動用トランジスタと、前記オン駆動電流の経路をオン
することによって前記制御電極にオン駆動電流を供給す
るオン駆動用トランジスタと、を備えたことを特徴とす
る電力用スイッチング装置。 - 【請求項３】 請求項２に記載の電力用スイッチング装
置において、 前記絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタ素子が、１
００Ａ以上の電流容量を有する絶縁ゲート型バイポーラ
・トランジスタ素子であって、 前記インダクタのインダクタンスの大きさが１ｎＨ〜５
ｎＨであって、 前記オフ駆動電流の経路に介挿されるオフ駆動抵抗の抵
抗値が３Ω以下であることを特徴とする電力用スイッチ
ング装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5211302A JP2793946B2 (ja) | 1993-08-26 | 1993-08-26 | 電力用スイッチング装置 |
| US08/291,207 US6111453A (en) | 1993-08-26 | 1994-08-16 | Power switching device |
| DE4429733A DE4429733C2 (de) | 1993-08-26 | 1994-08-22 | Leistungsschaltvorrichtung |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5211302A JP2793946B2 (ja) | 1993-08-26 | 1993-08-26 | 電力用スイッチング装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0767317A JPH0767317A (ja) | 1995-03-10 |
| JP2793946B2 true JP2793946B2 (ja) | 1998-09-03 |
Family
ID=16603699
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5211302A Expired - Lifetime JP2793946B2 (ja) | 1993-08-26 | 1993-08-26 | 電力用スイッチング装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6111453A (ja) |
| JP (1) | JP2793946B2 (ja) |
| DE (1) | DE4429733C2 (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3260036B2 (ja) * | 1994-06-06 | 2002-02-25 | 株式会社東芝 | 電圧駆動形電力用スイッチ素子のゲート駆動回路 |
| CA2232199C (en) * | 1997-04-22 | 2000-02-22 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power converter with voltage drive switching element |
| JP3480811B2 (ja) * | 1997-07-15 | 2003-12-22 | 株式会社東芝 | 電圧駆動型電力用半導体装置 |
| JP3447949B2 (ja) | 1998-03-31 | 2003-09-16 | 株式会社東芝 | 絶縁ゲート型半導体素子のゲート駆動回路、電力変換装置 |
| ES2302695T3 (es) * | 2000-07-13 | 2008-08-01 | Ct-Concept Technologie Ag | Procedimiento y dispositivo para regular, en funcion del estado, el comportamiento transitorio de interruptores de semiconductor de potencia. |
| ITMI20010075A1 (it) * | 2001-01-17 | 2002-07-17 | St Microelectronics Srl | Circuito di pilotaggio per una accensione lenta di un elemento di potenza connesso ad un carico induttivo |
| EP1480339A1 (de) * | 2003-05-19 | 2004-11-24 | ABB Technology AG | Halbleiterschalteranordnung |
| FR2867323B1 (fr) | 2004-03-05 | 2006-10-20 | Valeo Climatisation | Systeme de commande de vitesse d'un moteur de groupe moto-ventilateur, notamment pour une installation de chauffage et/ou de climatisation de vehicule automobile |
| JP4127399B2 (ja) * | 2004-03-31 | 2008-07-30 | 松下電器産業株式会社 | スイッチング電源制御用半導体装置 |
| JP4816139B2 (ja) * | 2006-02-27 | 2011-11-16 | 株式会社日立製作所 | パワー半導体スイッチング素子の駆動回路 |
| CN103606901B (zh) * | 2013-11-25 | 2017-02-08 | 广东美的制冷设备有限公司 | 静电保护装置、智能功率模块和变频家电 |
| CN106991221B (zh) * | 2017-03-24 | 2020-04-24 | 清华大学 | 一种基于igbt器件瞬态物理过程的分段折线建模方法 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3300682C2 (de) * | 1983-01-11 | 1986-01-02 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Steuerschaltungsanordnung zum Ein- und Ausschalten eines bipolaren Transistors |
| JPS60134521A (ja) * | 1983-12-22 | 1985-07-17 | Sony Corp | 電力制御回路 |
| US4639823A (en) * | 1983-12-27 | 1987-01-27 | Fuji Electric Co., Ltd. | Control circuit for switching transistors |
| JP2839584B2 (ja) * | 1989-10-16 | 1998-12-16 | 豊田工機株式会社 | 電流制御回路 |
| JP2855816B2 (ja) * | 1990-07-25 | 1999-02-10 | 三菱電機株式会社 | 半導体制御装置 |
| US5332938A (en) * | 1992-04-06 | 1994-07-26 | Regents Of The University Of California | High voltage MOSFET switching circuit |
-
1993
- 1993-08-26 JP JP5211302A patent/JP2793946B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1994
- 1994-08-16 US US08/291,207 patent/US6111453A/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-08-22 DE DE4429733A patent/DE4429733C2/de not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6111453A (en) | 2000-08-29 |
| DE4429733C2 (de) | 1997-09-11 |
| DE4429733A1 (de) | 1995-03-02 |
| JPH0767317A (ja) | 1995-03-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2793946B2 (ja) | 電力用スイッチング装置 | |
| KR0140398B1 (ko) | 출력구동기의 잡음감소 장치 및 방법 | |
| JPS614319A (ja) | トランジスタ駆動回路 | |
| JPS6347012B2 (ja) | ||
| GB2080651A (en) | Voltage controlled non-saturating semiconductor switch and voltage converter circuits employing same | |
| JPH06291631A (ja) | 電圧駆動形素子の駆動方法及びその回路 | |
| US5233238A (en) | High power buffer with increased current stability | |
| US9912331B2 (en) | Gate driver that drives with a sequence of gate resistances | |
| JPH0225107A (ja) | 半導体スイッチ素子の過電圧抑制回路 | |
| JPH1075164A (ja) | 電圧制御形スイッチング素子のゲート駆動回路 | |
| JP2021145432A (ja) | 半導体装置の配線回路、半導体装置の配線回路の制御方法、半導体装置、電力変換装置、並びに鉄道車両用電気システム | |
| CA1310063C (en) | Overvoltage suppressing circuit for semiconductor device | |
| JP2000324801A (ja) | 電圧制御形半導体素子の駆動回路 | |
| JPH0260093B2 (ja) | ||
| JP2657912B2 (ja) | サイリスタ装置 | |
| JPH10209832A (ja) | 半導体スイッチ回路 | |
| JP2000014127A (ja) | 電圧駆動型半導体素子のゲート駆動回路 | |
| JP3457924B2 (ja) | トランジスタ駆動回路 | |
| JPS625539B2 (ja) | ||
| JPH09117130A (ja) | 昇圧型コンバーター回路 | |
| JPH0549129B2 (ja) | ||
| JPH01220520A (ja) | 電流スイツチ回路 | |
| JP2000333439A (ja) | スナバ回路及び電力変換装置 | |
| JPH0334688B2 (ja) | ||
| JPS627783B2 (ja) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080619 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080619 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090619 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100619 Year of fee payment: 12 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100619 Year of fee payment: 12 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110619 Year of fee payment: 13 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120619 Year of fee payment: 14 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130619 Year of fee payment: 15 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |