DE19744848A1 - Schaltungsanordnung der Leistungsklasse für hohe Spannungsbelastungen - Google Patents

Description

Die Erfindung beschreibt eine Schaltungsanordnung der Leistungsklasse nach den Merkmalen des Anspruches 1. Schaltungsanordnungen mit Leistungsschaltern sind mehrfach aus der Literatur durch Beschreibung bekannt.

In Schaltungsanordnungen nach dem Stand der Technik kann eine Beeinflussung der Ansteuerung durch das Magnetfeld der Hauptstromführungen bei eng benachbarten Hauptstrom- und Ansteuerverbindungen insbesondere bei hoher Packungsdichte eintreten.

Weiterhin wird die Funktionssicherheit bei Leistungsschaltern mit hoher Schaltgeschwindigkeit und großen Werten von ^di/_dt (schnelle Schalter) beachtenswert beeinflußt, weil sich in solcherlei Schaltungen jede einzelne Leitungsverbindung als parasitäre Induktivität beim Schaltbetrieb verhält, was in der Ansteuerung sehr kritisch ist und es sind deshalb besondere Schutzmaßnahmen erforderlich.

Bei schnellen Schaltern mit höheren Sperrspannungen können sich im oberen Leistungsbereich zusätzlich Fehlsteuerungen und Störimpulse bei ergeben. Die bereits mehrfach zur Reduzierung der parasitären Induktivitäten beschriebenen Maßnahmen sind bezüglich des Vermeidens von Störungen bei Einsatz von hochsperrenden Leistungsschaltern nicht ausreichend für einen störungsfreien Betrieb.

In früheren Veröffentlichungen, wie DE 41 05 155 A1, sind Maßnahmen und Vorschläge für ein eng benachbartes Aufbauen von Kommutierungskreisen der Schaltungsanordnungen beschrieben, dort wird ausgeführt, daß ein induktivitätsarmer Aufbau bereits in der kleinsten Zelle, dem vorzugsweise auf DCB-Keramiken (Direct Copper Bonding) gelöteten Kommutierungskreis, bestehend aus mindestens einem Schalttransistor (IGBT oder MOSFET) und mindestens einer Freilaufdiode, erforderlich ist.

DE 195 19 538 A1 stellt fest, daß der Aufbau von kurzschlußsicheren Schaltungsanordnungen in allen gleichstromführenden Zweigen neben der eng benachbarten Anordnung bei parallel geschalteten Leistungsschaltern auch paarig aufgebaute gleiche Längen und Querschnitte der Zuleitungen aufweisen sollte.

Beim Schaltprozeß sind weiterhin nicht alle parallel arbeitenden Leistungsschalter wegen ihres untereinander in den Meßgrenzen abweichenden dynamischen Verhaltens exakt gleichartig in ihrer Arbeitsweise. Weiterhin sind in dem geometrischen Aufbau jeder Schaltungsanordnung und deren Leistungsverschienung Unterschiede in den parasitären Induktivitäten bedingt durch die unterschiedliche Lage und Plazierung gegeben, die zu einem zeitlich uneinheitlichen Schaltverhalten einzelner Leistungsschalter führen, was zu Fehlverhalten in der gesamten Schaltungsanordnung durch parasitäre Schwingungen führen kann. Diese Aussagen gewinnen bei weiterer Verdichtung der Leistungsparameter immer mehr an Bedeutung, was so auch speziell und besonders für Leistungsschalter mit höheren Arbeitsspannungen zutrifft.

So wurden beispielhaft bei Messungen des Strom-/Spannungsverlaufes im Schaltprozeß an Anordnungen nach dem Stand der Technik mit parallelgeschalteten hochsperrenden Leistungsschaltern bei 1.600 Volt Zwischenkreisspannung in dessen zeitlichem Verlauf beim Einschalten der Leistungsschalter einer Halbbrücke hochfrequente Stromschwingungen mit einer Amplitude von 50% des Sollstromes gefunden.

Die bisherigen nach dem Stand der fortschrittlichen Technik exakt beachteten niederinduktiven Aufbauvorschriften für Schaltungsanordnungen insbesondere bei parallel geschalteten Leistungsschaltern sind nicht ausreichend, um Störimpulse in jedem Falle zu unterdrücken.

Bei Arbeitsspannungen von größer 1.200 Volt müssen bei Schaltungsanordnungen neue und bisher bei Arbeitsspannungen unter 1.200 Volt nicht erforderliche Maßnahmen zu Unterdrückung der parasitären hochfrequenten Stromschwingungen gefunden werden.

Die vorliegende Erfindung hat sich die Aufgabe gestellt, eine solche Schaltungsanordnung der Leistungsklasse für Arbeitsspannungen größer 1.200 Volt mit parallelgeschalteten Leistungsschaltern vorzustellen, die die Schwingungen in den Zeitphasen des Einschaltens der Leistungsschalter beseitigt und alle Folgestörungen ausschließt.

Die Aufgabe wird bei Schaltungsanordnungen mit Arbeitsspannungen größer als 1.200 Volt und parallel arbeitenden Leistungsschaltern der dargestellten Art durch die Maßnahmen des kennzeichnenden Teiles des Anspruches 1 gelöst, bevorzugte Weiterbildungen werden in den Unteransprüchen beschrieben.

Es ist relativ schwierig, den Anteil der Schwingungen von Schaltungsanordnungen einem bestimmten Bauelement des Aufbaus zuzuordnen. Sehr viel Augenmerk wurde nach dem Stand der Technik der im Kommutierungszweig arbeitenden Freilaufdiode geschenkt, denn der Einschaltzeitpunkt für den Transistorschalter (IGBT oder MOSFET) ist ja gleichzeitig der Zeitpunkt des Beginns der Sperrphase der Freilaufdiode.

Mit DE 44 21 529 A1 wurde schließlich eine Freilaufdiode vorgestellt, die bei Zwischenkreisspannungen von größer als 1.200 Volt ein weiches und schwingungsarmes Verhalten zu Beginn ihrer Sperrphase zeigt, also genau zu dem in dieser Erfindung relevanten Schaltzeitpunkt. Im weiteren wird der Einsatz solcher Freilaufdioden vorausgesetzt.

Es wurde herausgefunden, daß durch eine schaltungstechnisch nach dem Stand der Technik vorgesehene Kapazität zwischen der Gate-Ansteuerelektrode und dem Hilfsemitteranschluß, die zur Verzögerung des Einschaltprozesses (weiches Schließen des Leistungsschalters) erwünscht und bei Spannungen größer 1.200 Volt bei Parallelschaltungen erforderlich ist, in dem Einschaltzeitpunkt einen Schwingkreis ermöglicht und aktiviert.

Dieser Schwingkreis bildet sich beispielhaft bei dem Einsatz eines IGBT als Leistungsschalter, wobei die Millerkapazität zwischen Kollektor und Gate in Reihe mit der eben genannten erforderlichen Kapazität (zwischen Gateanschluß und Hilfsemitteranschluß verschaltet) und den parasitären Induktivitäten der Hilfsemitteranschlüsse miteinander schwingen. Die Weglängen der Hilfsemitteranschlüsse zu dem Punkt der Einbindung der Kapazität erzeugen Schwingungen, die schließlich zu einem erhöhten und schwingenden Stromfluß und damit zu hochfrequenten Störungen führen.

Im Prinzip besteht die erfinderische Lösung nun darin, daß sich dieser Schwingkreis, bestehend aus vorhandenen oder gewollten Kapazitäten und parasitären Induktivitäten nicht bilden kann, indem die erforderliche Kapazität schaltungstechnisch "verlegt" wird. Zusätzlich sollen die schaltungstechnisch erforderlichen Gatewiderstände erfindungsgemäß eine höhere Güte ihrer Widerstands/Temperatur- Kennlinie besitzen, was zu einer weniger starken Abhängigkeit des Schaltverhaltens des IGBT von der Temperatur der DCB-Keramik führt.

Auf der Grundlage der nachfolgenden Fig. 1 bis 4 wird die Lösung der Aufgabenstellung näher erläutert.

Fig. 1 zeigt einen Schaltungsausschnitt zur Erläuterung des erfinderischen Gedankens.

Fig. 2 stellt die Labormeßergebnisse des Standes der Technik und der Erfindung gegenüber.

Fig. 3 skizziert den Schaltungsausschnitt nach der Erfindung analog zu Fig. 1.

Fig. 4 zeigt einen erfinderischen Schaltungsausschnitt mit vier parallel geschalteten IGBT.

Fig. 1 zeigt einen Schaltungsausschnitt zur Erläuterung des erfinderischen Gedankens. Ein Kommutierungskreis eines Wechselrichters nach dem Stand der Technik ist vereinfacht dargestellt. Die Gleichstromeingänge (+, -) mit den Zwischenkreiskondensatoren C_Z1 und C_Z2 sind gezeichnet. Ein IGBT-Leistungsschalter T₁ ist antiparallel zu einer Freilaufdiode D₁ geschaltet. Die kommutierende Freilaufdiode D_FW schließt den Stromkreis der Gleichstromversorgung durch den Zwischenkreis.

Die Ausgangsseite des Treibers ist mit seinen Schalttransistoren T_T1 und T_T2 dargestellt, über die Widerstände R_on und R_off wird das Gate des Leistungsschalters T₁ über einen Gatewiderstand R_g, der zur Dämpfung von Schwingungen bei Parallelverschaltungen von Leistungsschaltern vorgesehen wird, angesteuert. Veranschaulicht werden in Fig. 1 die Lage der nicht körperlich sondern konstruktiv bedingten Millerkapazität C_M und die durch die elektrischen Leitungen wirkenden erfindungsrelevanten parasitären Induktivitäten L₁ und L₂ im Emitterzweig des Leistungsschalters und im Emitterhilfsanschluß E'.

Betrachtet wird nun der Zeitpunkt der Ansteuerung des Gateimpulses mit +15 Volt durch den Treiber, dessen diesbezügliche Ausgangsstelle mit den Steuertransistoren T_T1 das Gatesignal über R_on zum Gate des Leistungsschalter leitet und den Leistungsschalter T₁ auf Durchgang schaltet. Die kommutierende Freilaufdiode D_FW geht in den Sperrzustand. Bei Einsatz einer Freilaufdiode D_FW mit einem soft-recovery Verhalten klingt hier der Stromfluß annähernd schwingungsfrei ab. Auch gibt es an der Diode keine Überspannungen, weil es keinen Rückstromabriß gibt.

Ein zu schnelles Einschalten des Leistungsschalters T₁ würde jedoch dennoch die Freilaufdiode D_FW in diesem Zeitpunkt überlasten, deshalb wird der Gateimpuls, und damit die Einschaltgeschwindigkeit des IGBT, durch eine zwischen Gate und Emitter geschaltete Kapazität C_ge zeitlich verzögert. Bei großem ^di/_dt und einer Arbeitsspannung von größer als 1.200 Volt sind bei einer solchen Schaltungsanordnung mit parallel geschalteten Leistungsschaltern, wie das im Ausschnitt mit nur einem Leistungsschalter T₁ dargestellt ist, Schwingungen vorhanden. Der Schwingkreis wird dabei aus der konstruktiv bedingten Millerkapazität C_M, der geschalteten Kapazität zwischen Gate und Hilfsemitter C_ge und den parasitären Induktivitäten L₁ und L₂ gebildet.

Bei Parallelschaltung von beispielhaft 24 Leistungsschaltern T_{1. . .24}, nimmt die Größe des vorgeschalteten Kondensators nennenswerte Dimensionen an. Hierholzer u. a. (Appl. and Charakteristics of High Voltage IGBT-Moduls, (PCIM Nürnberg, 6/96) verwenden hier einen Kondensator C_ge mit einer Kapazität von 330 nF zwischen dem Gateanschluß und dem Hilfsemitteranschluß eines Moduls.

Fig. 2 stellt das Labormeßergebnis des Standes der Technik und der Erfindung gegenüber. Der Kurvenverlauf 1 zeigt die Schwingungen einer Schaltung, wie sie im Ausschnitt in Fig. 1 dargestellt ist. Bei Variation der parasitären Induktivität L₂ (Nach Fig. 1) konnten die Schwingungen verändert werden. Bei Vergrößerung der parasitären Induktivitäten L₁ und L₂ vergrößern sich die Amplituden der Schwingungen, bei Verringerung derselben ist ein schwingungsfreier Stromanstieg bis hin über den gesamten Zeitraum des Abbaus der Rückstromspitze der Freilaufdiode D_FW, Kurventeil 4 im Kurvenverlauf 2, erreichbar.

Der Kurvenverlauf 3 zeigt den Spannungsverlauf des Überganges der Vce-Sperrspannung zu der Durchlaßspannung. Die Güte der übrigen induktivitätsarmen Meßbedingungen sind an dem exakten Verlauf der Spannung sichtbar. Die Stromspitze 5 im Kurvenverlauf 1 besitzt gegenüber dem Kollektor-Emitter-Durchlaßstrom einen um 50% höheren Wert. Neben der Funkstörung, der schlechten elektromagnetischen Verträglichkeit, kann dieser Überstrom zu negativen Wirkungen auf die Funktionstüchtigkeit der gesamten Schaltungsanordnung führen.

Der Effekt der Schwingungen kann durch Verlängern der Hilfsemitteranschlüsse, also der dadurch bedingten Vergrößerung der parasitären Induktivität L₂ erreicht werden. So sind beispielhaft Zuleitungsunterschiede von etwa 5 cm in der Hilfsemitterzuleitung ausschlaggebend, um meßtechnisch bei sonst gleicher Meßanordnung von Kurvenverlauf 1 zum Kurvenverlauf 2 zu gelangen.

Fig. 3 skizziert den Schaltungsausschnitt nach der Erfindung analog zu Fig. 1. Durch Einbinden der für Parallelschaltungen von Leistungsschaltern der dargestellten Art notwendigen Kapazität C_ge direkt am Emitteranschluß des IGBT-Chips (Leistungsschalter T₁), also der Vermeidung jeglicher Weglängen an Ableitungen, kann sich kein Schwingkreis ausbilden. Der Stromverlauf nach Fig. 2 im Kurvenverlauf 2 wird nunmehr lediglich durch die Rückstromspitze der Freilaufdiode D_FW bestimmt. Die praktische Realisierung setzt hier neue Aufbauvorschriften voraus.

Bei einem Aufbau der Kommutierungskreise auf DCB-Keramiken muß zu jedem Schalter T₁ bis T_n auch der Gate-Emitter-Kondensator C_ge1 bis C_gen unmittelbar Platz finden. Während nach dem Stand der Technik bei 24 parallelgeschalteten Leistungsschaltern ein Kondensator mit einer Kapazität von 330 nF erforderlich war, was zu den sich überlagernden Strom­ schwingungen führen mußte, ist nach der Erfindung jeder Kondensator C_gei wesentlich kleiner, wodurch insgesamt eine summierte Kapazität (Summe aller C_ge1 bis C_gen) von lediglich 25% der nach dem Stand der Technik erforderlichen Kapazität notwendig ist.

Neben dem Vermeiden der Stromschwingungen im Einschaltzeitpunkt der Leistungsschalter wird die gesamte Schaltungsanordnung durch die erfinderischen Maßnahmen schneller und verlustärmer, weil der Ladevorgang jedes Kondensators C_gei nach der Erfindung nur noch die reduzierten Kapazitäten betrifft. Die dezentrale induktivitätsfreie Einbindung der Kondensatoren C_gei direkt auf der DCB-Keramik gleicht wesentlich besser individuelle Unterschiede der Leistungsschalter T_i in ihrem dynamischen Verhalten aus.

Die Kondensatoren C_gei sollten eine typische Kapazität von 3,3 nF besitzen, als Grenzen können Kapazitätswerte von 0,47 nF bis 22 nF angegeben werden. Von der Qualität muß der Kondensatoren C_gei als NPO keramischer Vielschicht-Kondensator ausgebildet sein, um in jedem Falle allen Temperaturschwankungen zu widerstehen und eine Temperaturwechsel­ belastung von beispielhaft -40°C bis +125°C schadlos zu bewältigen.

Wie Labormessungen weiterhin gezeigt haben, können Stromschwingungen jedoch in analoger Weise bei parallelgeschalteten Leistungsschaltern T_i durch Gaterückkopplungen entstehen, deshalb wurde bereits in DE 36 35 956 A1 ein Gate-Vorwiderstand vorgeschlagen und in der gesamten Folgezeit erfolgreich beim Aufbau von Schaltungsanordnungen verwendet.

Bei der durch die Maßnahmen dieser Erfindung erzielten Güte in der Qualität der Schaltungsanordnung macht sich auch eine Nachbesserung der Qualität der geschalteten Gatewiderstände R_gi erforderlich. Er wird deshalb vorgeschlagen, SMD-Widerstände, z. B. Minimelf mit sehr guter Temperaturstabilität, direkt auf eine entsprechende Kupferätzstruktur der DCB-Keramik aufzulöten. Das SMD-Bauelement sollte einen Widerstand von typischen 6 Ohm besitzen, kann jedoch in den Grenzen von 1 Ohm bis 47 Ohm variiert werden.

Fig. 4 zeigt einen erfinderischen Schaltungsausschnitt mit vier parallel geschalteten IGBT (T₁ bis T₄), wie sie auf einer DCB-Keramik Platz finden können. In diesem Schaltungsausschnitt sind nicht mehr die körperlich nicht vorhandenen, aber konstruktionsbedingten Millerkapazitäten und parasitären Induktivitäten gezeichnet. Weiterhin wurde auf die Darstellung der kommutierenden Freilaufdiode und die Andeutung des Zwischenkreises mit seinen Zwischenkreiskondensatoren verzichtet. Die Zuordnung der Kondensatoren C_ge1 bis C_ge4 und der Gatewiderstände R_g1 bis R_g4 wird herausgestellt. Im übrigen ist der Schaltungsausschnitt durch den Text zu den vorherigen Figuren hinreichend beschrieben und erläutert.

Claims (5)

1. Schaltungsanordnung mit Halbleiterbauelementen als Leistungsschalter, die über solche Sperrspannungen verfügen, daß mit Arbeitsspannungen größer als 1.200 Volt gearbeitet werden kann, vorzugsweise IGBT, mit einer für Parallelschaltungen der Leistungsschalter T_i geeigneten Gateansteuerung mit Gatewiderständen R_g sowie zwischen Gate und Emitter geschaltetem Kondensator C_ge, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator C_ge ersetzt wird durch die gleiche Anzahl von Kondensatoren C_gei, wie parallelgeschaltete Leistungsschalters T_i in der Schaltungsanordnung vorhanden sind, wobei jeder einzelne dieser Kondensatoren C_gei jeweils unmittelbar zwischen dem Gateanschluß und dem Emitteranschluß jedes parallelgeschalteten Leistungsschalters T_i mit kürzestem Abstand zu diesem, typisch 1 cm, jedoch höchstens 2 cm, angeordnet ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kondensatoren C_gei direkt auf einer für eine löttechnische Befestigung geeigneten schaltungsgerecht strukturierten DCB-Keramik angeordnet sind und die Gatewiderstände R_gi unmittelbar an den Gateanschlußflächen der DCB-Keramik ausschließlich löttechnisch elektrisch mit den äußeren Verbindungselementen der Schaltung verbunden wurden.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator C_gei ein NPO-keramischer Vielschichtkondensator ist, der sowohl den Lötprozeß schadlos übersteht, als auch bei Temperaturwechselbelastungen zwischen -40°C und +125°C zuverlässig arbeitet.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Gatewiderstände R_gi SMD-Bauelemente mit einer geringen Temperaturdrift seiner Widerstandswerte sind und einen typischen elektrischen Widerstand von 6,19 Ohm, jedoch mindestens 1 Ohm und höchstens 47 Ohm besitzen.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Kondensator C_gei eine Kapazität von typisch 3,3 nF, jedoch mindestens 0,47 nF aber höchstens 22 nF hat.