JP2020088968A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高速半導体スイッチング素子を高信頼に駆動制御できる電力変換装置を提供する。【解決手段】電力変換装置は、ハーフブリッジ変換回路を含む主回路と、ハーフブリッジ変換回路を駆動するゲート回路と、を備え、ハーフブリッジ変換回路を構成するアーム（３０Ｈ，３０Ｌ）が、一対の主端子と、アームに含まれる半導体スイッチング素子を駆動するゲート駆動信号（ＧＤＳ）がゲート回路から与えられる制御端子と、を有し、ゲート回路は、一対の主端子の一方と制御端子との間に接続され、双方向スイッチ（ＳＷｃ）と抵抗（Ｒｃ）とが直列接続されるクランプ回路が、一対の主端子の一方と制御端子との間に接続される。【選択図】図８

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

近年の電力変換装置においては、その主要部品であるパワー半導体モジュールの技術革新によって、より高速なスイッチング動作が実現され、パワー半導体素子（半導体スイッチング素子やダイオード）から発する損失が低減されている。これにより、特に冷却器が小型化され、その結果、電力変換装置が小型化される。また、パワー半導体素子の損失低減により、電力変換装置の効率が向上する。

ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）などの半導体スイッチング素子の高速化にともない、電力変換装置における半導体スイッチング素子の駆動には、高速性および高信頼性について、考慮すべき種々の問題が生じる。

例えば、ＳｉＣ（Silicon Carbide）等のワイドバンドギャップ半導体からなるパワーＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴは、電子飽和速度がＳｉ（Silicon）に対し約２倍以上であり、また素子の厚さを低減できることから、高速スイッチング動作が可能である。しかし、このようなワイドバンドギャップ半導体からなる半導体スイッチング素子、例えば、ＳｉＣからなるＭＯＳＦＥＴ（以下、「ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ」と記す）では、Ｓｉ（Silicon）からなるＭＯＳＦＥＴ（以下、「Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ」と記す）に比べ、ゲート負バイアスに対して、保証電圧の大きさが小さく、またゲート閾値電圧が低下する。このため、誤動作（ターンオン）や定格超過を回避するためのゲート電圧の許容振動範囲が狭い。しかも、ゲート電圧の振動時における、ゲート電圧の跳ね上がりや跳ね下がりの大きさは、スイッチング動作の高速化とトレードオフの関係にある。

さらに、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴにおいて、ゲート負バイアスが保証電圧を長期間超過すると、ゲート閾値電圧が低下する。このため、スイッチング速度の高速化に伴いノイズ特性が劣化（スイッチングノイズ増大）する。また、複数の半導体スイッチング素子を並列接続する場合、ゲート閾値電圧のばらつきのために電流アンバランスが増大する。

半導体スイッチング素子を高速かつ高信頼に駆動するための従来技術として、例えば、特許文献１に記載の技術が知られている。

特許文献１に記載の技術では、ハーフブリッジ変換回路を構成する２個のＭＩＳＦＥＴ（Metal Insulator Semiconductor Field Effect Transistor）のそれぞれに、ゲート端子とソースセンス端子が設けられる。ゲート端子とソースセンス端子との間には、ゲートダイオードやアクティブミラークランプ用トランジスタが接続される。これにより、ゲート・ソース間電圧の振動が抑制される。

特開２０１５−１２６３４２号公報

しかしながら、特許文献１に記載の技術においては、ゲート閾値電圧の変動などゲート駆動状態の変化については考慮されていない。このため、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴなどの高速スイッチング素子のゲート駆動において、確実に信頼性を向上することが難しい。

そこで、本発明は、高速半導体スイッチング素子を高信頼に駆動制御できる電力変換装置を提供する。

上記課題を解決するために、本発明による電力変換装置は、ハーフブリッジ変換回路を含む主回路と、ハーフブリッジ変換回路を駆動するゲート回路と、を備え、ハーフブリッジ変換回路を構成するアームが、一対の主端子と、アームに含まれる半導体スイッチング素子を駆動するゲート駆動信号がゲート回路から与えられる制御端子と、を有し、ゲート回路は、一対の主端子の一方と制御端子との間に接続され、双方向スイッチと抵抗とが直列接続されるクランプ回路が、一対の主端子の一方と制御端子との間に接続される。

本発明によれば、半導体スイッチング素子を高信頼に駆動制御できる。

上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

実施例１である電力変換装置の概略構成図である。 電力変換装置１００の主回路部の概略構成を示す。 コンバータ１０２の回路構成を示す。 インバータ１０３の回路構成を示す。 チョッパ１０４の回路構成を示す。 実施例１に適用されるパワーデバイスの一例を示す。 電力変換装置内におけるパワーデバイスの実装例を示す。 実施例１における主回路の一部およびゲート回路部を示す。 図８に示すハーフブリッジ変換回路の概略的な動作波形を示す。 図８に示すハーフブリッジ変換回路の概略的な動作波形を示す。 実施例２である電力変換装置における主回路の一部およびゲート回路部を示す。 実施例３である電力変換装置における主回路の一部およびゲート回路部を示す。 図１２に示すハーフブリッジ変換回路の概略的な動作波形を示す。 ゲート制御回路によって実行されるゲート閾値電圧判定処理を示すフロー図である。 実施例４である電力変換装置における主回路の一部およびゲート回路部を示す。 図１５に示すハーフブリッジ変換回路の概略的な動作波形を示す。 ゲート制御回路によって実行されるゲート閾値電圧判定処理を示すフロー図である。 実施例５である電力変換装置における主回路の一部およびゲート回路部を示す。 図１８に示すハーフブリッジ変換回路の概略的な動作波形を示す。 実施例６である電力変換装置における主回路の一部およびゲート回路部を示す。 実施例６におけるゲート制御回路によって実行されるゲート閾値電圧判定処理を示すフロー図である。

以下、本発明の実施形態について、下記の実施例１〜６により、図面を用いながら説明する。各図において、参照番号が同一のものは同一の構成要件あるいは類似の機能を備えた構成要件を示している。

図１は、本発明の実施例１である電力変換装置の概略構成図である。なお、本実施例１の電力変換装置は、例えば、無停電電源装置に適用される。

図１に示すように、電力変換装置１００は、コンバータ１０２と、インバータ１０３と、チョッパ１０４と、これらを制御する上位制御回路１０５とを備える。

コンバータ１０２は、商用電源１０６（交流電源）から供給される三相交流電力を直流電力に変換して、インバータ１０３に供給する。

インバータ１０３は、コンバータ１０２から供給された直流電力を再び三相交流電力に変換して負荷１０８に供給する。

チョッパ１０４は、蓄電池１０７（直流電源）から供給される直流電力を、所定電圧に昇圧または降圧し、所定の直流電力に変換して、インバータ１０３に供給する。

上位制御回路１０５は、コンバータ１０２と、インバータ１０３と、チョッパ１０４とを制御する。なお、本実施例１において、上位制御回路１０５は、プロセッサ、メモリ、入出力回路等を含むマイクロコンピュータによって構成される。

商用電源１０６が停電した場合、チョッパ１０４は、蓄電池１０７に蓄えられた電力をインバータ１０３に直流電力として供給する。インバータ１０３は、チョッパ１０４から供給された直流電力を交流電力に変換して負荷１０８に供給する。これにより、電力変換装置１００は、停電時においても、負荷１０８へ継続的に給電する。

図２は、電力変換装置１００の主回路部の概略構成を示す。本図においては、簡単のため、パワー半導体素子からなる回路部のみを示す。なお、各部（コンバータ、インバータ、チョッパ）の回路構成については、後述する（図３−５）。

コンバータ１０２は、半導体スイッチング素子（図２ではＭＯＳＦＥＴ）と整流素子（図２では還流ダイオード）が逆並列に接続される回路部（以下、「アーム」と記す）を複数個（図２では６個）有し、複数のアームが三相ブリッジ変換回路を構成する。コンバータ１０２の交流入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔは、商用電源１０６に接続される。

インバータ１０３においても、コンバータ１０２と同様に、複数のアームが三相ブリッジ変換回路を構成する。インバータ１０３の交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗには、負荷１０８が接続される。

なお、コンバータ１０２の直流側と、インバータ１０３の直流側とは、コンデンサを備える直流リンクを介して、互いに接続される。

チョッパ１０４においては、複数（図２では２個）のアームの並列接続体が、２個、直列接続され、ハーフブリッジ変換回路が構成される。直列接続点に蓄電池１０７が接続される。また、ハーフブリッジ変換回路の両端が直流リンクに接続される。

図３は、コンバータ１０２の回路構成を示す。

図３に示すように、コンバータ１０２は、３個のハーフブリッジ変換回路２０１，２０２，２０３（電力変換ユニット）を備えている。これらハーフブリッジ変換回路２０１，２０２，２０３は、電力変換ユニットの駆動部を含むコンバータ制御部２０４によって駆動制御される。コンバータ１０２は、交流入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔに接続される商用電源１０６からの三相交流電力を、正側端子Ｐと負側端子Ｎとにおいて出力される直流電力に変換する。

ハーフブリッジ変換回路２０１は、上アームの半導体スイッチング素子２１および整流素子２３と、下アームの半導体スイッチング素子２２および整流素子２４とを備えている。

半導体スイッチング素子２１のソースは、半導体スイッチング素子２２のドレインに接続される。これにより、半導体スイッチング素子２１と半導体スイッチング素子２２は直列に接続される。半導体スイッチング素子２１と半導体スイッチング素子２２の直列接続点は交流入力端子Ｒに接続される。

コンデンサ（２５，２６）は、半導体スイッチング素子２１のドレインと半導体スイッチング素子２２のソースとの間に接続される。すなわち、コンデンサ（２５，２６）は、ハーフブリッジ変換回路２０１の両端に並列接続される。なお、図３では、簡単のために、複数（２個）のコンデンサ（２５，２６）の並列接続を、単一のコンデンサの記号で示している。

整流素子２３は、半導体スイッチング素子２１の一方の主端子（以下、「ソース」と記す）から他方の主端子（以下、「ドレイン」と記す）へ向かう方向が順方向となるように、半導体スイッチング素子２１のソース・ドレイン間に逆並列に接続される。また、整流素子２４は、半導体スイッチング素子２２のソースからドレインへ向かう方向が順方向となるように、半導体スイッチング素子２２のソース・ドレイン間に逆並列に接続される。

半導体スイッチング素子２１の制御端子（以下、「ゲート」と記す）は、コンバータ制御部２０４に接続される。また、半導体スイッチング素子２２のゲートは、コンバータ制御部２０４に接続される。なお、本実施例１において、各半導体スイッチング素子の制御端子は絶縁ゲートである（他の実施例も同様）。

ハーフブリッジ変換回路２０２の構成はハーフブリッジ変換回路２０１とほぼ同様であるが、ハーフブリッジ変換回路２０１とは異なり半導体スイッチング素子２１と半導体スイッチング素子２２の直列接続点が交流入力端子Ｓに接続される。

ハーフブリッジ変換回路２０３の構成はハーフブリッジ変換回路２０１とほぼ同様であるが、ハーフブリッジ変換回路２０１とは異なり半導体スイッチング素子２１と半導体スイッチング素子２２の直列接続点が交流入力端子Ｔに接続される。

次に、図３に示すコンバータ１０２の動作について説明する。

商用電源１０６から供給される三相交流電力は、交流端子Ｒ，Ｓ，Ｔを介して、コンバータ１０２の各相のハーフブリッジ変換回路２０１，２０２，２０３に供給される。ハーフブリッジ変換回路２０１，２０２，２０３の上アームの半導体スイッチング素子２１および整流素子２３と、下アームの半導体スイッチング素子２２および整流素子２４とが、コンバータ制御部２０４によってスイッチングタイミングが制御されることにより、商用電源１０６から供給される三相交流電力が直流電力を変換される。

図４は、インバータ１０３の回路構成を示す。

図４に示すように、インバータ１０３は、３個のハーフブリッジ変換回路３０１，３０２，３０３（電力変換ユニット）を備えている。これらハーフブリッジ変換回路３０１，３０２，３０３は、電力変換ユニットの駆動部を含むインバータ制御部３０４によって駆動制御される。インバータ１０３は、コンバータ１０２によって、正側端子Ｐと負側端子Ｎとにおいて出力される直流電力を三相交流電力に変換して、この三相交流電力を交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗから出力する。

ハーフブリッジ変換回路３０１の構成はハーフブリッジ変換回路２０１（図３）とほぼ同様であるが、ハーフブリッジ変換回路２０１とは異なり半導体スイッチング素子２１と半導体スイッチング素子２２の直列接続点が交流出力端子Ｕに接続される。

ハーフブリッジ変換回路３０２の構成はハーフブリッジ変換回路２０１とほぼ同様であるが、ハーフブリッジ変換回路２０１とは異なり半導体スイッチング素子２１と半導体スイッチング素子２２の直列接続点が交流出力端子Ｖに接続される。

ハーフブリッジ変換回路３０３の構成はハーフブリッジ変換回路２０１とほぼ同様であるが、ハーフブリッジ変換回路２０１とは異なり半導体スイッチング素子２１と半導体スイッチング素子２２の直列接続点が交流出力端子Ｗに接続される。

次に、図４に示すインバータ１０３の動作について説明する。

コンバータ１０２が出力する直流電力は、正側端子Ｐおよび負側端子Ｎを介して、インバータ１０３の各相のハーフブリッジ変換回路３０１，３０２，３０３に供給される。ハーフブリッジ変換回路３０１，３０２，３０３の上アームの半導体スイッチング素子２１および整流素子２３と、下アームの半導体スイッチング素子２２および整流素子２４とが、インバータ制御部３０４によってスイッチングタイミングが制御されることにより、コンバータ１０２から供給される直流電力が三相交流電力を変換される。

図５は、チョッパ１０４の回路構成を示す。

図５示すように、チョッパ１０４は、ハーフブリッジ変換回路４０１（電力変換ユニット）とリアクトル４０６とを備えており、電力変換ユニットの駆動部を含むチョッパ制御部４０５によって駆動制御される。チョッパ１０４は、蓄電池１０７からの低電圧の直流電力と、正側端子Ｐと負側端子Ｎとの間における、蓄電池１０７よりも高電圧の直流電力とを、相互に変換する。

ハーフブリッジ変換回路４０１の構成はハーフブリッジ変換回路２０１（図３）とほぼ同様であるが、ハーフブリッジ変換回路２０１とは異なり半導体スイッチング素子２１と半導体スイッチング素子２２の直列接続点が直流端子Ｃに接続される。なお、図２では、チョッパ１０４の上アームおよび下アームにおいては、各々、複数（２個）のアームが並列接続されているが、本図５においては、簡単のために、上アームおよび下アームを、各々、単一のアームで示している。

リアクトル４０６は、直流端子Ｃと蓄電池１０７の正極との間に接続される。

次に、図５に示すチョッパ１０４の動作について説明する。

ハーフブリッジ変換回路４０１の下アームの半導体スイッチング素子２２がオンしている間に、蓄電池１０７と端子Ｃとの間に接続されているリアクトル４０６にエネルギーが蓄積される。次に、半導体スイッチング素子２２がオフすると、リアクトル４０６が発生する逆起電圧により上アームの整流素子２３が導通する。これにより、チョッパ１０４の出力端には、蓄電池１０７の直流電圧とリアクトル４０６の逆起電圧とを加算した電圧が生じる。

すなわち、チョッパ１０４は、蓄電池１０７の直流電圧を昇圧する。チョッパ制御部４０５は、ハーフブリッジ変換回路４０１のスイッチングタイミングを制御することにより、昇圧比を任意に設定する。

また、チョッパ１０４は、チョッパ制御部４０５によって上アームの半導体スイッチング素子２１を繰り返してオン・オフすることにより、正側端子Ｐと負側端子Ｎとの間の直流電圧を降圧して、直流端子Ｃに出力する。この場合、チョッパ１０４は、コンバータ１０２が出力する直流電力を蓄電池１０７に充電する。

上述のように、電力変換装置１００におけるコンバータ１０２、インバータ１０３およびチョッパ１０４は、いずれも、半導体スイッチング素子２１および整流素子２３が逆並列接続される上アームと、半導体スイッチング素子２２および整流素子２４が逆並列接続される下アームとが、直列に接続される２レベルのハーフブリッジ変換回路を基本構成としている。

なお、半導体スイッチング素子としては、ＭＯＳＦＥＴに限らず、ＭＯＳＦＥＴと同様に絶縁ゲートを備えるＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）などが適用できる。また、整流素子としては、ＰＮ接合ダイオードやショットキーバリアダイオードなどが適用できる。整流素子は、半導体スイッチング素子に外付けされてもよいし、半導体スイッチング素子に内蔵されてもよい。なお、半導体スイッチング素子および整流素子を構成する半導体材料は、Ｓｉでもよいし、ＳｉＣなどのワイドギャップ半導体でもよい。

図６は、本実施例１に適用されるパワーデバイスの一例を示す。なお、パワーデバイスの等価回路も併記する。

等価回路が示すように、パワーデバイス３０は、前述のハーフブリッジ変換回路におけるアームを構成する。

パワーデバイス３０は、一つの樹脂パッケージ内に、ＭＯＳＦＥＴ（半導体スイッチング素子）の半導体チップとダイオード（整流素子）の半導体チップの逆並列接続を有している。また、パワーデバイス３０は、樹脂パッケージ外に引き出される三個の端子、すなわちソース（Ｓ）、ドレイン（Ｄ）およびゲート（Ｇ）を備えている。パワーデバイス３０は、いわゆる汎用型のパワーデバイスである。

ＭＯＳＦＥＴがＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴである場合、パワーデバイス３０は、電力変換装置の主回路部を低損失化および高速化に好適である。

パワーデバイス３０においては、１個のソースが、主電流が流れる主端子と駆動回路を接続する補助端子（前述の特許文献１に記載の「ソースセンス端子」）とを兼ねている。このため、ソース（Ｓ）と外部回路との接続部において、主回路とゲート駆動回路とに共通の配線インダクタンスが存在する。このような配線インダクタンスはゲート駆動制御に影響するが、パワーデバイス３０が高速化されるほど、影響が顕著になる。これに対し、本実施例１によれば、このような配線インダクタンスの影響がある場合でも、ゲート駆動の信頼性を向上できる。

図７は、電力変換装置内におけるパワーデバイスの実装例を示す。

電力変換装置内において、パワーデバイス３０は、冷却フィン４０を有するヒートシンク上に搭載される。なお、ＭＯＳＦＥＴがＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴである場合、冷却フィン４０を小型化できる。

以下、実施例１におけるパワー半導体素子の駆動制御について説明する。

図８は、実施例１における主回路の一部およびゲート回路部を示す。なお、主回路の一部として、一つのハーフブリッジ変換回路を示す。また、ゲート回路部として、ゲート駆動回路およびゲート制御回路を示す。

図８に示すように、ハーフブリッジ変換回路は、上アーム３０Ｈと、上アーム３０Ｈの対アーム、すなわち上アーム３０Ｈに直列接続される下アーム３０Ｌと、を含む。

ゲート駆動回路５０Ｈおよび５０Ｌは、それぞれ上アーム３０Ｈおよび下アーム３０Ｌの半導体スイッチング素子をオン・オフ駆動する。ゲート駆動回路５０Ｈおよび５０Ｌの各々は、半導体スイッチング素子のオフ時にゲートとソース間を導通するゲートクランプ用スイッチ（ＳＷｃ）と、ゲートクランプ用スイッチ制御回路（ゲート制御回路５１Ｌに含まれる）と、ゲートクランプ用スイッチ（ＳＷｃ）と直列接続されるクランプ抵抗（Ｒｃ）と、クランプ抵抗両端電圧検出回路（６０Ｌ（下アーム用））とを含む。ゲートクランプ用スイッチ（ＳＷｃ）とクランプ抵抗（Ｒｃ）の直列接続回路は、各アームにおける半導体スイッチング素子のゲート・ソース間に接続される。本実施例１では、ゲートクランプ用スイッチとして、半導体スイッチング素子（図８中ではＭＯＳＦＥＴ）が適用される。

図８における表記「ＧＤＳ」はゲート駆動信号を表す。ゲート駆動回路５０Ｈおよび５０Ｌからのゲート駆動信号（ＧＤＳ）は、それぞれ、上アーム３０Ｈおよび下アーム３０Ｌのゲート、すなわち半導体スイッチング素子のゲートに与えられる。このゲート駆動信号（ＧＤＳ）によって、半導体スイッチング素子はオン・オフ駆動制御される。

ゲート駆動回路５０Ｌは、下アーム３０Ｌにおける半導体スイッチング素子ゲートの容量を充放電する。ゲートクランプ用スイッチ（ＳＷｃ）とクランプ抵抗（Ｒｃ）はゲートクランプ回路を構成する。ゲートクランプ回路は、下アーム３０Ｌの半導体スイッチング素子のゲート・ソース間の電圧ＶｇｓＬがゲート閾値電圧Ｖｔｈｃより小さい場合、すなわち、下アーム３０Ｌの半導体スイッチング素子がオフ状態において、半導体スイッチング素子のゲート・ソース間を導通（短絡）する。本実施例１において、ゲートクランプ用スイッチ（ＳＷｃ）は、双方向に電流を流すことができる双方向半導体スイッチング素子である。これにより、双方向のゲート電圧振動を抑制することができる。なお、ゲート駆動回路５０Ｈについても同様である。

図８では、ゲートクランプ用スイッチ（ＳＷｃ）がＭＯＳＦＥＴである。ＭＯＳＦＥＴの場合、逆方向電流を寄生ダイオード（ボディダイオード）に流すことにより、双方向半導体スイッチング素子として機能する。

次に、回路動作について説明する。

図９は、図８に示すハーフブリッジ変換回路の概略的な動作波形を示す。本図９は、下アームの動作が環流モードである時に上アームの半導体スイッチング素子がターンオンする場合の動作波形を示す。なお、環流モードにおいては、アームを構成する整流素子（図８ではダイオード）が導通して、整流素子において、整流素子の順方向に電流が流れる。

図９における各波形の縦軸の記号は、図８における各部の電圧および電流を示す記号に相当する。

上アームの半導体スイッチング素子がターンオンする期間（Ｐｈ．１）において、上アームのゲート信号はＬｏｗ状態からＨｉｇｈ状態になる（ゲート・ソース間電圧ＶｇｓＨを参照）。なお、環流モードにある下アームのゲート信号はＬｏｗ状態である。また、下アームのゲートクランプ用スイッチ制御信号（ＳＷｃ）はＨｉｇｈ状態であり、下アームのゲート・ソース間は、ゲートクランプ用スイッチとクランプ抵抗回路を介して導通している。

上アームのターンオン動作に伴い、上アームのソース電流ＩｓＨは増加し、下アームのソース電流ＩｓＬ（ダイオード電流）は減少する。このとき、ＩｓＬの変化（ｄＩｓＬ／ｄｔ）に応じて、下アームにおけるコモンソースインダクタンスＬＣＭの両端電圧ＶｓｓＬ（＝ＬＣＭ×（ｄＩｓＬ／ｄｔ））が跳ね上がる。ここで、ＶｓｓＬの大きさはＩｓＬの時間変化率（ｄＩｓＬ／ｄｔ）に比例する。さらに、ｄＩｓＬ／ｄｔの大きさ、すなわちｄＩｓＨ／ｄｔの大きさは、上アームのゲートしきい値電圧（ＶｔｈＨ）に反比例する。すなわち、ＶｔｈＨがゲート駆動電圧ＶｇｓＨよりも小さいほど、ｄＩｓＬ／ｄｔおよびｄＩｓＨ／ｄｔは増大し、その結果、ＬＣＭの両端電圧ＶｓｓＬが増大する。

なお、コモンソースインダクタンスＬＣＭは、各アームにおいて、半導体スイッチング素子のソース電極と、アームのソース端子との間の配線が有するインダクタンスである。このようなインダクタンスを、本明細書においては、主回路とゲート駆動回路に共通するインダクタンスであることから、「コモンソースインダクタンス」と呼称している。

コモンソースインダクタンスＬＣＭの両端電圧ＶｓｓＬの増大に伴い、下アームのゲート電流ＩｇＬは、ゲート・ソース間容量Ｃｇｓを放電する方向に流れる。

このようなゲート電流を、従来のミラークランプ回路のようにクランプ抵抗が接続されていない半導体スイッチによって、低インピーダンスでゲート・ソース間をバイパスすると、ゲートクランプ回路の両端電圧（クランプライン電圧）ＶｃＬはほとんど変動しない。このため、下アームのゲート・ソース間電圧ＶｇｓＬ（＝ＶｃＬ−ＶｓｓＬ）が、コモンソースインダクタンスの両端電圧ＶｓｓＬの変動に起因して負側に大きく振動する。このゲート・ソース間電圧の負側ピーク電圧が、ゲート負バイアスの定格を超過すると、ゲートしきい値電圧の低下が発生し得る。このため、スイッチング速度の高速化に伴う耐ノイズ特性劣化や、素子並列構成における電流アンバランスの増大が引き起される。このような、コモンソースインダクタンスの両端電圧ＶｓｓＬの変動の影響は、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴでは顕著である。

これに対し、本実施例１では、ゲートクランプ用スイッチにクランプ抵抗（Ｒｃ）が直列接続されているので、クランプライン電圧ＶｃＬは、ＶｓｓＬと同位相で正側に跳ね上がる。このとき、ゲート・ソース間電圧ＶｇｓＬ（＝ＶｃＬ−ＶｓｓＬ）は、ＶｓｓＬの増大とともに、クランプ抵抗（Ｒｃ）にＩｇＬが流れることによるクランプ抵抗（Ｒｃ）の電圧降下により跳ね上がり電圧ＶｃＬも増大するので、負側ピーク電圧の大きさが低減する。したがって、ゲート・ソース間電圧の負側振動が抑制できる。

上述のように、ゲートクランプ回路によってバイパスされるＩｇＬは、ＶｓｓＬの増大に伴い流れる。ＶｓｓＬの大きさは「ｄＩｓＬ／ｄｔ」に比例するが、ｄＩｓＬ／ｄｔの大きさはｄＩｓＨ／ｄｔの大きさに等しいので、結局、ＶｓｓＬの大きさは「ｄＩｓＨ／ｄｔ」の大きさに比例する。さらに、「ｄＩｓＨ／ｄｔ」の大きさは、上アームのゲートしきい値電圧（ＶｔｈＨ）に反比例する。したがって、ＩｇＬと上アームのゲートしきい値電圧（ＶｔｈＨ）との間には所定の関係がある。そこで、本実施例１においては、クランプ抵抗両端電圧検出回路６０Ｌ（図８）がクランプ抵抗Ｒｃの両端電圧ＶｃＬを検出し、Ｖｔｈ（閾値電圧）判定信号として出力する。このＶｔｈ判定信号に基づいて、ゲート制御回路５１Ｌ（図８）は、上アーム３０Ｈの半導体スイッチング素子のゲート閾値電圧の状態を判定し、半導体スイッチング素子の劣化や異常の有無を診断する。

次に、図９に示す期間Ｐｈ．１に続く期間Ｐｈ．２における回路動作について説明する。

期間Ｐｈ．２においては、上アームの半導体スイッチング素子がオン状態となるため、下アームにおける環流動作モードが終了し（ＩｓＬ＝０）、下アームのドレイン・ソース間電圧ＶｄｓＬが上昇する。このとき、ＶｄｓＬの上昇速度（時間変化率）「ｄＶｄｓＬ／ｄｔ」に応じて、下アームのゲートに、ゲート・ドレイン間容量Ｃｇｄ（ミラー容量）を介して、ＩｇＬ（＝Ｃｇｄ×（ｄＶｄｓＬ／ｄｔ：ミラー電流）が流れ込む。このミラー電流がゲートクランプ用スイッチを介してソースに流れるとき、下アーム近傍のゲート・ソース間電圧ＶｇｓＬに跳ね上がり電圧（＝ＩｇＬ×Ｒｃ）が発生する。この跳ね上がり電圧が下アームのゲート閾値電圧以上になると、上下アームが同時にオン状態となり、上下アームに大きな短絡電流が流れ得る。

そこで、本実施例１においては、クランプ抵抗Ｒｃの大きさが、電力変換装置の仕様に応じて半導体スイッチング素子に要求される特性に基づき、「ＩｇＬ×Ｒｃ」がゲート閾値電圧を超えないようにＲｃの値が設定される。

また、期間Ｐｈ．２におけるＩｇＬ（ミラー電流）はｄＶｄｓＬ／ｄｔに比例するので、クランプ抵抗両端電圧ＶｃＬもｄＶｄｓＬ／ｄｔに比例する。したがって、ｄＶｄｓＬ／ｄｔの変化に応じてＶｃＬも変化するため、ゲート制御回路５１Ｌは、ＶｃＬの時間的変化量を検出することで、回路動作の異常（例えば、上下アーム短絡）を検出することができる。

なお、前述のように、期間Ｐｈ．１において、ＩｇＬはＶｓｓＬの増大とともに流れ、ＶｓｓＬの大きさはｄＩｓＬ／ｄｔ（＝ｄＩｓＨ／ｄｔ）に比例する。ｄＩｓＬ／ｄｔ（＝ｄＩｓＨ／ｄｔ）の変化に応じてＶｃＬも変化するため、ゲート制御回路５１Ｌは、ＶｃＬの時間的変化量を検出することで、回路動作の異常を検出することができる。

上述のように、上アームがターンオンする場合、ゲートクランプ用スイッチにクランプ抵抗を直列接続することにより、ゲート振動を低減することができる。さらに、クランプ抵抗両端電圧を検出することにより、ゲート閾値電圧の変化や、回路動作異常を検出できる。

図１０は、図８に示すハーフブリッジ変換回路の概略的な動作波形を示す。本図１０は、上アームの半導体スイッチング素子がターンオフする場合の動作波形を示す。なお、下アームはオフ状態から環流モードになる。

図１０における各波形の縦軸の記号は、図８における各部の電圧および電流を示す記号に相当する。

上アームの半導体スイッチング素子がターンオフする期間（Ｐｈ．１）において、上アームのゲート信号はＨｉｇｈ状態からＬｏｗ状態になる（ゲート・ソース間電圧ＶｇｓＨを参照）。なお、下アームのゲート信号はＬｏｗ状態である。また、下アームのゲートクランプ用スイッチ制御信号（ＳＷｃ）はＨｉｇｈ状態であり、下アームのゲート・ソース間は、ゲートクランプ用スイッチとクランプ抵抗回路を介して導通している。

上アームのターンオフ動作に伴い、上アームのドレイン・ソース間電圧ＶｄｓＨは増加し、下アームのドレイン・ソース間電圧ＶｄｓＬは減少する。このとき、ＶｄｓＬの変化（ｄＶｄｓＬ／ｄｔ）に応じて、下アームのゲートにはゲート・ドレイン間容量Ｃｇｄ（ミラー容量）を介して、ＩｇＬ（＝Ｃｇｄ×（ｄＶｄｓＬ／ｄｔ）：ミラー電流）が流れ込む。このミラー電流がゲートクランプ用スイッチを介してソースに流れるとき、下アーム近傍のゲート・ソース間電圧に跳ね上がり電圧（＝ＩｇＬ×Ｒｃ）が発生する。この跳ね上がり電圧がゲート負バイアスの定格を超過すると、ゲート閾値電圧の低下や素子寿命の低下を招き得る。

そこで、本実施例１においては、クランプ抵抗Ｒｃの大きさが、電力変換装置の仕様に応じて半導体スイッチング素子に要求される特性に基づき、「ＩｇＬ×Ｒｃ」がゲート負バイアスの定格を超えないようにＲｃの値が設定される。

次に、図１０に示す期間Ｐｈ．１に続く期間Ｐｈ．２における回路動作について説明する。

上アームのターンオフ動作に伴い、上アームのソース電流ＩｓＨは減少し、下アームのソース電流ＩｓＬ（ダイオード電流）は増加する。このとき、ＩｓＬの変化（ｄＩｓＬ／ｄｔ）に応じて、下アームにおけるコモンソースインダクタンスの両端電圧ＶｓｓＬ（＝ＬＣＭ×ｄＩｓＬ／ｄｔ）が跳ね下がる。

コモンソースインダクタンスの両端電圧ＶｓｓＬの跳ね下がりに伴い、下アームのゲート電流ＩｇＬは、ゲート・ソース間容量Ｃｇｓを充電する方向に流れる。

このようなゲート電流を、従来のミラークランプ回路のようにクランプ抵抗が接続されていない半導体スイッチによって、低インピーダンスでバイパスすると、ゲートクランプ回路の両端電圧（クランプライン電圧）ＶｃＬはほとんど変動しない。このため、下アームのゲート・ソース間電圧ＶｇｓＬ（＝ＶｃＬ−ＶｓｓＬ）が、コモンソースインダクタンスの両端電圧ＶｓｓＬに起因して正側に大きく振動する。このゲート・ソース間電圧の正側ピーク電圧が、ゲート閾値電圧以上になると、上下アームが同時にオン状態となり、上下アームに大きな短絡電流が流れ得る。

これに対し、本実施例１では、ゲートクランプ用スイッチにクランプ抵抗（Ｒｃ）が直列接続されているので、クランプライン電圧ＶｃＬは、ＶｓｓＬと同位相で負側に跳ね下がる。このとき、ゲート・ソース間電圧ＶｇｓＬ（＝ＶｃＬ−ＶｓｓＬ）は、ＶｓｓＬが負側へ増大するとともに、クランプ抵抗（Ｒｃ）にＩｇＬが流れることによるクランプ抵抗（Ｒｃ）の電圧降下により跳ね上がり電圧ＶｃＬも増大するので、正側ピーク電圧の大きさが低減する。これにより、下アームの半導体スイッチング素子の異常ターンオンが防止できる。

このように、上アームがターンオフする場合においても、ゲートクランプ用スイッチにクランプ抵抗を直列接続することにより、ゲート振動を低減することできる。

なお、本実施例１における上述のような回路動作は、下アームがターンオンおよびターンオフする場合も同様である。

以上のように、本発明の実施例１によれば、電力変換装置におけるハーフブリッジ変換回路の上下アームの一方のアームのターンオンおよびターンオフ動作に伴って、他方のアームすなわち対アームに発生するゲート電圧振動を低減できる。さらに、クランプ抵抗両端電圧ＶｃＬを検出することで、ゲート閾値電圧の劣化や回路動作異常を検出することができる。したがって、本実施例１によれば、電力変換装置において主回路を構成する半導体スイッチング素子を高信頼に駆動制御できる。これにより、電力変換装置の信頼性が向上する。

なお、本実施例１は、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのような高速素子が用いられる電力変換装置に好適であり、高速スイッチングに伴うゲート電圧振動を低減できる。

図１１は、本発明の実施例２である電力変換装置における主回路の一部およびゲート駆動回路部を示す。なお、主回路の一部として、一つのハーフブリッジ変換回路を示す。また、ゲート回路部として、ゲート駆動回路およびゲート制御回路を示す。

本実施例２の電力変換装置は、実施例１と同様に、コンバータと、インバータと、チョッパと、これらを制御する上位制御回路とを備える（図１参照）。また、各部の構成は、実施例１と同様である（図２−７参照）。

図１１は、実施例２における主回路の一部およびゲート回路部を示す。なお、主回路の一部として、一つのハーフブリッジ変換回路を示す。また、ゲート回路部として、ゲート駆動回路およびゲート制御回路を示す。

図１１に示すように、実施例１と同様に、ゲート駆動回路は、ゲートクランプ用スイッチと、ゲートクランプ用スイッチに直列接続されるクランプ抵抗Ｒｃとから構成されるゲートクランプ回路を備える。実施例１とは異なり、クランプ抵抗Ｒｃには、ダイオードＤｃが並列接続される。ダイオードＤｃは、ゲートクランプ用スイッチとクランプ抵抗Ｒｃとの直列接続点から、下アーム３０Ｌのゲートへ向かう方向が順方向となるように、クランプ抵抗Ｒｃに並列接続される。

本実施例２における回路動作は、上アーム３０Ｈの半導体スイッチング素子がターンオンする場合、実施例１と同様である（図９参照）。

これに対し、上アーム３０Ｈの半導体スイッチング素子がターンオフする場合、ＶｄｓＬの変化（ｄＶｄｓＬ／ｄｔ）によるゲート電流ＩｇＬ（ミラー電流）（図１０の期間Ｐｈ．１参照）、並びにＩｓＬの変化（ｄＩｓＬ／ｄｔ）により発生するコモンソースインダクタンス両端電圧ＶｓｓＬによるゲート電流ＩｇＬ（図１０の期間Ｐｈ．２参照）は、クランプダイオードＤｃを介して、ゲートクランプ用スイッチＳＷｃによってバイパスされる。したがって、ゲートクランプ用スイッチＳＷｃとダイオードＤｃの直列接続によって、ゲート・ソース間が、比較的（すなわちＳＷｃとＲｃの直列接続よりも）低インピーダンスでバイパスされる。これにより、上アーム３０Ｈをターンオフする場合（図１０の期間Ｐｈ．１）において、ミラー電流に起因する負側のゲート振動が低減できる。

なお、上アーム３０Ｈをターンオフする場合（図１０の期間Ｐｈ．２）、本実施例２においては、ダイオードＤｃのオン電圧（順方向電圧降下）により、Ｒｃの電圧降下による実施例１と同様に、異常ターンオンが防止される。

実施例２によれば、上下アームの一方がターンオンおよびターンオフする場合に、他方に発生する負側のゲート振動を低減できる。したがって、電力変換装置において、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのように、ゲート負バイアスの定格が比較的小さな半導体スイッチング素子が用いられる場合に、ゲート閾値電圧の劣化が防止され、半導体スイッチング素子の寿命が向上できる。

図１２は、本発明の実施例３である電力変換装置における主回路の一部およびゲート回路部を示す。なお、主回路の一部として、一つのハーフブリッジ変換回路を示す。また、ゲート回路部として、ゲート駆動回路およびゲート制御回路を示す。

本実施例３の電力変換装置は、実施例１と同様に、コンバータと、インバータと、チョッパと、これらを制御する上位制御回路とを備える（図１参照）。また、各部の構成は、実施例１と同様である（図２−７参照）。

本実施例３において、下アーム側のゲート制御回路５１Ｌは、図示されないゲート閾値電圧判定部を備える。ゲート閾値電圧判定部は、クランプ抵抗両端電圧検出回路６０Ｌが検出するクランプ抵抗Ｒｃの両端電圧ＶｃＬを、クランプ抵抗両端電圧検出回路６０ＬからＶｔｈ（閾値電圧）判定信号として入力し、このＶｔｈ判定信号に基づいて、上アーム３０Ｈの半導体スイッチング素子の閾値電圧を監視するとともに、上アームにおける半導体スイッチング素子の劣化や異常の有無を診断する。なお、上アーム側のゲート制御回路５１Ｈについても同様である。

図１３は、図１２に示すハーフブリッジ変換回路の概略的な動作波形を示す。なお、図１３には、上アーム３０Ｈがターンオンする場合における、下アーム３０Ｌにおけるソース電流ＩｓＬとクランプ抵抗（Ｒｃ）の両端電圧ＶｃＬの波形を示す（図９の期間Ｐｈ．１参照）。なお、これらの波形は、実施例１（図９）と同様である。

図１４は、ゲート制御回路によって実行されるゲート閾値電圧判定処理を示すフロー図である。なお、以下、適宜、図１２および図１３を参照しながら説明する。

まず、ステップＳ１１において、電力変換装置が定常運転される。本ステップＳ１１において、ゲート制御回路５１Ｌのゲート閾値電圧判定部は、上アームがターンオンする期間Ｐｈ．１（図１３）において、クランプ抵抗両端電圧検出回路６０ＬからＶｔｈ（閾値電圧）判定信号（すなわちＶｃＬ）を入力する。

次に、ステップＳ１２において、ゲート閾値電圧判定部は、入力したＶｔｈ判定信号に基づいて、クランプ抵抗両端電圧ＶｃＬが所定の規定値以上であるかを判定する。ＶｃＬが規定値未満である場合（ステップＳ１２のＮｏ）、ゲート閾値電圧判定部は、ステップＳ１１に戻って、Ｖｔｈ判定信号を継続して入力する。また、ＶｃＬが規定値以上である場合（ステップＳ１２のＹｅｓ）、ゲート閾値電圧判定部は、次にステップＳ１３を実行する。

ステップＳ１３において、ゲート閾値電圧判定部は、上アームの半導体スイッチング素子のゲート閾値電圧（Ｖｔｈ）が劣化（低下）したと判定する。ゲート閾値電圧判定部は、ステップＳ１３を実行後、次にステップＳ１４を実行する。

ステップＳ１４において、ゲート制御回路５１Ｌは、ゲートブロック指令を出力して、全ゲート駆動信号をオフ（Ｌｏｗ）にすることにより、電力変換装置の主回路の動作を停止させる。

なお、上アームのゲート制御回路５１Ｈは、下アームがターンオンする期間において、同様のゲート閾値電圧判定処理を実行する。

本実施例３によれば、半導体スイッチング素子のゲート閾値電圧による回路動作異常が発生する場合に電力変換装置を速やかに停止することができるので、電力変換装置の信頼性が向上する。

例えば、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴでは、高温条件下でゲート閾値電圧は低下し、また負荷電流の増大とともにｄｉ／ｄｔが大きくなる。このため、ターンオン期間Ｐｈ．１において、高温かつ負荷電流大の条件下で、クランプ抵抗両端電圧は最大値をとる。したがって、電力変換装置の動作可能な温度および負荷電流の範囲に基づいてクランプ抵抗両端電圧の最大許容電圧を設定し、このような最大許容電圧の設定値を上述のＶｃＬ規定値（図１４のステップＳ１２参照）とすることが好ましい。これにより、クランプ抵抗両端電圧が最大許容電圧を超過したとき、ゲート駆動信号をオフすることで、電力変換器における定格超過等の異常動作を回避することが可能となる。

図１５は、本発明の実施例４である電力変換装置における主回路の一部およびゲート回路部を示す。なお、主回路の一部として、一つのハーフブリッジ変換回路を示す。また、ゲート回路部として、ゲート駆動回路およびゲート制御回路を示す。

図１５においては、上アーム用のゲート駆動回路についても、回路構成を示す。また、図１５においては、上アーム用のゲート制御回路と下アーム用のゲート制御回路を、便宜上、一つのブロック図で表している。

本実施例４の電力変換装置は、実施例１と同様に、コンバータと、インバータと、チョッパと、これらを制御する上位制御回路とを備える（図１参照）。また、各部の構成は、実施例１と同様である（図２−７参照）。

本実施例４において、ゲート制御回路５２は、前述の実施例３と同様に、図示されないゲート閾値電圧判定部を備える。ゲート閾値電圧判定部は、実施例３と同様に、下アーム用のクランプ抵抗Ｒｃの両端電圧ＶｃＬに基づいて、上アームの半導体スイッチング素子の閾値電圧を監視するとともに、上アームにおける半導体スイッチング素子の劣化や異常の有無を診断する。また、ゲート閾値電圧判定部は、上アーム用のクランプ抵抗Ｒｃの両端電圧ＶｃＨに基づいて、下アームの半導体スイッチング素子の閾値電圧を監視するとともに、下アームにおける半導体スイッチング素子の劣化や異常の有無を診断する。

さらに、本実施例４において、ゲート制御回路５２は、ゲート駆動電源（図１５中の、「可変直流電源」）の電圧を調整する機能を有する。

図１６は、図１５に示すハーフブリッジ変換回路の概略的な動作波形を示す。なお、図１５には、上アームがターンオンする場合における、下アームにおけるソース電流ＩｓＬとクランプ抵抗（Ｒｃ）の両端電圧ＶｃＬの波形を示す（図９の期間Ｐｈ．１参照）。なお、これらの波形は、実施例１（図９）と同様である。

図１７は、ゲート制御回路によって実行されるゲート閾値電圧判定処理を示すフロー図である。

図１７において、ステップＳ２１，Ｓ２２およびＳ２３は、それぞれ、実施例３（図１４）におけるステップＳ１１，Ｓ１２およびＳ１３に相当する。

本実施例４においては、実施例３と異なり、ステップＳ２３において上アームの半導体スイッチング素子のゲート閾値電圧（Ｖｔｈ）が劣化（低下）したと判定すると、ゲート制御回路５２は、ステップＳ２４において、上アーム用のゲート駆動電源の電圧の大きさを、通常値よりも低減する。これにより、上アームの半導体スイッチング素子のスイッチング速度の変化、すなわちゲート閾値電圧低下に伴うスイッチング速度の増大を抑えることができる。

なお、ゲート制御回路５２Ｈは、下アームがターンオンする期間において、同様のゲート閾値電圧判定処理を実行する。すなわち、ゲート制御回路５２は、下アームがターンオンする期間において、上アーム用クランプ抵抗の両端電圧ＶｃＨを検出し、ＶｃＨが規定値以上となったとき、下アームのゲート閾値電圧が劣化（低下）したと判定し、下アーム用のゲート駆動電源の電圧の大きさを、通常値よりも低減する。

本実施例４によれば、半導体スイッチング素子のゲート閾値電圧が変動した場合に、半導体スイッチング素子のスイッチング速度の変化を抑え、変換回路の異常動作を抑えることができる。したがって、電力変換装置の信頼性が向上する。

なお、実施例３と同様に、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴでは、電力変換装置の動作可能な温度および負荷電流の範囲に基づいてクランプ抵抗両端電圧の最大許容電圧を設定し、このような最大許容電圧の設定値を上述のＶｃＬ規定値（図１７のステップＳ２２参照）とすることが好ましい。これにより、クランプ抵抗両端電圧が最大許容電圧を超過したとき、ゲート駆動信号をオフすることで、電力変換器における定格超過等の異常動作を回避することが可能となる。

図１８は、本発明の実施例５である電力変換装置における主回路の一部およびゲート回路部を示す。なお、主回路の一部として、一つのハーフブリッジ変換回路を示す。また、ゲート回路部として、ゲート駆動回路およびゲート制御回路を示す。

図１８においては、上アーム用のゲート駆動回路についても、回路構成を示す。また、図１８においては、上アーム用のゲート制御回路と下アーム用のゲート制御回路を、便宜上、一つのブロック図で表している。

本実施例５の電力変換装置は、実施例１と同様に、コンバータと、インバータと、チョッパと、これらを制御する上位制御回路とを備える（図１参照）。また、各部の構成は、実施例１と同様である（図２−７参照）。

本実施例５において、ゲート制御回路５２は、図示されない第１のゲート閾値電圧判定部を備える。第１のゲート閾値電圧判定部は、クランプ抵抗両端電圧検出回路６０Ｌによって検出される下アーム用のクランプ抵抗Ｒｃの両端電圧ＶｃＬを、上アームの半導体スイッチング素子のゲート閾値電圧の異常を判定するためのＶｔｈ（Ｈ）判定信号として入力する。第１のゲート閾値電圧判定部は、Ｖｔｈ（Ｈ）判定信号に基づいて、上アームの半導体スイッチング素子のゲート閾値電圧を監視するとともに、上アームにおける半導体スイッチング素子の劣化や異常の有無を診断する。

さらに、本実施例５において、ゲート制御回路５２は、図示されない第２のゲート閾値電圧判定部を備える。第２のゲート閾値電圧判定部は、ゲート・ソース間電圧検出回路７０Ｌによって検出される下アームのゲート・ソース間電圧を、下アームの半導体スイッチング素子のゲート閾値の異常を判定するためＶｔｈ（Ｌ）判定信号として入力する。第２のゲート閾値電圧判定部は、Ｖｔｈ（Ｌ）判定信号に基づいて、下アームの半導体スイッチング素子のゲート閾値電圧の状態を判定し、下アームにおける半導体スイッチング素子の劣化や異常の有無を診断する。

なお、本実施例５において、ゲート制御回路５２は、上アーム用ゲート駆動電源（図１５上方の「可変直流電源」）の電圧を調整する機能と、下アーム用ゲート駆動電源（図１５下方の「可変直流電源」）の電圧を調整する機能と、を有する。

次に、回路動作について説明する。

まず、上アームの半導体スイッチング素子のゲート閾値電圧の異常を判定する場合の回路動作は実施例１と同様である（図９における期間Ｐｈ．１参照）。

ゲート制御回路５２は、上アームの半導体スイッチング素子のゲート閾値電圧（Ｖｔｈ）が劣化（低下）したと判定すると、上アーム用のゲート駆動電源の電圧の大きさを、通常値よりも低減する。これにより、上アームの半導体スイッチング素子のスイッチング速度の変化、すなわちゲート閾値電圧低下に伴うスイッチング速度の増大を抑えることができる。

次に、下アームの半導体スイッチング素子のゲート閾値電圧の異常を判定する場合の回路動作について説明する。

図１９は、図１８に示すハーフブリッジ変換回路の概略的な動作波形を示す。本図１９は、下アームの半導体スイッチング素子がターンオンする場合の動作波形を示す。

図１９における各波形の縦軸の記号は、図１８における各部の電圧および電流を示す記号に相当する。

下アームの半導体スイッチング素子がターンオンする期間Ｐｈ．１において、ソース電流ＩｓＬは増大する。期間Ｐｈ．１において、コモンソースインダクタンス両端電圧ＶｓｓＬは、コモンソースインダクタンスの大きさとＩｓＬの時間変化（ｄＩｓＬ／ｄｔ）に応じて跳ね上がる。このとき、ゲート・ソース間電圧ＶｇｓＬＬも、コモンソースインダクタンス両端電圧の変化に伴い跳ね上がる。したがって、ＶｇｓＬＬの跳ね上がり電圧の大きさは、コモンソースインダクタンスの大きさとｄＩｓＬ／ｄｔに比例する。ここで、ｄＩｓＬ／ｄｔの大きさは、下アームの半導体スイッチング素子のゲート閾値電圧に反比例する。したがって、ゲート・ソース間電圧ＶｇｓＬＬの跳ね上がり電圧は、下アームの半導体スイッチング素子のゲート閾値電圧に依存しているので、ＶｇｓＬＬの跳ね上がり電圧の変化を検出することにより、下アームの半導体スイッチング素子のゲート閾値電圧の変化を検出することができる。

なお、本実施例５において、ゲート制御回路は、上アームの半導体スイッチング素子のゲート閾値電圧（Ｖｔｈ（Ｈ））が劣化（低下）したと判定すると、上アーム用のゲート駆動電源の電圧の大きさを、通常値よりも低減する。これにより、上アームの半導体スイッチング素子のスイッチング速度の変化、すなわちゲート閾値電圧低下に伴うスイッチング速度の増大を抑えることができる。

さらに、本実施例５において、ゲート制御回路は、下アームの半導体スイッチング素子のゲート閾値電圧（Ｖｔｈ（Ｌ））が劣化（低下）したと判定すると、下アーム用のゲート駆動電源の電圧の大きさを、通常値よりも低減する。これにより、下アームの半導体スイッチング素子のスイッチング速度の変化、すなわちゲート閾値電圧低下に伴うスイッチング速度の増大を抑えることができる。

本実施例５によれば、半導体スイッチング素子のゲート閾値電圧が変動した場合に、半導体スイッチング素子のスイッチング速度の変化を抑え、変換回路の異常動作を抑えることができる。したがって、電力変換装置の信頼性が向上する。また、本実施例５によれば、下アームにおけるＶｃＬおよびＶｇｓＬに基づいて、上下アームの両方におけるパワー半導体スイッチング素子のゲート閾値電圧の異常を判定できるので、ゲート回路の構成が簡素化され、ゲート回路を小型化できる。

なお、上アームにおけるＶｃＨおよびＶｇｓＨに基づいても、同様に、上下アームの両方におけるパワー半導体スイッチング素子のゲート閾値電圧の異常を判定することができる。

図２０は、本発明の実施例６である電力変換装置における主回路の一部およびゲート回路部を示す。なお、主回路の一部として、一つのハーフブリッジ変換回路を示す。また、ゲート回路部として、ゲート駆動回路およびゲート制御回路を示す。

図２０においては、ゲート駆動回路の構成は上述の実施例４（図１５）と同様である。また、図２０においては、上アーム用のゲート制御回路と下アーム用のゲート制御回路を、便宜上、一つのブロック図で表している。

本実施例６の電力変換装置は、実施例１と同様に、コンバータと、インバータと、チョッパと、これらを制御する上位制御回路とを備える（図１参照）。また、各部の構成は、実施例１と同様である（図２−７参照）。

図２０に示すように、本実施例６において、ゲート制御回路５２は、ゲート制御部１３とデバイス異常判定部１２を含む。

ゲート制御部１３は、前述の実施例４におけるゲート制御回路（図１５における「５２」）と同様の機能を有する。

デバイス異常判定部１２は、クランプ抵抗両端電圧検出値を、時系列で、逐次記憶するとともに、負荷電流、素子温度、クランプ回路抵抗両端電圧に関する情報を記憶するメモリ装置１０を備える。さらに、デバイス異常判定部１２は、現時点でクランプ抵抗両端電圧検出回路から入力するクランプ抵抗両端電圧検出値と、メモリ装置１０に記憶されているクランプ回路抵抗両端電圧検出値の履歴、すなわち現時点よりも前の時点におけるにクランプ抵抗両端電圧検出値に基づいて、アームにおける半導体スイッチング素子の劣化や異常を判定する動作異常判定部１１を備える。

なお、負荷電流、素子温度、クランプ回路抵抗両端電圧に関する情報は、例えば、負荷電流および素子温度の各範囲と、これらの範囲において許容されるクランプ回路抵抗両端電圧の規定値（最大値）との関係を表す情報（例えば、テーブルデータ）である。これにより、動作異常判定部１１は、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのようにゲート閾値電圧の温度依存性や、ｄｉ／ｄｔの負荷電流依存性が顕著な場合でも、精度よく半導体スイッチング素子の異常を判定することができる。

負荷電流、素子温度、クランプ回路抵抗両端電圧に関する情報は、負荷電流および素子温度の各範囲と、これらの範囲において許容されるクランプ回路抵抗両端電圧の増分の規定値（最大値）との関係を表す情報（例えば、テーブルデータ）を含んでもよい。これにより、動作異常判定部１１は、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのようにゲート閾値電圧の温度依存性や、ｄｉ／ｄｔの負荷電流依存性が顕著な場合でも、精度よく半導体スイッチング素子の劣化を判定することができる。

なお、本実施例６において、メモリ装置１０は、クランプ回路抵抗両端電圧の規定値およびクランプ回路抵抗両端電圧の増分の規定値の両方を記憶している。また、温度や負荷電流は、例えば、図示されないセンサによって検出される。

図２１は、本実施例６におけるゲート制御回路によって実行されるゲート閾値電圧判定処理を示すフロー図である。以下、適宜、図２０を参照しながら説明する。

まず、ステップＳ３１において、電力変換装置が定常運転される。本ステップＳ３１において、ゲート制御部１３は、上アームがターンオンする期間Ｐｈ．１（図１３）において、クランプ抵抗両端電圧検出回路６０Ｌからクランプ抵抗両端電圧ＶｃＬの検出値を、上アームの半導体スイッチング素子のゲート閾値電圧判定信号（Ｖｔｈ（Ｈ）判定信号すなわちＶｃＬ）として入力する。

次に、ステップＳ３２において、動作異常判定部１１は、ゲート制御部１３を介してクランプ抵抗両端電圧ＶｃＬの検出値を取得し、取得した検出値が所定の規定値以上であるかを判定する。ここで、動作異常判定部１１は、メモリ装置１０から判定に適用する規定値を読み出す。動作異常判定部１１は、ＶｃＬの検出値が規定値以上である場合（ステップＳ３２のＹｅｓ）、次にステップＳ３３を実行し、ＶｃＬの検出値が規定値未満である場合（ステップＳ３２のＮｏ）、次にステップＳ３５を実行する。

ステップＳ３３において、動作異常判定部１１は、上アームの半導体スイッチング素子のゲート閾値電圧（Ｖｔｈ）が異常であると判定し、この判定結果をゲート制御部１３へ送る。

次に、ステップＳ３４において、ゲート制御部１３は、動作異常判定部１１から、上アームの半導体スイッチング素子のゲート閾値電圧（Ｖｔｈ（Ｈ））が異常であるという判定結果を受けると、全ゲート駆動信号をオフ（Ｌｏｗ）にすることにより、電力変換装置の主回路の動作を停止させる。これにより、負荷短絡等による過電流や、過温度上昇などによるアームの動作異常を検出したら、ただちに電力変換装置の動作を停止し、電力変換装置における故障の拡大を防ぎことができる。

また、ステップＳ３５において、動作異常判定部１１は、クランプ抵抗両端電圧ＶｃＬの検出値（ステップＳ３２で用いた現時点の検出値）と、メモリ装置１０に記憶されているクランプ回路抵抗両端電圧ＶｃＬの検出値の履歴から取得する現時点よりも一時点前の検出値から、ＶｃＬの検出値の増分値を算出する。さらに、ステップＳ３５において、動作異常判定部１１は、算出した増分値が所定の規定値以上であるかを判定する。ここで、動作異常判定部１１は、メモリ装置１０から判定に適用する規定値を読み出す。動作異常判定部１１は、ＶｃＬの検出値の増分値が規定値未満である場合（ステップＳ３５のＮｏ）、ステップＳ３１に戻って、ＶｃＬの検出値を継続して入力する。また、ＶｃＬが規定値以上である場合（ステップＳ３５のＹｅｓ）、動作異常判定部１１は、次にステップＳ３６を実行する。

ステップＳ３６において、動作異常判定部１１は、上アームの半導体スイッチング素子のゲート閾値電圧（Ｖｔｈ）が劣化していると判定し、この判定結果をゲート制御部１３へ送る。

次に、ステップＳ３７において、ゲート制御部１３は、動作異常判定部１１から、上アームの半導体スイッチング素子のゲート閾値電圧（Ｖｔｈ（Ｈ））が劣化しているという判定結果を受けると、上アーム用のゲート駆動電源の電圧の大きさを、通常値よりも低減する。これにより、上アームの半導体スイッチング素子のスイッチング速度の変化、すなわちゲート閾値電圧低下に伴うスイッチング速度の増大を抑えることができるので、ゲート閾値電圧の低下の進行を抑制することができる。したがって、電力変換装置の寿命を延ばしたり、電力変換装置の運転を継続したりすることができる。

上述のように、本実施例６によれば、電力変換装置の信頼性が向上する。

なお、本発明は前述した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。

たとえば、電力変換装置の主回路における半導体スイッチング素子として、ＭＩＳＦＥＴやＩＧＢＴを適用してもよい。

半導体スイッチング素子を構成するワイドバンドギャップ半導体は、ＳｉＣに限らず、ＧａＮ（Gallium Nitride）などでもよい。

また、アームにおける半導体スイッチング素子をＭＯＳＦＥＴとする場合、アームにおける整流素子としてＭＯＳＦＥＴのボディダイオードを用いてもよい。

電力変換装置の主回路の構成は、ハーフブリッジ変換回路を備えるものであればよい。また、一つのアームが、複数のパワーデバイス（図６参照）の並列接続から構成されてもよい。

１０…メモリ装置
１１…動作異常判定部
１２…デバイス異常判定部
１３…ゲート制御部
２１，２２…半導体スイッチング素子
２３，２４…整流素子
２５，２６…コンデンサ
３０…パワーデバイス
４０…冷却フィン
３０Ｈ…上アーム
３０Ｌ…下アーム
５０Ｈ，５０Ｌ…ゲート駆動回路
５１Ｈ，５１Ｌ…ゲート制御回路
５２…ゲート制御回路
６０Ｌ…クランプ抵抗両端電圧検出回路
７０Ｌ…ゲート・ソース間電圧検出回路
１００…電力変換装置
１０２…コンバータ
１０３…インバータ
１０４…チョッパ
１０５…上位制御回路
１０６…商用電源
１０７…蓄電池
１０８…負荷
２０１，２０２，２０３…ハーフブリッジ変換回路
２０４…コンバータ制御部
３０１，３０２，３０３…ハーフブリッジ変換回路
３０４…インバータ制御部
４０１…ハーフブリッジ変換回路
４０５…チョッパ制御部
４０６…リアクトル

Claims (10)

1. ハーフブリッジ変換回路を含む主回路と、
   前記ハーフブリッジ変換回路を駆動するゲート回路と、
   を備え、
   前記ハーフブリッジ変換回路を構成するアームが、
   一対の主端子と、
   前記アームに含まれる半導体スイッチング素子を駆動するゲート駆動信号が前記ゲート回路から与えられる制御端子と、
   を有し、
   前記ゲート回路は、前記一対の主端子の一方と前記制御端子との間に接続される電力変換装置において、
   双方向スイッチと抵抗とが直列接続されるクランプ回路が、前記一対の主端子の前記一方と前記制御端子との間に接続されることを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記アームは、前記一対の主端子の前記一方に接続されるインダクタンス成分を有し、
   前記インダクタンス成分は、前記主回路と前記ゲート回路とに共通することを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記クランプ回路は、前記半導体スイッチング素子のオフ時に、前記一対の主端子の前記一方と前記制御端子との間を導通することを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   さらに、前記ゲート回路は、前記抵抗の両端電圧を検出する第１の電圧検出回路を備えることを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項４に記載の電力変換装置において、
   前記ゲート回路は、前記第１の電圧検出回路によって検出される前記抵抗の前記両端電圧に基づいて、前記アームに直列接続される対アームのゲート閾値電圧の状態を判定することを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項５に記載の電力変換装置において、
   前記ゲート回路は、前記抵抗の前記両端電圧の増分に応じて前記対アームのゲート駆動電源の電圧を調整することを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記クランプ回路は、前記抵抗に並列接続されるダイオードを備えることを特徴とする電力変換装置。
8. 請求項７に記載の電力変換装置において、
   前記ダイオードは、前記双方向スイッチと前記抵抗との直列接続点から前記制御端子へ向かう方向が順方向となるように、前記抵抗に並列接続されることを特徴とする電力変換装置。
9. 請求項４に記載の電力変換装置において、
   さらに、前記ゲート回路は、前記主端子の前記一方と前記制御端子との間の電圧を検出する第２の電圧検出回路を備えることを特徴とする電力変換装置。
10. 請求項９に記載の電力変換装置において、
    前記ゲート回路は、前記第２の電圧検出回路によって検出される前記主端子の前記一方と前記制御端子との間の前記電圧に基づいて、前記アームのゲート閾値電圧の状態を判定することを特徴とする電力変換装置。

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