ES2302695T3 - Procedimiento y dispositivo para regular, en funcion del estado, el comportamiento transitorio de interruptores de semiconductor de potencia. - Google Patents
Procedimiento y dispositivo para regular, en funcion del estado, el comportamiento transitorio de interruptores de semiconductor de potencia. Download PDFInfo
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Abstract
Procedimiento para regular un proceso transitorio de conmutación de al menos un interruptor de semiconductor de potencia (S1-S4) que comprende al menos un terminal de control o puerta (G) que es controlado por un excitador o excitador de puerta (GT), y que comprende un primer terminal de potencia o colector (C) y un segundo terminal de potencia o emisor (E), estando dispuesto un diodo de oscilación libre (DS) en serie con el interruptor de semiconductor de potencia (S1-S4), en donde, además, a) para al menos una variable de estado primaria (vC, dvC/dt, iC, diC/dt) del interruptor de semiconductor de potencia (S1, S2) se determina o aproxima al menos un valor real y se realimenta éste al excitador de puerta (GT), y b) el valor real y un valor nominal de las variables de estado primarias (vC, dvC/dt, iC, diC/dt) se emplean como magnitudes de entrada para generar una señal de ajuste (iG, vG) para el terminal de control (G), caracterizado porque c) en una fase A, en la que el diodo de oscilación libre (DS) se encuentra en un estado conductivo, se regula un gradiente de corriente de colector diC/dt del interruptor de semiconductor de potencia (S1-S4), y d) en una fase B, en la que el diodo de oscilación libre (DS) se encuentra en un estado de bloqueo, se regula un gradiente de tensión de colector-emisor dvCE/dt del interruptor de semiconductor de potencia (S1-S4).
Description
Procedimiento y dispositivo para regular, en
función del estado, el comportamiento transitorio de interruptores
de semiconductor de potencia.
La invención se refiere al sector de la
electrónica de potencia. Parte de un procedimiento y un dispositivo
para regular el comportamiento transitorio de interruptores de
semiconductor de potencia según el preámbulo de las
reivindicaciones independientes.
Un procedimiento de esta clase se encuentra
revelado en el artículo de H. Rüedi y otros, "Dynamic Gate
Controller (DGC) - A new IGBT Gate Unit for High Current/High
Voltage Modules", PCIM'95 (Official Proceedings of the
International Power Conversion), páginas 241-249,
Nuremberg, Alemania, 1995. Un IGBT es activado con un controlador
de puerta dinámico (DGC) de modo que se mantengan valores
constantemente prefijados de las derivadas temporales de la tensión
de colector-emisor sobre el IGBT (gradiente de
tensión dv_{CE}/dt) y de la corriente a través del diodo de
oscilación libre o del IGBT (gradiente de corriente del colector
di_{C}/dt) durante la conexión con independencia de la corriente
de carga y de la tensión del bus de corriente continua. A este fin,
se realimenten a la entrada del excitador de puerta unas señales
proporcionales a los gradientes de tensión y de corriente. Como
señal para el gradiente de corriente di_{C}/dt sirve la tensión
sobre la inductancia de emisor-emisor auxiliar de
un módulo IGBT o la señal de una sonda de campo en un terminal de
potencia de un módulo IGBT.
Con el DGC se puede evitar ciertamente un
costoso conexionado con una red de protección. Sin embargo, el DGC
es poco adecuado para circuitos en serie de IGBTs. Aun cuando el
gradiente de corriente di_{C}/dt es idéntico para cualquier
módulo IGBT conectado en serie, las diferencias entre los factores
de transferencia individuales en los circuitos de regulación IGBT
conducen a desviaciones respecto de la corriente de puerta ideal.
Estos fallos ocasionan una recarga diferente de las capacidades de
salida equivalentes de los IGBTs y, por tanto, un aumento
incontrolado de las tensiones de colector-emisor
individuales de distintos IGBTs. Como consecuencia, los IGBTs
dispuestos en serie no se pueden conectar en sincronismo con una
precisión suficiente. Las tensiones de
colector-emisor en serie se pueden simetrizar
entonces tan sólo reduciendo la velocidad de conexión a costa de
mayores pérdidas transitorias.
Además, debido a las consignas de valor nominal
constantes y actuantes en parte en sentidos contrapuestos para los
gradientes de tensión y de corriente, el sistema de control DGC no
es adecuado para regular de forma fiable el comportamiento
fuertemente no lineal de IGBTs, especialmente en el caso de una
conexión rápida. Sobre todo, sigue siendo incontrolado el
comportamiento de relevo de los dos circuitos de regulación para el
gradiente de corriente di_{C}/dt y el gradiente de tensión
dv_{CE}/dt. En un caso extremo, debido al comportamiento de
relevo oscilante se pierde la capacidad de control de los IGBTs
durante el proceso de conexión.
Otro problema resulta de la tendencia a reducir
la inductancia de emisor-emisor auxiliar. La alta
amplificación de señal así necesaria conduce a una dinámica de
regulación fuertemente restringida. Sin embargo, debido a las
velocidades finitas de ascenso de los circuitos de regulación se
agudiza aún más, entre otros, el problema de la falta de capacidad
de control en la zona de relevo.
En el documento EP 0 797 301 se controla un
proceso de conexión de un IGBT empleando una corriente de puerta
como magnitud de ajuste para regular una tensión de puerta. En este
caso, se confía en que exista una relación cuadrática entre la
tensión de puerta por encima de la tensión de umbral y la corriente
de carga. No está previsto un circuito de regulación IGBT con una
realimentación de variables de estado - que caracterizan el estado
del lado de potencia del IGBT - al excitador de puerta. Sin embargo,
un circuito de regulación dispuesto sólo por el lado de la puerta
es insuficiente para controlar el comportamiento de conexión no
lineal de IGBTs.
El problema de la invención consiste en indicar
un procedimiento y un dispositivo para la regulación activa del
proceso transitorio de conmutación de interruptores de semiconductor
de potencia que sea adecuado especialmente para la sincronización
del comportamiento de conmutación de interruptores de semiconductor
de potencia dispuestos en serie.
En un primer aspecto de la invención se propone
un procedimiento de regulación para procesos transitorios de
conmutación de un interruptor de semiconductor de potencia, en donde
el interruptor comprende al menos un terminal de control o puerta
controlado por un excitador de puerta, un primer terminal de
potencia o colector y un segundo terminal de potencia o emisor, en
donde está dispuesto en serie con el interruptor de semiconductor
de potencia un diodo de oscilación libre, en donde se determina o
aproxima también al menos un valor real para al menos una variable
de estado primaria del interruptor de semiconductor de potencia y se
realimenta dicho valor real al excitador de puerta, y se emplean el
valor real y un valor nominal de las variables de estado como
magnitudes de entrada para generar una señal de ajuste para el
terminal de control, de tal manera que en una fase A, en la que el
diodo de oscilación libre se encuentra en un estado conductivo, se
regula un gradiente de corriente de colector del interruptor de
semiconductor de potencia y en un estado B, en el que el diodo de
oscilación libre se encuentra en un estado de bloqueo, se regula un
gradiente de tensión de colector-emisor del
interruptor de semiconductor de potencia. Ambos gradientes pueden
ser magnitudes de regulación directas del circuito de regulación o
pueden regularse indirectamente a través de otras magnitudes de
regulación. La variable de estado primaria sirve para caracterizar
el estado - especialmente la carga eléctrica y/o térmica - del
interruptor de semiconductor de potencia en el circuito de potencia.
Esta variable puede ser, por ejemplo, una tensión de colector, una
corriente de colector o un gradiente de estas magnitudes. Las
magnitudes derivadas de variables de estado se consideran ellas
mismas nuevamente como variables de estado.
Mediante el empleo según la invención de un
modelo de dos fases para el estado de carga del diodo de oscilación
libre en serie a fin de delimitar una regulación di_{C}/dt
respecto de una regulación dv_{CE}/dt del interruptor de
semiconductor de potencia se puede materializar por primera vez una
regulación fiable del comportamiento transitorio fuertemente no
lineal de interruptores de semiconductor de potencia. El
procedimiento se puede aplicar a procesos de conexión o desconexión
completa o parcial. En la fase A se regula el transitorio principal
de la corriente de colector i_{C} por medio de la regulación
di_{C}/dt de modo que se pueden conmutar el estado de carga y,
por tanto, la conductividad del diodo de oscilación libre con
velocidad óptima y al mismo tiempo, al conectar el interruptor de
semiconductor de potencia, se puede limitar un comportamiento de
sobreoscilación de la corriente de colector. En la fase B se regula
por medio de la regulación dv_{CE}/dt el transitorio principal de
la tensión de colector-emisor v_{CE} de modo que
se pueda cerrar o abrir el interruptor de semiconductor de potencia
con una dinámica óptima y al mismo tiempo, al desconectar el
interruptor de semiconductor de potencia, se pueda limitar una
sobreoscilación de la tensión de colector. Se preserva en todo
momento la capacidad de control durante el transitorio, puesto que
se suprimen eficazmente un comportamiento de relevo incontrolado de
ambos circuitos de regulación y un comportamiento de oscilación
resultante de ello.
En unos primeros ejemplos de realización se
recorren las fases según la secuencia A-B durante un
proceso de conexión del interruptor de semiconductor de potencia o
bien según la secuencia B-A durante un proceso de
desconexión, controlándose el interruptor de semiconductor de
potencia hacia un estado regulable en una respectiva fase
antepuesta A0 o B0, concretamente, por ejemplo, en la fase A0 por
elevación de una tensión de puerta-emisor por
encima de una tensión de umbral v_{T} o en la fase B0 por
disminución de la tensión de puerta-emisor por
debajo de un valor límite v_{T}+i_{C}/g_{m}, en donde g_{m}
= transconductancia del interruptor de semiconductor de
potencia.
En un segundo ejemplo de realización se elevan
transitoriamente en valor absoluto el gradiente de corriente de
colector |di_{C}/dt| en la fase A y el gradiente de tensión de
colector-emisor |dv_{CE}/dt| en la fase B y
se reducen dichos gradientes hacia el final de las fases. De este
modo, se puede acelerar el proceso de conmutación transitorio y se
reduce adicionalmente la potencia de pérdida de conmutación.
En un tercer ejemplo de realización se procede,
para mejorar la dinámica y estabilidad de procedimiento de
regulación para al menos una variable de estado secundaria del
interruptor de semiconductor de potencia, por ejemplo para una
tensión de puerta, una corriente de puerta, sus gradientes o un
gradiente de tensión de colector-emisor, a
determinar o aproximar un valor real y a realimentar éste a una
etapa de salida del amplificador del excitador de puerta. Mediante
una extensa regulación de estado de esta clase con realimentación a
una o varias etapas de salida del amplificador se pueden desplazar
frecuencias de resonancia del circuito de regulación, amortiguar
oscilaciones y modificar en conjunto de manera correspondientemente
ventajosa la respuesta de frecuencia del procedimiento de
regulación.
En un cuarto ejemplo de realización se
determinan valores reales medidos (valores de medida) y/o valores
reales aproximados (valores de aproximación) para al menos una
variable de estado primaria y/o secundaria y/o una magnitud
derivada de ésta. La aproximación puede efectuarse, por ejemplo, por
diferenciación o promediado de valores de medida, por extrapolación
para determinar valores estimativos de valores reales futuros, por
cálculo de conversión de magnitudes de medida indirectas, por
ejemplo por medio de factores de corrección o calibrado
preconocidos, o por una combinación de tales pasos de procedimiento.
Por ejemplo, se puede obtener una corriente de colector a partir de
la tensión de puerta-emisor o a partir de una
integral de tiempo de la corriente de puerta o de la tensión de
inducción sobre una inductancia de emisor. La tensión de
puerta-emisor puede determinarse a partir de una
integral de tiempo de la corriente de puerta.
En unos quintos ejemplos de realización se
prefija una función de valor nominal temporalmente variable y/o se
miden reiteradamente valores reales de una variable de estado
durante el proceso de conmutación transitorio. Además, sobre la
base de una desviación de regulación calculada o estimada entre
valor nominal y valor real de una variable de estado, se puede
prefijar un valor nominal modificado para al menos una fase A, B,
A0, B0 del proceso de conmutación actual o de un proceso de
conmutación siguiente. De esta manera, se puede realizar el proceso
de regulación con gran precisión y se puede adaptar éste al estado
actual del sistema.
En unos sextos ejemplos de realización se elige
como variable de estado primaria preferiblemente única una tensión
de colector v_{c}, concretamente, por ejemplo, una tensión de
colector-emisor v_{CE} o aproximadamente una
tensión de colector-puerta v_{CG}.
Preferiblemente, en una función correspondiente de valor nominal de
tensión v_{CE}^{ref}(t), v_{CG}^{ref}(t) se
materializa la fase A por un salto de amplitud proporcional al
gradiente de corriente de colector di_{C}/dt que se ha de
controlar y se materializa la fase B por medio de una prefijación
directa del gradiente de tensión de colector-emisor
dv_{CE}/dt que se ha de controlar. Con esta regulación v_{CE}
se puede conseguir una excelente dinámica y estabilidad del circuito
de regulación con unos medios relativamente sencillos. Además, la
regulación v_{CE} es especialmente adecuada para la simetrización
de la tensión de interruptores de semiconductor de potencia
conectados en serie. Las variantes conciernen a: un valor al menos
doble de un gradiente medio y/o de una variación de amplitud total
de la función de valor nominal de tensión en la fase B frente a la
fase A, una adaptación de una variación de amplitud en la fase A en
función de una corriente de carga, una forma de una evolución
temporal de la corriente de colector, una temperatura del diodo de
oscilación libre y/o un comportamiento de desprendimiento de
corriente o tensión en el diodo de oscilación libre, varios saltos
de amplitud en la fase A para acortar el proceso de conmutación,
diferentes gradientes de tensión de colector-emisor
en la fase B para limitar la corriente de puerta necesaria, la
implementación de un fase A0 prefijando un pequeño salto de amplitud
precedente de la función de valor nominal de tensión, la
inicialización de una fase B0 prefijando un valor mínimo de la
función de valor nominal de tensión, la determinación, en la fase
A, de una función de valor nominal de tensión mejorada modificada
por modificación adaptativa de valor nominal controlada por medio de
realimentación de valor real o eventualmente por modificación fija
de valor nominal durante el proceso de conexión y/o el proceso de
desconexión, y la determinación de desviaciones de regulación al
menos para la tensión de colector y el gradiente de tensión de
colector y el empleo de la desviación máxima para generar la señal
de ajuste.
En unos séptimos ejemplos de realización se
detecta un instante de relevo entre las fases A y B, especialmente
con ayuda de un criterio principal y/o un criterio adicional para la
validación del criterio principal para una variable de estado
medida o aproximada.
En un octavo ejemplo de realización se adapta en
pasos discretos o continuamente un parámetro de regulación del
procedimiento de regulación, por ejemplo una amplificación del
regulador, unas barreras para la señal de ajuste, unos factores de
realimentación o una función de realimentación, sobre la base de
valores de medida o de aproximación de una variable de estado y/o
sobre la base de una señal de ajuste ideal esperada. Por ejemplo,
se eligen grandes una amplificación del regulador y/o unas barreras
para la señal de ajuste en las zonas de borde de las fases A y/o B
y se las elige máximas eventualmente en las fases A0 o B0 y se las
reduce en la transición entre las fase A y B, es decir, a grandes
tensiones de colector-emisor y grandes corrientes de
colector. Por tanto, debido a la adaptación de la amplificación del
regulador se compensan la transconductancia reducida en el estado
desconectado y la capacidad incrementada de
puerta-colector o capacidad de Miller del
interruptor de semiconductor de potencia en el estado conectado, y
mediante una reducción del amplificación del regulador durante el
proceso de conmutación transitorio se optimiza la dinámica y
precisión del circuito de regulación. Preferiblemente, la función
de amplificación del regulador es variada entonces en forma
escalonada en el caso de una amplificación grande del regulador y
es variada de forma relativamente continua en el caso de una
amplificación pequeña del regulador. Mediante la adaptación del
mismo sentido de una barrera superior y una barrera inferior para
la señal de ajuste se limitan oscilaciones en la señal de ajuste
debido a oscilaciones propias del circuito de regulación no lineal
y, por tanto, se incrementa aún más la fiabilidad del procedimiento
de regulación. Como señal de ajuste ideal esperada puede suponerse
una evolución temporal de un valor absoluto de la corriente de
puerta proporcionalmente a t_{A}^{-0,5} en la fase A y
proporcionalmente a t_{B}^{2} en la fase B, en donde t_{A},
t_{B} = variables de tiempo para las fases A y B.
En un noveno ejemplo de realización se mantiene
un valor real de una variable de estado primaria por medio de una
señal de ajuste o de control pulsada dentro de una banda de
tolerancia prefijada por una función de valor nominal superior y
una función de valor nominal inferior. Preferiblemente, en un
proceso de desconexión se recorre después de la fase A una fase C
en la que a cada ascenso de la tensión de colector por encima de un
valor máximo prefijable se cierra parcialmente por breve tiempo un
interruptor de semiconductor de potencia por medio de una corriente
de puerta pulsada hasta que la tensión de colector haya caído a un
valor mínimo prefijable.
En unos décimos ejemplos de realización se
aplica una regulación v_{CE} a un proceso de conexión o
desconexión de un circuito en serie formado por i = 1...n
interruptores de semiconductor de potencia, para lo cual se regulan
en v_{CE} al menos n-1 interruptores. En un
proceso de conexión se pueden introducir para cada interruptor las
fases A0 en forma individual, especialmente asíncrona, para llevar
todos los interruptores de semiconductor de potencia al dominio de
la posibilidad de regulación. En la fase A se puede asignar a un
interruptor de semiconductor de potencia individual una parte
principal de la caída de tensión total inducida en la inductancia
de dispersión del circuito en serie para lograr un empinado ascenso
inicial del gradiente de la corriente de colector. Como
alternativa, se pueden sincronizar ampliamente los instantes de
conexión para la fase A detectando un rebasamiento de un valor real
del gradiente de corriente de colector di_{C}/dt y/o de la
corriente de colector i_{C} por encima de un valor límite. En
cualquier caso, mediante la regulación V_{CE} se garantiza un
instante de relevo ampliamente común entre las fases A y B para
todos los interruptores de semiconductor de potencia.
En un undécimo ejemplo de realización se regula
según la invención en un ondulador con interruptores de
semiconductor de potencia en serie y diodos de oscilación libre en
paralelo con éstos un proceso de conexión transitorio de la primera
rama de un puente y, mientras tanto, se regula en una segunda rama
del puente un transitorio de desconexión de los diodos de
oscilación libre por conexión parcial de interruptores de
semiconductor de potencia en paralelo de modo que se simetricen las
tensiones de ánodo-cátodo y/o las potencias de
pérdida de los diodos de oscilación libre.
En un segundo aspecto la invención concierne a
un excitador de puerta que está concebido para la ejecución del
procedimiento según la invención. Este excitador de puerta comprende
medios de medida y de evaluación para al menos una variable de
estado primaria de un interruptor de semiconductor de potencia, un
generador de valor nominal, un miembro de comparación de valor
real-valor nominal y un amplificador para generar
una señal de ajuste para un terminal de control o una puerta del
interruptor de semiconductor de potencia, en donde el generador de
valor nominal comprende un primer generador para generar un primer
valor nominal con el cual se adapta la señal de ajuste para regular
un gradiente de corriente de colector di_{C}/dt del interruptor
de semiconductor de potencia en una fase A en la que un diodo de
oscilación libre en serie con dicho interruptor de semiconductor de
potencia se encuentra en un estado conductivo, y en donde el
generador de valor nominal comprende también un segundo generador
para generar un segundo valor nominal con el cual se adapta la señal
de ajuste para regular un gradiente de tensión de
colector-emisor dv_{CE}/dt del interruptor de
semiconductor de potencia en una fase B en la que el diodo de
oscilación libre se encuentra en un estado de bloqueo.
En un primer ejemplo de realización los medios
de medida y evaluación comprenden una unidad de captación de señal
y un generador de valor real para una tensión de colector y un
gradiente de tensión de colector del interruptor de semiconductor
de potencia. Asimismo, el primer generador está concebido para
generar una variación de amplitud de tensión de colector y el
segundo generador está concebido para generar un gradiente de
tensión de colector. Preferiblemente, el generador de valor nominal
presenta medios para calcular todos los valores nominales a partir
de una función común prefijable de valor nominal de tensión.
En un segundo ejemplo de realización el
generador de valor real comprende un miembro de diferenciación para
la formación de gradientes de valores reales y un miembro de suma
para la adición ponderada de valores reales y gradientes de valor
real. Como alternativa, el generador de valor real y el generador de
valor nominal comprenden un generador de valor extremo para
determinar un valor absoluto máximo de desviaciones de regulación
normalizadas de la tensión de colector y del gradiente de tensión
de colector.
En un tercer ejemplo de realización el excitador
de puerta presenta unos medios de detección para determinar un
instante de relevo entre las fases A y B, cuyos medios comprenden
especialmente una unidad de captación de señal y una unidad de
cálculo con un interruptor de valor umbral para un criterio
principal, así como opcionalmente un generador para un criterio
adicional y un miembro de validación.
En un cuarto ejemplo de realización el excitador
de puerta tiene, además, una unidad de captación de señal para
realimentar valores reales de al menos una variable de estado
secundaria a al menos una etapa de salida de amplificador.
En un quinto ejemplo de realización el excitador
de puerta presenta medios para la adaptación de parámetros de
regulación, por ejemplo una amplificación del regulador, una barrera
superior o inferior para la señal de ajuste o un factor de
realimentación o una función de realimentación para una captación de
señal de una variable de estado primaria y/o secundaria. En
particular, los medios están diseñados para realizar un control
aproximado de un valor absoluto de la corriente de puerta
proporcionalmente a t_{A}^{-0,5} en la fase A y
proporcionalmente a t_{B}^{2} en la fase B, y en la zona de un
instante de relevo de las fases A y B, para fines de control por
medio de un mínimo.
En un sexto ejemplo de realización el
amplificador es un amplificador de corriente para una señal de
ajuste de corriente de puerta. El amplificador puede presentar
varias etapas de salida.
En unos séptimos ejemplos de realización el
excitador de puerta comprende un amplificador con al menos una
etapa de salida para generar una señal de ajuste para un terminal de
control o una puerta de un interruptor de semiconductor de
potencia, en donde la etapa de salida presenta al menos una primera
fuente de corriente linealmente controlable para generar pequeñas
corrientes de puerta con una pequeña desviación de regulación y una
gran estabilidad de regulación, así como al menos una segunda fuente
de corriente conectable en paralelo y controlable de forma no
lineal o de forma escalonada para generar grandes corrientes de
puerta con una gran dinámica de regulación. Debido a esta
estructura de la fuente de corriente es posible poner a disposición,
para el comienzo y el final del proceso de conmutación, unas
corrientes de puerta de alta intensidad con tiempos de ascenso
extremadamente cortos y en una zona central, en la transición de las
fases A y B, unas corrientes de puerta más débiles con capacidad de
regulación exacta para el terminal de control del interruptor de
semiconductor de potencia.
En unos octavos ejemplos de realización
subsiguientes la primera o la segunda fuente de corriente está
dividida en varios compartimientos lógicos y/o físicos primeros o
segundos. Asimismo, el excitador de puerta presenta un control
estructural para activar las fuentes de corriente primera y/o
segunda y/o compartimientos de las fuentes de corriente primera y/o
segunda. El control estructural está concebido especialmente de modo
que (i) en el transcurso de la primera fase B o A de un proceso de
conmutación se pueden desconectar sucesivamente los segundos
compartimientos y se pueden después regular hacia abajo y/o
desconectar sucesivamente los primeros compartimientos, y (ii) en
el transcurso de la segunda fase B o A de un proceso de conmutación
se pueden regular hacia arriba y/o conectar sucesivamente los
primeros compartimientos y después se pueden conectar sucesivamente
los segundos compartimientos. Además, en las fases A0 y B0 pueden
ser activados todos los compartimientos. El control estructural
puede estar concebido también de modo que se pueda generar una
corriente de puerta pulsada por conexión y desconexión de
compartimientos segundos y/o primeros.
En un noveno ejemplo de realización la primera
fuente de corriente comprende una cascada lineal de disposiciones
de espejo de corriente de transistores. Además, la segunda fuente de
corriente puede comprender una disposición de espejo de
transistores, pudiendo conmutarse una puerta de un transistor de
salida de la disposición de espejo entre dos potenciales. Además,
un miembro de comparación de valor real-valor
nominal puede presentar una disposición de espejo de corriente de
transistores para la activación rápida de las fuentes de corriente
y puede estar dividido especialmente en terceros compartimientos de
varias disposiciones de espejo de corriente.
Además, la invención concierne a un interruptor
de semiconductor de potencia o una disposición de interruptores de
semiconductor de potencia con al menos un primer excitador de puerta
concebido según la invención. Como interruptores de semiconductor
de potencia son adecuados IGBTs, MOSFETs y/o BJTs. La disposición
puede ser un circuito en serie, un circuito en paralelo, un
circuito en serie de circuitos en paralelos y especialmente un
ondulador para tracción, transmisión de corriente continua de alta
tensión, emisor de radio, calentamiento inductivo o soldadura
inductiva.
Otras realizaciones, ventajas y aplicaciones de
la invención se desprenden de las reivindicaciones subordinadas y
de la descripción que sigue ahora con referencia a los dibujos.
\vskip1.000000\baselineskip
Muestran:
La figura 1, un esquema equivalente simplificado
para un interruptor de semiconductor de potencia IGBT;
Las figuras 2 y 3, una regulación v_{CE} según
la invención de un proceso de conexión y desconexión por
prefijación de una función de valor nominal
v_{CE}^{ref}(t) para la tensión de
colector-emisor;
La figura 4, un excitador de puerta según la
invención para implementar la regulación v_{CE};
Las figuras 5 y 6, regulaciones v_{CE}
modificadas para mejorar la dinámica de regulación y la precisión
de regulación;
La figura 7, una regulación de banda de
tolerancia de la tensión de colector v_{C} con señal de ajuste
pulsada;
Las figuras 8 y 9, aplicaciones de la regulación
v_{CE} a un circuito en serie de interruptores de semiconductor
de potencia;
La figura 10, una regulación v_{CE} para una
rama del puente de un ondulador en combinación con una regulación
para simetrizar la distribución de tensión en la otra rama del
puente;
La figura 11, un excitador de puerta para
realizar el procedimiento de regulación según la invención;
La figura 12, un excitador de puerta con una
realimentación de variables de estado secundarias;
Las figuras 13 y 15, excitadores de puerta con
etapas amplificadoras de entrada y de salida compartimentadas según
la invención;
La figura 14, una evolución ideal de la
corriente de puerta y una evolución aproximada de la corriente de
puerta según la invención durante este proceso de conmutación; y
Las figuras 16a, 16b y 16c, una estructura de
compartimientos de amplificador individuales.
En las figuras las partes iguales están
provistas de los mismos símbolos de referencia.
\vskip1.000000\baselineskip
La figura 1 muestra un interruptor de
semiconductor de potencia S_{1}, por ejemplo un módulo IGBT, para
conmutar un circuito de potencia 2 que está modelizado por una
fuente de tensión continua V_{DC}, una fuente de corriente para
la corriente de carga i_{L} y una inductancia L_{S}. En serie
con el interruptor de semiconductor de potencia S_{1} está
dispuesto un diodo de oscilación libre D_{S}. Para activar el
trayecto de potencia de colector C-emisor E se
suministra una corriente de puerta i_{G} a un terminal de control
G del interruptor S_{1} desde un excitador de puerta GT. El modelo
simplificado para la estructura interna del interruptor S_{1}
comprende una inductancia de puerta L_{g}, una resistencia de
puerta R_{g} y una puerta auxiliar g, una inductancia de colector
L_{c} y un colector auxiliar c, una capacidad de colector
auxiliar-puerta auxiliar o capacidad de Miller
C_{\mu}, una inductancia de emisor L_{e} y un emisor auxiliar
e, así como una capacidad de puerta auxiliar-emisor
auxiliar C_{\pi}. Las tensiones están caracterizadas típicamente
por subíndices para designar los puntos de referencia. En resumen,
las tensiones v_{CE}, v_{ce}, v_{CG}, v_{cg} o, por
ejemplo, también v_{Ce}, v_{cE}, v_{Cg}, v_{cG} pueden
denominarse tensión de colector v_{C} y las tensiones v_{GE},
v_{ge} o, por ejemplo, también v_{Ge}, v_{gE} pueden
denominarse tensión de puerta v_{G}. v_{Le} es la tensión de
inducción sobre la inductancia de emisor L_{e}. Para la corriente
de colector i_{C} se aplica la relación
i_{C}=g_{m}^{*}v_{ge}, en donde g_{m} = transconductancia
del interruptor S_{1}.
La figura 2 muestra un ejemplo de una regulación
de dos fases según la invención para un proceso de conexión y
desconexión del interruptor S_{1}. Al efectuar la conexión se
prefija en la fase A un salto \Deltav_{CE}, 104 o un gradiente
más o menos empinado 102 para un valor nominal v_{CE}^{ref} o
una función de valor nominal v_{CE}^{ref}(t) para la
tensión de colector-emisor v_{CE}. Sobre la base
de la ecuación aproximadamente derivable
(G1)\Deltav_{CE} = V_{DC} -
v_{CE} \approx L_{S} *
di_{C}/dt
se induce por la inductancia
L_{S} proporcionalmente a la variación de amplitud
\Deltav_{CE} un gradiente de corriente de colector di_{C}/dt.
Por tanto, el gradiente de corriente di_{C}/dt a través de los
terminales de potencia C, E, condicionado en la fase A por el
comportamiento de despeje del diodo de oscilación libre D_{S}, es
regulado indirectamente a través de la tensión v_{CE} entre los
terminales de potencia C, E. Al final de la fase A, el
comportamiento de "recuperación inversa" del diodo D_{S}
conduce a una autopasivación del transitorio de corriente de
colector. Tan pronto como las zonas de borde del diodo D_{S} han
quedado despejadas de portadores de carga, el diodo D_{S} puede
recibir tensión de bloqueo, \Deltav_{CE} asciende y la tensión
de colector-emisor v_{CE} cae por debajo del valor
nominal v_{CE}^{ref}. Se puede iniciar después la fase B, en la
que se controla el gradiente de la tensión de
colector-emisor dv_{CE}/dt prefijando un valor
nominal dv_{C}^{ref}/dt o una función de valor nominal
dv_{C}^{ref}(t)/dt. Al efectuar la desconexión se
recorren de manera análoga primero la fase B y luego la fase
A.
Para los gradientes de la corriente de colector
di_{C}/dt y la tensión de colector-emisor
dv_{CE}/dt se pueden prefijar también directamente valores
nominales separados di_{C}^{ref}/dt y dv_{CE}^{ref}/dt o
funciones de valor nominal di_{C}^{ref}(t)/dt y
dv_{CE}^{ref}(t)/dt. En cualquier caso, los gradientes
pueden ser controlados tan sólo indirectamente a través de una
magnitud de ajuste para la puerta G. Como magnitudes de ajuste son
adecuadas una corriente de puerta i_{G} o una tensión de puerta
v_{G}. Para efectuar una realimentación al circuito de regulación
se pueden emplear i_{G} o v_{G} o una aproximación para i_{G}
o v_{G}, pudiendo obtenerse la aproximación, por ejemplo, por
diferenciación, integración, promediado de corta duración,
estimación o similares a partir de valores de i_{G,} v_{G}
dependientes del tiempo u otras variables de estado del interruptor
S_{1}. En el modelo de dos fases según la invención para procesos
de conmutación se materializa, además, un circuito de regulación
cerrado determinando o aproximando al menos un valor real de una
variable de estado primaria, especialmente de la tensión de colector
v_{C}, la corriente de colector i_{C} o una magnitud derivada
de éstas, tal como, por ejemplo, un gradiente, y se alimenta dicho
valor real al excitador de puerta GT. A partir de la desviación de
regulación respecto del valor real (llamado también magnitud de
regulación, "plant output", "output" o "process
variable") y del valor nominal (llamado también magnitud de guía
o "reference variable") se determina la magnitud de ajuste
(llamada también "plant input" o "manipulated
variable").
La figura 3 muestra para un proceso de conexión
una demanda de corriente de puerta real i_{G}(t) para
materializar las fases A y B. Se representan arriba la función de
valor nominal de tensión de colector-emisor
v_{CE}^{ref}(t), la función de valor real de tensión de
colector-emisor v_{CE}(t) y la función de
valor real de corriente de colector i_{C}(t), así como
abajo la corriente de puerta i_{G}(t) y la función de valor
real - proporcional al gradiente de la corriente de colector - de
la tensión de inducción de emisor v_{Le}(t). En este caso,
se han aproximado según un modelo de comportamiento simplificado
para un interruptor IGBT S_{1} las no linealidades de la
transconductancia g_{m} en función de la tensión de
puerta-emisor v_{ge} y la capacidad de Miller
C_{\mu} en función de la tensión de puerta-emisor
v_{CE} por medio de las ecuaciones.
\vskip1.000000\baselineskip
(G2)g_{m} =
di_{C}/dv_{ge} \approx T * (v_{ge}-v_{T})
\hskip1cm para v_{ce} > v_{ge} -
v_{T}
(G3)C_{\mu} =
const *
V_{CE}^{-0,5}
en donde T = parámetro de
transconductancia, v_{T} = tensión umbral de puerta para la
controlabilidad del IGBT S_{1} y const = constante. La
transconductancia g_{m} evoluciona sublinealmente con
v_{ge}-v_{T} para valores mayores de
v_{ge}-v_{T} (por ejemplo, varios
voltios).
En primer lugar, prefijando un salto de tensión
de colector \Deltav_{CE}, 104 se excita al máximo la corriente
de puerta i_{G}. Tan pronto como se ha alcanzado la
controlabilidad del IGBT S_{1}, se inicia la fase A haciendo que
comience a descender v_{CE}(t) y a ascender
i_{C}(t). La iniciación de la fase A se puede detectar de
manera especialmente sencilla sobre la base del aumento en valor
absoluto de la tensión de inducción de emisor v_{Le}(t).
Tan pronto como se hace pequeña la desviación de regulación
v_{CE}(t)-v_{CE}^{ref}(t), se
regula hacia abajo la corriente de puerta i_{G}(t). Se
puede demostrar que una corriente de puerta ideal en la fase A
disminuye en valor absoluto de forma aproximadamente proporcional a
t_{A}^{-0,5}, en donde t_{A} = una variable de tiempo para la
fase A, pudiendo fijarse aproximadamente t_{A} = 0 a la iniciación
de la fase A. En las proximidades del valor máximo de la corriente
de colector i_{C}(t) se encuentra una zona 200 del
instante de relevo t_{1} de las fases A y B. Ya no se puede
conservar allí el gradiente de corriente de colector di_{C}/dt,
puesto que se han despejado y vaciado ampliamente las zonas de borde
del diodo de oscilación libre D_{S}. Se inicia la regulación del
gradiente de tensión, disminuye en valor absoluto la tensión de
inducción de emisor v_{Le}(t) y se controla el valor
absoluto de la corriente de puerta |i_{G}| por medio de un
mínimo. Su reascenso se efectúa idealmente en una relación
aproximadamente proporcional a t_{B}^{2}, en donde t_{B} =
una variable de tiempo para la fase B, pudiendo fijarse
aproximadamente t_{B} = 0 al inicio de la fase B. Durante la
evolución real de la corriente de puerta i_{G}(t) se pueden
presentar desviaciones más o menos fuertes debido a la evolución
real realimentada de una variable de estado primaria (por ejemplo,
di_{C}(t)) o debido a la dinámica de regulación.
Por tanto, mediante la invención se materializa
por primera vez una regulación completa del proceso de conexión y
desconexión de un interruptor semiconductor de potencia S_{1},
especialmente teniendo en cuenta su transconductancia g_{m} y su
capacidad de Miller C_{\mu} fuertemente no lineales, así como el
comportamiento de descarga fuertemente no lineal de las zonas de
borde del diodo de oscilación libre D_{S}. Mediante la regulación
en dos fases se regula en la fase A con di_{C}/dt como magnitud de
regulación el transitorio principal de la corriente de colector
i_{C}(t) y se regula en la fase B con dv_{CE}/dt como
magnitud de regulación el transitorio principal de la tensión de
colector v_{C}(t).
La figura 4 muestra una sencilla disposición
para controlar el comportamiento de relevo de las regulaciones en
las fases A y B en el caso de una regulación v_{CE} según las
figuras 2 y 3. Los valores reales para la variación de amplitud
\Deltav_{CE} y el gradiente dv_{CE}/dt de la tensión de
colector v_{C} se desacoplan a través de una resistencia y unos
condensadores R_{fb}, C_{fb} y C_{fb}' y se comparan con los
valores nominales correspondientes \Deltav_{CE}^{ref} y
dv_{CE}^{ref}/dt en miembros de diferenciación 6. Se normalizan
las desviaciones de regulación, y la desviación de regulación
normalizada de mayor valor absoluto es alimentada por un generador
de valor máximo 12, en función de una instrucción de conmutación 8,
a un amplificador de corriente 7 como magnitud de entrada para
generar la corriente de puerta i_{G}. Por supuesto, es
equivalente al generador de valor máximo 12 un generador de valor
mínimo a cuyas entradas se aplica una respectiva suma de una
desviación de regulación afectada de signo con una tensión de
instrucción de conmutación 8 de mayor valor absoluto con signo
contrario. En este sentido, la referencia 12 designa en general un
generador de valor extremo. Dado que en la fase A domina la
desviación de regulación
\Deltav_{CE}-\Deltav_{CE}^{ref} debido a
la prefijación del salto de amplitud \Deltav_{CE}^{ref} y en
la fase B domina la desviación de regulación
dv_{CE}/dt-dv_{CE}^{ref}/dtdebido a la
prefijación de un gradiente de tensión de colector
dv_{CE}^{ref}/dt - que tiene mayor pendiente que el valor real -
o de un salto de tensión de colector correspondiente, se regula
siempre de esta manera la magnitud deseada y se garantiza un relevo
controlado entre la fase A y la fase B.
En lugar de utilizar un generador de valor
máximo 12, se puede materializar también por medio de una suma
ponderada un circuito de regulación especialmente sencillo con
realimentación de la tensión de colector v_{CE} y del gradiente
de tensión de colector dv_{CE}/dt. Para el valor real
x_{m}(t) y el valor nominal x_{ref}(t) de las
variables de estado combinadas y para la corriente de puerta i_{G}
se aplican entonces las ecuaciones
- x_{m}(t) = c_{1} * v_{CE}(t) + c_{2} * dv_{CE}(t)/dt y
- (G4)
- x_{ref}(t) = c_{1} * v_{CE} ^{ref}(t) + c_{2} * dv_{CE}^{ref}(t)/dt e
- (G5)
- i_{G}(t) = k_{p} * (x_{m}(t) – x_{ref}(t)),
- (G6)
en donde k_{p} = amplificación
del regulador. En otra forma de realización se puede fijar en cero
el factor de realimentación c_{1}, con lo que se regula
directamente el gradiente de tensión de colector dv_{CE}/dt. Se
pueden ahorrar así componentes en el circuito de potencia. Para
mejorar la estabilidad de esta realización se puede incorporar en
el circuito de regulación un miembro integrador adicional. Durante
el proceso de conmutación se deberá impedir o restringir la
integración en las fases A0 y B0 para mejorar la
dinámica.
En el procedimiento de regulación según la
invención se puede determinar, además, un instante de relevo
t_{1}, t_{2} de las fases A y B. A este fin, se detectan
especialmente un criterio principal y eventualmente un criterio
adicional para la validación del criterio principal y se emplean
estos criterios para la iniciación activa de la segunda fase B
durante un proceso de conexión. Como criterio principal son
adecuadas, por ejemplo, una o varias de las desigualdades
siguientes:
\vskip1.000000\baselineskip
|V_{AK}| > \varepsilon_{AK}, en
donde V_{AK} = una tensión sobre el diodo de oscilación libre
D_{S} y \varepsilon_{AK} = un primer valor umbral
prefijable;
|di_{C}/dt| < \varepsilon_{diC},
especialmente |v_{Le}|/L_{e} < \varepsilon_{diC}, en
donde \varepsilon_{diC} = un segundo valor umbral prefijable y
en donde, especialmente en caso de una violación subsiguiente de
este criterio principal (por ejemplo, por oscilaciones 300 en la
figura 9), no se revoca una detección del instante de relevo
t_{1}, t_{2};
|\Deltav_{C}| > \varepsilon_{vC},
en donde \varepsilon_{vC} = un tercer valor umbral
prefijable;
|dv_{C}/dt| > \varepsilon_{dvC}, en
donde \varepsilon_{dvC} = un cuarto valor umbral prefijable;
|i_{G}| < \varepsilon_{iG}, en
donde \varepsilon_{iG} = un quinto valor umbral prefijable;
|dv_{G}/dt| < \varepsilon_{dvG}, en
donde dv_{G}/dt = un gradiente de la tensión de puerta y
\varepsilon_{dvG} = un sexto valor umbral prefijable;
|v_{G}| <
|v_{Gmax}|*\varepsilon_{vGmax}, en donde v_{Gmax} = un
valor máximo de la tensión de puerta y \varepsilon_{vGmax} = un
séptimo valor umbral prefijable; y/o
t_{1} > t_{M} o t_{2} > t_{M}, en
donde t_{M} = una duración máxima a partir de la iniciación del
proceso de conmutación y/o
a partir de una variación
detectable de variables de estado v_{C}, dv_{C}/dt, i_{C},
di_{C}/dt, i_{G}, v_{G}, di_{G}/dt, dv_{G}/dt,
especialmente tan pronto como se cumple |\Deltav_{C}| >
\varepsilon_{vC} * \varepsilon_{1} con \varepsilon_{1}
<
1.
\vskip1.000000\baselineskip
Es posible una determinación o aproximación
rápida de la tensión V_{AK} sobre el diodo de oscilación libre
D_{S} según una ecuación V_{AK} = -\deltav_{CE} + V_{AKf}
+ K * V_{Le}, en donde se miden o estiman V_{Le} y una tensión
de flujo V_{AKf} del diodo de oscilación libre D_{S} en una fase
A0 antepuesta a la fase A. \deltav_{CE} designa una variación
de amplitud de la tensión de colector-emisor en la
fase A con relación a la fase A0 y K es una constante de
proporcionalidad. En particular, se cumple que K = -
(L_{\sigma}-L_{C})/L_{e}, en donde
L_{\sigma} = L_{C} + L_{e} + L_{S} = inductancia total del
circuito de potencia 2, L_{C} = inductancia de colector o K es
una constante de proporcionalidad prefijada según un valor
estimativo para V_{AK} (por ejemplo, 0 V < V_{AK} < 4
V).
Como criterio adicional son adecuadas una o
varias de las desigualdades siguientes:
\vskip1.000000\baselineskip
|v_{G}| > \varepsilon_{vG} con
\varepsilon_{vG} > v_{T}, en donde \varepsilon_{vG} =
un octavo valor umbral prefijable;
|i_{C}| > \varepsilon_{iC}, en
donde \varepsilon_{iC} = un noveno valor umbral prefijable;
y/o
t_{1} > t_{m} o t_{2} > t_{m}, en
donde t_{m} = una duración mínima a partir de la iniciación del
proceso de conmutación.
\vskip1.000000\baselineskip
Se detecta ventajosamente el instante de relevo
con una precisión mejor de 10%, preferiblemente 4% y de manera
especialmente preferida 2%, referido a la duración de la fase A.
La figura 5 muestra para un proceso de conexión
que se puede implementar una fase A0 para lograr la controlabilidad
del transitorio de corriente de colector en función de la corriente
de puerta i_{G} por medio de un pequeño salto de amplitud 101 en
la función de valor nominal de tensión v_{CE}^{ref}(t).
Además, se puede acelerar la fase A prefijando primero un gran
salto de amplitud 103 y, en el transcurso de la fase A, un salto de
amplitud 105 de sentido contrario en v_{CE}^{ref}(t). De
manera enteramente análoga, en la fase B se puede recorrer mientras
tanto un gradiente de tensión elevado o máximo 106 y, hacia el final
de la fase B, un gradiente de tensión reducido 107. En general, la
dependencia de la función de valor nominal de tensión
v_{CE}^{ref}(t), v_{CG}^{ref}(t) respecto del
tiempo se prefija del modo más sencillo por medio de una función
lineal en ciertos tramos o de forma trapecial. A continuación de la
fase B se puede regular en una fase B0 una corriente de puerta
i_{G}(t) de modo que en la fase B del proceso de
desconexión subsiguiente esté garantizada la controlabilidad - es
decir, una tensión de puerta V_{GE} < v_{T}+i_{C}/g_{m}
con v_{T} = tensión umbral - del gradiente de tensión de
colector-emisor dv_{CE}/dt por medio de la
corriente de puerta i_{G}.
Ejemplos de modificaciones de la función de
valor nominal v_{CE}^{ref}(t) están representados para un
proceso de conexión en la figura 6 y para un proceso de desconexión
en la figura 2. Al efectuar la conexión (figura 6) se puede
detectar una desviación de regulación
v_{CE}(t)-v_{CE}^{ref}(t) y se
puede corregir esta desviación prefijando una función de valor
nominal de tensión modificada
v_{C}^{ref'}(t)=v_{C}^{ref}(t)+\Delta\Deltav_{CE},
es decir, aquí por medio de un pequeño salto de amplitud adicional
\Delta\Deltav_{CE}. Para la detección de la desviación de
regulación se puede determinar el valor real del gradiente de
corriente de colector di_{C}/dt, por ejemplo por medición de la
corriente de colector i_{C} en al menos dos instantes t_{10} y
t_{11}, y se puede comparar dicho valor real con un valor nominal
di_{C}^{ref}/dt. Para la desconexión (figura 2), 109 designa el
valor nominal estacionario para v_{CE} al que se ha de aspirar. En
la fase A se tendría que prefijar un salto de amplitud
\Deltav_{CE}, 104 de modo que se presente siempre un valor de
tensión 108 mayor que el valor nominal estacionario 109 para
controlar la tensión de inducción en función de L_{S}. Sin
embargo, se puede impedir, además, una sobreoscilación de la tensión
de colector-emisor v_{CE} prefijando
temporalmente como valor umbral modificado v_{CE}^{ref}' un
salto de amplitud \Deltav_{CE}, 104 reducido en una magnitud de
corrección \Delta\Deltav_{CE}, 108. De este modo,
especialmente el valor de tensión 108 puede venir a quedar situado
por debajo del valor nominal estacionario 109.
La figura 7 muestra una regulación de banda de
tolerancia con ayuda de una tensión de colector v_{C} como
variable de estado primaria. En este caso, se prefija una banda de
tolerancia prefijando un valor máximo v_{Cmax} y un valor mínimo
v_{Cmin} para v_{C} y se mantiene un valor real de v_{C}, por
medio de una señal de ajuste preferiblemente pulsada i_{G},
v_{G}, dentro de la banda de tolerancia v_{Cmax}, v_{Cmin}.
En particular, se genera un impulso de tensión de puerta v_{G}
> v_{T} por medio de un impulso de corriente positivo y un
impulso de corriente negativo i_{G}(t) retardado
subsiguiente. La duración del impulso de tensión de puerta v_{G}
> v_{T} se adapta por medio del retardo del impulso de
corriente negativo i_{G}(t) de modo que la tensión de
colector v_{C} descienda a un valor prefijable dentro de la banda
de tolerancia v_{Cmax}, v_{Cmin}.
Las figuras 8 y 9 muestran una aplicación
ventajosa de la regulación v_{CE} en un circuito en serie con, a
modo de ejemplo, dos interruptores de semiconductor de potencia
S_{1}, S_{2}. En este caso, se regulan como antes se ha
descrito las tensiones de colector v_{C1} y v_{C2},
especialmente v_{CE1} y v_{CE2}, sobre cada interruptor de
semiconductor de potencia S_{1}, S_{2}. No es necesaria una
sincronización de las fases A0. Como se representa en la figura 8,
se pueden prefijar un retardo de tiempo \Deltat y/o diferentes
saltos de tensión de referencia \Deltav_{CE1} >
\Deltav_{CE2} para asignar a un interruptor de semiconductor de
potencia individual S_{2} una parte principal de la caída de
tensión total \Deltav_{CE1}+\Deltav_{CE2} inducida en la
inductancia de dispersión del circuito en serie. Se produce así un
ascenso inicial empinado exactamente definido del transitorio de
corriente de colector i_{C}(t). Después del retardo de
tiempo \Deltat se conectan los demás interruptores de
semiconductor de potencia S_{2} y se eleva así el gradiente de la
corriente de colector di_{C}/dt. Mediante los saltos de tensión de
referencia \Deltav_{CE1}, \Deltav_{CE2} individualmente
prefijados respecto de instante y amplitud se puede conseguir
también para los interruptores de semiconductor de potencia
S_{1}, S_{2} una distribución o simetrización deseada de
potencias de pérdida térmicas.
La figura 9 muestra un ejemplo para la
sincronización de las fases A después de una iniciación asíncrona de
la fase A o eventualmente de la fase A0. Las evoluciones de
corriente de puerta i_{G2}(t) e i_{G1}(t)
necesarias para las regulaciones v_{CE} están representadas hasta
el comienzo de la fase B. El interruptor de semiconductor de
potencia S_{2} activado con un salto de tensión \Deltav_{CE2}
retardado en tiempo experimenta primero una sobreelevación de la
tensión de colector v_{CE2}(t). Tan pronto como disminuyen
todas las desviaciones de regulación o se alcanza la controlabilidad
para todos los interruptores de semiconductor de potencia S_{1},
S_{2,} comienza a aumentar la corriente de colector
i_{C}(t) y se inicia la fase A sin un mayor coste de
sincronización para todos los interruptores de semiconductor de
potencia S_{1}, S_{2}. En el caso de fases antepuestas A0 se
puede iniciar conjuntamente la fase A en forma activa para todos
los interruptores de semiconductor de potencia S1 tan pronto como la
corriente de colector i_{C} o el gradiente de corriente de
colector di_{C}/dt sobrepase un valor umbral prefijable. La
corriente de colector i_{C} puede determinarse, por ejemplo, a
partir de una integral de tiempo de la tensión de inducción
v_{Le} sobre la inductancia de emisor L_{e}. El gradiente de
corriente de colector se puede determinar, por ejemplo, midiendo la
corriente de colector i_{C} en instantes diferentes t_{12},
t_{13} y calculando el gradiente di_{C}/dt.
La figura 10 muestra para un semipuente de un
ondulador una primera rama del puente con interruptores de
semiconductor de potencia S_{3}, S_{4} y diodos D_{P3} y
D_{P4} en paralelo, y una segunda rama del puente en
representación simplificada con solamente un interruptor individual
S_{1}. El procedimiento de regulación según la invención y
especialmente la regulación v_{CE} se aplica en S_{1} a un
proceso de conexión. Además, en el proceso de desconexión
simultáneo de la segunda rama del puente se pueden limitar al menos
parcialmente y en particular se pueden simetrizar tensiones de
ánodo-cátodo V_{AK3}, V_{AK4} y/o potencias de
pérdida de los diodos de oscilación libre D_{P3}, D_{P4} de la
segunda rama del puente identificando al menos un diodo de
oscilación libre D_{P4} con gradiente de tensión de
ánodo-cátodo sobreelevado dv_{AK4}/dt y cerrando
temporal y/o parcialmente, en función del procedimiento de
regulación, por medio de al menos una operación de regulación, el
interruptor de semiconductor de potencia correspondiente S_{4}
conectado en paralelo. Según la figura 10, se cumple que
v_{C3}=v_{AK3}, v_{C4}=v_{AK4} y v_{C}=v_{C3}+v_{C4}.
En particular, se inicia la operación de regulación tan pronto como
se detecta la fase B en el procedimiento de regulación. Durante la
operación de regulación se puede prefijar también una señal de
ajuste i_{G}, v_{G} de modo que un valor absoluto del gradiente
de tensión de colector |dv_{C4}/dt| del interruptor de
semiconductor de potencia correspondiente S_{4} en la segunda
rama del puente no sobrepase un valor límite \varepsilon_{dv}.
Preferiblemente, se cumple que \varepsilon_{dv}=N/(n*(1+E)) con
N = un valor absoluto de un valor esperado del gradiente de tensión
de colector |dv_{C}/dt| de la primera rama del puente, n = un
número de diodos de oscilación libre D_{P3}, D_{P4} de la
segunda rama del puente y
E=(dv_{C}/dt-dv_{C}^{ref}/dt)/dv_{C}^{ref}/dt
una desviación de regulación normalizada de la operación de
regulación. La operación de regulación no deberá aplicarse
simultáneamente a todos los diodos de oscilación libre D_{P3},
D_{P4} de la segunda rama del puente para evitar altas
corrientes transversales en una rama del puente. Por ejemplo, se
puede impedir la activación del interruptor de semiconductor de
potencia S_{3} correspondiente al diodo más lento D_{P3}. El
diodo más lento D_{P3} puede ser reconocido, por ejemplo, en la
máxima tensión de ánodo-cátodo V_{AK3} o en la
máxima tensión de colector-emisor v_{CE3} del
interruptor correspondiente S_{3} inmediatamente después de la
conclusión del transitorio de desconexión. Asimismo, es deseable
que, para lograr una capacidad de rápida conexión del interruptor
de semiconductor de potencia S_{4} que se ha de activar en la
segunda rama del puente, se mantenga un valor medio de su
transconductancia g_{m} que sea mayor que cero.
La gran utilidad de la operación de regulación
puede apreciarse en la parte inferior de la figura 10. El
interruptor S_{4} está parcialmente cerrado, de modo que circula
por S_{4} una pequeña corriente de corrección de colector
i_{K4}(t). Se eleva así la tensión de emisor v_{E4} de
S_{4} en aproximadamente 100 V y, por tanto, se consigue una
distribución más simétrica de la tensión de colector v_{C} en la
segunda rama del puente. En el ejemplo mostrado la corriente de
corrección de colector i_{K3}(t) a través de S_{3} es
cero y la tensión de emisor correspondiente v_{E3} permanece
inalterada.
La figura 11 muestra un ejemplo de un excitador
de puerta GT para realizar el procedimiento de regulación según la
invención. El excitador de puerta GT comprende una unidad de
captación de señal 9 y un generador de valor real 3 unido con ésta
para una variable de estado primaria v_{C}, dv_{C}/dt, i_{C},
di_{C}/dt, un generador de valor nominal 4, un miembro comparador
de valor real-valor nominal 6 y un amplificador 7
para generar una señal de ajuste i_{G}, v_{G} para la puerta G.
El generador de valor nominal 4 comprende un primer generador 41
para generar un primer valor nominal v_{C}^{ref} para regular un
gradiente de corriente de colector di_{C}/dt en la fase A y un
segundo generador 42 para generar un segundo valor nominal
dv_{C}^{ref}/dt para regular un gradiente de tensión de
colector-emisor dv_{CE}/dt en la fase B. En lo que
sigue se indican ejemplos de realización preferidos.
El generador de valor real 3 puede comprender un
miembro de diferenciación 31 para la formación de gradientes de
valores reales y un miembro de suma 32 para la adición ponderada de
valores reales y gradientes de valores reales. Como alternativa, el
generador de valor real 3 y el generador de valor nominal 4 pueden
comprender un generador de valor extremo 12 para determinar un
máximo de los valores absolutos de las desviaciones de regulación
normalizadas para las fases A y B según la figura 4.
Asimismo, el excitador de puerta GT puede
presentar unos medios 5, 10 para la detección de un instante de
relevo t_{1}, t_{2} entre las fases A y B. Los medios de
detección 5, 10 presentan típicamente una unidad de captación de
señal 10 y una unidad de cálculo 5, llevando la unidad de cálculo 5
un interruptor de valor umbral 51 para un criterio principal y
opcionalmente un generador 52 para un criterio adicional. En un
miembro de validación 53 se comprueba el criterio principal con
ayuda del criterio adicional y se le da por bueno o se le rechaza.
Las referencias 51a y 52a designan líneas de señal para el criterio
principal y el criterio adicional.
La figura 12 muestra un excitador de puerta GT
con una unidad de captación de señal 9 para la realimentación de
valores reales de al menos una variable de estado secundaria
i_{G}, v_{G}, di_{G}/dt, dv_{G}/dt, dv_{C}/dt a al menos
una etapa de salida 7a, 7b del amplificador 7. A título de ejemplo,
se realimentan señales proporcionales a la tensión de
colector-emisor v_{CE}, al gradiente de tensión de
colector-emisor \alpha_{3}*dv_{CE}/dt, a la
tensión de puerta-emisor v_{GE}, a la corriente de
puerta \alpha_{1}*i_{G} y/o al gradiente de corriente de
puerta \alpha_{2}*di_{G}/dt, en donde \alpha_{1},
\alpha_{2} y \alpha_{3} son constantes de proporcionalidad.
En este caso, al igual que también en otro sitio y en las
reivindicaciones, las magnitudes que hacen referencia al colector C,
al emisor E o a la puerta G del interruptor de semiconductor de
potencia S_{1}-S_{4} se pueden entender en
general como refiriéndose al mismo tiempo también al colector
auxiliar c, al emisor auxiliar e o a la puerta auxiliar g. C_{7}
designa la capacidad de salida del amplificador 7, R una
resistencia de medida, L una inductancia de medida y C_{fb} una
capacidad de desacoplamiento. Los factores de realimentación
c_{1}-c_{5} sirven para la ponderación de los
valores reales realimentados de las variables de estado primarias
y/o secundarias v_{C}, dv_{C}/dt, i_{C}, di_{C}/dt, i_{G},
v_{G}, di_{G}/dt, dv_{G}/dt. Éstos pueden estar sustituidos
también por funciones de realimentación f. Los valores reales se
suman en los miembros 91, 92, 93. Asimismo, el excitador de puerta
GT puede presentar medios para la adaptación de una amplificación
de regulador k_{p} o de una barrera superior S_{M} o una
barrera inferior S_{m} para la señal de ajuste i_{G},
v_{G}.
La figura 13 muestra un excitador de puerta GT
con el generador de valor extremo 12 ya descrito y con una etapa de
salida del amplificador 7 compartimentada según la invención. Este
amplificador comprende una primera fuente de corriente linealmente
controlable L con amplificadores parciales conectados en paralelo o
primeros compartimientos L1-L4 y una segunda fuente
de corriente N conectable en paralelo y controlable de forma no
lineal o de forma escalonada, con amplificadores parciales
conectados en paralelo o segundos compartimientos
N1-N4. Asimismo, está presente un control
estructural 11 para activar las fuentes de corriente L, N y los
compartimientos L1-L4, N1-N4. Los
compartimientos L1-L4, N1-N4 pueden
estar implementados lógica y/o físicamente. Mediante el empleo de
compartimientos ponderados L1-L4,
N1-N4 se puede compensar la función de transferencia
del interruptor de semiconductor de potencia
S_{1}-S_{4} y al mismo tiempo se puede maximizar
el ancho de banda del excitador de puerta.
La figura 14 muestra el funcionamiento del
amplificador compartimentado 7. Se representan una evolución ideal
de la corriente de puerta i_{G}(t) y una evolución de la
corriente de puerta aproximada según la invención con
compartimientos L1-L3, N1-N3. La
corriente de puerta ideal i_{G}(t) es, por ejemplo, como se
ha discutido anteriormente, proporcional a t_{A}^{-0,5} en la
fase A y proporcional a t_{B}^{2} en la fase B. En la fase A0
están activos los compartimientos L1-L2 y
N1-N3. Al comienzo de la fase A se reduce la
corriente de puerta i_{G}, para lo cual se desconectan primero
los segundos compartimientos N3, N2 y N1 y seguidamente se
desconectan y/o regulan hacia abajo los primeros compartimientos
L_{2}, L_{1}. En la transición entre las fases A y B se
controla la corriente de puerta i_{G} por medio de un mínimo y
luego, durante la fase B, se eleva de nuevo esta corriente por
medio de una secuencia contraria de las medidas de la fase A. En la
fase B0 están activos, según sea necesario, una mayoría o la
totalidad de los compartimientos L1-L3,
N1-N2. Debido a esta amplificación grande o máxima
k_{P} del regulador se consiguen cortos tiempos de
conmutación.
Las líneas de trazo grueso prefijan una barrera
superior S_{M} y una barrera inferior S_{m} para la corriente
de puerta i_{G} o para los compartimientos conectables
L1-L4, N1-N4 a fin de limitar
oscilaciones de la corriente de puerta i_{G}, especialmente para
limitar la amplitud de una oscilación propia o de un ciclo límite
de dicha corriente de puerta. Las barreras S_{M}, S_{m} se
adaptan en función de la demanda ideal de corriente de puerta al
pasar por las fases A, A0, B, B0, especialmente se adaptan de manera
aproximada, según las dependencias de tiempo discutidas,
proporcionalmente a t_{A}^{-0,5} en la fase A y
proporcionalmente a t_{B}^{2} en la fase B. Mediante la primera
fuente de corriente L se pueden regular pequeñas corrientes de
puerta i_{G} con una gran rapidez, exactitud y estabilidad.
Mediante la segunda fuente de corriente N se pueden regular grandes
corrientes de puerta i_{G} con flancos de ascenso muy empinados y
en general con una dinámica grande.
La figura 15 muestra una forma ampliada del
excitador de puerta GT con etapas amplificadoras de entrada y de
salida compartimentadas según la invención. En el lado de entrada,
el miembro de comparación 6 para una corriente de valor real
i_{vCE} y una corriente de valor nominal i_{ref}, para una
tensión de colector v_{C}, está dividido en terceros
compartimientos E0-E3 dispuestos en paralelo uno con
otro a fin de efectuar una activación rápida y precisa de las
fuentes de corriente L, N. En el lado de salida, están presentes una
primera etapa amplificadora 7a con una fuente de corriente lineal o
regulable L o L1-L4 y una fuente de corriente N o
N1-N4 no lineal o conmutable en forma escalonada, y
en serie está presente una segunda etapa amplificadora 7b dotada
exclusivamente de una fuente de corriente lineal L o
L1-L4. En el control estructural 11 se genera por
medio de al menos un interruptor de valor umbral una señal de
control para activar los compartimientos L1-L4,
N1-N4 y E0-E3. Se puede alimentar al
interruptor de valor umbral como magnitud de entrada, por medio de
la unidad 9 de captación de señal, un valor real y/o, desde el
generador de valor nominal 4, un valor nominal de una variable de
estado primaria y/o secundaria v_{C}, dv_{C}/dt, i_{C},
di_{C}/dt, i_{G}, v_{G}, di_{G}/dt, dv_{G}/dt.
Las figuras 16a, 16b y 16c muestran la
constitución de los distintos amplificadores parciales
E0-E3, L1-L4 y
N1-N4. Los primeros compartimientos
L1-L4 comprenden una cascada lineal de disposiciones
de espejo de corriente de transistores
T_{5}-T_{8}. La realimentación 9 está unida con
el emisor de la primera disposición de espejo de corriente a través
de un transistor T_{9} a cuya puerta se aplica una señal de salida
del control estructural 11. Los segundos compartimientos
N1-N4 comprenden una disposición de espejo de
transistores T_{10}-T_{11}, pudiendo conmutarse
la puerta del transistor de salida T_{11} de la disposición de
espejo, a través de un tampón lineal BU para la tensión de puerta,
entre el potencial de puerta del transistor de entrada T_{10} o
un potencial fijo (no representado) y otro potencial prefijable,
especialmente el potencial de emisor de la disposición de espejo,
por medio de al menos un interruptor S. Por ejemplo, un primer
interruptor S está unido directamente con el control estructural 11
y un segundo interruptor S está unido con dicho control estructural
a través de un inversor V. i_{n} designa la corriente de entrada
de espejo de corriente e i_{G} designa la corriente de salida de
puerta para el excitador de puerta GT. Los terceros compartimientos
E0-E3 presentan una entrada diferencial con los
transistores de entrada T_{1}, T_{2} para las corrientes de
valor real y de valor nominal i_{vCE} e i_{ref} de los
correspondientes valores reales y nominales de las variables de
estado primarias relevantes v_{C}, dv_{C}/dt, i_{C},
di_{C}/dt, así como una disposición de espejo de corriente de
transistores T_{3}, T_{4}. El control estructural 11 está unido
con los terminales de puerta de T_{1}, T_{2}. DIF designa la
señal de salida de los compartimientos E0-E3
operativos como miembro de comparación 6 y al mismo tiempo la señal
de entrada de los segundos compartimientos lineales
L1-L4. En E0 se deriva la señal de salida DIF a un
potencial de referencia local para reducir la amplificación del
regulador. A diferencia de la figura 15, cada primer compartimiento
L1-L3 puede ser activado exactamente por un tercer
compartimiento E1-E3. Se realiza entonces una
activación de los primeros compartimientos L1-L3,
sin interruptor intermedio, directamente a través de la activación
de los terceros compartimientos E1-E3.
La invención concierne también a un interruptor
de semiconductor de potencia S_{1}-S_{4} o a una
disposición de interruptores de semiconductor de potencia
S_{1}-S_{4} con al menos un excitador de puerta
GT según la invención. En particular, el o cada interruptor de
semiconductor de potencia S_{1}-S_{4} presenta
medios para captar valores de medida de variables de estado
primarias y/o secundarias v_{C}, dv_{C}/dt, i_{C},
di_{C}/dt, i_{G}, v_{G}, di_{G}/dt, dv_{G}/dt. Como
interruptores de semiconductor de potencia son adecuados
especialmente los IGBTs ("insulated gate bipolar transistors" =
transistores bipolares de puerta aislada), los MOSFETs ("metal
oxide field effect transistors" = transistores de efecto de campo
de óxido metálico) y los BJTs ("bipolar junction transistors"
= transistores de unión bipolares). La disposición puede ser un
circuito en serie, un circuito en paralelo, un circuito en serie de
circuitos en paralelo y especialmente un módulo de interruptor, tal
como, por ejemplo, un ondulador para tracción, transmisión de
corriente continua de alta tensión, radioemisor, calentamiento
inductivo o soldadura inductiva.
Claims (49)
-
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1. Procedimiento para regular un proceso transitorio de conmutación de al menos un interruptor de semiconductor de potencia (S_{1}-S_{4}) que comprende al menos un terminal de control o puerta (G) que es controlado por un excitador o excitador de puerta (GT), y que comprende un primer terminal de potencia o colector (C) y un segundo terminal de potencia o emisor (E), estando dispuesto un diodo de oscilación libre (D_{S}) en serie con el interruptor de semiconductor de potencia (S_{1}-S_{4}), en donde, además,- a)
- para al menos una variable de estado primaria (v_{C}, dv_{C}/dt, i_{C}, di_{C}/dt) del interruptor de semiconductor de potencia (S_{1}, S_{2}) se determina o aproxima al menos un valor real y se realimenta éste al excitador de puerta (GT), y
- b)
- el valor real y un valor nominal de las variables de estado primarias (v_{C}, dv_{C}/dt, i_{C}, di_{C}/dt) se emplean como magnitudes de entrada para generar una señal de ajuste (i_{G}, v_{G}) para el terminal de control (G),
caracterizado porque- c)
- en una fase A, en la que el diodo de oscilación libre (D_{S}) se encuentra en un estado conductivo, se regula un gradiente de corriente de colector di_{C}/dt del interruptor de semiconductor de potencia (S_{1}-S_{4}), y
- d)
- en una fase B, en la que el diodo de oscilación libre (D_{S}) se encuentra en un estado de bloqueo, se regula un gradiente de tensión de colector-emisor dv_{CE}/dt del interruptor de semiconductor de potencia (S_{1}-S_{4}).
- 2. Procedimiento según la reivindicación 1, caracterizado porque
- a)
- en un proceso de conexión se recorren las fases en el orden de sucesión A-B y se antepone a la fase A al menos una fase A0 en la que la variable de estado (v_{C}, dv_{C}/dt, i_{C}, di_{C}/dt) es llevada por una señal de control (i_{G}, v_{G}) para el terminal de control (G) a un intervalo de valores en el que el gradiente de corriente de colector di_{C}/dt puede ser regulado por la señal de ajuste (i_{G}, v_{G}), y
- b)
- especialmente porque en la fase A0 se lleva una tensión de puerta-emisor (v_{G}) a un valor mayor que una tensión umbral (v_{T}).
- 3. Procedimiento según una de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque
- a)
- en un proceso de desconexión se recorren las fases en el orden de sucesión B-A y se antepone a la fase B al menos una fase B0 en la que la variable de estado (v_{C}, dv_{C}/dt, i_{C}, di_{C}/dt) es llevada por una señal de control (i_{G}, v_{G}) para el terminal de control (G) a un intervalo de valores en el que el gradiente de tensión de colector-emisor dv_{CE}/dt puede ser regulado por la señal de ajuste (i_{G}, v_{G}), y
- b)
- especialmente porque en la fase B0 se lleva una tensión de puerta-emisor (v_{G}) a un valor más pequeño que un valor límite (v_{T}+i_{C}/g_{m}), en donde v_{T} = tensión umbral, i_{C} = corriente de colector y g_{m} = transconductancia del interruptor de semiconductor de potencia (S_{1}-S_{4}).
- 4. Procedimiento según una de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque
- a)
- la variable de estado primaria (v_{C}, dv_{C}/dt, i_{C}, di_{C}/dt) del interruptor de semiconductor de potencia (S_{1}-S_{4}) es una tensión de colector (v_{C}), una corriente de colector (i_{C}) o un gradiente de estas magnitudes (dv_{C}/dt, di_{C}/dt), y/o
- b)
- la señal de ajuste (i_{G}, v_{G}) o una señal de control (i_{G}, v_{G}) es una corriente de puerta (i_{G}) o una tensión de puerta (v_{G}), especialmente una tensión de puerta-emisor (v_{Ge}).
- 5. Procedimiento según una de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque, para aumentar la velocidad del proceso transitorio de conmutación,
- a)
- se incrementa transitoriamente en la fase A el valor absoluto del gradiente de corriente de colector |di_{C}/dt| y se reduce este valor hacia el final de la fase A, y/o
- b)
- se incrementa transitoriamente en la fase B el valor absoluto del gradiente de tensión de colector-emisor |dv_{CE}/dt| y se reduce este valor hacia el final de la fase B.
- 6. Procedimiento según una de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque, para mejorar la dinámica y la estabilidad del procedimiento de regulación,
- a)
- se determina o aproxima un valor real para al menos una variable de estado secundaria (i_{G}, v_{G,} di_{G}/dt, dv_{G}/dt, dv_{CE}/dt) del interruptor de semiconductor de potencia (S_{1}, S_{2}) y se realimenta este valor real a una etapa de salida (7a, 7b) del amplificador (7) (7a, 7b) del excitador de puerta (GT), y
\global\parskip1.000000\baselineskip
- b)
- especialmente porque la variable de estado secundaria (i_{G}, v_{G}, di_{G}/dt, dv_{G}/dt, dv_{CE}/dt) es una tensión de puerta (v_{G}), una corriente de puerta (i_{G}), una magnitud derivada de éstas, preferiblemente por diferenciación, o el gradiente de tensión de colector-emisor dv_{CE}/dt.
- 7. Procedimiento según una de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque
- a)
- se determinan valores reales por medio de valores de medida y/o valores de aproximación para al menos una variable de estado primaria y/o secundaria (v_{C}, dv_{C}/dt, i_{C}, di_{C}/dt, i_{G}, v_{G}, di_{G}/dt, dv_{G}/dt) y/o una magnitud derivada de ésta, y/o
- b)
- se obtienen valores de aproximación para valores reales de una variable de estado (v_{C}, dv_{C}/dt, i_{C}, di_{C}/dt, i_{G}, v_{G}, di_{G}/dt, dv_{G}/dt) a partir de valores de medida de la misma variable de estado o de otra variable de estado (v_{C}, dv_{C}/dt, i_{C}, di_{C}/dt, i_{G}, v_{G}, di_{G}/dt, dv_{G}/dt), por ejemplo por diferenciación, promediado, preferiblemente formación de un valor medio de corta duración, extrapolación o conversión por cálculo,
- c)
- especialmente porque se determina un valor de aproximación para la corriente de colector (i_{C}) a partir de una tensión de puerta-emisor (v_{GE}, v_{Ge}), una integral de tiempo de una corriente de puerta (i_{G}) o una integral de tiempo de una tensión de inducción (v_{Le}) sobre una inductancia de emisor (L_{e}), y
- d)
- especialmente porque se determina un valor de aproximación para una tensión de puerta-emisor (v_{GE}, v_{ge}) a partir de una integral de tiempo de una corriente de puerta (i_{G}).
- 8. Procedimiento según una de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque, para reducir una desviación de regulación entre un valor real y el valor nominal correspondiente de una variable de estado primaria (v_{C}, dv_{C}/dt, i_{C}, di_{C}/dt),
- a)
- se prefija sobre la base de la desviación de regulación para al menos una fase A, B, A0, B0 del proceso de conmutación actual o de un proceso de conmutación subsiguiente un valor nominal modificado (v_{C}^{ref'}, dv_{C}^{ref'}/dt, i_{C}^{ref'}, di_{C}^{ref'}/dt) y
- b)
- especialmente porque se determina un valor estimativo para la desviación de regulación, preferiblemente sobre la base de un amplificación (k_{p}) del regulador del excitador de puerta (GT), una capacidad de puerta-colector (C_{\mu}), una transconductancia (g_{m}) del interruptor de semiconductor de potencia (S_{1}-S_{4}) y una inductancia de dispersión total (L_{\sigma}).
- 9. Procedimiento según una de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque, para generar la señal de ajuste (i_{G}, v_{G}) para el terminal de control (G),
- a)
- se emplea como valor nominal una función de valor nominal temporalmente variable (v_{C}^{ref}(t), dv_{C}^{ref}(t)-/dt, i_{C}^{ref}(t), di_{C}^{ref}(t)/dt) y/o
- b)
- se captan continuamente valores de medida de una variable de estado primaria y eventualmente secundaria (v_{C}, dv_{C}/dt, i_{C}, di_{C}/dt, i_{G}, v_{G}, di_{G}/dt, dv_{G}/dt) durante el proceso transitorio de conmutación y se realimenta dicha variable al excitador de puerta (GT).
- 10. Procedimiento según una de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque
- a)
- la variable de estado primaria (v_{C}, dv_{C}/dt, i_{C}, di_{C}/dt) del interruptor de semiconductor de potencia (S_{1}-S_{4}) es una tensión de colector-emisor (v_{CE}; v_{Ce}, v_{cE}, v_{ce}) o una tensión de colector-puerta (v_{CG}; v_{Cg}, v_{cG}, v_{cg}) y
- b)
- se prefija una evolución temporal de la función de valor nominal de tensión correspondiente (v_{CE}^{ref}(t), v_{CG}^{ref}(t)) de modo que en la fase A se regule el gradiente de corriente de colector di_{C}/dt del interruptor de semiconductor de potencia (S_{1}-S_{4}) y en la fase B se regule el gradiente de tensión de colector-emisor dv_{CE}/dt de dicho interruptor, y
- c)
- especialmente porque se prefija una función de valor nominal de tensión (v_{CE}^{ref}(t), v_{CG}^{ref}(t)) lineal a tramos y preferiblemente de forma de trapecio.
- 11. Procedimiento según la reivindicación 10, caracterizado porque
- a)
- se prefija en la fase A una variación de amplitud (\Deltav_{CE}, 104) de la función de valor nominal de tensión (v_{CE}^{ref}(t), v_{CG}^{ref}(t)) proporcional al gradiente de corriente de colector di_{C}/dt que se ha de controlar, y
- b)
- se prefija en la fase B un valor máximo del gradiente de la función de valor nominal de tensión (dv_{CE}^{ref}(t)/dt, dv_{CG}^{ref}(t)/dt, 106) proporcional al gradiente de tensión de colector-emisor (dv_{CE}/dt) que se ha de controlar.
\newpage
- 12. Procedimiento según una de las reivindicaciones 10 y 11, caracterizado porque
- a)
- un gradiente medio y/o una variación de amplitud total de la función de valor nominal de tensión (v_{CE}^{ref}(t), v_{CG}^{ref}(t))es/son en la fase B al menos dos veces más grande(s) que en la fase A, y/o
- b)
- se adapta en la fase A un valor absoluto de una variación de amplitud (101-105, 108-109) de la función de valor nominal de tensión (v_{CE}^{ref}(t), v_{CG}^{ref}(t)) en función de una corriente de carga (i_{L}) en el circuito de potencia (2), una forma de una evolución temporal de la corriente de colector (i_{C}), una temperatura del diodo de oscilación libre (D_{S}) y/o un comportamiento de desprendimiento de una corriente o una tensión (V_{AK}) en el diodo de oscilación libre (D_{S}).
- 13. Procedimiento según una de las reivindicaciones 10 a 12, caracterizado porque
- a)
- para acortar el proceso de conexión se prefijan en la fase A al menos un salto de amplitud grande (103) de la función de valor nominal de tensión (v_{CE}^{ref}(t), v_{CG}^{ref}(t)) y a continuación se prefija un salto de amplitud más pequeño (105) de dicha función dirigido en sentido contrario, y/o
- b)
- para limitar una corriente de puerta necesaria (i_{G}) durante un proceso de conexión se reduce en la fase B un valor absoluto del gradiente de tensión de colector-emisor |dv_{CE}/dt| en un intervalo (107) de pequeñas tensiones de colector-emisor (v_{CE}) en comparación con un intervalo (106) de altas tensiones de colector-emisor (v_{CE}).
- 14. Procedimiento según una de las reivindicaciones 10 a 13, caracterizado porque
- a)
- se implementa una fase A0 según la reivindicación 2 prefijando un pequeño salto de amplitud (101) de la función de valor nominal de tensión (v_{CE}^{ref}(t), v_{CG}^{ref}(t)) y/o
- b)
- se inicializa una fase B0 según la reivindicación 3 prefijando un valor mínimo de la función de valor nominal de tensión (v_{CE}^{ref}(t), v_{CG}^{ref}(t)).
- 15. Procedimiento según una de las reivindicaciones 10 a 14, caracterizado porque
- a)
- en un proceso de conexión se miden o aproximan en la fase A al menos dos valores reales de la corriente de colector (i_{C}) recogidos a una distancia en tiempo definida y se calcula a partir de una desviación de regulación con respecto al valor nominal del gradiente de corriente de colector di_{C}/dt una magnitud de corrección (\Delta\Deltav_{CE}) para determinar una función de valor nominal de tensión modificada (v_{CE}^{ref'}(t), v_{CG}^{ref'}(t)), y/o
- b)
- en un proceso de desconexión se prefija en la fase A, para reducir una sobreoscilación de la tensión de colector-emisor (v_{CE}), una función de valor nominal de tensión modificada (v_{CE}^{ref'}(t), v_{CG}^{ref'}(t)) con un valor absoluto temporalmente reducido (\Delta\Deltav_{CE}, 108)
- 16. Procedimiento según una de las reivindicaciones 10 a 15, caracterizado porque
- a)
- se determinan y realimentan un primer valor real proporcional a la tensión de colector-emisor o a la tensión de colector-puerta (v_{CE}, v_{CG}) y al menos un segundo valor real proporcional al gradiente de tensión de colector-emisor o de colector-puerta (dv_{CE}/dt, dv_{CG}/dt),
- b)
- a partir del primer valor real y un valor nominal correspondiente se determina una primera desviación de regulación normalizada y a partir del al menos un segundo valor real y un valor nominal correspondiente se determina al menos una segunda desviación de regulación normalizada, y
- c)
- se emplea un máximo de un valor absoluto de las desviaciones de regulación para generar la señal de ajuste (i_{G}, v_{G}).
- 17. Procedimiento según una de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque
- a)
- se detecta un instante de relevo (t_{1}, t_{2}) entre las fases A y B, y
- b)
- especialmente porque, para determinar el instante de relevo (t_{1}, t_{2}), se evalúan un criterio principal y opcionalmente un criterio adicional para una variable de estado primaria y/o secundaria medida o aproximada (v_{C}, dv_{C}/dt, i_{C}, di_{C}/dt, i_{G}, v_{G}, di_{G}/dt, dv_{G}/dt) del interruptor de semiconductor de potencia (S_{1}-S_{4}).
- 18. Procedimiento según la reivindicación 17, caracterizado porque en un proceso de conexión se emplea como criterio principal para determinar el instante de relevo (t_{1}, t_{2}) la condición de que
- a)
- |V_{AK}| > \varepsilon_{AK}, en donde V_{AK} = una tensión sobre el diodo de oscilación libre (D_{S}) y \varepsilon_{AK} = un primer valor umbral prefijable y/o
- b)
- |di_{C}/dt| < \varepsilon_{diC}, en particular |v_{Le}|/L_{e} < \varepsilon_{diC}, en donde v_{Le} = una tensión de inducción sobre una inductancia de emisor L_{e} y \varepsilon_{diC} = un segundo valor umbral prefijable, especialmente con la condición de que, en caso de una violación subsiguiente de este criterio principal, no se revoque una detección del instante de relevo (t_{1}, t_{2}), y/o
- c)
- |\Deltav_{C}| > \varepsilon_{vC}, en donde \Deltav_{C} = una variación de amplitud de la tensión de colector-emisor (v_{CE}; v_{Ce}, v_{cE}, v_{ce}) y \varepsilon_{vC} = un tercer valor umbral prefijable, y/o
- d)
- |dv_{C}/dt| > \varepsilon_{dvC}, en donde \varepsilon_{dvC} = un cuarto valor umbral prefijable, y/o
- e)
- |i_{G}| > \varepsilon_{iG}, en donde i_{G} = corriente de puerta y \varepsilon_{iG} = un quinto valor umbral prefijable, y/o
- f)
- |dv_{G}/dt| < \varepsilon_{dvG}, en donde dv_{G}/dt = un gradiente de una tensión de puerta-emisor (v_{GE}; v_{Ge}, v_{gE}, v_{ge}) y \varepsilon_{dvG} = un sexto valor umbral prefijable, y/o
- g)
- |v_{G}| < |v_{Gmax}|*\varepsilon_{vGmax}, en donde v_{Gmax} = un valor máximo de la tensión de puerta-emisor (v_{CG}; v_{Cg}, v_{cG}, v_{cg}) y \varepsilon_{vGmax} = un séptimo valor umbral prefijable, y/o
- h)
- t_{1} > t_{M} o t_{2} > t_{M}, en donde t_{M} = una duración máxima a partir de la iniciación del proceso de conmutación, y/o
- i)
- se puede detectar una variación de un valor real de una variable de estado (v_{C}, dv_{C}/dt, i_{C}, di_{C}/dt, i_{G}, v_{G}, di_{G}/dt, dv_{G}/dt), especialmente con la condición de que |\Deltav_{C}|>\varepsilon_{vC}*\varepsilon_{1}, en donde \varepsilon_{vC} = un tercer valor umbral prefijable y \varepsilon_{1}<1 una constante.
- 19. Procedimiento según la reivindicación 2 y una de las reivindicaciones 17 y 18, caracterizado porque
- a)
- midiendo o estimando una tensión de inducción v_{Le} sobre una inductancia de emisor L_{e} y una tensión de flujo V_{AKf} del diodo de oscilación libre (D_{S}) se aproxima en la fase A0 una tensión V_{AK} sobre el diodo de oscilación libre (D_{S}) según una ecuación V_{AK}=-\deltav_{CE}+V_{AKf}+K*V_{Le}, en donde \deltav_{CE} = una variación de amplitud de la tensión de colector-emisor en la fase A con relación a la fase A0 y K = una constante de proporcionalidad, y
- b)
- especialmente porque k=-(L_{\sigma}-L_{C})/L_{e}, en donde se cumple que L_{\sigma}=L_{C}+L_{e}+L_{S} = inductancia total de un circuito de potencia (2), L_{C} = inductancia de colector, L_{e} = inductancia de emisor y L_{S} = inductancia de dispersión del circuito de potencia (2), o porque K es una constante de proporcionalidad prefijable según un valor estimativo para V_{AK}.
- 20. Procedimiento según una de las reivindicaciones 17 a 19, caracterizado porque se emplea como criterio adicional para la validación del criterio principal para el instante de relevo (t_{1}, t_{2}) la condición de que
- a)
- |v_{G}| > \varepsilon_{vG} con \varepsilon_{vG} > v_{T}, en donde v_{G} = tensión de puerta-emisor (v_{GE}; v_{Ge}, v_{gE}, v_{ge}), v_{T} = una tensión umbral para una conductividad del interruptor de semiconductor de potencia (S_{1}-S_{4}) y \varepsilon_{vG} = un octavo valor umbral prefijable, y/o
- b)
- |i_{C}| > \varepsilon_{iC}, en donde i_{C} = una corriente de colector y \varepsilon_{iC} = un noveno valor umbral prefijable, y/o
- a)
- t_{1} > t_{m} o t_{2} > t_{m}, en donde t_{m} = una duración mínima a partir de la iniciación del proceso de conmutación.
- 21. Procedimiento según una de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque
- a)
- se adapta en pasos discretos o continuamente un parámetro de regulación (k_{p}, c_{1}-c_{5}, f, S_{M}, S_{m}) del procedimiento de regulación sobre la base de valores de medida o valores de aproximación de una variable de estado primaria y/o secundaria (v_{C}, dv_{C}/dt, i_{C}, di_{C}/dt, i_{G}, v_{G}, di_{G}/dt, dv_{G}/dt) y/o sobre la base de un valor esperado de una señal de ajuste ideal (i_{G}, v_{G}), y
- b)
- especialmente porque el parámetro de regulación (k_{p}, S_{M}, S_{m}, c_{1}-c_{5}, f) es una amplificación de regulador (k_{p}), una barrera superior (S_{M}) o una barrera inferior (S_{m}) para la señal de ajuste (i_{G}, v_{G}) o un factor de realimentación (c_{1}-c_{5}) o una función de realimentación (f) para la realimentación de valor real.
- 22. Procedimiento según una de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque se prefija o controla una función de amplificación de regulador temporalmente variable (k_{p}(t)) de modo que
- a)
- al comienzo de la fase A se elija grande y luego se reduzca una amplificación de regulador (k_{p}) para la señal de ajuste (i_{G}, v_{G}) durante un proceso transitorio de conexión y/o al comienzo de la fase B se elija pequeña y luego se aumente dicha amplificación de regulador, y/o
\newpage
- b)
- al comienzo de la fase B se elija grande y luego se reduzca una amplificación de regulador (k_{p}) para la señal de ajuste (i_{G}, v_{G}) durante un proceso transitorio de desconexión y/o al comienzo de la fase A se elija pequeña y luego se aumente dicha amplificación de regulador.
- 23. Procedimiento según la reivindicación 22, caracterizado porque
- a)
- en caso de una amplificación de regulador (k_{p}) grande se varía en forma escalonada la función de amplificación de regulador (k_{p}(t)) y en caso de una amplificación de regulador (k_{p}) pequeña se varía de preferencia continuamente dicha función de amplificación de regulador, y/o
- b)
- la amplificación de regulador (k_{p}) se elige máxima en una fase A0 o B0 según una de las reivindicaciones 2 y 3.
- 24. Procedimiento según la reivindicación 21 y una de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque, para limitar oscilaciones de la señal de ajuste (i_{G}, v_{G}),
- a)
- durante un proceso transitorio de conexión se eligen grandes y luego se reducen al comienzo de la fase A una barrera superior (S_{M}) y/o una barrera inferior (S_{m}) para un valor absoluto de la señal de ajuste (|i_{G}|, |v_{G}|) y/o al comienzo de la fase B se eligen pequeñas y luego se aumentan dichas barrera, y/o
- b)
- durante un proceso transitorio de desconexión se eligen grandes y luego se reducen al comienzo de la fase B una barrera superior (S_{M}) y/o una barrera inferior (S_{m}) para un valor absoluto de la señal de ajuste (|i_{G}|, |v_{G}|) y/o al comienzo de la fase A se eligen pequeñas y luego se aumentan dichas barreras, y
- c)
- especialmente porque la barrera superior (S_{M}) y/o la barrera inferior (S_{m}) se eligen máximas en una fase A0 o B0 según una de las reivindicaciones 2 y 3.
- 25. Procedimiento según la reivindicación 24, caracterizado porque
- a)
- una evolución temporal para una barrera superior (S_{M}) y/o para una barrera inferior (S_{m}) de un valor absoluto de una corriente de puerta (|i_{G}|) es sometida al menos parcialmente a una aproximación proporcional a t_{A}^{-0,5} en la fase A y proporcional a t_{B}^{2} en la fase B, en donde t_{A}, t_{B} = variables de tiempo para las fases A, B, y
- b)
- se controlan la barrera superior (S_{M}) y/o la barrera inferior (S_{m}) por medio de un mínimo en la zona de un instante de relevo (t_{1}, t_{2}) de las fases A y B.
- 26. Procedimiento según una de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque
- a)
- se prefija una banda de tolerancia para al menos una variable de estado primaria (v_{C}, dv_{C}/dt, i_{C}, di_{C}/dt) con ayuda de una función de valor umbral superior y una función de valor umbral inferior, y
- b)
- se mantiene un valor real de la variable de estado (v_{C}, dv_{C}/dt, i_{C}, di_{C}/dt) dentro de la banda de tolerancia por medio de una señal de ajuste pulsada y/o una señal de control pulsada (i_{G}, v_{G}) para el terminal de control (G).
- 27. Procedimiento según la reivindicación 26, caracterizado porque en un proceso de desconexión se recorre después de la fase A una fase C en la que, al aproximarse una tensión de colector (v_{C}) a un valor máximo prefijable (V_{Cmax}), se eleva una tensión de puerta (v_{G}) por encima de una tensión umbral (v_{T}) durante un período de tiempo definido por medio de al menos un impulso de puerta positivo y un impulso de puerta negativo (i_{G}) hasta que la tensión de colector (v_{C}) descienda hasta un valor mínimo prefijable (v_{Cmin}).
- 28. Procedimiento según una de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque, para un proceso de conexión o desconexión de un circuito en serie de i=1...n interruptores de semiconductor de potencia (S_{1}, S_{2}) con al menos un diodo de oscilación libre (D_{S}) dispuesto en serie, se regula en al menos n-1 interruptores de semiconductor de potencia (S_{1}, S_{2}) la tensión de colector-emisor (v_{CE1,} v_{CE2}) o la tensión de colector-puerta según una de las reivindicaciones 10 a 16.
- 29. Procedimiento según la reivindicación 28, caracterizado porque en un proceso de conexión del circuito en serie para los interruptores de semiconductor de potencia (S_{1}, S_{2})
- a)
- se inician fases A0 según la reivindicación 2 en forma individual, especialmente en asincronismo, y/o
- b)
- en la fase A se asigna a un interruptor de semiconductor de potencia individual (S_{2}) una parte principal de una caída de tensión total inducida en una inductancia de dispersión del circuito en serie por medio de instantes de conexión diferentes y/o variaciones de amplitud diferentes de las funciones de valor nominal de tensión (v_{CE}^{ref}(t), v_{CG}^{ref}(t)), o
\global\parskip0.920000\baselineskip
- c)
- se inicia la fase A en un instante de conexión común cuando un valor real del gradiente de corriente de colector di_{C}/dt y/o de la corriente de colector (i_{C}) sobrepase un valor límite.
- 30. Procedimiento de funcionamiento de un circuito en serie de interruptores de semiconductor de potencia (S_{1}, S_{3}, S_{4}) y diodos de oscilación libre (D_{P3}, D_{P4}) dispuestos en paralelo con estos en dos ramas de un semipuente de un ondulador, caracterizado porque
- a)
- se regula un proceso transitorio de conexión de la primera rama del puente por medio del procedimiento de regulación según una de las reivindicaciones anteriores y
- b)
- en caso de un proceso simultáneo de desconexión de la segunda rama del puente se limitan al menos parcialmente y en particular se simetrizan tensiones de ánodo-cátodo (V_{AK}) y/o potencias de pérdida de los diodos de oscilación libre (D_{P3}, D_{P4}) de la segunda rama del puente identificando para ello al menos un diodo de oscilación libre (D_{P4}) con gradientes de tensión de ánodo-cátodo superelevados (dv_{AK4}/dt) y cerrando temporal y/o parcialmente durante un funcionamiento de regulación, en función del procedimiento de regulación, el interruptor de semiconductor de potencia en paralelo correspondiente (S_{4}).
- 31. Procedimiento según la reivindicación 30, caracterizado porque
- a)
- se inicia el funcionamiento de regulación tan pronto como se detecta la fase B en el procedimiento de regulación, y/o
- b)
- durante el funcionamiento de regulación se prefija una señal de ajuste (i_{G}, v_{G}) de modo que un valor absoluto del gradiente de tensión de colector |dv_{C4}/dt| del interruptor de semiconductor de potencia correspondiente (S_{4}) en la segunda rama del puente no sobrepase un valor límite \varepsilon_{dv}, en donde especialmente \varepsilon_{dv}=N/(n*(1+E)) con N = un valor absoluto de un valor esperado del gradiente de tensión de colector |dv_{C}/dt| de la primera rama del puente, n = un número de diodos de oscilación libre (D_{P3}, D_{P4}) de la segunda rama del puente y E=(dv_{C}/dt-dv_{c}^{ref}/dt)/dv_{C}^{ref}/dt una desviación de regulación normalizada del funcionamiento de regulación.
- 32. Procedimiento según una de las reivindicaciones 30 y 31, caracterizado porque
- a)
- el funcionamiento de regulación no se aplica simultáneamente a todos los diodos de oscilación libre (D_{P3}, D_{P4}) de la segunda rama del puente y/o
- b)
- para lograr una capacidad de conexión rápida del interruptor de semiconductor de potencia correspondiente (S_{4}) en la segunda rama del puente se mantiene mayor que cero un valor medio de su transconductancia (g_{m}).
- 33. Excitador de puerta (GT) para un interruptor de semiconductor de potencia (S_{1}-S_{4}), caracterizado porque el excitador de puerta (GT) presenta medios para ejecutar el procedimiento según una de las reivindicaciones 1 a 32.
- 34. Excitador de puerta (GT) para un interruptor de semiconductor de potencia (S_{1}-S_{4}), especialmente adecuado para ejecutar el procedimiento según una de las reivindicaciones 1 a 32, que comprende medios de medida y evaluación (3, 9) para al menos una variable de estado primaria (v_{C}, dv_{C}/dt, i_{C}, di_{C}/dt) de un interruptor de semiconductor de potencia (S_{1}), un generador de valor nominal (4), un miembro de comparación de valor real-valor nominal (6) y un amplificador (7) para generar una señal de ajuste (i_{G}, v_{G}) para un terminal de control o una puerta (G) del interruptor de semiconductor de potencia (S_{1}), caracterizado porque
- a)
- el generador de valor nominal (4) comprende un primer generador (41) para generar un primer valor nominal (v_{C}^{ref}) con el cual, en una fase A en la que un diodo de oscilación libre (D_{S}) dispuesto en serie con el interruptor de semiconductor de potencia (S_{1}) se encuentra en un estado conductivo, se adapta la señal de ajuste (i_{G}, v_{G}) para regular un gradiente de corriente de colector di_{C}/dt del interruptor de semiconductor de potencia (S_{1}) y
- b)
- el generador de valor nominal (4) comprende un segundo generador (42) para generar un segundo valor umbral (dv_{C}^{ref}/dt) con el cual, en una fase B, en la que el diodo de oscilación libre (D_{S}) se encuentra en un estado de bloqueo, se adapta la señal de ajuste (i_{G}, v_{G}) para regular un gradiente de tensión de colector-emisor dv_{CE}/dt del interruptor de semiconductor de potencia (S_{1}).
- 35. Excitador de puerta (GT) según la reivindicación 34, caracterizado porque
- a)
- los medios de medida y evaluación (3, 9) comprenden una unidad de captación de señal (9) y un generador de valor real (3) para una tensión de colector (v_{CE}, v_{CG}) y un gradiente de tensión de colector (dv_{CE}/dt, dv_{CG}/dt) del interruptor de semiconductor de potencia (S_{1}),
- b)
- el primer generador (41) está concebido para generar una variación de amplitud de tensión de colector (v_{CE}^{ref}, v_{CG}^{ref}) y el segundo generador (42) está concebido para generar un gradiente de tensión de colector (dv_{CE}^{ref}/dt, dv_{CG}^{ref}/dt), y
- c)
- especialmente porque el generador de valor nominal (4) presenta medios para calcular todos los valores nominales (v_{C}^{ref}, dv_{C}^{ref}/dt) a partir de una función de valor nominal de tensión prefijable común (v_{CE}^{ref}(t), v_{CG}^{ref}(t)).
- 36. Excitador de puerta (GT) según una de las reivindicaciones 34 y 35, caracterizado porque
- a)
- el generador de valor real (3) comprende un miembro de diferenciación (31) para la formación de gradientes de valores reales y un miembro de suma (32) para la adición ponderada de valores reales y gradientes de valores reales, o
- b)
- el generador de valor real (3) y el generador de valor nominal (4) comprenden un generador de valor extremo (12) para determinar un máximo de valores absolutos de desviaciones de regulación normalizadas según la reivindicación 16.
- 37. Excitador de puerta (GT) según una de las reivindicaciones 34 a 36, caracterizado porque
- a)
- el excitador de puerta (GT) presenta medios de detección (5, 10) para detectar un instante de relevo (t_{1}, t_{2}) entre las fases A y B según una de las reivindicaciones 17 a 20 y
- b)
- especialmente porque los medios de detección (5, 10) presentan una unidad de captación de señal (10) y una unidad de cálculo (5), comprendiendo la unidad de cálculo (5) un interruptor de valor umbral (51) para un criterio principal según la reivindicación 18, así como, opcionalmente, un generador (52) para un criterio adicional y un miembro de validación (53) según la reivindicación 20.
- 38. Excitador de puerta (GT) según una de las reivindicaciones 34 a 37, caracterizado porque
- a)
- el excitador de puerta (GT) presenta una unidad de captación de señal (9) para realimentar valores reales de al menos una variable de estado secundaria (i_{G}, v_{G}, di_{G}/dt, dv_{G}/dt, dv_{C}/dt) a al menos una etapa de salida (7a, 7b) del amplificador (7) y/o
- b)
- el excitador de puerta (GT) presenta medios para la adaptación de parámetros de regulación (k_{p}, c_{1}-c_{5}, f, S_{M}, S_{m}), en particular una amplificación de regulador (k_{p}), una barrera superior (S_{M}) o una barrera inferior (S_{m}) para la señal de ajuste (i_{G}, v_{G}) o un factor de realimentación (c_{1}-c_{5}) o una función de realimentación (f) para una unidad de captación de señal (9) de una variable de estado primaria y/o secundaria (v_{C}, dv_{C}/dt, i_{C}, di_{C}/dt, i_{G}, v_{G}, di_{G}/dt, dv_{G}/dt), según una de las reivindicaciones 21 a 25.
- 39. Excitador de puerta (GT) según una de las reivindicaciones 34 a 38, caracterizado porque el amplificador (7)
- a)
- es un amplificador de corriente (7) para una corriente de puerta (i_{G}) y/o
- b)
- presenta varias etapas de salida (7a, 7b).
- 40. Excitador de puerta (GT) para un interruptor de semiconductor de potencia (S_{1}-S_{4}), especialmente según una de las reivindicaciones 33 a 39, que comprende un amplificador (7) con al menos una etapa de salida (7a, 7b) para generar una señal de ajuste (i_{G}, v_{G}) para un terminal de control o una puerta (G) de un interruptor de semiconductor de potencia (S_{1}), caracterizado porque la etapa de salida (7a, 7b) del amplificador (7)
- a)
- presenta al menos una primera fuente de corriente linealmente controlable (L) para generar pequeñas corrientes de puerta (i_{G}) con una pequeña desviación de regulación y una gran estabilidad de regulación, y
- b)
- presenta al menos una segunda fuente de corriente (N) conectable en paralelo y controlable en forma no lineal o en forma escalonada para generar grandes corrientes de puerta (i_{G}) con una gran dinámica de regulación.
- 41. Excitador de puerta (GT) según la reivindicación 40, caracterizado porque
- a)
- la primera fuente de corriente (L) está dividida en varios primeros compartimientos lógico y/o físicos (L1-L4) y/o
- b)
- la segunda fuente de corriente (N) está dividida en varios segundos compartimientos lógicos y/o físicos (N1-N4) y/o
- c)
- el excitador de puerta (GT) presenta un control estructural (11) para activar las fuentes de corriente primera y/o segunda (L, N) y/o compartimientos (L1-L4, N1-N4) de las fuentes de corriente primera y/o segundas (L, N), y
- d)
- especialmente porque el control estructural (11) está unido con una unidad de captación de señal (9) para realimentar un valor real de una variable de estado primaria y/o secundaria (v_{C}, dv_{C}/dt, i_{C}, di_{C}/dt, i_{G}, v_{G}, di_{G}/dt, dv_{G}/dt).
\global\parskip1.000000\baselineskip
- 42. Excitador de puerta (GT) según la reivindicación 40, caracterizado porque el control estructural (11) especialmente para ejecutar el procedimiento según una de las reivindicaciones 21 a 25, está concebido de modo que
- a)
- en el transcurso de la primera fase B o A de un proceso de conmutación se pueden desconectar sucesivamente los segundos compartimientos (N1-N4) y luego se pueden regular hacia abajo y/o desconectar sucesivamente los primeros compartimientos (L1-L4),
- b)
- en el transcurso de la segunda fase B o A de un proceso de conmutación se pueden regular hacia arriba y/o conectar sucesivamente los primeros compartimientos (L1-L4) y luego se pueden conectar sucesivamente los segundos compartimientos (N1-N4), y
- c)
- especialmente porque en fases A0 y B0 según las reivindicaciones 2 y 3 se pueden activar todos los compartimientos (L1-L4, N1-N4).
- 43. Excitador de puerta (GT) según una de las reivindicaciones 41 y 42, caracterizado porque el control estructural (11) está concebido de modo que
- a)
- una evolución temporal de un valor absoluto de una corriente de puerta (|i_{G}|) es sometido por aproximación en la fase A a un control proporcional a t_{A}^{-0,5} y en la fase B a un control proporcional a t_{B}^{2}, en donde t_{A}, t_{B} = variables de tiempo para las fases A, B, y
- b)
- se controla por medio de un mínimo el valor absoluto de la corriente de puerta (|i_{G}|) en la zona de un instante de relevo (t_{1}, t_{2}) de las fase A y B.
- 44. Excitador de puerta (GT) según la reivindicación 41, caracterizado porque el control estructural (11) está concebido especialmente para la ejecución del procedimiento según una de las reivindicaciones 26 y 27 de modo que se pueda generar una corriente de puerta pulsada (i_{G}) por conexión y desconexión de segundos y/o primeros compartimientos (L_{1}-L_{4}, N_{1}-N_{4}).
- 45. Excitador de puerta (GT) según una de las reivindicaciones 40 a 44, caracterizado porque
- a)
- la primera fuente de corriente (L1-L4) comprende una cascada lineal de disposiciones de espejo de corriente de transistores (T_{5}-T_{8}) y/o
- b)
- la segunda fuente de corriente (N1-N4) comprende una disposición de espejo de transistores (T_{10}-T_{11}), en donde una puerta de un transistor de salida (T_{11}) de la disposición de espejo puede ser conmutada entre dos potenciales, y/o
- c)
- un miembro de comparación de valor real-valor nominal (6) según una de las reivindicaciones 33-39 presenta, para la activación rápida de las fuentes de corriente (L, N), una disposición de espejo de corriente de transistores (T_{3}, T_{4}) y en particular está dividido en terceros compartimientos (E0-E3) de varias disposiciones de espejo de corriente.
- 46. Interruptor de semiconductor de potencia (S_{1}-S_{4}) con un excitador de puerta (GT) según una de las reivindicaciones 33 a 45 para activar un terminal de control o una puerta (G) de un interruptor de semiconductor de potencia (S1-S4).
- 47. Interruptor de semiconductor de potencia (S_{1}-S_{4}) según la reivindicación 46, caracterizado porque el interruptor de semiconductor de potencia (S_{1}-S4)
- a)
- es un IGBT, un MOSFET, un BJT o una combinación de IGBTs, MOSFETs y/o BJTs, y/o
- b)
- presenta medios para captar valores de medida de variables de estado primarias y/o secundarias (v_{C}, dv_{C}/dt, i_{C}, di_{C}/dt, i_{G}, v_{G}, di_{G}/dt, dv_{G}/dt).
- 48. Disposición de varios interruptores de semiconductor de potencia (S_{1}-S_{4}) según una de las reivindicaciones 46 y 47.
- 49. Disposición de varios interruptores de semiconductor de potencia (S_{1}-S_{4}) según la reivindicación 48, caracterizada porque
- a)
- la disposición es un circuito en serie, un circuito en paralelo o un circuito en serie de circuitos en paralelos y/o
- b)
- la disposición es un módulo de interruptor, especialmente un ondulador, para tracción, transmisión de corriente continua de alta tensión, radioemisor, calentamiento inductivo o soldadura inductiva.
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