ES2916215T3

ES2916215T3 - Procedimiento y dispositivo para excitar un interruptor de semiconductor de potencia reconectable, controlado por tensión

Info

Publication number: ES2916215T3
Application number: ES16182132T
Authority: ES
Inventors: Martin Geske
Original assignee: GE Energy Power Conversion Technology Ltd
Current assignee: GE Energy Power Conversion Technology Ltd
Priority date: 2016-08-01
Filing date: 2016-08-01
Publication date: 2022-06-29
Anticipated expiration: 2036-08-01
Also published as: EP3280052B1; PT3280052T; EP3280052A1; US10367407B2; US20180034358A1

Abstract

Procedimiento para excitar un interruptor de semiconductor de potencia (T) reconectable, controlado por tensión, que presenta una primera y una segunda conexión (C, E), así como una conexión de control (G), en particular un IGBT o MOSFET, donde el interruptor de semiconductor de potencia (T) es conductor en el estado encendido entre la primera y la segunda conexión (C, E), donde el procedimiento presenta: aplicación de una primera tensión de excitación, que presenta un primer valor, a la conexión de control (G) para encender (S2) el interruptor de semiconductor de potencia (T), y detección de condiciones que caracterizan (S3) el avance de un proceso de encendido del interruptor de semiconductor de potencia (T), mediante la detección de al menos un parámetro de funcionamiento en el interruptor de semiconductor de potencia (T), a lo que pertenecen al menos un potencial de tensión en una de las conexiones (C, G, E) del interruptor de semiconductor de potencia (T) y/o la corriente de carga (IC) a través del interruptor de semiconductor de potencia (T), detección de las condiciones que caracterizan que el proceso de encendido se considera como terminado (S4), y aplicación de una segunda tensión de excitación, que presenta un segundo valor, que es mayor que el primer valor, a la conexión de control (G) para hacer funcionar el interruptor de semiconductor de potencia (T) en el estado conductor (S5), tan pronto como se detectan condiciones que son características de que el proceso de encendido se considera como terminado (S4), donde la segunda tensión de excitación aplicada a la conexión de control (G) del interruptor de semiconductor de potencia (T) se regula al segundo valor en un bucle de regulación cerrado (51, 51`), donde la tensión de paso medida (UCE) y/o la corriente de carga medida (Ic) del interruptor de semiconductor de potencia (T) forman la magnitud de medición que sirve para la realimentación para el bucle de regulación, y donde la detección de las condiciones que son características de que el proceso de encendido se considera como terminado (S4) presenta que se cumple al menos uno de los siguientes criterios: que se detecta que la tensión (UGE) en la conexión de control (G) alcanza o supera un tercer valor umbral (Th3), que es mayor que un valor de una meseta de Miller (47) de la tensión de excitación y es al menos un 90 % del valor de la primera tensión de excitación; que se detecta que la tensión de paso entre la primera y la segunda conexión (C, E) alcanza o cae por debajo de un segundo valor umbral (Th2), que es característico de que el interruptor de semiconductor de potencia (T) está encendido, donde el segundo valor umbral (Th2) está seleccionado en función de la tensión de paso (UCE) en el interruptor de semiconductor de potencia (T) en el estado conductor y se sitúa en el rango de 10 voltios a 0,5 voltios; y/o que se detecta que la corriente (IC) que fluye entre la primera y la segunda conexión (C, E) ha pasado por un pico de corriente (48) que corresponde al pico de corriente de retorno de un diodo conmutador que pertenece al interruptor de semiconductor de potencia y después del paso del pico de corriente de retorno ha caído por debajo de un primer valor umbral (Th1), en el que la velocidad de cambio (dIc/dt) de la corriente a través del interruptor de semiconductor de potencia (T) asciende en cantidad a menos de un 20 % del aumento de corriente del 10 % al 90 % de la corriente (Ic) al encender el interruptor de semiconductor de potencia (T).

Description

DESCRIPCIÓN

Procedimiento y dispositivo para excitar un interruptor de semiconductor de potencia reconectable, controlado por tensión

La presente invención se refiere a un procedimiento y a un dispositivo para excitar un interruptor de semiconductor de potencia reconectable, controlado por tensión. En particular, la invención se refiere a un procedimiento y a un dispositivo para excitar un interruptor de semiconductor de potencia reconectable, controlado por tensión, para reducir pérdidas durante el funcionamiento y mejorar su comportamiento térmico.

Los componentes de semiconductores de potencia, tales como, por ejemplo, IGBT (transistores bipolares de puerta aislada), BIGT (transistores de puerta aislada bimodales), MOSFET (transistores de efecto de campo de semiconductor de óxido metálico), IGCT (tiristores conmutados de puerta integrada) y similares, se utilizan, entre otras cosas, para la rectificación y conversión de tensiones y corrientes eléctricas. Para ello, los convertidores de corriente adecuados presentan por lo general varios interruptores de semiconductor de potencia. Se conocen convertidores de corriente en diferentes topologías y para diferentes aplicaciones para el acoplamiento de redes eléctricas con accionamientos de velocidad variable, para fines de compensación, para el intercambio de energía entre dos redes eléctricas, etc. para diferentes niveles de potencia.

Con el desarrollo continuo de interruptores de semiconductor de potencia, los convertidores de corriente y las nuevas topologías de circuitos se desean y desarrollan para rangos de potencia y/o tensión cada vez más altos. En el rango de media y alta tensión se usan, por ejemplo, convertidores de corriente que presentan una pluralidad de interruptores de semiconductor de potencia dispuestos en serie y/o en paralelo entre sí o submódulos formados a partir de ellos en forma de semipuentes, puentes completos o similares. Por lo tanto, se puede crear una alta capacidad de bloqueo y una alta capacidad de carga de corriente para la aplicación respectiva, y las tensiones se pueden aumentar a los niveles más altos hasta en rangos de transmisión de corriente continua de alta tensión (HVDC). En los convertidores de corriente clásicos de 2 y 3 niveles interesa una mayor densidad de potencia, que se puede lograr mediante un diseño compacto en combinación con semiconductores de potencia de baja pérdida mediante una excitación adecuada y una estructura de convertidor de corriente óptima y una refrigeración correspondiente.

Los componentes de semiconductores generan esencialmente pérdidas de conducción y conmutación durante el funcionamiento. En función de la aplicación respectiva, la reducción de las pérdidas de semiconductores es necesaria para poder reducir eventualmente los requisitos de diseño térmico o lograr mayores eficiencias de la instalación. En sectores de aplicación del funcionamiento de la red, tales como, por ejemplo, instalaciones de compensación o, por ejemplo, los llamados compensadores síncronos estáticos (STATCOM), que son convertidores de corriente operados en modo de pulso que generan un sistema de tensión trifásico con amplitud de tensión variable y un desplazamiento de fase de 90° con respecto a las corrientes de línea, para la HVDC o de las centrales de almacenamiento por bombeo son extremadamente importantes las pequeñas pérdidas de convertidor de corriente. Aquí las pérdidas se evalúan a menudo mediante factores de coste para tener en cuenta las correspondientes pérdidas de la instalación durante un período de tiempo estimado (por ejemplo, la vida útil de un convertidor eléctrico) en el precio de la instalación o del convertidor eléctrico. En este sentido, es extremadamente importante reducir las pérdidas a un mínimo. Además, también es ventajoso reducir al mínimo las pérdidas para puntos de operación con alta carga que ocurren con poca frecuencia en diferentes aplicaciones, para no tener que efectuar un diseño de enfriamiento generalmente sobredimensionado para estos puntos.

Gracias a los patrones de pulso y diseños de sistema optimizados, es posible reducir a un mínimo las pérdidas de conmutación y la frecuencia de conmutación. Algunos procedimientos conocidos tienen como objetivo influir en los transitorios de conmutación al encender y apagar los interruptores de semiconductor de potencia para reducir las pérdidas de conmutación. Por ejemplo, Laurent Dulau, et al. "A New Gate Driver Integrated Circuit for IGBT Devices with Advanced Protections", IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 21, n.° 1, enero de 2006, describe un circuito integrado de un dispositivo de excitación (un controlador de puerta) para un interruptor IGBT, que prevé un encendido y apagado en dos etapas del IGBT para reducir el pico de corriente de retorno del diodo conmutador al encender el IGBT o para reducir la sobretensión de desconexión al desconectar el IGBT. Debido al aumento de la tensión de puerta a un nivel intermedio, que se sitúa ligeramente por encima de la tensión umbral del IGBT, durante un corto tiempo antes del encendido final del IGBT, se pueden limitar la corriente de colector del IGBT y su aumento de corriente del colector dic/dt y, por lo tanto, optimizarse adicionalmente las pérdidas de conmutación, teniendo en cuenta el rango de trabajo seguro o el área operativa segura (SOA) del semiconductor de potencia. Asimismo, mediante la reducción de la tensión de puerta a un nivel intermedio situado ligeramente por encima de la tensión umbral IGBT se limita la caída de corriente del colector durante un breve período de tiempo antes de la desconexión final del IGBT y, por lo tanto, se reduce la posible sobretensión de desconexión, lo que también puede reducir las pérdidas de desconexión durante el proceso de desconexión. En aplicaciones en las que se conmutan una pluralidad de interruptores de semiconductor de potencia con alta frecuencia, por ejemplo, en el rango de kHz, esto puede reducir esencialmente las pérdidas totales durante el funcionamiento.

El documento US 7724065 B2 describe un circuito de controlador de puerta que permite una desaturación de un IGBT en el estado conductor poco antes de su desconexión. En consecuencia, los transitorios de conmutación se pueden mejorar durante la desconexión, las pérdidas de desconexión se pueden reducir en el caso de una desaturación con una duración optimizada antes de la desconexión y, dado el caso, se puede reducir la sobretensión de desconexión.

También se ha propuesto controlar o regular la velocidad de cambio de corriente del colector dic/dt y la velocidad de cambio de tensión del colector-emisor duCE/dt de un IGBT durante un proceso de conmutación para minimizar las pérdidas de conmutación mediante la optimización de los transitorios de conmutación.

Xin Yang et al.: "Robust Stability Analysis of Active Voltage Control for High-power IGBT Switching by Kharitonov's Theorem", IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS; Vol. 31, n.° 3, 1 de marzo de 2016, págs. 2584 2595, describe un procedimiento para regular la tensión del colector de un IGBT durante el apagado para obligar a la tensión de colector transitoria a seguir una curva de conmutación de consigna predeterminada. Por lo tanto, el IGBT se debe operar en un rango de trabajo seguro (SOA) durante el proceso de conmutación, mientras que las cargas de tensión o corriente se deben reducir y limitarse las interferencias electromagnéticas. La regulación de la tensión de colector transitoria se puede realizar en base a una realimentación de tensión de puerta o una realimentación con respecto a la pendiente de tensión de colector (dv/dt).

Yanick Lobsiger et al.: "Closed-Loop IGBT Gate Drive Featuring Highly Dynamic di/dt and dv/dt Control", ENERGY CONVERSION CONGRESS AND EXPOSITION (ECCE), IEEE, 15 de septiembre de 2012, págs. 4754-4761, describe un control de puerta activo utilizando un circuito de control cerrado para controlar la tasa de cambio de la corriente del colector dic/dt y la tensión de colector-emisor duCE/dt cuando se enciende y apaga un IGBT. También se da a conocer un concepto de regulación con un circuito de regulación cerrado con la tensión colector-emisor ^ucecomo la magnitud de medición que sirve para la restitución para el bucle de regulación y un perfil de referencia variable en el tiempo de la tensión de colector-emisor uce como magnitud guía para el proceso de desconexión. El documento EP 2768140 A1 describe un procedimiento para desconectar un interruptor de semiconductor, en particular IGBT, en el que tras la recepción de una orden de desconexión se aplica una tensión de excitación a la conexión de puerta del IGBT y se regula la tensión de excitación para aumentar la tensión de colector-emisor con una tasa de aumento variable hasta un valor de tensión predeterminado que excede un valor estacionario de la tensión de colector-emisor, después de lo cual se regula la tensión de excitación de puerta para mantener la tensión de colector-emisor en el valor de tensión predeterminado.

Además, se pueden minimizar las pérdidas de conmutación mediante la optimización de las resistencias de puerta RGon o RGoff, teniendo en cuenta los límites del área de trabajo segura de un IGBT y su diodo conmutador. Todos estos métodos están dirigidos a la optimización de los eventos o transiciones de conmutación.

Además, existe la posibilidad de reducir las pérdidas de conducción de los componentes de semiconductores en el estado conductor. Esto se puede realizar, por ejemplo, a través de la estructura física del componente o también a través de las condiciones de funcionamiento correspondientes. Las pérdidas de conducción de un IGBT son por lo general menores en un funcionamiento con una temperatura de capa de barrera reducida y se pueden reducir mediante una refrigeración eficiente. Pero, este último aumenta la necesidad de espacio para los componentes y sistemas de refrigeración. También se pueden usar interruptores de semiconductor de potencia con baja tensión de paso, denominados transistores Low VCE(sat), lo que, sin embargo, puede aumentar los costes de la implementación o indicar otras desventajas, tal como, por ejemplo, mayores pérdidas de conmutación. Existe el deseo de reducir las pérdidas de conducción en general o en función del punto de trabajo del convertidor de corriente, ya que estas, junto con las pérdidas de conmutación, constituyen las pérdidas totales de los interruptores de semiconductor de potencia y los dispositivos formados a partir de ellos, por ejemplo, convertidores de corriente. Otro aspecto importante en relación con la aplicación de interruptores de semiconductor de potencia es la superficie y tamaño del semiconductor necesarios y los costos de implementación y operación asociados a ello. Por ejemplo, los convertidores de corriente modernos, que están construidos a partir de IGBT, se fabrican bajo el punto de vista de los límites de rango de funcionamiento seguro de IGBT, así como los límites térmicos del IGB^t, que están determinados por las resistencias térmicas transitorias y estáticas, la carga, el punto de trabajo eléctrico y los aspectos de enfriamiento. Para determinadas situaciones críticas, tal como, por ejemplo, sobrecargas de corta duración o corrientes de choque, se podrían superar los límites de carga térmicos de los IGBT. Un diseño térmico seguro de los IGBT para estos eventos raros conduciría a un sobredimensionamiento costoso de los IGBT, de su dispositivo refrigerador y del convertidor de poder.

Por el documento DE 102010006525 y el EP 2747260 A2 se conoce que los elementos de conmutación de semiconductor reconectables, en particular los IGBT, se pueden hacer funcionar brevemente fuera de los parámetros especificados, para posibilitar una desaturación para la prevención y altas corrientes de carga. El documento d E 10 2010 006 525 B4 describe un dispositivo para la derivación de corrientes de choque o sobretensiones transitorias, por ejemplo, debido a un impacto de rayo con un elemento de conmutación de semiconductor reconectable, donde el encendido se logra mediante la aplicación estática de una tensión de puertaemisor fuera del rango especificado para su tensión de puerta-emisor para el funcionamiento continuo. Habitualmente, los IGBT para el estado encendido se hacen funcionar a 15 V, donde, según las especificaciones de los fabricantes, la tensión de puerta-emisor generalmente no debe exceder los 20 V para el funcionamiento continuo, porque de lo contrario la capa aislante de óxido de la puerta pierde muy fuertemente parte de su vida útil y, por lo tanto, se puede destruir mucho antes de lo previsto, lo que destruye el IGBT como consecuencia posterior. Para las corrientes de choque de corta duración o transitorias debido a los impactos de rayos se propone una tensión de puerta-emisor aumentada de, por ejemplo, 30 V - 50 V. El elemento de conmutación se desconecta de nuevo después de que haya disminuido la corriente de choque breve o transitoria.

El documento EP 2 747 260 A2 describe un convertidor de corriente trifásico con IGBT como interruptor de semiconductor de potencia, donde en el caso de que se detecten condiciones que indican un cortocircuito de carga, la tensión de puerta-emisor de al menos un interruptor de semiconductor de potencia se eleva de un valor en el modo de funcionamiento normal de, por ejemplo, 15 V a un valor más alto. El valor más alto también se puede situar en un rango entre aproximadamente 30 V y aproximadamente 70 V, fuera del rango especificado permitido. Mediante el aumento resultante de ello de las corrientes de rama en las ramas sin errores se puede lograr una simetría de las corrientes de cortocircuito a través del motor, y se pueden evitar pares de giro pendulares en el motor.

El documento DE 102011 003733 A1 describe un procedimiento para la excitación pulsada de un transistor que presenta una conexión de excitación y un tramo de carga, donde el transistor se excita en primer lugar durante el encendido con un impulso de excitación que presenta un primer nivel de excitación antes de que se aplica que otro impulso de excitación que presenta un segundo nivel de excitación más alto, donde la tensión sobre el tramo de carga del transistor se evalúa y la excitación pulsada se interrumpe cuando la tensión sobre el tramo de carga excede un valor umbral predeterminado, lo que indica un cortocircuito de la carga. El primer valor de la tensión de excitación tiene el objetivo de mantener baja la corriente en caso de un cortocircuito en comparación con la segunda tensión de excitación más alta para evitar la destrucción del componente.

Partiendo de esto, un objetivo de la presente invención es crear un procedimiento y un dispositivo para excitar un interruptor de semiconductor de potencia reconectable, controlado por tensión, que estén concebidos para reducir las pérdidas del interruptor de semiconductor de potencia durante el funcionamiento. En particular, un objetivo de la presente invención es proponer medidas para reducir las pérdidas de conducción de los interruptores de semiconductor de potencia durante el estado conductor o encendido y, por lo tanto, las pérdidas totales de los dispositivos construidos con una pluralidad de tales interruptores de semiconductor de potencia, en particular los convertidores de corriente, sin aumentar los costos de la implementación y la operación de los interruptores de semiconductor de potencia y los dispositivos, la superficie del semiconductor y el tamaño de construcción para los interruptores de semiconductor, su dispositivo refrigerador, etc.

Este objetivo se consigue mediante un procedimiento para excitar un interruptor de semiconductor de potencia reconectable, controlado por tensión, un dispositivo para excitar un interruptor de semiconductor de potencia reconectable, controlado por tensión, un convertidor de corriente y un soporte de datos con las características de las reivindicaciones independientes. Formas de realización especialmente preferidas son objeto de las reivindicaciones dependientes.

Según un aspecto de la invención, se crea un procedimiento para excitar un interruptor de semiconductor de potencia reconectable, controlado por tensión, que presenta una primera y una segunda conexión, así como una conexión de control y que en el estado encendido es conductor entre la primera y la segunda conexión. El procedimiento contiene una aplicación de una primera tensión de excitación, que presenta un primer valor, a la conexión de control para encender el interruptor de semiconductor de potencia. El procedimiento contiene además una detección de condiciones que caracterizan el avance de un proceso de encendido del interruptor de semiconductor de potencia, mediante la detección de al menos un parámetro de funcionamiento en el interruptor de semiconductor de potencia, a lo que pertenecen al menos un potencial de tensión en una de las conexiones del interruptor de semiconductor de potencia y/o la corriente de carga a través del interruptor de semiconductor de potencia. El procedimiento también contiene una detección de las condiciones que son características de que el proceso de encendido se considera como terminado. El procedimiento contiene además una aplicación de una segunda tensión de excitación, que presenta un segundo valor, que es mayor que el primer valor, a la conexión de control para hacer funcionar el interruptor de semiconductor de potencia en el estado conductor, tan pronto como se detectan condiciones que son características de que el proceso de encendido se considera como terminado. Según la invención, la segunda tensión de excitación aplicada a la conexión de control del interruptor de semiconductor de potencia se regula al segundo valor de la segunda tensión de excitación en un bucle de regulación cerrado, donde la tensión de paso medida y/o la corriente de carga medida del interruptor de semiconductor de potencia forma la magnitud de medición que sirve para la restitución para el bucle de regulación.

La invención tiene como objetivo reducir las pérdidas de conducción de interruptores de semiconductor de potencia, en particular IGBT, MOSFET u otros interruptores de semiconductor de potencia mencionados al principio, durante el funcionamiento sobre la base de la excitación. Esto se logra de una manera en la que el proceso de conmutación no se modifica en sí mismo. Solo después del encendido o conexión directa realizada, terminada del interruptor de semiconductor de potencia, su tensión de excitación, por ejemplo, la tensión de puerta en un IGBT, se incrementa de forma adecuada. Esto tiene la ventaja de que la conmutación y el comportamiento de conmutación permanecen inalterados como tales. Además, un encendido o apagado directo con una tensión de excitación elevada podría influir negativamente en los transitorios de corriente de carga y provocar adicionalmente mayores pérdidas de conmutación. Además, un encendido directo con una tensión de excitación más alta influiría en la velocidad de conmutación, con la consecuencia de que aumenta la sobretensión de desconexión, aumenta el pico de corriente de retorno de un diodo asignado al semiconductor de potencia, que forma un par de conmutación con el interruptor de semiconductor de potencia de conmutación y, dado el caso, los tiempos de subida más rápidos de los semiconductores causan interferencias electromagnéticas adicionales o se producen efectos parasitarios. Por las razones indicadas en primer lugar se puede sobrepasar, dado el caso, la zona de trabajo segura de los semiconductores o la zona de operación segura (SOA). Esto se puede evitar mediante el encendido de una primera tensión de excitación en el rango normal de 10-15 voltios en el caso de un IGBT o MOSFET. Además, en un proceso de encendido sin una tensión de excitación elevada, las medidas de protección contra cortocircuitos ya previstas, que normalmente se activan directamente después del proceso de encendido, en particular la supervisión del cortocircuito 1, se pueden reutilizar sin una adaptación adicional. El tipo "cortocircuito 1" está caracterizado por un encendido directo de un IGBT en un cortocircuito. En el caso de la supervisión correspondiente del cortocircuito 1, inmediatamente después del encendido se verifica si existe un cortocircuito, que en consecuencia ya estaba presente antes del encendido del interruptor de semiconductor de potencia. Con la invención, la supervisión del cortocircuito 1 se puede conservar inmediatamente después del encendido a los umbrales de desaturación correspondientes para la tensión de excitación estándar. La conmutación al segundo nivel positivo elevado de la tensión de excitación se realiza preferentemente solo después de la supervisión completa del cortocircuito 1.

Si se detectan las condiciones que son características de que el proceso de encendido se considera como terminado o el interruptor de semiconductor de potencia está conectado, se puede aplicar una segunda tensión de excitación más alta a la conexión de control del interruptor de semiconductor de potencia conforme a la invención (dado el caso después de la supervisión completa del cortocircuito 1). La tensión de excitación aumentada aumenta el rango de saturación de tensión, ya que el llamado "pinch-off", es decir, el corte del canal conductor por debajo de la puerta, solo se utiliza a corrientes más altas y se aumenta la conductividad del canal. Por lo tanto, para el interruptor de semiconductor de potencia se reducen la tensión de paso y las pérdidas de conducción en el funcionamiento conductor. Además, de este modo se reduce también la temperatura de la capa de barrera del interruptor de semiconductor de potencia en comparación con una tensión de excitación menor en el funcionamiento conductor. Cada interruptor de semiconductor de potencia en sí mismo y un convertidor de corriente construido con una pluralidad de tales interruptores de semiconductor de potencia pueden conducir corrientes más altas o asumir la misma sobrecarga durante un período de tiempo más largo. La mejora del comportamiento térmico de los interruptores de semiconductor de potencia mediante el procedimiento según la invención tiene como consecuencia también costes reducidos para el sistema de refrigeración asociado, incluyendo los disipadores de calor, medios para la circulación de un fluido refrigerante, etc., así como una reducción de costes de semiconductores. Se requiere un pequeño sobredimensionamiento de los interruptores de semiconductor de potencia para vencer a las condiciones de sobrecarga incluso a corto plazo.

Sin querer estar unido a los valores, se estima que se podría lograr una reducción de las pérdidas de conducción de un interruptor de semiconductor de potencia de hasta un 10 % o incluso más. Esto podría dar como resultado una potencia correspondientemente mayor de un convertidor de corriente multipunto modular en el funcionamiento del inversor con una frecuencia de conmutación baja en el rango de 100 a 150 Hz con la misma tensión térmica. Por lo tanto, el mismo convertidor de corriente puede aumentar su potencia de salida nominal para situaciones de sobrecarga u otras situaciones críticas o puede vencer las mismas condiciones de sobrecarga durante un período de tiempo más largo.

El valor elevado de la segunda tensión de excitación puede ser, por ejemplo, de 15-20 V. En formas de realización preferidas se puede situar en aproximadamente 17-18 V. También están previstas aplicaciones en las que la segunda tensión de excitación es mayor que el rango especificado para el funcionamiento continuo del interruptor de semiconductor de potencia, en particular mayor de 20 V para un IGBT o un MOSFET. Por ejemplo, se puede situar en 30 V o más. A continuación, las pérdidas de conducción se reducen aún más o se vencen corrientes aún más altas a través de fallos en la red o requisitos de sobrecarga.

Según la invención, la tensión aplicada a la conexión de control del interruptor de semiconductor de potencia se regula al segundo valor de la segunda tensión de excitación en un bucle de regulación cerrado. A este respecto se puede recurrir a la tensión de paso medida en el interruptor de semiconductor de potencia y/o la corriente medida a través de este como la magnitud de medición que sirve para la restitución para el bucle de regulación. Una regulación directa puede adaptar la tensión de paso en el caso de una corriente dada de forma más precisa en función de su altura y/o de la tensión de saturación de colector-emisor. La regulación se puede realizar con un circuito analógico o con medios digitales, por ejemplo, sobre la base de una disposición de puertas lógicas programables en campo (FPGA).

En general, la aplicación de la primera tensión de excitación puede se puede realizar como reacción a la recepción de una señal de control de un dispositivo de control de orden superior. La señal de control puede representar el estado de consigna del interruptor de semiconductor de potencia, tal como se predetermina por el dispositivo de control de orden superior. El dispositivo de excitación aguas abajo, por ejemplo, un circuito de controlador de puerta cercano a un semiconductor, proporciona la excitación adecuada del interruptor de semiconductor de potencia durante el encendido y en el estado conductor del mismo conforme al procedimiento según la invención.

La detección de condiciones que caracterizan el avance de un proceso de encendido del interruptor de semiconductor de potencia comprende una detección de al menos un parámetro de funcionamiento en el interruptor de semiconductor de potencia, donde a los parámetros de funcionamiento pertenecen al menos un potencial de tensión, por ejemplo, el potencial en el colector (drenaje), en el emisor (fuente) o en la conexión de puerta en el caso de un IGBT (MOSFET) y/o la corriente de carga (corriente del colector, corriente de drenaje) a través del interruptor de semiconductor de potencia. Adicionalmente, se puede detectar el período de tiempo desde la aplicación de la primera tensión de excitación a la conexión de control.

En una forma de realización especialmente ventajosa de cualquier procedimiento mencionado anteriormente, la detección de condiciones que son características de que el proceso de encendido se considera como terminado se puede basar en una detección de tiempo, en tanto que se detecta el desarrollo de un período de tiempo tth = td(on) tr tadd desde el momento de la aplicación de la primera tensión de excitación. En este caso, td(on) es el retardo de encendido, que es el retardo entre el encendido en la conexión de control (aquí definido en particular en un 10 % de la tensión de puerta positiva) hasta alcanzar un 10 % de la corriente de carga, por ejemplo, la corriente de colector o la corriente de drenaje, mientras que tr es el tiempo de aumento de la corriente a través del interruptor de semiconductor de potencia. Estos parámetros están especificados para el respectivo tipo de interruptor de semiconductor de potencia en las hojas de datos correspondientes o se pueden determinar para relaciones divergentes con respecto a la tensión, la inductancia del circuito de conmutación, la temperatura de la capa de barrera para resistencias de puerta correspondientes y la excitación mediante medición. tadd es un tiempo adicional que tiene en cuenta el periodo de tiempo dependiente en particular del tipo de controlador de puerta entre la aplicación de la tensión de puerta o la tensión de excitación y el momento de alcanzar un 10 % de la corriente de colector o de drenaje y, además, puede tener en cuenta que durante y poco después del encendido se pueden realizar supervisiones y medidas de protección contra cortocircuitos que requieren un período de tiempo determinado. En general, esta constante de tiempo adicional tadd se puede situar en el rango de 0-20 microsegundos. Preferentemente es de entre 5-15 microsegundos. Si es necesario, tadd también puede ser más de 15 microsegundos. Por lo tanto, se espera una duración total tth desde el encendido del interruptor de semiconductor de potencia, que es preferentemente de a al menos 25 microsegundos o incluso de más de 30 o 35 microsegundos dependiendo del componente semiconductor y preferentemente de modo que se haya completado la supervisión del cortocircuito 1.

En una alternativa ventajosa de un procedimiento según la invención, la detección de condiciones que son características de que el proceso de encendido se considere terminado puede presentar que se ha completado una supervisión de cortocircuito, en la que se comprueba si existe un encendido directo en un cortocircuito (cortocircuito 1), donde la segunda tensión de excitación se aplica cuando se determina que no existe un cortocircuito 1. Por lo tanto, la finalización de la supervisión del cortocircuito 1 en sí mismo desencadena la conmutación de la tensión de excitación al segundo nivel. Un cortocircuito 1 se puede detectar, por ejemplo, mediante la supervisión de la tensión colector-emisor o la tensión de paso, las velocidades de cambio de la corriente del colector y/o la tensión colector-emisor, la tensión de excitación y/o la corriente a través del interruptor de semiconductor de potencia. La supervisión para el tipo de cortocircuito 1 generalmente dura un máximo de 15 microsegundos.

Según la invención, la detección de condiciones que son características de que el proceso de encendido se considera como terminado, presenta que se cumple al menos uno de los siguientes criterios: Un primer criterio se cumple cuando se detecta que la tensión en la conexión de control (por ejemplo, la tensión de la puerta) alcanza o excede un tercer valor umbral, que es mayor que un valor de la meseta Miller de la tensión de excitación. Al encender un IGBT o MOSFET, la tensión en la puerta se eleva inicialmente hasta una zona llamada "meseta de Miller", en la que la tensión se mantiene aproximadamente constante durante un corto período de tiempo, aunque los portadores de carga continúan fluyendo hacia el electrodo de control (la puerta). Estos portadores de carga se utilizan en esta fase para el transbordo de la capacidad del puerta-colector o de puerta-drenaje. Después de pasar por la meseta de Miller, la tensión de la puerta aumenta a su valor definitivo. El paso y abandono de la meseta Miller de la tensión de puerta se pueden detectar y utilizar como criterio para aplicar la segunda tensión de excitación.

El tercer valor umbral puede ser al menos un 90 % del valor de la primera tensión de excitación. Preferentemente, es al menos el 95 % del valor de la primera tensión de excitación.

Como otro criterio, la detección de condiciones que son características de que el proceso de encendido se considera como terminado puede presentar que la tensión de paso, por ejemplo, la tensión colector-emisor (tensión de drenaje-fuente) de un IGBT (MOSFET), entre la primera y la segunda conexión alcanza o cae por debajo de un segundo valor umbral, que es característico de que el interruptor de semiconductor de potencia está encendido. Después del encendido, la tensión del colector-emisor desciende a un valor definitivo de la tensión de paso conforme a la corriente y a la temperatura o a UoEsat. Un segundo valor umbral adecuado detecta que la tensión del colector-emisor se ha reducido a un valor típico para el funcionamiento de conducción y que el interruptor de semiconductor de potencia está completamente encendido. De manera ventajosa, este valor umbral se sitúa ligeramente por encima de la tensión de paso máxima a esperar, que se puede determinar mediante medición para diferentes corrientes y temperaturas y, dado el caso, se determina teniendo en cuenta la dispersión de los componentes de semiconductor con un margen de seguridad.

El segundo valor umbral para la tensión de paso se puede situar, por ejemplo, en el rango de 10 V a 0,5 V. Preferentemente es menor de 5 V.

Como otro criterio adicional, la detección de condiciones que son características de que el proceso de encendido se considera como terminado puede presentar que se detecte que la corriente que fluye entre la primera y la segunda conexión, por ejemplo, corriente de colector o de drenaje, ha pasado por un pico de corriente que corresponde a un pico de corriente de retorno que se produce al encender el interruptor de semiconductor, que conmuta de un diodo a través del efecto de recuperación inversa al interruptor de semiconductor de potencia. Preferentemente se comprueba que después de pasar por el pico de corriente de retorno, la corriente ha quedado de nuevo por debajo de un primer valor umbral, en el que la velocidad de cambio dIc/dt de la corriente a través del interruptor de semiconductor de potencia asciende en cantidad a menos de un 20 %, preferentemente menos de un 10 % del aumento de corriente del 10 % al 90 % de la corriente Ic al encender el interruptor de semiconductor de potencia. Si se cumplen estas condiciones, se puede suponer que el interruptor de semiconductor de potencia está encendido y se puede aplicar la segunda tensión de excitación más alta.

En un perfeccionamiento de cualquier procedimiento mencionado anteriormente, después de la detección de las condiciones que son características de que el proceso de encendido se considera como terminado, en primer lugar se puede verificar si existen condiciones de sobrecarga, donde la segunda tensión de excitación se aplica solo en el caso de que se constante que están presentes condiciones de sobrecarga. La verificación de las condiciones de sobrecarga se puede realizar, por ejemplo, mediante la tensión de paso y/o la corriente de colector. Las condiciones de sobrecarga pueden estar presentes, por ejemplo, cuando la tensión de paso y/o la corriente de colector excede o exceden un cuarto valor umbral predeterminado, que es mayor que el segundo valor umbral o la corriente nominal del componente de semiconductor. La condición de sobrecarga para la corriente del colector se sitúa, por ejemplo, en el rango de la corriente nominal del interruptor de semiconductor de potencia, pero puede ser, dependiendo de la aplicación, también de hasta el doble del valor de la corriente nominal.

En otro aspecto de la invención se crea un dispositivo para excitar un interruptor de semiconductor de potencia reconectable, controlado por tensión, que presenta una primera y una segunda conexión, así como una conexión de control, en particular un IGBT o un MOSFET, donde el interruptor de semiconductor de potencia es conductor en el estado encendido entre la primera y la segunda conexión. El dispositivo está concebido para llevar a cabo el procedimiento, como se describió anteriormente. Para ello, el dispositivo presenta un dispositivo de detección para detectar al menos un parámetro de funcionamiento en el interruptor de semiconductor de potencia, que incluye al menos un potencial de tensión en una de las conexiones del interruptor de semiconductor de potencia y/o la corriente de carga a través del interruptor de semiconductor de potencia, y un dispositivo de regulación para regular la tensión aplicada al electrodo de control del interruptor de semiconductor de potencia al segundo valor de la segunda tensión de control en un bucle de regulación cerrado utilizando la tensión de paso medida y/o la corriente de carga medida del interruptor de semiconductor de potencia como la magnitud de medición o la magnitud de regulación que sirve para la restitución para el bucle de regulación, mientras que el interruptor de semiconductor de potencia es conductor (completamente encendido).

El dispositivo, que se puede designar, por ejemplo, como controlador de puerta, está dispuesto preferiblemente en un circuito en el entorno directo del interruptor de semiconductor de potencia. Permite excitar el o los interruptores de semiconductor de potencia correspondientes según el procedimiento según la invención para reducir sus pérdidas de conducción durante el funcionamiento. Esto lo puede realizar el dispositivo según la invención por sí mismo, sin que se deba intervenir en el control de orden superior.

En particular, el dispositivo de excitación según la invención puede presentar un dispositivo controlador que está concebido para recibir comandos de control de ON y OFF de un control superior, que caracterizan el estado de consigna del interruptor de semiconductor de potencia, y para generar tensiones de excitación para el interruptor de semiconductor de potencia conforme al procedimiento según la invención. El dispositivo puede presentar además un dispositivo de control de tiempo para detectar el período de tiempo desde la aplicación de la primera tensión de excitación a la conexión de control. Además, el dispositivo de excitación puede contener un dispositivo de evaluación que compara los parámetros o valores de tiempo detectados con valores umbral y, en función de ello, indica al circuito de controlador que genere la tensión de excitación adecuada y la coloque en la puerta del semiconductor de potencia.

Por lo demás, con respecto a las formas de realización y perfeccionamientos del dispositivo de excitación según la invención y sus ventajas, se remite a las realizaciones anteriores con respecto al procedimiento según la invención, que se aplican aquí de forma análoga.

En otro aspecto adicional de la invención se crea un convertidor de corriente para la conversión de corriente continua en corriente alterna y viceversa con una pluralidad de interruptores de semiconductor de potencia, donde a los interruptores de semiconductor de potencia está asignado respectivamente individualmente o en grupos un dispositivo como se ha descrito anteriormente. El convertidor de corriente se beneficia de las ventajas ya mencionadas anteriormente en relación con el procedimiento de excitación según la invención y el dispositivo de excitación según la invención.

En otro aspecto adicional se crea un soporte de datos que presenta instrucciones legibles por ordenador para realizar el procedimiento descrito anteriormente. Por lo tanto, la invención puede estar materializadas en forma de instrucciones legibles por ordenador para el control de un ordenador programable u otro dispositivo de cálculo programable, de tal manera que las instrucciones, cuando se ejecutan por el ordenador o los dispositivos de cálculo, llevan a cabo el procedimiento de excitación según la invención explicado anteriormente. Dichas instrucciones pueden estar realizadas en forma de un programa informático con un medio legible por ordenador que almacene las instrucciones. En particular, las instrucciones se pueden cargar en una FPGA o un microcontrolador en un dispositivo de excitación (por ejemplo, un controlador de puerta), que está determinado para suministrar la tensión de excitación para el interruptor de semiconductor de potencia.

Se pueden obtener más detalles ventajosos de las realizaciones de la invención a partir de las reivindicaciones secundarias, el dibujo y la descripción asociada. La invención se describe con más detalle a continuación con referencia a un dibujo que muestra realizaciones a modo de ejemplo de la invención, que no son de ninguna manera limitantes, donde se utilizan números de referencia idénticos en todas las figuras para designar elementos idénticos. Muestran:

Fig. 1 un sistema a modo de ejemplo con un convertidor de corriente multipunto modular construido a partir de varios submódulos para el acoplamiento de una red de suministro de energía eléctrica, de una máquina eléctrica o de otra fuente de tensión alterna con otra red o una carga para ilustrar una aplicación a modo de ejemplo de la invención, en forma de un diagrama de bloques simplificado;

Fig. 2 un diagrama de circuito simplificado de un submódulo de convertidor de corriente con una topología de medio puente, que se puede utilizar en el convertidor de corriente multipunto modular según la fig. 1 según la invención, con dispositivos de excitación asociados;

Fig. 3 un interruptor de semiconductor de potencia del submódulo según la fig. 2 con el dispositivo de excitación correspondiente en una mayor profundidad de detalle, en forma de un diagrama de bloques simplificado; Fig. 4 un diagrama de circuito de un dispositivo controlador para su uso en la unidad de excitación según la fig.

3, en representación simplificada;

Fig. 5 una representación gráfica de los desarrollos de tensión y corriente para un interruptor de semiconductor de potencia para la definición de tiempos de conmutación;

Fig. 6 un diagrama de flujo de un procedimiento según la invención para la excitación de un interruptor de semiconductor de potencia, en representación simplificada;

Fig. 7 una característica de salida de un interruptor de semiconductor de potencia en forma de un IGBT para diferentes tensiones de excitación, en representación simplificada; y

Figuras 8a y 8b diagramas de circuitos de un dispositivo de regulación para su uso en el dispositivo de excitación según la invención según una forma de realización de la invención, en representación simplificada.

En la fig. 1 se ilustra en una representación simplificada un sistema 1, que es adecuado para un sistema de distribución de corriente continua de alta tensión para la transmisión de energía eléctrica a alta tensión continua o para muchas otras aplicaciones. El sistema 1 comprende una fuente de tensión alterna 2 aquí, por ejemplo, trifásica, que puede ser, por ejemplo, una red de suministro de energía eléctrica, una máquina de corriente alterna (CA) eléctrica, un generador de CA, una instalación de energía eólica o similares A la fuente de tensión alterna 2 está conectado con su lado de tensión alterna 3 un convertidor eléctrico 4, cuyo lado de tensión continua 6 puede estar conectado a otra red de suministro de energía eléctrica a través de un dispositivo de transmisión de corriente continua no representado aquí más en detalle. La conexión del convertidor 4 a la fuente de tensión alterna 2 se puede realizar opcionalmente a través de un transformador 7.

El convertidor 4 presenta al menos un primer convertidor de corriente 8, que aquí puede ser un rectificador, para convertir una tensión alterna uN(t) del lado de tensión alterna 2 en una tensión continua del lado de salida Udc. Opcionalmente, el convertidor 4 podría presentar aquí un convertidor de corriente adicional no representado, que convierte la tensión Udc en una tensión alterna adecuada para otra red o un accionamiento eléctrico o está conectado en paralelo al primer convertidor de corriente 8. Se entiende que las funciones de los convertidores de corriente se invierten cuando el flujo de energía se realiza a la inversa hacia la red de suministro de energía o el sumidero de tensión 2.

Como se puede ver en la Fig. 1, el convertidor de corriente 8 presenta aquí seis ramas del convertidor de corriente 9a-9f, de las que dos, una superior y una inferior 9a, 9b o 9c, 9d o 9e, 9f forman respectivamente una respectiva rama de fase 11a, 11b o 11c. Cada rama de fase 11a, 11b, 11c se extiende entre un carril conductor positivo o una conexión de tensión continua positiva ("+") 12 del convertidor de corriente 8 y un carril conductor negativo o una conexión de tensión continua negativa ("- ") 13. Se entiende que el convertidor de corriente 8, dependiendo del número deseado de fases, también puede presentar solo una rama de fase 11, dos ramas de fase o también más de tres ramas de fase.

Como se puede ver además en la fig. 1, cada rama de convertidor de corriente 9a-f presenta aquí un circuito en serie de varios submódulos de convertidor de corriente 14 conectados en serie. La tensión continua Udc controlable en las conexiones de tensión continua 12, 13 del convertidor de corriente 8 se puede modificar dinámicamente a través de los estados de conmutación de los submódulos de convertidor de corriente 14 individuales. A este respecto, el número de submódulos de convertidor de corriente 14 determina el número disponible de estados de conmutación de convertidor de corriente, que posibilitan una graduación de tensión fina y una forma de tensión de alta calidad, así como altos niveles de tensión hasta niveles de transmisión de tensión continua de alta tensión (HVDC). El convertidor de corriente 8 es un convertidor de corriente multinivel o multipunto modular. Un submódulo 14 a modo de ejemplo se explica más en detalle a continuación en relación con la fig. 2.

En las ramas de convertidor de corriente 9a-f pueden estar previstos respectivamente inducciones 16 que limitan la corriente circular, que apoyan un desacoplamiento de las ramas de convertidor de corriente entre sí. En el punto de conexión entre las ramas de convertidor de corriente 9a, 9b o 9c, 9d o 9e, 9f correspondientes se sacan las respectivas conexiones de tensión alterna 17a, 17b, 17c del convertidor de corriente 8, que están conectadas con la fuente de tensión alterna 2. Las conexiones del lado de tensión continua de los primeros submódulos superiores 14 del convertidor de corriente 8 están conectadas entre sí y con el carril conductor positivo 12. De manera similar, las conexiones en el lado de tensión continua de los últimos submódulos inferiores 14 están conectadas entre sí y con la barra conductora negativa 13. Entre las barras conductoras 12, 13 se aplica la tensión continua Udc, que puede ser una alta tensión de, por ejemplo, más de 100 kV.

La fig. 2 muestra en forma de un diagrama de circuito simplificado una topología de un submódulo de medio puente 14, tal como se puede utilizar en el convertidor de corriente multipunto modular 8 según la fig. 1. Se debe prestar atención a que en lugar del submódulo de medio puente 14 también se pueden utilizar otros submódulos conocidos en la técnica en base a puentes completos o en H, células mixtas, células asimétricas y similares.

Refiriéndose a la fig.2, el submódulo 14 presenta un circuito de medio puente 18 y un condensador C, 19 conectado en paralelo al circuito de puente 18. El circuito de medio puente 18 está formado por un circuito en serie de un primer interruptor de semiconductor de potencia T1, al que está asignado un diodo de rueda libre D1 antiparalelo o conectado en paralelo en sentido contrario, y un segundo interruptor de semiconductor de potencia T2, al que está asignado un diodo de rueda libre D2 antiparalelo. Los interruptores de semiconductor de potencia T1, T2 están conectados en serie entre un primer y un segundo nodo de tensión continua o conexión de polo 21, 22, donde los diodos de rueda libre D1 y D2 están orientados en la dirección de flujo desde la segunda conexión de polo 22 inferior en la fig. 2 a la primera conexión de polo superior 21 del submódulo 14. Además, cada diodo D1, D2 está conectado con su ánodo al emisor del respectivo interruptor de semiconductor de potencia T1 o T2, que está configurado aquí como un IGBT, mientras que el cátodo está conectado con el colector respectivo del correspondiente IGBT T1 o T2.

El condensador C, 19 como acumulador de energía del submódulo 14 está conectado entre las conexiones de polo 21,22. Puede ser un condensador unipolar, que sirve como un condensador de circuito intermedio de tensión continua del submódulo 14. En otras topologías de convertidor de corriente, el condensador C también se puede omitir.

Los interruptores de semiconductor de potencia T1, T2 son interruptores excitables que están formados aquí preferentemente por IGBT. Pero, en principio, también se pueden usar otros transistores desconectables, controlados por tensión, tales como, por ejemplo, transistores de efecto de campo, en particular MOSFET, o tiristores apagados de puerta (GTO) y otros componentes electrónicos comparables, en los que la magnitud de la tensión de excitación puede influir en la tensión de paso resultante del interruptor de semiconductor de potencia durante el funcionamiento conductor. Un experto en la materia podrá transferir sin más las realizaciones que se refieran a determinadas conexiones de un IGBT a las conexiones correspondientes de otros tipos de semiconductores de potencia.

La primera conexión de polo 21 forma una primera conexión de submódulo 23, mientras que el punto de conexión entre los interruptores de semiconductor de potencia T1, T2 o los diodos de rueda libre D1, D2 forma una segunda conexión de submódulo 24. A través de las conexiones de submódulo 23, 24, los submódulos 14 se pueden conectar entre sí en serie en el convertidor de corriente 8 según la fig. 1.

Dependiendo del estado de conmutación del interruptor de semiconductor de potencia T1, T2 se puede posibilitar opcionalmente que la tensión entre la primera y la segunda conexión de submódulo 23, 24 sea cero o igual a la tensión Uc del condensador de almacenamiento C, 19 y que el condensador de almacenamiento C, 19 pueda emitir o absorber energía. Si ambos interruptores T1, T2 están apagados, el condensador C, 19 no puede emitir energía, lo que se puede utilizar ventajosamente en un caso de error externo, por ejemplo, un cortocircuito de carga.

Como se puede ver además en la fig. 2, a cada interruptor de semiconductor de potencia T1, T2 se le asigna una unidad de control 261 o 26_2, que sirve para aplicar una tensión de excitación adecuada al electrodo de control, a la puerta, al interruptor de semiconductor de potencia T1, T2 respectivo, para encenderlo o apagarlo. En el estado encendido, los interruptores de semiconductor de potencia T1, T2 son conductores, de modo que una corriente puede fluir entre el colector C y el emisor E de un respectivo IGBT T1 o T2. Las unidades de excitación 26_1 o 26_2 generan las señales de excitación S'1 o S'2 para los interruptores de semiconductor de potencia T1 y T2 en función de las correspondientes señales de control S1 o S2, que reciben las unidades de excitación desde un dispositivo de control superior. El dispositivo de control no está ilustrado en detalle en la fig. 2, no obstante, se muestra en la fig. 1 y está provisto del número de referencia 27.

De nuevo, refiriéndose a la fig. 1, el dispositivo de control 27 está previsto para controlar de forma adecuada el funcionamiento del convertidor de corriente 8 en base a las condiciones de funcionamiento momentáneas. Las trayectorias de control están indicadas en la fig. 1 por claridad mediante flechas a trazos 28 que salen del dispositivo de control 27. En base a las señales de control S, los dispositivos de excitación 26 excitan de forma adecuada los interruptores de semiconductor de potencia T correspondientes de los submódulos 14 de todas las ramas de convertidor de corriente 9a-f, para generar a partir de la tensión de red uN(t) o sus transformadas en las conexiones de tensión alterna 17a-c una tensión continua Udc deseada entre las conexiones de tensión continua 12, 13 del convertidor de corriente 8 o viceversa. Las señales de control o de conmutación S adecuadas para ello se determinan por el equipo de control 27 en función de las condiciones de funcionamiento o parámetros actuales, que se miden o determinan continuamente durante el funcionamiento por un dispositivo de supervisión no representado aquí con más detalle. En la fig. 1 se indican trayectorias de medición mediante flechas a trazos 29 que entran en el dispositivo de control 27. Se pueden detectar o medir directamente tensiones de fase y/o corrientes de fase en las conexiones de tensión alterna 17a-c, corrientes de rama en las ramas de convertidor de corriente 9a-f y/o la corriente de circuito intermedio en el circuito intermedio de tensión continua, potenciales en las conexiones de tensión continua 12, 13 para la detección de la tensión de circuito intermedio Udc y/u otras magnitudes. Algunas magnitudes se pueden determinar a partir de magnitudes detectadas con relaciones generalmente conocidas para corrientes y tensiones eléctricas.

La pluralidad de interruptores de semiconductor de potencia T en el convertidor de corriente 8 pueden generar pérdidas considerables durante el funcionamiento, incluyendo pérdidas de conmutación y pérdidas de conducción, que pueden provocar altas pérdidas de energía y costes de funcionamiento adicionales del convertidor de corriente.

En este sentido, es importante minimizar las pérdidas de los interruptores de semiconductor de potencia individuales T con el fin de reducir claramente las pérdidas totales. Esto se consigue mediante la excitación según la invención de los interruptores de semiconductor de potencia T.

La fig. 3 muestra un interruptor de semiconductor de potencia T con el equipo de excitación 26 correspondiente en mayor profundidad de detalle. Como se puede ver en la fig. 3, el dispositivo de excitación 26 puede estar dispuesto preferentemente en el entorno inmediato del interruptor de semiconductor de potencia T correspondiente, por ejemplo, en la misma placa de circuitos impresos, en un marco de montaje común o de otra manera cerca de este. Para recibir las órdenes de conmutación o las señales de control S del dispositivo de control de orden superior 27, que puede estar más lejos del dispositivo de excitación 26 o también ser un control externo, el dispositivo de excitación 26 presenta una conexión de entrada 32, que puede estar conectada con el dispositivo de control 27 a través de una línea de control 28.

Como se desprende de la fig. 3, la unidad de excitación en la forma de realización representada presenta un dispositivo de control de tiempo 33, un dispositivo de detección de tensión 34 y un dispositivo de detección de corriente 36. Aunque los dispositivos 33-36 están representados aquí todos como presentes en el dispositivo de excitación 26, no todos los dispositivos 33-36 deben estar previstos conjuntamente. En principio, uno de los dispositivos 33, 34 y 36 es suficiente para implementar el procedimiento de excitación según la invención. En cualquier caso, el dispositivo de excitación 26 presenta además una unidad de evaluación 37, que está concebida para evaluar las señales recibidas de los dispositivos 33, 34 o 36, y un dispositivo controlador 38, que está concebido para generar una señal de excitación S' adecuada, que se aplica a la conexión de puerta G del interruptor de semiconductor de potencia T.

El dispositivo de control de tiempo 33 sirve para detectar el período de tiempo desde la recepción de un comando de conmutación S del dispositivo de control 27 o desde la aplicación de una tensión de excitación S' a la conexión de puerta G del interruptor de semiconductor de potencia T y para entregar una señal que caracteriza la duración de tiempo al dispositivo de evaluación 37.

El dispositivo de detección de tensión sirve para detectar potenciales de tensión en la conexión de colector C y/o en la conexión de puerta G del interruptor de semiconductor de potencia T respecto a la conexión de emisor E o al potencial de emisor interno e del circuito de controlador, cuyo potencial sirve preferentemente para las mediciones de tensión como potencial de referencia, y para enviar para ello señales de medición de tensión características al dispositivo de evaluación. La detección de tensión se puede efectuar directamente en la conexión respectiva, por ejemplo, con la ayuda de un divisor de tensión. Alternativamente, algunas tensiones se pueden determinar indirectamente partiendo de otros parámetros medidos en el circuito.

El dispositivo de detección de corriente 36 está concebido para detectar la corriente de carga a través del interruptor de semiconductor de potencia T, que aquí es la corriente de colector Ic, que es igual a la corriente de emisor I^e. Para la detección de corriente está previsto un sensor de corriente 39 preferentemente en la conexión de emisor E del interruptor de semiconductor de potencia T. La detección de corriente se puede determinar también conociendo el valor de la inductancia parásita entre la conexión de emisor auxiliar y principal del interruptor de semiconductor de potencia mediante la integración de la tensión o mediante una medición de tensión en una resistencia de derivación. El dispositivo de detección de corriente 36 envía una señal de corriente que caracteriza la corriente de carga o de colector Ic al dispositivo de evaluación 37.

El dispositivo de evaluación 37 recibe las señales de medición detectadas por el dispositivo de control de tiempo 33, el dispositivo de detección de tensión 34 y el dispositivo de detección de corriente 37, así como los comandos de conmutación de ON y OFF S y evalúa estas señales para indicar al dispositivo controlador 38 que genere las señales de excitación S' requeridas respectivamente.

En particular, el dispositivo de evaluación 37 está concebido para, en función de un comando de conmutación ON S del dispositivo de control 27, hacer que el dispositivo controlador 38 encienda el interruptor de semiconductor de potencia T y, en función de un comando de conmutación OFF S del dispositivo de control 27, hacer que el dispositivo controlador 38 apague el interruptor de semiconductor de potencia T. El dispositivo de evaluación 37 está concebido además para reconocer, por medio de las señales suministradas por el dispositivo de control de tiempo 33, el dispositivo de detección de tensión 34 y el dispositivo de detección de corriente 36, condiciones que son características de que el proceso de encendido se considera como terminado. En este caso, el dispositivo de evaluación 37 envía una señal de evaluación correspondiente al dispositivo controlador 38, que hace que este aplique una tensión de excitación adecuada para el estado de conducción del interruptor de semiconductor de potencia T en la conexión de control del interruptor de semiconductor de potencia T.

Durante el encendido del semiconductor de potencia T se aplica una primera tensión de excitación que presenta un primer valor, mientras que después del reconocimiento de que el semiconductor de potencia T está completamente encendido o conectado, se aplica una segunda tensión de excitación a la conexión de control G, que presenta un segundo valor que es mayor que el primer valor. En otras palabras, el interruptor de semiconductor de potencia T se controla en el estado conductor con una tensión de excitación más alta. La lógica del dispositivo de evaluación 37 se explica en más detalle a continuación en relación con la fig. 6.

El dispositivo de controlador 38 recibe señales de evaluación del dispositivo de evaluación 37 y, en función de estas, genera las señales de excitación S' adecuadas respectivamente para el interruptor de semiconductor de potencia T, para encenderlo, apagarlo y hacerlo funcionar de forma adecuada en el estado encendido. Por lo tanto, el dispositivo controlador 38 debe ser capaz de generar al menos dos niveles positivos diferentes de la tensión de excitación S' para el interruptor de semiconductor de potencia T. Un dispositivo controlador 38 a modo de ejemplo que es capaz de ello se ilustra en la fig. 4.

Refiriéndose a la fig. 4, el dispositivo controlador 38 representado a modo de ejemplo presenta una primera, una segunda y una tercera fuente de tensión 41,42, 43, que están conectadas entre sí en serie con la misma polaridad. La primera fuente de tensión 41 es una fuente de tensión positiva que puede ser, si es necesario, pero no necesariamente, una fuente de tensión variable que, en función de un modo de funcionamiento, puede suministrar diferentes valores de tensión positivos. También puede estar prevista una fuente de tensión constante 41 con un valor de tensión fijo Ux.

La segunda fuente de tensión 42 (Upos) y la tercera fuente de tensión 43 (Uneg) son fuentes de tensión constantes que pueden presentar valores de tensión iguales o también diferentes. Por ejemplo, Upos puede ser de aproximadamente 10-15 V, mientras que Uneg puede ser de aproximadamente -5 V a -15 V. Upos o Uneg determinan las tensiones de excitación que se aplican al encender o apagar el interruptor de semiconductor de potencia T a la conexión de puerta.

El polo positivo de la segunda fuente de tensión 42 está conectado a través de un primer interruptor S1, que aquí está formado por un MOSFET de canal p, un diodo 44 y una resistencia de conexión Ron con la conexión de puerta G del interruptor de semiconductor de potencia T. El diodo 44 está conectado en la dirección de flujo desde la conexión de drenaje D del interruptor S1 en la dirección de la conexión de puerta G del interruptor de semiconductor de potencia T con la resistencia de encendido Ron.

El polo negativo de la tercera fuente de tensión 43 Uneg está conectado a través de un segundo interruptor S2 en forma de un MOSFET de canal p con una resistencia de apagado Roff, que está conectada, por un lado, con la conexión de drenaje D del segundo interruptor S2 y, por otro lado, con la conexión de puerta G del interruptor de semiconductor de potencia T. Las resistencias de encendido y apagado Ron y Roff se pueden seleccionar de forma adecuada para optimizar los procesos de conmutación. Los procesos de conmutación se explican con más detalle a continuación en relación con la fig. 5.

Como se puede ver además en la fig. 4, el punto de conexión 46 entre la segunda y la tercera fuente de tensión 42, 43 está conectado con el emisor E del interruptor de semiconductor de potencia T y sirve como punto de referencia local e para el circuito de excitación, así como para el dispositivo controlador 38. El emisor E del interruptor de semiconductor de potencia T y el punto de referencia local e también pueden estar desacoplado mediante una resistencia adicional para el funcionamiento de conmutación.

El polo positivo de la primera fuente de tensión 41 está conectado a través de un tercer interruptor S3, que está formado por un MOSFET de canal p, con el punto de conexión entre el cátodo del diodo 44 y la resistencia de encendido Ron.

Cuando el primer interruptor S1 está encendido, mientras el segundo y el tercer interruptor S2, S3 están apagados, la tensión Upos de la segunda fuente de tensión 42 se aplica a través del diodo 44 y la resistencia de encendido Ron al terminal de puerta G del interruptor de semiconductor de potencia T para encender el interruptor de semiconductor de potencia T. Cuando el segundo interruptor S2 está encendido, mientras los otros dos interruptores S1 y s 3 están apagados, la tensión negativa -Uneg de la tercera fuente de tensión 43 se aplica a través del interruptor S2 y la resistencia de apagado Roff al terminal de puerta G del interruptor de semiconductor de potencia T para apagarlo. Cuando el tercer interruptor S3 está conectado, mientras que al menos el interruptor S2 está apagado (interruptor S1 también puede permanecer encendido), la tensión de suma Ux Upos de la primera y segunda fuente de tensión 41, 42 se aplica a través del interruptor S3 y la resistencia de encendido Ron a la conexión de puerta G del interruptor de semiconductor de potencia T. Esto se realiza según la invención tan pronto como se detectan condiciones que indican que el proceso de encendido está completado, es decir, que el interruptor de semiconductor de potencia T está conectado.

Para aclarar el modo de funcionamiento del dispositivo de excitación 26 según la invención se hace referencia en primer lugar a la fig. 5, que ilustra los desarrollos temporales de la tensión de puerta-emisor U^ge, de la tensión de colector-emisor Uce y de la corriente del colector Ic durante el encendido, apagado y durante el estado conductor de un IGBT. Las explicaciones son válidas para un MOSFET de manera similar. Si en el momento fe se enciende el IGBT mediante la aplicación de una tensión de puerta U^g, entonces la tensión de puerta-emisor U^geaumenta primero ligeramente de forma retardada, se vuelve positiva, alcanza el 10 % de su valor y a continuación la denominada tensión umbral Uth, a la que el IGBT comienza a conducir corriente. La tensión de colector-emisor Uce muestra una reducción de la tensión en la proporción que disminuye en la inductancia del circuito de conmutación. Por consiguiente, la corriente de colector Ic solo comienza a aumentar después de un retardo de encendido td(on). El retardo de encendido td(on) se define entre el momento en que la tensión de puerta-emisor en un IGBT (o la tensión de la puerta-fuente en un MOSFET) es de aproximadamente un 10 % y el momento en que la corriente del colector Ic (o la corriente del drenaje Id) es de aproximadamente un 10 % de su valor nominal estacionario.

La tensión de puerta- emisor Uge no aumenta directamente al valor final aplicado, sino que alcanza en primer lugar la llamada "meseta de Miller" 47, sobre la que la tensión de puerta-emisor permanece inicialmente constante. Hasta ese momento aumenta la corriente en el IGBT. Al llegar a la meseta de Miller, el diodo conmutador comienza a absorber la tensión, por lo que cae la tensión del colector-emisor del IGBT. En este momento se produce el llamado efecto de recuperación inversa en el diodo conmutador, que se representa como pico de corriente o de corriente de retorno 48 en la corriente de colector del IGBT. Los portadores de carga que entran en el electrodo de puerta se utilizan durante este período de tiempo para cargar la capacidad de puerta-colectora del IGBT (o la capacidad de puerta-drenaje del MOSFET). Durante la meseta de Miller 47, la tensión de colector-emisor Uce disminuye primero con una primera velocidad de cambio de tensión de colector-emisor dUce/dt alta y a continuación con un valor dUce/dt menor, hasta que alcanza su valor final UcEsat, en el que el interruptor de semiconductor de potencia está completamente encendido o conectado.

La duración de tiempo desde el momento en que la corriente del colector es de un 10 % de la corriente nominal hasta el momento en que es de un 90 % de la corriente nominal se denomina como tiempo de subida tr. Después de la recarga o el final de la meseta de Miller, la tensión de puerta-emisor Uge aumenta hasta el valor final, que se ha aplicado por el controlador de puerta, por ejemplo, el dispositivo controlador 38. Después de alcanzar el valor definitivo de la tensión de puerta-emisor, el componente está completamente encendido y la tensión de colectoremisor ha alcanzado UcEsat.

Durante la desconexión, la tensión de puerta-emisor U^gecae analógicamente primero sobre la meseta de Miller 47, en la que permanece durante un breve tiempo antes de caer al valor aplicado, la mayoría de las veces un valor negativo de -5 a -15 V. La tensión Uce aumenta y atraviesa una sobretensión de desconexión 49, que depende de la tensión de puerta-emisor U^geaplicada y de la velocidad de cambio de corriente del colector dIc/dt y de la inductancia del circuito de conmutación. La corriente del colector Ic solo comienza a caer después de un retardo de desconexión td(off) después de la desconexión. El período de tiempo tf entre el momento en que la corriente del colector Ic es de un 90 % del valor nominal y el momento en que es de un 10 % del valor nominal se denomina como tiempo de caída tf. El retardo de encendido td(on), el tiempo de subida tr, la velocidad de cambio de corriente de colector, el retardo de desconexión t d f el tiempo de caída tf, la tasa de caída, etc., tal como están representados en la fig. 5, son característicos de un tipo específico de semiconductor de potencia y se especifican en las hojas de datos correspondientes o se pueden determinar mediante medición en el convertidor de corriente o en los componentes del convertidor de corriente para las condiciones de conmutación correspondientes. Factores como la temperatura, la corriente, la tensión y el controlador de puerta influyen en estos tiempos.

En la técnica se han propuesto numerosos métodos para optimizar los transitorios de conmutación mediante el encendido multietapa, mediante perfiles de corriente de puerta o desarrollos de tensión de puerta optimizados, mediante el diseño de las resistencias de encendido y apagado y mediante el control de la velocidad de cambio de tensión de colector-emisor y/o la velocidad de cambio de corriente de colector de un IGBT durante un proceso de conmutación, con el fin de minimizar, entre otras cosas, las pérdidas de conmutación. Todos estos métodos están dirigidos a la optimización del comportamiento de conmutación o de los procesos de conmutación como tales. La invención, por el contrario, tiene como objetivo una optimización del funcionamiento de conducción de un interruptor de semiconductor de potencia, con el fin de minimizar las pérdidas de conducción. Esto se debe describir con más detalle en base a la fig. 6.

La figura 6 muestra un procedimiento según la invención para la excitación de un interruptor de semiconductor de potencia reconectable, controlado por tensión, por ejemplo, los interruptores de semiconductor de potencia T, T1, T2 representados en las figuras 2-4, que en particular pueden ser IGBT o MOSFET u otros interruptores de semiconductor de potencia reconectables, controlados por tensión, que se pueden encender o apagar aplicando una tensión de excitación a su conexión de control, la conexión de puerta, donde en el estado encendido conducen una corriente, en particular corriente de colector, entre una primera y una segunda conexión, por ejemplo, el colector y el emisor.

El procedimiento comienza en la etapa S1, en la que se recibe una señal de control, en particular un comando de conmutación ON S, de un control de orden superior, en particular del dispositivo de control 27. El comando de conmutación ON se recibe, por ejemplo, por el dispositivo de control de tiempo 33 representado en la fig. 3 y el dispositivo de evaluación 27. El dispositivo de evaluación 37 puede hacer entonces esencialmente de inmediato que el dispositivo de accionamiento 38 encienda el interruptor de semiconductor de potencia T.

Para el encendido del interruptor de semiconductor de potencia T se aplica, como se ilustra en la etapa S2 en la fig.6, una primera tensión de excitación, en particular tensión de puerta, que presenta un primer valor, a la conexión de control (puerta) del interruptor de semiconductor de potencia T. El primer valor puede ser, por ejemplo, 10 V -15 V. Mediante la aplicación de la tensión de excitación se conecta el interruptor de semiconductor de potencia T de la manera descrita junto con la fig. 5.

El dispositivo de evaluación 37 también puede indicar con un retardo determinado al dispositivo controlador 38 que encienda el interruptor de semiconductor de potencia. En este caso, el dispositivo de evaluación del dispositivo de control de tiempo informa del momento en el que se aplica la primera tensión de excitación a la conexión de control del interruptor de semiconductor de potencia. El dispositivo de control de tiempo 33 comienza entonces preferentemente la medición del tiempo con este evento de la aplicación de la primera tensión de excitación. En la etapa S3 se detectan condiciones que caracterizan el avance del proceso de encendido del interruptor de semiconductor de potencia. Por ejemplo, el dispositivo de control de tiempo 33 detecta la duración de tiempo desde la aplicación de la primera tensión de excitación. De forma alternativa o adicional, el equipo de detección de tensión 34 puede medir o determinar el valor momentáneo de la tensión de colector-emisor U^ceo de la tensión de puertaemisor Uge. Como alternativa adicional o adicionalmente, la corriente de carga a través del interruptor de semiconductor de potencia, es decir, la corriente de colector Ic, se puede medir o determinar por medio del dispositivo de detección de corriente 36. La o las señales del dispositivo de control de tiempo 33, del dispositivo de detección de tensión 34 y/o del dispositivo de detección de corriente 36 se le suministran al dispositivo de evaluación 37 para la supervisión.

En la etapa S4 se comprueba si existen condiciones que son características de que el proceso de encendido se considera como terminado. Esto puede ocurrir de muchas maneras.

En una forma de realización, por ejemplo, la señal se puede evaluar por el dispositivo de detección de corriente 36, que caracteriza la corriente del interruptor de semiconductor de potencia, por ejemplo, la corriente del colector Ic. Si la corriente Ic ha pasado por un pico de corriente de retorno que corresponde al diodo conmutador correspondiente, tal como, por ejemplo, el pico de corriente 48 en la fig. 5, y ha caído de nuevo a un primer valor umbral Th1, en el que la velocidad de cambio de corriente de colector dIc/dt asciende en cantidad a menos de un 20 %, preferentemente menos de un 10 % del aumento de corriente del 10 % al 90 % de la corriente Ic al encender el interruptor de semiconductor de potencia T (período de tiempo tr en la fig. 5), el interruptor de semiconductor de potencia T se puede considerar completamente encendido. Entonces se puede aplicar la segunda tensión de excitación más alta.

Las formas de realización basadas en una evaluación de la corriente del colector pueden ser muy efectivas, pero debido a la detección de corriente de colector requerida pueden implementarse de forma relativamente compleja. En otras formas de realización más preferidas, la tensión de paso medida del interruptor de semiconductor de potencia, es decir, por ejemplo, la tensión de colector-emisor Uce, se utiliza para comprobar si el proceso de encendido se considera como terminado. Si la tensión de paso alcanza o cae por debajo de un segundo valor umbral Th2, que es característico de que el interruptor de semiconductor de potencia está encendido, se pasa a la etapa S5.

El segundo valor umbral Th2 se puede determinar en función de la tensión de paso máxima posible en el interruptor de semiconductor de potencia en el estado conductor. Mediante mediciones se puede determinar la tensión de paso máxima posible para el funcionamiento normal. Teniendo en cuenta las incertidumbres de medición del dispositivo, el comportamiento en el tiempo y la dispersión de los componentes de semiconductor, se puede seleccionar entonces el segundo valor umbral Th2. Los factores de influencia pueden ser aquí la dependencia del comportamiento de conmutación de la tensión de excitación, las resistencias de puerta, la inductancia de circuito de dispersión o conmutación del circuito, las condiciones térmicas durante el funcionamiento, y otros. El segundo valor umbral Th2 puede estar en el rango de 10 V a 0,5 V, preferiblemente es menor de 5 V.

En otras formas de realización igualmente ventajosas, se puede recurrir a la tensión en el electrodo de control, por ejemplo, la tensión de puerta, para la detección de condiciones que son características de que el proceso de encendido se considere como terminado. Si la tensión en el electrodo de control alcanza o excede un tercer valor umbral Th3, que es mayor que un valor de la meseta de Miller de la tensión de excitación, por ejemplo, la meseta de Miller 47 en la fig. 5, la condición anteriormente mencionada se puede considerar como satisfecha. El tercer valor umbral puede ser preferentemente de al menos un 90 % del valor de la primera tensión de excitación aplicada. Ventajosamente, también puede ser de más de un 95 % del valor de la primera tensión de excitación.

En formas de realización especialmente preferidas se detecta la duración de tiempo desde el momento de la aplicación de la primera tensión de excitación y se utiliza para verificar la condición que es característica de que el proceso de encendido se considere como terminado. Si el período de tiempo excede el umbral de tiempo especificado tth = t td(on) t r tadd, la condición anteriormente mencionada se considerará como satisfecha. A este respecto, td(on) es el retardo de encendido, como se ilustra en la fig. 5, mientras que tr es el tiempo de subida de la corriente, por ejemplo, la corriente del colector, del interruptor de semiconductor de potencia. Estos parámetros se especifican en las hojas de datos para los respectivos tipos de semiconductores de potencia o se pueden determinar mediante medición en el convertidor de corriente o en los componentes del convertidor de corriente. tadd es una constante de tiempo adicional que crea una reserva de seguridad y puede tener en cuenta la duración de tiempo dependiente del comportamiento del controlador de puerta entre la aplicación de la tensión de la puerta y el momento de alcanzar un 10 % de la corriente del colector Ic y también las posibles medidas o comprobaciones de cortocircuito que pueden estar activas durante y poco después del proceso de encendido. Como se desprende de la fig. 5, mediante la constante de tiempo adicional tadd se puede colocar el momento en el que se considera como satisfecha la condición en la zona del aumento de la tensión de puerta-emisor desde la meseta de Miller 47 hasta el valor estacionario o en la zona después del pico de corriente 48. Por ejemplo, la constante de tiempo tadd puede ser de 0 a 20 |js. Preferentemente es de entre 5 y 15 |js.

En tanto que en la etapa S4 en la figura 6 se detecta que no se cumple la condición para el interruptor de semiconductor de potencia conectado (no), el proceso vuelve a la etapa S2, donde la primera tensión de excitación permanece aplicada.

Tan pronto como en la etapa S4 se detecta que se cumple la condición para el interruptor de semiconductor de potencia encendido (sí), el procedimiento avanza a la etapa S5. En la etapa S5 se aplica entonces una segunda tensión de excitación, que presenta un segundo valor que es mayor que el primer valor, a la conexión de control del interruptor de semiconductor de potencia para operar este en el estado conductor.

Por ejemplo, la segunda tensión de excitación se puede situar en el rango entre 15 V y 20 V. En particular, cuando la primera tensión de excitación es de 15 V, puede ser de 17 V.

En la fig. 7 está ilustrada la característica de salida para un interruptor de semiconductor de potencia, en particular un IGBT, para diferentes tensiones de puerta-emisor U^gede 12 V, 15 V, 17 V y 20 V. Está representada la corriente de colector Ic por encima de la tensión de colector-emisor U^ce, donde en esta representación son interesantes esencialmente los rangos de saturación. Con tensión de puerta-emisor Uge creciente, la corriente de saturación o el rango de saturación de la corriente del colector Ic aumenta en comparación con la tensión U^ce. Si ahora se aumenta la tensión de puerta-emisor Uge, por ejemplo, de 15 V a 17 V en el estado conductor, conectado del interruptor de semiconductor de potencia, entonces se aumenta el rango de saturación de tensión y se reduce la tensión de paso U^cedel interruptor de semiconductor de potencia. Esto tiene como resultado menores pérdidas de conducción del interruptor de semiconductor de potencia durante el funcionamiento de conducción. La resistencia de canal del interruptor de semiconductor de potencia disminuye y también la temperatura de la capa de barrera del interruptor de semiconductor de potencia disminuye con la corriente del colector dada. De este modo se pueden reducir las medidas que se requieren para enfriar el interruptor de semiconductor de potencia, lo que tiene como consecuencia una reducción de los costos para la implementación. El semiconductor de potencia también puede vencer mejor las condiciones de sobrecarga a corto plazo y se debe sobredimensionar menos en comparación con un funcionamiento con una tensión de puerta-emisor más baja. Las pérdidas de conducción reducidas, los requisitos de dimensionamiento y espacio repercuten de forma especialmente ventajosa en los convertidores de corriente, tal como, por ejemplo, el convertidor de corriente según la fig. 1, u otros convertidores de corriente o dispositivos que utilizan una pluralidad de interruptores de semiconductor de potencia en el funcionamiento pulsado.

En formas de realización preferidas se selecciona una tensión de excitación U^gemayor de 17 V de, por ejemplo, 20 V. Si se desea, la tensión de excitación puede ser incluso mayor que el parámetro especificado para el funcionamiento continuo del IGBT o MOSFET. Por ejemplo, la tensión de excitación puede ser más de 20 V o incluso más de 30 V.

Son posibles numerosas modificaciones en el marco de la invención. Por ejemplo, el dispositivo y el procedimiento según la invención para excitar interruptores de semiconductor de potencia no solo son adecuados en convertidores de corriente modulares, como se ilustra, sino también en topologías de convertidor de corriente arbitrarias, también en convertidores de corriente convencionales de nivel 2 y nivel 3, y en otras aplicaciones. También se conocen numerosos circuitos de accionamiento o el estado de la técnica, que son capaces de aplicar una tensión de excitación multietapa necesaria aquí al electrodo de control de un interruptor de semiconductor de potencia.

En un perfeccionamiento del procedimiento, después de la detección de las condiciones, por ejemplo, las condiciones de tiempo o corriente que son características de que el proceso de encendido se considera como terminado, se puede comprobar en primer lugar si la tensión de paso Uce o la corriente de colector Ic supera un cuarto valor umbral predeterminado. El cuarto valor umbral para la tensión de paso Uce puede ser mayor que el segundo valor umbral y ascender, por ejemplo, a 5-10 V. El cuarto valor umbral para la corriente de colector I^cpuede corresponder a un valor, por ejemplo, por encima de la corriente nominal del componente de semiconductor Una presencia de una tensión de paso tan alta U^ceo de una corriente de colector tan alta indica entonces una condición de sobrecarga, donde la segunda tensión de excitación solo se aplica en el caso de que se determine que están presentes condiciones de sobrecarga. Entonces, las sobrecargas a corto plazo u otras situaciones críticas se pueden salvar mejor y las pérdidas que las acompañan se pueden reducir.

Además, la desconexión del interruptor de semiconductor de potencia también se puede realizar en dos etapas, aplicándose en primer lugar a la conexión de control, por ejemplo, la conexión de puerta G, una primera tensión de excitación que es menor que la segunda tensión de excitación en el funcionamiento conductor y que corresponde preferentemente aproximadamente a la primera tensión de excitación, mientras que después de transcurrido un período de tiempo predeterminado se aplica una tensión adecuada para la desconexión segura del interruptor de semiconductor de potencia, en particular una tensión negativa en el rango de -5 V a -15 V.

El principio según la invención y una posible implementación de la invención está ilustrado en las figuras 8a y 8b. Según la invención, la tensión aplicada al electrodo de control G del interruptor de semiconductor de potencia T se regula al segundo valor de la segunda tensión de control durante el estado conductor del interruptor de semiconductor de potencia T en un bucle de regulación cerrado de un dispositivo de regulación. El dispositivo de regulación 51 en la fig. 8a presenta el dispositivo de detección de tensión 36, que detecta la tensión de paso Uce del interruptor de semiconductor de potencia T. Una unidad de referencia 52 proporciona el valor de consigna o la magnitud guía para la tensión de paso. Un sumador 53 determina la desviación de regulación o la diferencia entre el valor de consigna y el valor real de la tensión de paso U^cey entrega la desviación de regulación a un regulador 54. El regulador 54 puede ser un regulador proporcional(P) o preferentemente un regulador integral proporcional (PI). La salida del regulador 54 da la magnitud de ajuste general a un amplificador multietapa 56 que, como elemento de ajuste, genera la tensión de puerta-emisor correspondientemente amplificada y la aplica a la conexión de puerta G del interruptor de semiconductor de potencia T. En lugar del amplificador multietapa también se puede utilizar una fuente de corriente o una fuente de tensión variable.

El dispositivo de regulación 51'representado en la fig. 8b se diferencia del representado en la fig. 8a esencialmente solo en que aquí el sumador 53 y el regulador PI 54 están sustituidos por un comparador 57, que compara el valor de consigna y el valor real de la tensión de paso Uce y proporciona en su salida una señal positiva o una negativa (o una señal cero), dependiendo de si el valor de consigna es mayor o menor que el valor real. En función del resultado comparativo del comparador 57, el amplificador multietapa 56 sube o baja la tensión de excitación para la conexión de puerta G del interruptor de semiconductor de potencia T en un nivel.

De esta manera, la tensión de paso Uce se puede regular al valor deseado dentro de ciertos límites de la característica de salida del semiconductor de potencia y de manera controlada. Se pueden evitar velocidades de cambio de corriente del colector demasiado altas durante los procesos de conmutación mediante conmutación de una sola etapa. La regulación puede estar implementada de forma analógica o digital. En lugar de la tensión de paso Uce también se puede recurrir a la corriente de carga Ic como magnitud de medición y/o regulación.

Por lo demás, el dispositivo de excitación 26 según la invención se puede realizar en forma analógica o digital. La realización digital se puede realizar sobre la base de una FPGA o un microordenador. El algoritmo con el procedimiento de excitación según la invención, tal como se describe con más detalle en combinación con la fig.

6, puede estar materializado en forma de instrucciones ejecutables por ordenador, que se pueden distribuir y utilizar en forma de un producto de programa informático, que presenta un medio legible por ordenador que almacena estas instrucciones. Como un ejemplo, un medio legible por ordenador puede comprender medios de almacenamiento por ordenador y medios de comunicación. Como se conoce por los expertos en el campo, los medios de almacenamiento por ordenador contienen medios tanto volátiles como no volátiles, intercambiables y no intercambiables, que están implementados a través de cualquier procedimiento y en cualquier tecnología para el almacenamiento de información, por ejemplo, información legible por ordenador, estructuras de datos, módulos de programa u otros datos. Los medios de almacenamiento por ordenador comprenden, sin estar limitados a ellos, RAM, ROM, EEPROM, almacenamiento flash u otras tecnologías de almacenamiento, CD-ROM, DVD o memorias de disco ópticas, casetes magnéticos, cintas magnéticas y otros dispositivos de almacenamiento magnético. Además, se conoce por los expertos en el campo que los medios de comunicación por lo general pueden materializar instrucciones legibles por ordenador, estructuras de datos, módulos de programa u otros datos en forma de una señal de datos modulada, por ejemplo, una onda portadora modulada u otro mecanismo de transporte, y pueden comprender medios de transmisión de información cualesquiera.

Se crean un procedimiento y un dispositivo para excitar un IGBT o un MOSFET u otro interruptor de semiconductor de potencia T reconectable, controlado por tensión, que presenta una primera y una segunda conexión C, E, así como una conexión de control G y que es conductor en el estado encendido entre la primera y la segunda conexión C, E. En primer lugar, se aplica una primera tensión de excitación, que presenta un primer valor, a la conexión de control G para encender el interruptor de semiconductor de potencia T, S2. A continuación se detectan condiciones que caracterizan el avance de un proceso de encendido del interruptor de semiconductor de potencia T, S3. Tan pronto como se detectan condiciones que son características de que el proceso de encendido se considera como terminado, S4, se aplica una segunda tensión de excitación, que presenta un segundo valor que es mayor que el primer valor, a la conexión de control G para operar el interruptor de semiconductor de potencia T en el estado conductor con una tensión de excitación mayor S5 para reducir sus pérdidas de conducción.

Claims

REIVINDICACIONES

1. Procedimiento para excitar un interruptor de semiconductor de potencia (T) reconectable, controlado por tensión, que presenta una primera y una segunda conexión (C, E), así como una conexión de control (G), en particular un IGBT o MOSFET, donde el interruptor de semiconductor de potencia (T) es conductor en el estado encendido entre la primera y la segunda conexión (C, E), donde el procedimiento presenta:

aplicación de una primera tensión de excitación, que presenta un primer valor, a la conexión de control (G) para encender (S2) el interruptor de semiconductor de potencia (T), y

detección de condiciones que caracterizan (S3) el avance de un proceso de encendido del interruptor de semiconductor de potencia (T), mediante la detección de al menos un parámetro de funcionamiento en el interruptor de semiconductor de potencia (T), a lo que pertenecen al menos un potencial de tensión en una de las conexiones (C, G, E) del interruptor de semiconductor de potencia (T) y/o la corriente de carga (Ic) a través del interruptor de semiconductor de potencia (T),

detección de las condiciones que caracterizan que el proceso de encendido se considera como terminado (S4), y

aplicación de una segunda tensión de excitación, que presenta un segundo valor, que es mayor que el primer valor, a la conexión de control (G) para hacer funcionar el interruptor de semiconductor de potencia (T) en el estado conductor (S5), tan pronto como se detectan condiciones que son características de que el proceso de encendido se considera como terminado (S4),

donde la segunda tensión de excitación aplicada a la conexión de control (G) del interruptor de semiconductor de potencia (T) se regula al segundo valor en un bucle de regulación cerrado (51, 51'), donde la tensión de paso medida (Uce) y/o la corriente de carga medida (Ic) del interruptor de semiconductor de potencia (T) forman la magnitud de medición que sirve para la realimentación para el bucle de regulación, y

donde la detección de las condiciones que son características de que el proceso de encendido se considera como terminado (S4) presenta que se cumple al menos uno de los siguientes criterios:

que se detecta que la tensión (Uge) en la conexión de control (G) alcanza o supera un tercer valor umbral (Th3), que es mayor que un valor de una meseta de Miller (47) de la tensión de excitación y es al menos un 90 % del valor de la primera tensión de excitación;

que se detecta que la tensión de paso entre la primera y la segunda conexión (C, E) alcanza o cae por debajo de un segundo valor umbral (Th2), que es característico de que el interruptor de semiconductor de potencia (T) está encendido, donde el segundo valor umbral (Th2) está seleccionado en función de la tensión de paso (U^ce) en el interruptor de semiconductor de potencia (T) en el estado conductor y se sitúa en el rango de 10 voltios a 0,5 voltios; y/o

que se detecta que la corriente (I^c) que fluye entre la primera y la segunda conexión (C, E) ha pasado por un pico de corriente (48) que corresponde al pico de corriente de retorno de un diodo conmutador que pertenece al interruptor de semiconductor de potencia y después del paso del pico de corriente de retorno ha caído por debajo de un primer valor umbral (Th1), en el que la velocidad de cambio (dIc/dt) de la corriente a través del interruptor de semiconductor de potencia (T) asciende en cantidad a menos de un 20 % del aumento de corriente del 10 % al 90 % de la corriente (Ic) al encender el interruptor de semiconductor de potencia (T).

2. Procedimiento según la reivindicación 1, caracterizado porque la aplicación de la primera tensión de excitación se realiza como reacción a la recepción de una señal de control (S) por un dispositivo de control de orden superior (27).

3. Procedimiento según la reivindicación 1 o 2, caracterizado porque la detección de condiciones que caracterizan la marcha de un proceso de encendido del interruptor de semiconductor de potencia (T) presenta una detección del período de tiempo desde la aplicación de la primera tensión de excitación a la conexión de control (G).

4. Procedimiento según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque la detección de condiciones que son características de que el proceso de encendido se considera como terminado, presenta que se detecta el desarrollo de un período de tiempo tth = td(on) tr tadd desde el momento de la aplicación de la primera tensión de control, donde td(on) es el retardo de encendido y tr es el tiempo de aumento de la corriente del interruptor de semiconductor de potencia, tal como están especificados para el tipo de interruptor de semiconductor de potencia, y tadd es un tiempo adicional que se sitúa preferentemente en el rango entre 0 y 20 |js, más preferiblemente entre 5 y 15 js.

5. Procedimiento según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque el segundo valor umbral (Th2) es menor de 5 voltios.

6. Procedimiento según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque el primer valor umbral (Th1) está seleccionado de tal manera que en él la velocidad de cambio (dIc/dt) de la corriente a través del interruptor de semiconductor de potencia (T) asciende en cantidad a menos de un 10 % del aumento de la corriente del 10 % al 90 % de la corriente (Ic) al encender el interruptor de semiconductor de potencia (T).

7. Procedimiento según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque el interruptor de semiconductor de potencia (T) es un IGBT o un MOSFET, la primera tensión de excitación es de 10-15 voltios y la segunda tensión de excitación es de 15-20 voltios o más.

8. Procedimiento según la reivindicación 7, caracterizado porque la segunda tensión de excitación es mayor que el parámetro especificado para el funcionamiento continuo del interruptor de semiconductor de potencia (T).

9. Dispositivo para excitar un interruptor de semiconductor de potencia (T) reconectable, controlado por tensión, que presenta una primera y una segunda conexión (C, E), así como una conexión de control (G), en particular un IGBT o un MOSFEt , donde el interruptor de semiconductor de potencia (T) en el estado encendido es conductor entre la primera y la segunda conexión (C, E), donde el dispositivo para llevar a cabo el procedimiento está concebido según cualquiera de las reivindicaciones anteriores y donde el dispositivo (26) presenta:

un dispositivo de detección (34, 36) para detectar al menos un parámetro de funcionamiento en el interruptor de semiconductor de potencia (T), a lo que pertenecen al menos un potencial de tensión en una de las conexiones (C, G, E) del interruptor de semiconductor de potencia (T) y/o la corriente de carga (Ic) a través del interruptor de semiconductor de potencia (T); y

un dispositivo de regulación (51,51') para regular la tensión aplicada al electrodo de control (G) del interruptor de semiconductor de potencia (T) sobre el segundo valor de la segunda tensión de excitación en un bucle de regulación cerrado usando la tensión de paso medida (U^ce) y/o la corriente de carga medida (Ic) del interruptor de semiconductor de potencia (T) como la magnitud de medición que sirve para la realimentación para el bucle de regulación.

10. Dispositivo según la reivindicación 9, caracterizado porque presenta un dispositivo controlador (38) que está concebido para recibir comandos de control de ON y OFF y para generar tensiones de control para el interruptor de semiconductor de potencia (T), donde el dispositivo (26) presenta además un dispositivo de control de tiempo (33) para detectar el período de tiempo desde la aplicación de la primera tensión de excitación a la conexión de control (G).

11. Convertidor de corriente para la conversión de corriente continua en corriente alterna o viceversa con una pluralidad de interruptores de semiconductor de potencia (T), donde a los interruptores de semiconductor de potencia (T) está asignado respectivamente individualmente o en grupo un dispositivo (26) según cualquiera de las reivindicaciones 9 a 10.

12. Convertidor de corriente según la reivindicación 11, que además presenta un dispositivo de control (27) para controlar el funcionamiento del convertidor de corriente (8) sobre la base de las condiciones de funcionamiento momentáneas, donde el dispositivo de control (27) está concebido para determinar señales de control y conmutación (S) para los dispositivos (26; 26_1, 26_2) en función de las condiciones de funcionamiento y parámetros actuales que se miden o determinan por un dispositivo de supervisión durante el funcionamiento en curso,

donde los dispositivos (26; 26_1, 26_2) generan señales de excitación (S', S' 1, S’2) para los interruptores de semiconductor de potencia (T) correspondientes en función de las señales de control (S) recibidas del dispositivo de control (27) y controlan los interruptores de semiconductor de potencia (T) correspondientes sobre la base de las señales de control (S).

13. Soporte de datos que presenta instrucciones legibles por ordenador para llevar a cabo el procedimiento según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 8.