CN113056864A - 电力转换装置 - Google Patents

电力转换装置 Download PDF

Info

Publication number
CN113056864A
CN113056864A CN201980075167.5A CN201980075167A CN113056864A CN 113056864 A CN113056864 A CN 113056864A CN 201980075167 A CN201980075167 A CN 201980075167A CN 113056864 A CN113056864 A CN 113056864A
Authority
CN
China
Prior art keywords
gate
circuit
voltage
power conversion
switching element
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201980075167.5A
Other languages
English (en)
Other versions
CN113056864B (zh
Inventor
上妻央
二宫隆典
嶋田尊卫
马渊雄一
目黑光
鸣岛准
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hitachi Industrial Products Ltd
Original Assignee
Hitachi Industrial Products Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hitachi Industrial Products Ltd filed Critical Hitachi Industrial Products Ltd
Publication of CN113056864A publication Critical patent/CN113056864A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN113056864B publication Critical patent/CN113056864B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/16—Modifications for eliminating interference voltages or currents

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明提供能够高可靠性地对高速半导体开关元件进行驱动控制的电力转换装置。该电力转换装置包括：具有半桥转换电路的主电路；和对半桥转换电路进行驱动的栅极电路，构成半桥转换电路的臂(30H，30L)具有一对主端子和控制端子，对臂中包括的半导体开关元件进行驱动的栅极驱动信号(GDS)被从栅极电路施加至所述控制端子，栅极电路连接在一对主端子中的一个主端子与控制端子之间，由双向开关(SWc)和电阻(Rc)串联连接而构成的钳位电路，连接在一对主端子中的一个主端子与控制端子之间。

Description

电力转换装置
技术领域
本发明涉及电力转换装置。
背景技术
近年来，对于电力转换装置，通过作为其主要部件的功率半导体组件的技术革新，实现更高速的开关动作，降低从功率半导体元件(半导体开关元件、二极管)产生的损失。由此，尤其是使冷却器小型化，结果使得电力转换装置小型化。此外，通过降低功率半导体元件的损失，提高了电力转换装置的效率。
随着IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)、功率MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属半导体场效应晶体管)等半导体开关元件的高速化，关于电力转换装置中的半导体开关元件的驱动，在高速性和高可靠性方面产生了应当考虑的各种问题。
例如，由SiC(Silicon Carbide：碳化硅)等宽带隙半导体构成的功率MOSFET、IGBT，电子饱和速度相对于Si(Silicon：硅)为约2倍以上，并且能够降低元件的厚度，因此能够进行高速开关动作。但是，这样的由宽带隙半导体构成的半导体开关元件，例如在由SiC形成的MOSFET(下面称为“SiC-MOSFET”)中，与由Si(Silicon)形成的MOSFET(下面称为“Si-MOSFET”)相比，对于栅极负偏压，保证电压的大小较小，并且栅极阈值电压下降。因此，用于避免错误动作(Turn on：接通)、超过额定值的栅极电压的容许振动范围狭小。并且，栅极电压振动时是栅极电压的跳增、跳降的大小，与开关动作的高速化具有取舍(Trade off)的关系。
进而，在SiC-MOSFET中，当栅极负偏压长时间超过保证电压时，栅极阈值电压下降。因此，随着开关速度的高速化，噪声特性劣化(开关噪声增大)。此外，在将多个半导体开关元件并联连接的情况下，因栅极阈值电压的偏差，电流不平衡增大。
作为用于高速且高可靠地驱动半导体开关元件的现有技术，例如已知专利文献1记载的技术。
在专利文献1记载的技术中，在构成半桥转换电路的2个MISFET(Metal InsulatorSemiconductor Field Effect Transistor：金属绝缘体半导体场效应晶体管)的每一个中设置有栅极端子和源感应端子。在栅极端子与源感应端子之间连接栅极二极管、能动反射镜钳位用晶体管。由此，能够抑制栅极-源极间电压的振动。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2015-126342号公报
发明内容
发明要解决的技术问题
但是，专利文献1记载的技术，没有考虑栅极阈值电压的变动等栅极驱动状态的变化。因此，进行SiC-MOSFET等高速开关元件的栅极驱动时，难以可靠地提高可靠性。
于是，本发明提供能够高可靠地对高速半导体开关元件进行驱动控制的电力转换装置。
用于解决技术问题的技术方案
为了解决上述的技术问题，本发明的电力转换装置包括：具有半桥转换电路的主电路；和对半桥转换电路进行驱动的栅极电路，构成半桥转换电路的臂具有：一对主端子；和控制端子，对臂中包括的半导体开关元件进行驱动的栅极驱动信号被从栅极电路施加至控制端子，栅极电路连接在一对主端子中的一个主端子与控制端子之间，由双向开关和电阻串联连接而构成的钳位电路，连接在一对主端子中的一个主端子与控制端子之间。
发明的效果
依照本发明，能够高可靠性地对半导体开关元件进行驱动控制。
上述内容以外的技术问题、结构和效果，通过以下的实施方式的说明变得清楚。
附图说明
图1是实施例1的电力转换装置的概略结构图。
图2表示电力转换装置100的主电路部的概略结构。
图3表示转换器102的电路结构。
图4表示逆变器103的电路结构。
图5表示斩波器104的电路结构。
图6表示实施例1中应用的功率器件的一例。
图7表示电力转换装置内的功率器件的安装例。
图8表示实施例1中的主电路的一部分和栅极电路部。
图9表示图8所示的半桥转换电路的概略的动作波形。
图10表示图8所示的半桥转换电路的概略的动作波形。
图11表示实施例2的电力转换装置中的主电路的一部分和栅极电路部。
图12表示实施例3的电力转换装置中的主电路的一部分和栅极电路部。
图13表示图12所示的半桥转换电路的概略的动作波形。
图14是表示由栅极控制电路执行的栅极阈值电压判断处理的流程图。
图15表示实施例4的电力转换装置中的主电路的一部分和栅极电路部。
图16表示图15所示的半桥转换电路的概略的动作波形。
图17是表示由栅极控制电路执行的栅极阈值电压判断处理的流程图。
图18表示实施例5的电力转换装置中的主电路的一部分和栅极电路部。
图19表示图18所示的半桥转换电路的概略的动作波形。
图20表示实施例6的电力转换装置中的主电路的一部分和栅极电路部。
图21是表示实施例6中由栅极控制电路执行的栅极阈值电压判断处理的流程图。
具体实施方式
下面，通过下述的实施例1～6，使用附图对本发明的实施方式进行说明。在各附图中，附图标记相同的构成要件表示相同的构成要件或具有类似的功能的构成要件。
实施例1
图1是本发明的实施例1的电力转换装置的概略结构图。其中，本实施例1的电力转换装置例如被应用于不间断电源装置。
如图1所示，电力转换装置100包括转换器102、逆变器103、斩波器104和对它们进行控制的上级控制电路105。
转换器102将从工频电源106(交流电源)供给的三相交流电力转换成直流电力，供给至逆变器103。
逆变器103将从转换器102供给的直流电力再次转换为三相交流电力，供给至负载108。
斩波器104将从蓄电池107(直流电源)供给的直流电力升压或降压至规定电压，转换成规定的直流电力，供给至逆变器103。
上级控制电路105对转换器102、逆变器103和斩波器104进行控制。其中，在本实施例1中，上级控制电路105由包括处理器、存储器、输入输出电路等的微型计算机构成。
在工频电源106停电了的情况下，斩波器104将蓄电池107中蓄积的电力作为直流电力供给至逆变器103。逆变器103将从斩波器104供给的直流电力转换成交流电力供给至负载108。由此，电力转换装置100即使在停电时也持续地对负载108供电。
图2表示电力转换装置100的主电路部的概略结构。在本图中，为了使图示简单，仅表示由功率半导体元件构成的电路部。对于各部分(转换器、逆变器、斩波器)的电路结构在后面说明(图3-5)。
转换器102具有多个(图2中为6个)由半导体开关元件(图2中的MOSFET)和整流元件(图2中的回流二极管)反并联地连接而形成的电路部(下面称为“臂”)，多个臂构成三相桥转换电路。转换器102的交流输入端子R、S、T与工频电源106连接。
逆变器103中也与转换器102同样，多个臂构成三相桥转换电路。在逆变器103的交流端子U、V、W连接负载108。
转换器102的直流侧和逆变器103的直流侧，经包括电容器的直流环节(DC-link)彼此连接。
在斩波器104中，多个(图2中为2个)臂的并联连接体，2个被串联连接，构成半桥转换电路。在串联连接点连接蓄电池107。此外，半桥转换电路的两端与直流环节连接。
图3表示转换器102的电路结构。
如图3所示，转换器102包括3个半桥转换电路201、202、203(电力转换单元)。这些半桥转换电路201、202、203被包括电力转换单元的驱动部的转换器控制部204驱动控制。转换器102将来自与交流输入端子R、S、T连接的工频电源106的三相交流电力转换为输出至正侧端子P和负侧端子N的出力的直流电力。
半桥转换电路201包括：上臂的半导体开关元件21和整流元件23；以及下臂的半导体开关元件22和整流元件24。
半导体开关元件21的源极与半导体开关元件22的漏极连接。由此，半导体开关元件21和半导体开关元件22串联连接。半导体开关元件21和半导体开关元件22的串联连接点，与交流输入端子R连接。
电容器(25、26)连接在半导体开关元件21的漏极与半导体开关元件22的源极之间。即，电容器(25、26)与半桥转换电路201的两端并联连接。在图3中，为了使图示简单，将多个(2个)电容器(25、26)的并联连接用一个电容器的符号表示。
整流元件23，以使得从半导体开关元件21的一个主端子(下面称为“源极”)去往另一个主端子(下面称为“漏极”)的方向为正向的方式，在半导体开关元件21的源极-漏极间反并联地连接。此外，整流元件24，以使得从半导体开关元件22的源极去往漏极的方向为正向的方式，在半导体开关元件22的源极-漏极间反并联地连接。
半导体开关元件21的控制端子(下面称为“栅极”)与转换器控制部204连接。此外，半导体开关元件22的栅极与转换器控制部204连接。在本实施例1中，各半导体开关元件的控制端子为绝缘栅极(其他实施例也相同)。
半桥转换电路202的结构与半桥转换电路201大致相同，但是与半桥转换电路201不同，半导体开关元件21与半导体开关元件22的串联连接点与交流输入端子S连接。
半桥转换电路203的结构与半桥转换电路201大致相同，但是与半桥转换电路201不同，半导体开关元件21与半导体开关元件22的串联连接点与交流输入端子T连接。
接着，对图3所示的转换器102的动作进行说明。
从工频电源106供给的三相交流电力，经交流端子R、S、T被供给至转换器102的各相的半桥转换电路201、202、203。半桥转换电路201、202、203的上臂的半导体开关元件21和整流元件23，以及下臂的半导体开关元件22和整流元件24，由转换器控制部204对开关定时进行控制，由此将从工频电源106供给的三相交流电力转换为直流电力。
图4表示逆变器103的电路结构。
如图4所示，逆变器103包括3个半桥转换电路301、302、303(电力转换单元)。这些半桥转换电路301、302、303由包括电力转换单元的驱动部的逆变器控制部304进行驱动控制。逆变器103通过转换器102将输出至正侧端子P和负侧端子N的直流电力转换成三相交流电力，从交流出力端子U、V、W输出该三相交流电力。
半桥转换电路301的结构与半桥转换电路201(图3)大致相同，但是与半桥转换电路201的不同在于，半导体开关元件21与半导体开关元件22的串联连接点与交流输出端子U连接。
半桥转换电路302的结构与半桥转换电路202大致相同，但是与半桥转换电路202的不同在于，半导体开关元件21与半导体开关元件22的串联连接点与交流输出端子V连接。
半桥转换电路303的结构与半桥转换电路203大致相同，但是与半桥转换电路203的不同在于，半导体开关元件21与半导体开关元件22的串联连接点与交流输出端子W连接。
接着对图4所示的逆变器103的动作进行说明。
转换器102输出的直流电力，经正侧端子P和负侧端子N，被供给至逆变器103的各相的半桥转换电路301、302、303。半桥转换电路301、302、303的上臂的半导体开关元件21和整流元件23，以及下臂的半导体开关元件22和整流元件24，由逆变器控制部304对开关定时进行控制，由此，从转换器102供给的直流电力被转换成三相交流电力。
图5表示斩波器104的电路结构。
如图5所示，斩波器104包括半桥转换电路401(电力转换单元)和电抗器406，由包括电力转换单元的驱动部的斩波器控制部405驱动控制。斩波器104将来自蓄电池107的低电压的直流电力和正侧端子P与负侧端子N之间的电压比蓄电池107高的直流电力相互转换。
半桥转换电路401的结构与半桥转换电路201(图3)大致相同，但是与半桥转换电路201的不同在于，半导体开关元件21与半导体开关元件22的串联连接点与直流端子C连接。在图2中，在斩波器104的上臂和下臂的各个中，多个(2个)臂并联连接，但是在本图5中，为了使图示简单，将上臂和下臂分别用一个臂表示。
电抗器406连接在直流端子C与蓄电池107的正极之间。
接着对图5所示的斩波器104的动作进行说明。
在半桥转换电路401的下臂的半导体开关元件22导通期间，连接在蓄电池107与端子C之间的电抗器406中蓄积能量。接着，当半导体开关元件22关断时，因电抗器406产生的反电动势而使得上臂的整流元件23导通。由此，在斩波器104的输出端产生将蓄电池107的直流电压和电抗器406的反电动势相加而得到的电压。
即，斩波器104使蓄电池107的直流电压升压。斩波器控制部405通过控制半桥转换电路401的开关定时来任意地设定升压比。
此外，斩波器104通过斩波器控制部405反复使上臂的半导体开关元件21导通、关断，由此使正侧端子P与负侧端子N之间的直流电压降压，并将其输出至直流端子C。在此情况下，斩波器104将转换器102输出的直流电力充电至蓄电池107。
如上所述，电力转换装置100中的转换器102、逆变器103和斩波器104，都以半导体开关元件21和整流元件23反并联连接的上臂、与半导体开关元件22和整流元件24反并联连接的下臂串联连接的2级的半桥转换电路为基本结构。
其中，作为半导体开关元件，不限定于MOSFET，能够应用与MOSFET同样地包括绝缘栅极的IGBT(绝缘栅极双极晶体管)等。此外，作为整流元件，能够应用PN结二极管、肖特基势垒二极管等。整流元件可以外置在半导体开关元件上，也可以内置在半导体开关元件中。其中，构成半导体开关元件和整流元件的半导体材料，可以是Si，也可以是SiC等宽带隙半导体。
图6表示本实施例1中应用的功率器件的一例。并且，一并记载功率器件的等价电路。
如等价电路所示，功率器件30构成前述半桥转换电路中的臂。
功率器件30在一个树脂封装内，具有MOSFET(半导体开关元件)的半导体芯片和二极管(整流元件)的半导体芯片的反并联连接结构。此外，功率器件30具有引出至树脂封装外的三个端子，即，源极(S)、漏极(D)和栅极(G)。功率器件30为所谓的通用型的功率器件。
在MOSFET为SiC-MOSFET的情况下，功率器件30适于实现电力转换装置的主电路部的低损失化和高速化。
在功率器件30中，1个源极兼用作流动主电流的主端子和连接驱动电路的辅助端子(之前所述的专利文献1中记载的“源感应端子”)。因此，在源极(S)与外部电路的连接部，存在主电路和栅极驱动电路共用的配线电感。这样的配线电感对栅极驱动控制产生影响，越使功率器件30高速化，影响越明显。与此相比，依照本实施例1，即使在存在这样的配线电感的影响的情况下，也能够提高栅极驱动的可靠性。
图7表示电力转换装置内的功率器件的安装例。
在电力转换装置内，功率器件30搭载在具有冷却翅片40的散热器上。在MOSFET为SiC-MOSFET的情况下，能够是冷却翅片40小型化。
下面对实施例1中的功率半导体元件的驱动控制进行说明。
图8表示实施例1中的主电路的一部分和栅极电路部。其中，作为主电路的一部分，表示一个半桥转换电路。此外，作为栅极电路部，表示栅极驱动电路和栅极控制电路。
如图8所示，半桥转换电路包括：上臂30H和上臂30H的成对臂，即，与上臂30H串联连接的下臂30L。
栅极驱动电路50H和50L分别对上臂30H和下臂30L的半导体开关元件进行导通、关断驱动。栅极驱动电路50H和50L各自包括：在半导体开关元件关断时使栅极与源极间导通的栅极钳位用开关(SWc)；栅极钳位用开关控制电路(包含在栅极控制电路51L中)；与栅极钳位用开关(SWc)串联连接的钳位电阻(Rc)；和钳位电阻两端电压检测电路(60L(下臂用))。栅极钳位用开关(SWc)和钳位电阻(Rc)的串联连接电路，连接在各臂中的半导体开关元件的栅极-源极间。在本实施例1中，作为栅极钳位用开关，应用半导体开关元件(图8中为MOSFET)。
图8中的附图标记“GDS”表示栅极驱动信号。来自栅极驱动电路50H和50L的栅极驱动信号(GDS)分别被施加给上臂30H和下臂30L的栅极，即半导体开关元件的栅极。利用该栅极驱动信号(GDS)对半导体开关元件进行导通、关断驱动控制。
栅极驱动电路50L对下臂30L中的半导体开关元件栅极的电容进行充放电。栅极钳位用开关(SWc)和钳位电阻(Rc)构成栅极钳位电路。栅极钳位电路在下臂30L的半导体开关元件的栅极-源极间的电压VgsL小于栅极阈值电压Vthc的情况下，即，在下臂30L的半导体开关元件关断的关断状态下，使半导体开关元件的栅极-源极间导通(短路)。在本实施例1中，栅极钳位用开关(SWc)是能够在双向流动电流的双向半导体开关元件。由此，能够抑制双向的栅极电压振动。此外，栅极驱动电路50H也同样如此。
在图8中，栅极钳位用开关(SWc)为MOSFET。在为MOSFET的情况下，通过使反向电流流过寄生二极管(体二极管)，作为双向半导体开关元件发挥作用。
接着对电路动作进行说明。
图9表示图8所示的半桥转换电路的概略的动作波形。本图9表示下臂的动作为环流模式时上臂的半导体开关元件接通的情况下的动作波形。其中，在环流模式中，构成臂的整流元件(图8中为二极管)导通，在整流元件中，在整流元件的正向流动电流。
图9中的各波形的纵轴的记号相当于表示图8中的各部分的电压和电流的记号。
在上臂的半导体开关元件接通的期间(Ph.1)中，上臂的栅极信号从Low(低电平)状态成为High(高电平)状态(参照栅极-源极间电压VgsH)。此外，处于环流模式的下臂的栅极信号为Low状态。此外，下臂的栅极钳位用开关控制信号(SWc)为High状态，下臂的栅极-源极间经栅极钳位用开关和钳位电阻电路导通。
随着上臂的接通动作，上臂的源极电流IsH增加，下臂的源极电流IsL(二极管电流)减少。此时，与IsL的变化(dIsL/dt)相应地，下臂中的共源电感LCM的两端电压VssL(＝LCM×(dIsL/dt))跳增。这里，VssL的大小与IsL的时间变化率(dIsL/dt)成比例。进而，dIsL/dt的大小，即dIsH/dt的大小与上臂的栅极阈值电压(VthH)成反比例。即，VthH相比于栅极驱动电压VgsH越小，dIsL/dt和dIsH/dt越增大，其结果是，LCM的两端电压VssL增大。
其中，共源电感LCM在各臂中是半导体开关元件的源极电极与臂的源极端子之间的配线所具有的电感。这样的电感，在本说明书中，由于是主电路和栅极驱动电路共用的电感，称为“共源电感”。
随着共源电感LCM的两端电压VssL的增大，下臂的栅极电流IgL在使栅极-源极间电容Cgs放电的方向上流动。
对于这样的栅极电流，在如现有技术的反射镜钳位电路那样利用没有连接钳位电阻的半导体开关，以低阻抗使栅极-源极间旁通时，栅极钳位电路的两端电压(钳位线电压)VcL几乎不发生变动。因此，下臂的栅极-源极间电压VgsL(＝VcL-VssL)，因共源电感的两端电压VssL的变动而向负侧大幅度地振动。当该栅极-源极间电压的负侧峰电压超过栅极负偏压的额定值时，栅极阈值电压可能下降。因此，引起随开关速度的高速化而发生的耐噪声特性劣化、元件并联结构中的电流不平衡的增大。这样的共源电感的两端电压VssL的变动的影响，在SiC-MOSFET中变得明显。
而在本实施例1中，由于钳位电阻(Rc)与栅极钳位用开关串联连接，因此钳位线电压VcL以与VssL相同的相位向正侧跳增。此时，随着VssL的增大，因IgL流过钳位电阻(Rc)而引起的钳位电阻(Rc)的电压下降，跳增电压VcL也因此而增大，因此栅极-源极间电压VgsL(＝VcL-VssL)的负侧峰电压的大小降低。因此，能够抑制栅极-源极间电压的负侧振动。
如上所述，由栅极钳位电路旁通的IgL，随着VssL的增大而流动。VssL的大小与“dIsL/dt”成比例，但是dIsL/dt的大小与dIsH/dt的大小相等，因此结果是VssL的大小与“dIsH/dt”的大小成比例。进而，“dIsH/dt”的大小与上臂的栅极阈值电压(VthH)成反比例。因此，IgL与上臂的栅极阈值电压(VthH)之间存在规定的关系。于是，在本实施例1中，钳位电阻两端电压检测电路60L(图8)检测钳位电阻Rc的两端电压VcL，将其作为Vth(阈值电压)判断信号输出。基于该Vth判断信号，栅极控制电路51L(图8)判断上臂30H的半导体开关元件的栅极阈值电压的状态，对半导体开关元件有无劣化、异常进行诊断。
接着，对图9所示的接着期间Ph.1的期间Ph.2中的电路动作进行说明。
在期间Ph.2中，由于上臂的半导体开关元件为导通状态，因此下臂的环流动作模式结束(IsL＝0)，下臂的漏极-源极间电压VdsL上升。此时，与VdsL的上升速度(时间变化率)“dVdsL/dt”相应地，IgL(＝Cgd×(dVdsL/dt)：镜电流)经栅极-漏极间电容Cgd(镜电容)流入下臂的栅极。当该镜电流经栅极钳位用开关流入源极时，在下臂附近的栅极-源极间电压VgsL产生跳增电压(＝IgL×Rc)。当该跳增电压为下臂的栅极阈值电压以上时，上下臂同时成为导通状态，可能在上下臂流动大的短路电流。
于是，在本实施例1中，关于钳位电阻Rc的大小，基于按照电力转换装置的规格对半导体开关元件要求的特性设定Rc的值，以使得“IgL×Rc”不超过栅极阈值电压。
此外，因为期间Ph.2的IgL(镜电流)与dVdsL/dt成比例，所以钳位电阻两端电压VcL也与dVdsL/dt成比例。因此，与dVdsL/dt的变化相应地，VcL也发生变化，因此，栅极控制电路51L通过检测VcL的时间的变化量，能够检测电路动作的异常(例如上下臂短路)。
如之前所述，在期间Ph.1中，IgL随着VssL的增大而流动，VssL的大小与dIsL/dt(＝dIsH/dt)成比例。由于与dIsL/dt(＝dIsH/dt)的变化相应地VcL也发生变化，因此栅极控制电路51L通过检测VcL的时间的变化量，能够检测电路动作的异常。
如上所述，在上臂接通的情况下，通过对栅极钳位用开关串联连接钳位电阻，能够减小栅极振动。进一步，通过检测钳位电阻两端电压，能够检测栅极阈值电压的变化、电路动作异常。
图10表示图8所示的半桥转换电路的概略的动作波形。本图10表示上臂的半导体开关元件关断的情况下的动作波形。其中，下臂从关断状态成为环流模式。
图10中的各波形的纵轴的附图标记相当于图8中表示各部分的电压和电流的附图标记。
在上臂的半导体开关元件关断的期间(Ph.1)中，上臂的栅极信号从High状态成为Low状态(请参照栅极-源极间电压VgsH)。其中，下臂的栅极信号为Low状态。此外，下臂的栅极钳位用开关控制信号(SWc)为High状态，下臂的栅极-源极间经栅极钳位用开关和钳位电阻电路导通。
伴随上臂的关断动作，上臂的漏极-源极间电压VdsH增加，下臂的漏极-源极间电压VdsL减少。此时，与VdsL的变化(dVdsL/dt)相应地，IgL(＝Cgd×(dVdsL/dt)：镜电流)经栅极-漏极间电容Cgd(镜电容)流入下臂的栅极。当该镜电流经栅极钳位用开关流入源极时，在下臂近傍的栅极-源极间电压产生跳增电压(＝IgL×Rc)。当该跳增电压超过栅极负偏压的额定值时，能够导致栅极阈值电压的下降、元件寿命的下降。
于是，在本实施例1中，关于钳位电阻Rc的大小，基于按照电力转换装置的规格对半导体开关元件要求的特性，设定Rc的值，以使得“IgL×Rc”不超过栅极负偏压的额定值。
接着，对图10所示的接着期间Ph.1的期间Ph.2中的电路动作进行说明。
伴随上臂的关断动作，上臂的源极电流IsH减少，下臂的源极电流IsL(二极管电流)增加。此时，与IsL的变化(dIsL/dt)相应地，下臂中的共源电感的两端电压VssL(＝LCM×dIsL/dt)跳降。
随着共源电感的两端电压VssL的跳降，下臂的栅极电流IgL在使栅极-源极间电容Cgs充电的方向流动。
对于这样的栅极电流，在如现有的镜钳位电路那样利用没有连接钳位电阻的半导体开关以低阻抗使上述的栅极电流旁通时，栅极钳位电路的两端电压(钳位线电压)VcL几乎不发生变动。因此，下臂的栅极-源极间电压VgsL(＝VcL-VssL)因共源电感的两端电压VssL而向正侧大幅度地振动。当该栅极-源极间电压的正侧峰电压成为栅极阈值电压以上时，上下臂同时成为导通状态，能够在上下臂流动大的短路电流。
而在本实施例1中，由于与栅极钳位用开关串联连接着钳位电阻(Rc)，因此钳位线电压VcL以与VssL相同的相位向负侧跳降。此时，关于栅极-源极间电压VgsL(＝VcL-VssL)，VssL向负侧增大，并且因IgL流过钳位电阻(Rc)引起的钳位电阻(Rc)的电压降低而使得跳增电压VcL也增大，正侧峰电压的大小减小。由此，能够防止下臂的半导体开关元件的异常接通。
这样，即使在上臂关断的情况下，通过对栅极钳位用开关串联连接钳位电阻，能够减小栅极振动。
本实施例1中的上述的电路动作，在下臂进行接通和关断的情况下也同样。
如上所述，依照本发明的实施例1，随着电力转换装置中的半桥转换电路的上下臂中的一个臂的接通和关断动作，能够减小另一个臂即成对臂产生的栅极电压振动。进一步，通过检测钳位电阻两端电压VcL，能够检测栅极阈值电压的劣化、电路动作异常。因此，依照本实施例1，能够高可靠性地对在电力转换装置中构成主电路的半导体开关元件进行驱动控制。由此，电力转换装置的可靠性提高。
本实施例1适用于使用SiC-MOSFET这样的高速元件的电力转换装置中，能够减小伴随高速开关而产生的栅极电压振动。
实施例2
图11表示本发明的实施例2的电力转换装置中的主电路的一部分和栅极驱动电路部。作为主电路的一部分，表示一个半桥转换电路。此外，作为栅极电路部，表示栅极驱动电路和栅极控制电路。
本实施例2的电力转换装置，与实施例1同样地包括转换器、逆变器、斩波器和控制他们的上级控制电路(参照图1)。此外，各部分的结构与实施例1相同(参照图2-7)。
图11表示实施例2中的主电路的一部分和栅极电路部。其中，作为主电路的一部分，表示一个半桥转换电路。此外，作为栅极电路部，表示栅极驱动电路和栅极控制电路。
如图11所示，与实施例1同样，栅极驱动电路包括栅极钳位电路，该栅极钳位电路由栅极钳位用开关和与栅极钳位用开关串联连接的钳位电阻Rc构成。与实施例1不同，在钳位电阻Rc并联连接了二极管Dc。二极管Dc以从栅极钳位用开关与钳位电阻Rc的串联连接点去往下臂30L的栅极的方向为正向的方式，与钳位电阻Rc并联连接。
本实施例2中的电路动作，在上臂30H的半导体开关元件接通的情况下与实施例1同样(参照图9)。
而在上臂30H的半导体开关元件关断的情况下，因VdsL的变化(dVdsL/dt)而引起的栅极电流IgL(镜电流)(参照图10的期间Ph.1)，以及因IsL的变化(dIsL/dt)而产生的共源电感两端电压VssL引起的栅极电流IgL(参照图10的期间Ph.2)，经钳位二极管Dc，因栅极钳位用开关SWc而被旁通。因此，通过栅极钳位用开关SWc和二极管Dc的串联连接，栅极-源极间以较低(即，与SWc和Rc的串联连接相比)的低阻抗被旁通。由此，在将上臂30H关断的情况下(图10的期间Ph.1)，能够减小因镜电流而发生的负侧的栅极振动。
在将上臂30H关断的情况下(图10的期间Ph.2)，在本实施例2中，利用二极管Dc的导通电压(正向电压降低)，与利用了Rc的电压降低的实施例1同样地能够防止异常接通。
依照实施例2，在上下臂中的一个臂接通和关断的情况下，能够减小在另一个臂产生的负侧的栅极振动。因此，在电力转换装置中，在使用SiC-MOSFET这样的、栅极负偏压的额定值较小的半导体开关元件的情况下，能够防止栅极阈值电压的劣化，提高半导体开关元件的寿命。
实施例3
图12表示本发明的实施例3的电力转换装置中的主电路的一部分和栅极电路部。其中，作为主电路的一部分，表示一个半桥转换电路。此外，作为栅极电路部，表示栅极驱动电路和栅极控制电路。
本实施例3的电力转换装置，与实施例1同样地包括转换器、逆变器、斩波器和控制他们的上级控制电路(参照图1)。此外，各部分的结构与实施例1相同(参照图2-7)。
在本实施例3中，下臂侧的栅极控制电路51L包括未图示的栅极阈值电压判断部。栅极阈值电压判断部，从钳位电阻两端电压检测电路60L将钳位电阻两端电压检测电路60L检测出的钳位电阻Rc的两端电压VcL作为Vth(阈值电压)判断信号输入，基于该Vth判断信号，监视上臂30H的半导体开关元件的阈值电压，并且对上臂中的半导体开关元件有无劣化、异常进行诊断。此外，上臂侧的栅极控制电路51H也同样。
图13表示图12所示的半桥转换电路的概略的动作波形。其中，图13表示上臂30H接通的情况下的、下臂30L的源极电流IsL和钳位电阻(Rc)的两端电压VcL的波形(参照图9的期间Ph.1)。这些波形与实施例1(图9)同样。
图14是表示由栅极控制电路执行的栅极阈值电压判断处理的流程图。下面，适当地参照图12和图13进行说明。
首先，在步骤S11中，使电力转换装置正常运行。在本步骤S11中，栅极控制电路51L的栅极阈值电压判断部在上臂接通的期间Ph.1(图13)中，能够从钳位电阻两端电压检测电路60L输入Vth(阈值电压)判断信号(即VcL)。
接着，在步骤S12中，栅极阈值电压判断部基于所输入的Vth判断信号，判断钳位电阻两端电压VcL是否为所决定的规定值以上。在VcL小于规定值的情况下(步骤S12的否)，栅极阈值电压判断部返回至步骤S11，持续地输入Vth判断信号。此外，在VcL为规定值以上的情况下(步骤S12的是)，栅极阈值电压判断部接着执行步骤S13。
在步骤S13中，栅极阈值电压判断部判断上臂的半导体开关元件的栅极阈值电压(Vth)已劣化(下降)。栅极阈值电压判断部在执行步骤S13后，接着执行步骤S14。
在步骤S14中，栅极控制电路51L输出栅极阻止指令，使全部栅极驱动信号断开(Low)，由此使电力转换装置的主电路的动作停止。
上臂的栅极控制电路51H在下臂接通的期间执行同样的栅极阈值电压判断处理。
依照本实施例3，在因半导体开关元件的栅极阈值电压而产生电路动作异常的情况下能够迅速地停止电力转换装置，因此电力转换装置的可靠性提高。
例如，在SiC-MOSFET中，在高温条件下栅极阈值电压下降，并且随着负载电流的增大di/dt变大。因此，在接通期间Ph.1中，在高温且负载电流大的条件下，钳位电阻两端电压为最大值。因此，优选基于电力转换装置的能够动作的温度和负载电流的范围设定钳位电阻两端电压的最大允许电压，使这样的最大允许电压的设定值为上述的VcL规定值(参照图14的步骤S12)。由此，当钳位电阻两端电压超过了最大允许电压时，通过使栅极驱动信号断开，能够避免电力转换器的额定超过等异常动作。
实施例4
图15表示本发明的实施例4的电力转换装置中的主电路的一部分和栅极电路部。其中，作为主电路的一部分，表示一个半桥转换电路。此外，作为栅极电路部，表示栅极驱动电路和栅极控制电路。
图15对于上臂用的栅极驱动电路也表示电路结构。此外，在图15中，为了便于理解，用一个框图表示上臂用的栅极控制电路和下臂用的栅极控制电路。
本实施例4的电力转换装置与实施例1同样地包括转换器、逆变器、斩波器和控制他们的上级控制电路(参照图1)。此外，各部分的结构与实施例1相同(参照图2-7)。
在本实施例4中，栅极控制电路52与之前所述的实施例3同样地包括未图示的栅极阈值电压判断部。栅极阈值电压判断部与实施例3同样地基于下臂用的钳位电阻Rc的两端电压VcL，监视上臂的半导体开关元件的阈值电压，并且对上臂中的半导体开关元件有无劣化、异常进行诊断。此外，栅极阈值电压判断部基于上臂用的钳位电阻Rc的两端电压VcH监视下臂的半导体开关元件的阈值电压，并且对下臂中的半导体开关元件有无劣化、异常进行诊断。
进而，在本实施例4中，栅极控制电路52具有调节栅极驱动电源(图15中的“可变直流电源”)的电压的功能。
图16表示图15所示的半桥转换电路的概略的动作波形。图16表示上臂接通的情况下的、下臂的源极电流IsL和钳位电阻(Rc)的两端电压VcL的波形(参照图9的期间Ph.1)。这些波形与实施例1(图9)相同。
图17是表示由栅极控制电路执行的栅极阈值电压判断处理的流程图。
在图17中，步骤S21、S22和S23分别相当于实施例3(图14)中的步骤S11、S12和S13。
在本实施例4中，与实施例3不同，当在步骤S23中判断为上臂的半导体开关元件的栅极阈值电压(Vth)劣化(下降)了时，栅极控制电路52在步骤S24中使上臂用的栅极驱动电源的电压的大小低于通常值。由此，能够抑制上臂的半导体开关元件的开关速度的变化，即，抑制伴随栅极阈值电压下降而发生的开关速度的增大。
其中，栅极控制电路52H在下臂接通的期间执行同样的栅极阈值电压判断处理。即，栅极控制电路52在下臂接通的期间，检测上臂用钳位电阻的两端电压VcH，当VcH成为了规定值以上时，判断下臂的栅极阈值电压劣化(下降)了，使下臂用的栅极驱动电源的电压的大小低于通常值。
依照本实施例4，在半导体开关元件的栅极阈值电压变动了的情况下，能够抑制半导体开关元件的开关速度的变化，抑制转换电路的异常动作。因此，电力转换装置的可靠性提高。
此外，与实施例3同样，优选在SiC-MOSFET中，基于电力转换装置的能够动作的温度和负载电流的范围设定钳位电阻两端电压的最大允许电压，令这样的最大允许电压的设定值为上述的VcL规定值(参照图17的步骤S22)。由此，当钳位电阻两端电压超过了最大允许电压时，通过断开栅极驱动信号，能够避免电力转换器的超过额定值等异常动作。
实施例5
图18表示本发明的实施例5的电力转换装置中的主电路的一部分和栅极电路部。其中，作为主电路的一部分，表示一个半桥转换电路。此外，作为栅极电路部，表示栅极驱动电路和栅极控制电路。
在图18中，也表示上臂用的栅极驱动电路的电路结构。此外，在图18中，为了便于理解，用一个框图表示上臂用的栅极控制电路和下臂用的栅极控制电路。
本实施例5的电力转换装置，与实施例1同样地包括转换器、逆变器、斩波器和控制他们的上级控制电路(参照图1)。此外，各部分的结构与实施例1相同(参照图2-7)。
在本实施例5中，栅极控制电路52包括未图示的第1栅极阈值电压判断部。第1栅极阈值电压判断部将由钳位电阻两端电压检测电路60L检测到的下臂用的钳位电阻Rc的两端电压VcL，作为用于判断上臂的半导体开关元件的栅极阈值电压的异常的Vth(H)判断信号而输入。第1栅极阈值电压判断部基于Vth(H)判断信号，监视上臂的半导体开关元件的栅极阈值电压，并且对上臂中的半导体开关元件有无劣化、异常进行诊断。
进而，在本实施例5中，栅极控制电路52包括未图示的第2栅极阈值电压判断部。第2栅极阈值电压判断部将由栅极-源极间电压检测电路70L检测到的下臂的栅极-源极间电压作为用于判断下臂的半导体开关元件的栅极阈值的异常的Vth(L)判断信号而输入。第2栅极阈值电压判断部基于Vth(L)判断信号，判断下臂的半导体开关元件的栅极阈值电压的状态，并且对下臂中的半导体开关元件有无劣化、异常进行诊断。
在本实施例5中，栅极控制电路52具备：调节上臂用栅极驱动电源(图15上方的“可变直流电源”)的电压的功能；和调节下臂用栅极驱动电源(图15下方的“可变直流电源”)的电压的功能。
接着对电路动作进行说明。
首先，对上臂的半导体开关元件的栅极阈值电压的异常进行判断的情况下的电路动作，与实施例1相同(参照图9中的期间Ph.1)。
栅极控制电路52在判断为上臂的半导体开关元件的栅极阈值电压(Vth)劣化(下降)了时，使上臂用的栅极驱动电源的电压的大小低于通常值。由此，能够抑制上臂的半导体开关元件的开关速度的变化，即，伴随栅极阈值电压下降而发生的开关速度的增大。
接着，对判断下臂的半导体开关元件的栅极阈值电压的异常的情况下的电路动作进行说明。
图19表示图18所示的半桥转换电路的概略的动作波形。本图19表示下臂的半导体开关元件接通的情况下的动作波形。
图19中的各波形的纵轴的附图标记，相当于图18中的表示各部分的电压和电流的附图标记。
在下臂的半导体开关元件接通的期间Ph.1中，源极电流IsL增大。在期间Ph.1中，共源电感两端电压VssL与共源电感的大小和IsL的时间变化(dIsL/dt)相应地跳增。此时，栅极-源极间电压VgsLL也随着共源电感两端电压的变化而跳增。因此，VgsLL的跳增电压的大小与共源电感的大小和dIsL/dt成比例。这里，dIsL/dt的大小与下臂的半导体开关元件的栅极阈值电压成反比。因此，由于栅极-源极间电压VgsLL的跳增电压依赖于下臂的半导体开关元件的栅极阈值电压，因此通过检测VgsLL的跳增电压的变化，能够检测下臂的半导体开关元件的栅极阈值电压的变化。
在本实施例5中，当栅极控制电路判断上臂的半导体开关元件的栅极阈值电压(Vth(H))劣化(下降)了时，使上臂用的栅极驱动电源的电压的大小低于通常值。由此，能够抑制上臂的半导体开关元件的开关速度的变化，即，抑制伴随栅极阈值电压下降而发生的开关速度的增大。
进而，在本实施例5中，栅极控制电路在判断为下臂的半导体开关元件的栅极阈值电压(Vth(L))劣化(下降)了时，使下臂用的栅极驱动电源的电压的大小低于通常值。由此，能够抑制下臂的半导体开关元件的开关速度的变化，即，抑制伴随栅极阈值电压下降而发生的开关速度的增大。
依照本实施例5，在半导体开关元件的栅极阈值电压变动了的情况下，能够抑制半导体开关元件的开关速度的变化，抑制转换电路的异常动作。因此，电力转换装置的可靠性提高。此外，依照本实施例5，由于能够基于下臂的VcL和VgsL判断上下臂两者的功率半导体开关元件的栅极阈值电压的异常，因此能够使栅极电路的结构简单，使栅极电路小型化。
此外，即使基于上臂的VcH和VgsH，同样能够判断上下臂两者的功率半导体开关元件的栅极阈值电压的异常。
实施例6
图20表示本发明的实施例6的电力转换装置中的主电路的一部分和栅极电路部。其中，作为主电路的一部分，表示一个半桥转换电路。此外，作为栅极电路部，表示栅极驱动电路和栅极控制电路。
在图20中，栅极驱动电路的结构与上述实施例4(图15)是相同的。此外，在图20中，为了便于理解，用一个框图表示上臂用的栅极控制电路和下臂用的栅极控制电路。
本实施例6的电力转换装置与实施例1同样地包括转换器、逆变器、斩波器和控制他们的上级控制电路(参照图1)。此外，各部分的结构与实施例1是相同的(参照图2-7)。
如图20所示，在本实施例6中，栅极控制电路52包括栅极控制部13和器件异常判断部12。
栅极控制部13具有与之前所述的实施例4中的栅极控制电路(图15中的“52”)相同的功能。
器件异常判断部12包括存储器装置10，该存储器装置10按时间序列依次存储钳位电阻两端电压检测值，并且存储关于负载电流、器件温度、钳位电路电阻两端电压的信息。进而，器件异常判断部12包括动作异常判断部11，该动作异常判断部11基于在当前时刻从钳位电阻两端电压检测电路输入的钳位电阻两端电压检测值，和存储在存储器装置10中的钳位电路电阻两端电压检测值的履历、即、当前时刻之前的时刻的钳位电阻两端电压检测值，判断臂中的半导体开关元件的劣化、异常。
其中，关于负载电流、器件温度、钳位电路电阻两端电压的信息，例如是表示负载电流和器件温度的各个范围、与在这些范围内允许的钳位电路电阻两端电压的规定值(最大值)的关系的信息(例如表数据)。由此，动作异常判断部11即使在SiC-MOSFET这样栅极阈值电压的温度依赖性、di/dt的负载电流依赖性显著的情况下，也能够高精度地判断半导体开关元件的异常。
关于负载电流、器件温度、钳位电路电阻两端电压的信息，也可以包括：表示负载电流和器件温度的各个范围、与在这些范围内允许的钳位电路电阻两端电压的增加量的规定值(最大值)的关系的信息(例如表数据)。由此，动作异常判断部11即使在SiC-MOSFET这样栅极阈值电压的温度依赖性、di/dt的负载电流依赖性显著的情况下，也能够高精度地判断半导体开关元件的劣化。
在本实施例6中，存储器装置10存储着钳位电路电阻两端电压的规定值和钳位电路电阻两端电压的增加量的规定值这两者。此外，温度、负载电流例如由未图示的传感器检测。
图21是表示由本实施例6中的栅极控制电路执行的栅极阈值电压判断处理的流程图。下面，适当地参照图20进行说明。
首先，在步骤S31中，使电力转换装置正常运行。在本步骤S31中，栅极控制部13在上臂接通的期间Ph.1(图13)中，从钳位电阻两端电压检测电路60L将钳位电阻两端电压VcL的检测值作为上臂的半导体开关元件的栅极阈值电压判断信号(Vth(H)判断信号即VcL)输入。
接着，在步骤S32中，动作异常判断部11经栅极控制部13取得钳位电阻两端电压VcL的检测值，判断所取得的检测值是否在所决定的规定值以上。这里，动作异常判断部11从存储器装置10读出用于判断的规定值。动作异常判断部11在VcL的检测值为规定值以上的情况下(步骤S32的是)，接着执行步骤S33，在VcL的检测值小于规定值的情况下(步骤S32的否)，接着执行步骤S35。
在步骤S33中，动作异常判断部11判断为上臂的半导体开关元件的栅极阈值电压(Vth)异常，将该判断结果发送给栅极控制部13。
接着，在步骤S34中，栅极控制部13从动作异常判断部11接收上臂的半导体开关元件的栅极阈值电压(Vth(H))为异常的判断结果时，通过使全栅极驱动信号断开(Low)，使电力转换装置的主电路的动作停止。由此，在检测到因负载短路等引起的过电流、温度过度上升等引起的臂的动作异常后，立刻停止电力转换装置的动作，能够防止电力转换装置中的故障的扩大。
此外，在步骤S35中，动作异常判断部11根据钳位电阻两端电压VcL的检测值(步骤S32中使用了的当前时刻的检测值)、和从存储器装置10中存储的钳位电路电阻两端电压VcL的检测值的履历取得的当前时刻之前一个时刻的检测值，计算VcL的检测值的增加量的值。进而，在步骤S35中，动作异常判断部11判断所计算出的增加量的值是否为所决定的规定值以上。这里，动作异常判断部11从存储器装置10读出用于判断的规定值。动作异常判断部11在VcL的检测值的增加量的值小于规定值的情况下(步骤S35的否)，返回至步骤S31，持续地输入VcL的检测值。此外，在VcL为规定值以上的情况下(步骤S35的是)，动作异常判断部11接着执行步骤S36。
在步骤S36中，动作异常判断部11判断为上臂的半导体开关元件的栅极阈值电压(Vth)劣化了，将该判断结果发送给栅极控制部13。
接着，在步骤S37中，栅极控制部13从动作异常判断部11接收到上臂的半导体开关元件的栅极阈值电压(Vth(H))劣化了之判断结果时，使上臂用的栅极驱动电源的电压的大小低于通常值。由此，因为能够抑制上臂的半导体开关元件的开关速度的变化，即，能够抑制随着栅极阈值电压下降而发生的开关速度的增大，因此能够抑制栅极阈值电压的下降的发生。因此，能够延长电力转换装置的寿命，持续进行电力转换装置的运行。
如上所述，依照本实施例6，电力转换装置的可靠性提高。
本发明不限定于之前所述的实施例，包括各种变形例。例如，之前所述的实施例是为了容易理解地说明本发明而详细地进行了说明的实施例，本发明并不一定限定于具有所说明的全部结构。此外，对于各实施例的结构的一部分，能够进行其他结构的增加、删除、置换。
例如，作为电力转换装置的主电路中的半导体开关元件，也可以应用MISFET、IGBT。
构成半导体开关元件的宽带隙半导体不限定于SiC，也可以是GaN(GalliumNitride：氮化镓)等。
此外，在臂中的半导体开关元件使用MOSFET的情况下，臂中的整流元件也可以使用MOSFET的体二极管。
电力转换装置的主电路的结构只要具有半桥转换电路即可。此外，一个臂可以是由多个功率器件(参照图6)的并联连接构成的。
附图标记的说明
10…存储器装置，11…动作异常判断部，12…器件异常判断部，13…栅极控制部，21、22…半导体开关元件，23、24…整流元件，25、26…电容器，30…功率器件，40…冷却翅片，30H…上臂，30L…下臂，50H、50L…栅极驱动电路，51H、51L…栅极控制电路，52…栅极控制电路，60L…钳位电阻两端电压检测电路，70L…栅极-源极间电压检测电路，100…电力转换装置，102…转换器，103…逆变器，104…斩波器，105…上级控制电路，106…工频电源，107…蓄电池，108…负载，201、202、203…半桥转换电路，204…转换器控制部，301、302、303…半桥转换电路，304…逆变器控制部，401…半桥转换电路，405…斩波器控制部，406…电抗器。

Claims (10)

1.一种电力转换装置，包括：
具有半桥转换电路的主电路；和
对所述半桥转换电路进行驱动的栅极电路，
构成所述半桥转换电路的臂具有：
一对主端子；和
控制端子，对所述臂中包括的半导体开关元件进行驱动的栅极驱动信号被从所述栅极电路施加至所述控制端子，
所述栅极电路连接在所述一对主端子中的一个主端子与所述控制端子之间，
所述电力转换装置的特征在于：
由双向开关和电阻串联连接而构成的钳位电路，连接在所述一对主端子中的所述一个主端子与所述控制端子之间。
2.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：
所述臂具有与所述一对主端子中的所述一个主端子连接的电感成分，所述电感成分在所述主电路和所述栅极电路是共用的。
3.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：
所述钳位电路在所述半导体开关元件关断时将所述一对主端子中的所述一个主端子与所述控制端子之间导通。
4.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：
所述栅极电路包括对所述电阻的两端电压进行检测的第1电压检测电路。
5.如权利要求4所述的电力转换装置，其特征在于：
所述栅极电路基于由所述第1电压检测电路检测出的所述电阻的所述两端电压，来判断与所述臂串联连接的成对臂的栅极阈值电压的状态。
6.如权利要求5所述的电力转换装置，其特征在于：
所述栅极电路根据所述电阻的所述两端电压的增加量来对所述成对臂的栅极驱动电源的电压进行调节。
7.如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：
所述钳位电路包括与所述电阻并联连接的二极管。
8.如权利要求7所述的电力转换装置，其特征在于：
所述二极管以使得从所述双向开关与所述电阻的串联连接点去往所述控制端子的方向为正向的方式与所述电阻并联连接。
9.如权利要求4所述的电力转换装置，其特征在于：
所述栅极电路还包括对所述主端子的所述一个主端子与所述控制端子之间的电压进行检测的第2电压检测电路。
10.如权利要求9所述的电力转换装置，其特征在于：
所述栅极电路基于由所述第2电压检测电路检测出的所述主端子中的所述一个主端子与所述控制端子之间的所述电压，来判断所述臂的栅极阈值电压的状态。
CN201980075167.5A 2018-11-20 2019-11-05 电力转换装置 Active CN113056864B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2018217192A JP7132099B2 (ja) 2018-11-20 2018-11-20 電力変換装置
JP2018-217192 2018-11-20
PCT/JP2019/043248 WO2020105414A1 (ja) 2018-11-20 2019-11-05 電力変換装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN113056864A true CN113056864A (zh) 2021-06-29
CN113056864B CN113056864B (zh) 2023-10-13

Family

ID=70774086

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201980075167.5A Active CN113056864B (zh) 2018-11-20 2019-11-05 电力转换装置

Country Status (3)

Country Link
JP (1) JP7132099B2 (zh)
CN (1) CN113056864B (zh)
WO (1) WO2020105414A1 (zh)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7323264B2 (ja) * 2020-09-24 2023-08-08 東芝三菱電機産業システム株式会社 電力変換装置
JP7438157B2 (ja) 2021-03-02 2024-02-26 東芝三菱電機産業システム株式会社 故障検出装置、故障検出方法及び半導体スイッチ装置
JP2024037340A (ja) * 2022-09-07 2024-03-19 株式会社 日立パワーデバイス 過電流状態判定装置、過電流状態判定方法および電力変換システム

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003324966A (ja) * 2002-04-26 2003-11-14 Denso Corp インバータ駆動回路
JP2009224667A (ja) * 2008-03-18 2009-10-01 Fujitsu Telecom Networks Ltd 電界効果型トランジスタと半導体装置と制御回路とそれらの制御方法及び絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ
CN105531915A (zh) * 2013-09-25 2016-04-27 三菱电机株式会社 开关装置、电力转换装置、电动机驱动装置、鼓风机、压缩机、空调机、冰箱以及制冷机
CN105553235A (zh) * 2014-10-24 2016-05-04 株式会社日立制作所 半导体驱动装置及使用该半导体驱动装置的电力变换装置
US20170302151A1 (en) * 2014-11-11 2017-10-19 Maschinenfabrik Reinhausen Gmbh Resistor emulation and gate boost
JP2018148745A (ja) * 2017-03-08 2018-09-20 株式会社デンソー 半導体スイッチの駆動装置

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003324966A (ja) * 2002-04-26 2003-11-14 Denso Corp インバータ駆動回路
JP2009224667A (ja) * 2008-03-18 2009-10-01 Fujitsu Telecom Networks Ltd 電界効果型トランジスタと半導体装置と制御回路とそれらの制御方法及び絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ
CN105531915A (zh) * 2013-09-25 2016-04-27 三菱电机株式会社 开关装置、电力转换装置、电动机驱动装置、鼓风机、压缩机、空调机、冰箱以及制冷机
CN105553235A (zh) * 2014-10-24 2016-05-04 株式会社日立制作所 半导体驱动装置及使用该半导体驱动装置的电力变换装置
US20170302151A1 (en) * 2014-11-11 2017-10-19 Maschinenfabrik Reinhausen Gmbh Resistor emulation and gate boost
JP2018148745A (ja) * 2017-03-08 2018-09-20 株式会社デンソー 半導体スイッチの駆動装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
"美高森美全新650V碳化硅肖特基解决方案提升大功率应用的系统性能", 电子工业专用设备, vol. 42, no. 10, pages 68 - 69 *

Also Published As

Publication number Publication date
JP2020088968A (ja) 2020-06-04
CN113056864B (zh) 2023-10-13
JP7132099B2 (ja) 2022-09-06
WO2020105414A1 (ja) 2020-05-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US11139808B2 (en) Semiconductor device and power conversion system
US8351231B2 (en) Power conversion device
US10038438B2 (en) Power semiconductor element driving circuit
US7538587B2 (en) Power semiconductor device
KR100936427B1 (ko) 전력 변환 장치
US10003249B2 (en) Insulated gate semiconductor device including switchable insulated gate semiconductor element
CN113056864B (zh) 电力转换装置
IL95438A (en) Switching circuit
CN110401335B (zh) 驱动电路、功率模块以及电力变换系统
US10090761B2 (en) Power conversion apparatus
JP2009011013A (ja) 電力変換装置
US10742204B2 (en) Semiconductor device and power module
CN111971884A (zh) 栅极驱动电路和栅极驱动方法
JPWO2019193834A1 (ja) 半導体駆動装置および電力変換装置
JP5646070B2 (ja) 電力用半導体素子のゲート駆動回路、および電力用半導体素子の駆動方法
CN108684213B (zh) 半导体模块、在半导体模块中使用的开关元件的选定方法以及开关元件的芯片设计方法
US11404953B2 (en) Drive circuit for power semiconductor element and power semiconductor module employing the same
JP4154658B2 (ja) 同期整流用ｍｏｓｆｅｔの制御回路
US11146168B2 (en) Snubber circuit and power conversion apparatus
US11063506B2 (en) Power converter
US11183834B2 (en) Semiconductor module and power conversion apparatus having a diode bridge circuit and a protection circuit
CN115714593A (zh) 半导体装置
US20220311431A1 (en) Power semiconductor module and power converter
KR102381873B1 (ko) 전력 변환 장치 및 그 제어 방법
Velander et al. Optimal switching of SiC lateral MOSFETs

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant