KR101770848B1 - 연속적으로 가변적인 스위칭형 캐패시터 ｄｃ-ｄｃ 전압 컨버터 - Google Patents

연속적으로 가변적인 스위칭형 캐패시터 ｄｃ-ｄｃ 전압 컨버터 Download PDF

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Abstract

모드들에 대응하는 개별 레벨들 사이의 중간 레벨로 될 수 있는 기준 전압에 매칭하는 출력 전압을 발생하기 위해 2 이상의 모드 중에서 전압 컨버터가 스위칭된다. 출력 전압은 모드를 조절할지를 결정하기 위해 기준 전압과 비교된다.

Description

연속적으로 가변적인 스위칭형 캐패시터 ＤＣ-ＤＣ 전압 컨버터{CONTINUOUSLY VARIABLE SWITCHED CAPACITOR DC-DC VOLTAGE CONVERTER}
하나의 DC 전압 레벨을 다른 레벨로 변환하는 디바이스의 하나의 타입은 보통 DC-대-DC 컨버터(또는 "DC-DC" 컨버터)로서 알려져 있다. DC-DC 컨버터들은 보통 디바이스의 다양한 서브시스템들이 몇몇 개별 전압 레벨들을 요구하는 모바일 전화기, 랩톱 컴퓨터 등과 같은 배터리로 동작하는 디바이스들(battery-operated devices)에 포함된다. 다수의 상이한 모드들에서 동작하는 모바일 전화기와 같은 일부 타입들의 디바이스들에서, 전력을 낭비하고 이에 따라 배터리를 너무 이르게 고갈시키기보다는, 전력 증폭기들과 같은 특정 요소들에 동작의 모드를 위한 가장 효율적인 레벨에서 공급 전압을 공급하는 것이 특히 바람직하다. 이러한 디바이스들에서, 더 많은 수의 개별 전압 레벨들을 발생할 수 있는 DC-DC 컨버터를 이용하는 것이 바람직하다.
스위칭형 모드 DC-DC 컨버터들(switched-mode DC-DC converters) 및 펄스폭 변조(pulse- width modulation; PWM)를 이용하는 DC-DC 컨버터들을 포함하는 몇몇 타입들의 DC-DC 컨버터들이 알려져 있다. 스위칭형 모드 DC-DC 컨버터들은 입력 에너지를 잠깐 인덕터들 또는 캐패시터들에 저장하고 나서 그 에너지를 상이한 전압에서 출력에 방출함으로써 하나의 DC 전압 레벨을 다른 레벨로 변환한다. 따라서 스위칭 회로는 2가지 상태들 또는 페이즈들 사이에서 연속적으로 스위칭한다: 인덕터들 또는 캐패시터들의 네트워크가 충전하고 있는 제1 상태, 및 상기 네트워크가 방전하고 있는 제2 상태. 스위칭 회로는 1/3, 1/2, 2/3 등과 같은 배터리 전압의 고정된 비율(fraction)인 출력 전압을 발생하도록 구성될 수 있고, 비율들 중 어느 것이 이용될 것인지를 제어하기 위해 모드 선택 신호가 스위칭 회로에 대한 입력으로서 제공된다. 인덕터들 또는 캐패시터들의 네트워크의 상이한 구성들이 모드 선택 신호를 이용하여 네트워크 내의 스위치들을 조작함으로써 선택될 수 있다.
스위칭형 모드 DC-DC 컨버터가 발생할 수 있는 개별 출력 전압들의 수는 인덕터들 또는 캐패시터들의 수와 관련된다. 모바일 전화기와 같은 포터블, 핸드헬드 디바이스에서, 사이즈 및 중량을 최소화하는 것이 바람직하다. 다수의 인덕터들 또는 캐패시터들을 갖는 DC-DC 컨버터는 모바일 전화기의 사이즈 및 중량을 최소화하는 데에 도움이 되지 않는다. PWM 기반 DC-DC 컨버터는 현저하게 더 많은 인덕터들, 캐패시터들 또는 다른 요소들을 이용하지 않고 스위칭형 모드 DC-DC 컨버터보다 더 많은 수의 개별 전압들을 발생할 수 있다. 그러나, PWM 기반 DC-DC 컨버터는 모바일 전화기 또는 다른 주파수 감응성 디바이스(frequency-sensitive device)의 동작에 악영향을 미칠 수 있는 스퓨리어스(spurious) 출력 신호들의 큰 스펙트럼을 발생할 수 있다. 이들 스퓨리어스 신호들을 최소화하기 위해 큰 캐패시턴스 또는 인덕턴스들을 갖는 필터들이 PWM 기반 DC-DC 컨버터에 포함될 수 있지만, 큰 필터 캐패시터들 또는 인덕터들은 전술한 동일한 이유로 바람직하지 않다.
본 발명의 실시예들은, 2 이상의 선택가능한 모드들 사이에서 스위칭함으로써, 다수의 개별 전압 레벨들 중 임의의 것뿐만 아니라 개별 전압 레벨들 사이의 중간 값들의 출력 신호를 생성할 수 있는 스위칭 전압 컨버터에 관한 것이고, 각각의 모드는 개별 전압 레벨들 중 하나에 대응한다. 예시적인 실시예들에서, 전압 컨버터는 복수의 모드 구성들을 갖는 스위치 매트릭스(switch matrix), 비교기 로직, 및 제어 로직을 포함할 수 있다. 각각의 모드 구성은 복수의 출력 신호 전압들 중 하나에 대응한다. 모드 구성은 모드 제어 신호에 응답하여 선택가능하다. 비교기 로직은 출력 신호와 기준 신호를 비교하고 방향 비교 신호를 생성하도록 구현된다. 제어 로직은 방향 비교 신호에 응답하여 모드 제어 신호를 생성하도록 구현된다. 예시적인 실시예들에서, 전압 변환 방법은 복수의 모드 구성들을 갖는 스위치 매트릭스를 이용하여 모드 제어 신호에 응답하여 모드 구성을 선택하는 단계를 포함할 수 있다. 각각의 모드 구성은 복수의 출력 신호 전압들 중 하나에 대응한다. 출력 신호를 기준 신호와 비교하여 방향 비교 신호를 생성한다. 방향 비교 신호를 이용하여 모드 제어 신호를 생성한다.
예시적인 실시예에서, 전압 컨버터는 2 이상의 캐패시터들, 스위치 매트릭스, 비교기 로직, 및 제어 로직을 갖는 스위칭형 캐패시터 전압 컨버터이다. 기준 신호는 비교기 로직으로 입력되고, 비교기 로직은 또한 피드백으로서 출력 신호를 수신한다. 각각의 모드 구성은 전압 전위와 출력 노드 사이에 서로 상호접속된 복수의 캐패시터들을 갖는 캐패시터 회로에 의해 정의된다. 즉, 각각의 모드에서, 스위치 매트릭스는 상이한 구성으로 캐패시터들을 상호접속한다. 각각의 모드 구성은 캐패시터 회로가 충전되는 제1 페이즈 구성 및 캐패시터 회로가 방전되는 제2 페이즈 구성을 갖는다. 스위치 매트릭스는 클록 신호에 응답하여 선택된 모드 구성의 2가지 페이즈 구성들 사이에서 스위칭한다. 이러한 스위칭의 결과로서, 전압 컨버터는 선택된 모드 구성에 대응하는 전압을 갖는 출력 신호를 생성한다. 모드들 중 2개 사이에서 교대로 스위칭함으로써, 전압 컨버터는 그의 모드들에 대응하는 개별 전압 레벨들 중 2개 사이에 기준 신호 전압이 놓이는 경우에 기준 신호 전압에 대응하는 레벨을 갖는 출력 전압을 생성할 수 있다.
예시적인 실시예에서, 비교기 로직은 출력 신호를 기준 신호와 비교하고, 출력 신호와 기준 신호 중에서 어느 것이 더 큰지를 나타내는 방향 비교 신호를 생성한다. 따라서, 비교 신호는 제어 로직이 출력 신호 전압이 기준 신호와 매칭하도록 증가 또는 감소하게 할지를 나타낸다.
예시적인 실시예에서, 제어 로직은 기준 신호가 출력 신호보다 큼을 나타내는 방향 비교 신호에 응답하여 기준 신호보다 큰 출력 신호 전압에 대응하는 모드 구성을 선택하도록 모드 제어 신호를 생성하고, 출력 신호가 기준 신호보다 큼을 나타내는 방향 비교 신호에 응답하여 기준 신호보다 작은 출력 신호 전압에 대응하는 모드 구성을 선택하도록 모드 제어 신호를 생성한다. 즉, 제어 로직은 방향 비교 신호를 포함하는, 비교기 로직으로부터의 하나 이상의 신호들을 이용하여 모드를 선택한다. 방향 비교 신호가 기준 신호가 출력 신호보다 큼을 나타내는 경우에, 제어 로직은 기준 신호보다 큰 출력 신호 전압에 대응하는 것으로 모드를 스위칭할 수 있다. 이러한 식으로 모드를 변경하는 것은 출력 신호 전압이 증가하도록 한다. 그러나, 방향 비교 신호가 출력 신호가 기준 신호보다 큼을 나타내는 경우에, 제어 로직은 기준 신호보다 작은 출력 신호 전압에 대응하는 것으로 모드를 스위칭할 수 있다. 이러한 식으로 모드를 변경하는 것은 출력 신호 전압이 감소하게 한다.
예시적인 실시예에서, 스위치 매트릭스는 3가지 모드 구성을 갖는다. 3가지 모드 구성은 베이스 기준 전압의 1/3의 출력 신호 전압에 대응하는 제1 모드 구성, 베이스 기준 전압의 1/2의 출력 신호 전압에 대응하는 제2 모드 구성, 및 베이스 기준 전압의 2/3의 출력 신호 전압에 대응하는 제3 모드 구성을 포함할 수 있다.
예시적인 실시예에서, 비교기 로직은 복수의 비교기들과, 복수의 기준 전압 레벨들을 발생하고 선택된 기준 전압 레벨을 각각의 비교기의 제1 입력에 제공하는 전압 레벨 발생기 회로를 포함하고, 각각의 전압 레벨은 복수의 출력 신호 전압들 중 하나에 대응한다. 각각의 비교기의 제2 입력은 출력 신호에 결합되고, 각각의 비교기는 대응하는 비교 신호를 제공한다.
예시적인 실시예에서, 비교기 로직은 3개의 비교기를 포함한다. 제1 비교기는 베이스 기준 전압의 제1 비율의 전압을 갖는 제1 기준 전압 신호와 출력 신호를 비교하여 제1 비교 신호를 생성한다. 제1 비교 신호는 출력 신호 전압이 베이스 기준 전압의 제1 비율을 초과하는지를 나타낸다. 제2 비교기는 베이스 기준 전압의 제1 비율보다 큰 베이스 기준 전압의 제2 비율의 전압을 갖는 제2 기준 전압 신호와 출력 신호를 비교하여 제2 비교 신호를 생성한다. 제2 비교 신호는 출력 신호 전압이 베이스 기준 전압의 제2 비율을 초과하는지를 나타낸다. 제3 비교기는 베이스 기준 전압의 제2 비율보다 큰 베이스 기준 전압의 제3 비율의 전압을 갖는 제3 기준 전압 신호와 출력 신호를 비교하여 제3 비교 신호를 생성한다. 제3 비교 신호는 출력 신호 전압이 베이스 기준 전압의 제3 비율을 초과하는지를 나타낸다.
예시적인 실시예에서, 3가지 모드 구성들은 베이스 기준 전압의 제1 비율의 출력 신호 전압에 대응하는 제1 모드 구성, 기준 전압의 제2 비율의 출력 신호 전압에 대응하는 제2 모드 구성, 및 기준 전압의 제3 비율의 출력 신호 전압에 대응하는 제3 모드 구성을 포함한다. 예시적인 실시예에서, 제1 비율은 1/3일 수 있고, 제2 비율은 1/2일 수 있고, 제3 비율은 2/3일 수 있다.
예시적인 실시예에서, 제어 로직은 제1, 제2 및 제3 비교 신호들의 결합들에 응답하는 조합 로직을 포함한다.
예시적인 실시예에서, 조합 로직은, 제1 비교 신호가 출력 신호 전압이 베이스 기준 전압의 제1 비율을 초과하지 않음을 나타내고, 방향 비교 신호가 기준 신호가 출력 신호보다 큼을 나타내는 경우에, 베이스 기준 전압의 제1 비율의 출력 신호 전압에 대응하는 모드 구성을 선택하도록 모드 제어 신호를 생성한다.
예시적인 실시예에서, 조합 로직은, 제1 비교 신호가 출력 신호 전압이 베이스 기준 전압의 제1 비율을 초과함을 나타내고, 제2 비교 신호가 출력 전압이 베이스 기준 전압의 제2 비율을 초과하지 않음을 나타내고, 방향 비교 신호가 기준 신호가 출력 신호보다 작음을 나타내는 경우에, 베이스 기준 전압의 제1 비율의 출력 신호 전압에 대응하는 모드 구성을 선택하도록 모드 제어 신호를 생성한다.
예시적인 실시예에서, 조합 로직은, 제1 비교 신호가 출력 신호 전압이 베이스 기준 전압의 제1 비율을 초과함을 나타내고, 제2 비교 신호가 출력 전압이 베이스 기준 전압의 제2 비율을 초과하지 않음을 나타내고, 방향 비교 신호가 기준 신호가 출력 신호보다 큼을 나타내는 경우에, 베이스 기준 전압의 제2 비율의 출력 신호 전압에 대응하는 모드 구성을 선택하도록 모드 제어 신호를 생성한다.
예시적인 실시예에서, 조합 로직은, 제2 비교 신호가 출력 전압이 베이스 기준 전압의 제2 비율을 초과함을 나타내고, 제3 비교 신호가 출력 전압이 베이스 기준 전압의 제3 비율을 초과하지 않음을 나타내고, 방향 비교 신호가 기준 신호가 출력 신호보다 작음을 나타내는 경우에, 베이스 기준 전압의 제2 비율의 출력 신호 전압에 대응하는 모드 구성을 선택하도록 모드 제어 신호를 생성한다.
예시적인 실시예에서, 조합 로직은, 제2 비교 신호가 출력 전압이 베이스 기준 전압의 제2 비율을 초과함을 나타내고, 제3 비교 신호가 출력 전압이 베이스 기준 전압의 제3 비율을 초과하지 않음을 나타내고, 방향 비교 신호가 기준 신호가 출력 신호보다 큼을 나타내는 경우에, 베이스 기준 전압의 제3 비율의 출력 신호 전압에 대응하는 모드 구성을 선택하도록 모드 제어 신호를 생성한다.
예시적인 실시예에서, 조합 로직은, 제3 비교 신호가 출력 전압이 베이스 기준 전압의 제3 비율을 초과함을 나타내고, 방향 비교 신호가 기준 신호가 출력 신호보다 작음을 나타내는 경우에, 베이스 기준 전압의 제3 비율의 출력 신호 전압에 대응하는 모드 구성을 선택하도록 모드 제어 신호를 생성한다.
본 발명의 다른 시스템들, 방법들, 특징들, 및 이점들은 다음의 도면들 및 상세한 설명의 검토시에 이 기술분야의 통상의 기술자에게 명백하거나 명백하게 될 것이다.
본 발명은 다음의 도면들을 참조하여 더 잘 이해될 수 있다. 도면들 내의 컴포넌트들은 반드시 일정한 비율로 되지는 않고, 대신에 발명의 원리들을 분명히 예시하는 것에 중점을 둔다. 또한, 도면들에서, 동일한 참조 번호들이 상이한 도면들에 걸쳐서 대응하는 부분들을 지정한다.
도 1은 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 전압 컨버터의 블록도이다.
도 2a는 제1 모드 구성의 제1 페이즈 구성으로 도 1에 도시된 스위치 매트릭스를 예시하는 회로도이다.
도 2b는 제1 모드 구성의 제2 페이즈 구성으로 스위치 매트릭스를 예시하는, 도 2a와 유사한 회로도이다.
도 3a는 제2 모드 구성의 제1 페이즈 구성으로 도 1에 도시된 스위치 매트릭스를 예시하는 회로도이다.
도 3b는 제2 모드 구성의 제2 페이즈 구성으로 스위치 매트릭스를 예시하는, 도 2a와 유사한 회로도이다.
도 4a는 제2 모드 구성의 변형의 제1 페이즈 구성으로 스위치 매트릭스를 예시하는, 도 1에 도시된 스위치 매트릭스를 예시하는 회로도이다.
도 4b는 제2 모드 구성의 변형의 제2 페이즈 구성으로 스위치 매트릭스를 예시하는, 도 3b와 유사한 회로도이다.
도 5a는 제3 모드 구성의 제1 페이즈 구성으로 도 1에 도시된 스위치 매트릭스를 예시하는 회로도이다.
도 5b는 제3 모드 구성의 제2 페이즈 구성으로 스위치 매트릭스를 예시하는, 도 2a와 유사한 회로도이다.
도 6은 도 1에 도시된 비교기 회로의 회로도이다.
도 7은 도 1에 도시된 모드 선택 로직의 조합 로직을 예시하는 표이다.
도 8은 도 1에 도시된 스위치 제어 로직을 예시하는 회로도이다.
도 9는 도 1의 전압 컨버터의 동작의 예시적인 경우를 도시하는 타이밍도이다.
도 10은 도 1의 전압 컨버터의 동작의 예시적인 방법을 도시하는 흐름도이다.
도 1에 예시된 바와 같이, 본 발명의 예시적인 또는 대표적인 실시예에서, 전압 컨버터(10)는 2개의 캐패시터(12 및 14), 스위치 매트릭스(16), 비교기 회로(18) 및 제어 로직(20)을 포함한다. 기준 전압 신호(V_REF)가 제어 입력으로서 전압 컨버터(10)에 제공된다. 아래 설명된 방식으로, 전압 컨버터(10)는 기준 전압 신호에 대응하거나 기준 전압 신호를 추적(track)하는 출력 전압 신호(V_OUT)를 생성한다. 전압 컨버터(10)는 Enable 신호에 의해 활성화될 수 있는 클록 신호 발생기 회로(22) 및 연관된 오실레이터(24)를 더 포함한다. Enable 신호는 아래 설명된 동작 중에 활성인 채로 유지한다.
스위치 매트릭스(16)는 캐패시터들(12 및 14)이 상이한 구성들로 상호접속되는, 아래 설명된, 몇몇 모드 구성들 중 하나를 가정할 수 있다. 각각의 모드 구성에서, 스위치 매트릭스(16)는 상호접속된 캐패시터들(12 및 14)에 의해 정의된 캐패시터 회로가 충전하고 있는 제1 페이즈 구성, 또는 상호접속된 캐패시터들(12 및 14)에 의해 정의된 캐패시터 회로가 방전하고 있는 제2 페이즈 구성을 가정할 수 있다. 스위치 매트릭스(16)는 출력 노드(26)에서 캐패시터 회로의 출력을 제공한다. 동작에서, 스위치 매트릭스(16)는 클록 신호에 응답하여 제1 및 제2 페이즈 구성들 사이에서 교대로 스위칭한다. 캐패시터(28)와 같은 필터 회로가 출력 전압 신호를 필터링하기 위해 출력 노드(26)에 접속될 수 있다.
아래 더 상세하게 설명되는 바와 같이, 비교기 회로(18)는 출력 전압 신호와 기준 전압 신호를 비교하고, 응답하여, 다수의 비교 신호들(30)을 발생한다. 제어 로직(20)은 모드 선택 로직(32) 및 스위치 제어 로직(34)을 포함한다. 모드 선택 로직(32)은 비교 신호들(30)을 수신하고, 응답하여, 모드 선택 신호들(36)을 생성한다. 스위치 제어 로직(34)은 모드 선택 신호들(36)을 수신하고, 응답하여, 스위치 제어 신호들(38)을 생성한다.
도 2a, 2b, 3a, 3b, 4a, 4b, 5a 및 5b에 예시된 바와 같이, 스위치 매트릭스(16)는 전압 전위(즉, 배터리 전압 또는 접지)와 출력 노드(26) 사이에서 몇몇 상이한 구성들로 캐패시터들(12 및 14)을 상호접속할 수 있다. 스위치 매트릭스(16)는 위에 언급된 스위치 제어 신호들(38)(S1-S9)에 의해 제어되는, 9개의 스위치들(40, 42, 44, 46, 48, 50, 52, 54 및 56)을 포함한다. 스위치들(40-56)은 도 2-5에서 제어가능한, 싱글 폴, 싱글 스로(single-pole, single-throw; SPST) 스위치들의 형태로 개략적으로 도시되지만, 그것들은 전계 효과 트랜지스터들(field-effect transistors; FETs)과 같은 임의의 적절한 스위칭 디바이스들을 포함할 수 있다. 예를 들어, 스위치들(40 및 50) 각각은 P-타입 FET(PFET)를 포함할 수 있고, 스위치들(46 및 56) 각각은 N-타입 FET(NFET)를 포함할 수 있고, 스위치들(42, 44, 48, 52 및 54) 각각은 PFET와 NFET의 병렬 결합을 포함할 수 있다. 각각의 FET의 제어 단자(예를 들어, 게이트)는 스위치 제어 신호들(38)(S1-S9) 중 하나를 수신할 수 있다.
예시적인 실시예에서 스위치 매트릭스(16)는 도시된 바와 같이 배열될 수 있는 9개의 스위치를 포함하지만, 다른 실시예들에서 스위치 매트릭스는 임의의 다른 적절한 방식으로 배열되는 임의의 다른 수의 스위치들을 포함할 수 있다. 유사하게, 예시적인 실시예는 스위치 매트릭스(16)가 아래 설명되는 바와 같이 상호접속할 수 있는 2개의 캐패시터(12 및 14)를 포함하지만, 다른 실시예들은 2개보다 많은 캐패시터를 포함할 수 있고, 스위치 매트릭스는 임의의 다른 적절한 구성들로 그것들을 상호접속할 수 있다.
도 2a-b에 예시된 바와 같이, 제1 구성에서, 스위치 매트릭스(16)는 도 2a에 도시된 제1 페이즈 구성 또는 도 2b에 도시된 제2 페이즈 구성으로 캐패시터들(12 및 14)을 상호접속할 수 있다. 이 제1 구성은 본원에서 "1/3 모드"라고 할 수 있는데, 그 이유는 이 모드에서의 동작은 배터리 전압(V_BATT)의 명목상으로 또는 평균적으로 약 1/3인 전압 레벨을 갖는 출력 노드(26)에서의 출력 전압 신호(V_OUT)를 야기하도록 의도되기 때문이다.
도 2a에 도시된 바와 같이, 1/3 모드의 제1 페이즈 구성에서, 스위치들(40, 48, 44, 50 및 54)은 개방되고, 스위치들(42, 46, 52 및 56)은 폐쇄된다. 스위치들(42 및 46)의 폐쇄된 상태들의 결합은 접지 전압 전위(0 볼트)와 출력 노드(26) 사이에 캐패시터(12)를 결합한다. 스위치들(52 및 56)의 폐쇄된 상태들의 결합은 유사하게 접지 전위와 출력 노드(26) 사이에(즉, 캐패시터(12)와 병렬로) 캐패시터(14)를 결합한다. 따라서, 1/3 모드의 제1 페이즈 구성에서, 서로 병렬인 캐패시터들(12 및 14)에 의해 정의된 캐패시터 회로는 출력 노드(26)에 대하여 방전한다.
도 2b에 도시된 바와 같이, 1/3 모드의 제2 페이즈 구성에서, 스위치들(42, 44, 46, 50, 52 및 56)은 개방되고, 스위치들(40, 48 및 54)은 폐쇄된다. 스위치들(40, 48 및 54)의 폐쇄된 상태들의 결합은 배터리(V_BATT)에 의해 제공되는 베이스 기준 전압과 같은 플러스 전압 전위와 출력 노드(26) 사이에 직렬로 캐패시터들(12 및 14)을 결합한다. 따라서, 1/3 모드의 제2 페이즈 구성에서, 서로 직렬인 캐패시터들(12 및 14)에 의해 정의된 캐패시터 회로는 출력 노드(26)에 대하여 충전한다.
도 3a-b에 예시된 바와 같이, 제2 구성에서, 스위치 매트릭스(16)는 도 3a에 도시된 제1 페이즈 구성 또는 도 3b에 도시된 제2 페이즈 구성으로 캐패시터들(12 및 14)을 상호접속할 수 있다. 이 제2 구성은 본원에서 "1/2A 모드"라고 할 수 있는데, 그 이유는 이 모드에서의 동작은 배터리 전압(V_BATT)의 명목상으로 또는 평균적으로 약 1/2인 전압 레벨을 갖는 출력 노드(26)에서의 출력 전압 신호(V_OUT)을 야기하도록 의도되기 때문이다. 또한, 아래 설명되는 바와 같이, 1/2B 모드라고 하는 1/2A 모드의 변형이 존재한다.
도 3a에 도시된 바와 같이, 1/2A 모드의 제1 페이즈 구성에서, 스위치들(40, 44, 48, 50 및 54)은 개방되고, 스위치들(42, 46, 52 및 56)은 폐쇄된다. 스위치들(42 및 46)의 폐쇄된 상태들의 결합은 접지와 출력 노드(26) 사이에 캐패시터(12)를 결합한다. 스위치들(52 및 56)의 폐쇄된 상태들의 결합은 유사하게 접지와 출력 노드(26) 사이에(즉, 캐패시터(12)와 병렬로) 캐패시터(14)를 결합한다. 따라서, 1/2A 모드의 제1 페이즈 구성에서, 병렬인 캐패시터들(12 및 14)에 의해 정의된 캐패시터 회로는 출력 노드(26)에 대하여 방전한다.
도 3b에 도시된 바와 같이, 1/2A 모드의 제2 페이즈 구성에서, 스위치들(42, 46, 48, 52 및 56)은 개방되고, 스위치들(40, 44, 50 및 54)은 폐쇄된다. 스위치들(40 및 44)의 폐쇄된 상태들의 결합은 배터리 전압과 출력 노드(26) 사이에 캐패시터(12)를 결합한다. 스위치들(50 및 54)의 폐쇄된 상태들의 결합은 유사하게 배터리 전압과 출력 노드(26) 사이에(즉, 캐패시터(12)와 병렬로) 캐패시터(14)를 결합한다. 따라서, 1/2A 모드의 제2 페이즈 구성에서, 서로 병렬인 캐패시터들(12 및 14)에 의해 정의된 캐패시터 회로는 출력 노드(26)에 대하여 충전한다.
제2 모드 구성의 1/2B 모드 변형이 도 4a-b에 도시된다. 제2 모드 구성은 아래 설명되는 바와 같이, 하나의 모드로부터 다른 모드로 스위칭하는 중에 상태를 변경하는 스위치들의 수를 최소화하기 위해 1/2A 및 1/2B 모드들 또는 서브-모드들을 둘다 포함한다. 이들 서브-모드들은 예시적인 실시예에 포함되지만, 다른 실시예들에서는 이러한 서브-모드들이 포함될 필요가 없다.
도 4a에 도시된 바와 같이, 1/2B 모드의 제1 페이즈 구성에서, 스위치들(42, 46, 48, 52 및 56)은 개방되고, 스위치들(40, 44, 50 및 54)은 폐쇄된다. 스위치들(40 및 44)의 폐쇄된 상태들의 결합은 배터리 전압과 출력 노드(26) 사이에 캐패시터(12)를 결합한다. 스위치들(50 및 54)의 폐쇄된 상태들의 결합은 유사하게 배터리 전압과 출력 노드(26) 사이에(즉, 캐패시터(12)와 병렬로) 캐패시터(14)를 결합한다. 따라서, 1/2B 모드의 제1 페이즈 구성에서, 병렬인 캐패시터들(12 및 14)에 의해 정의된 캐패시터 회로는 출력 노드(26)에 대하여 충전한다.
도 4b에 도시된 바와 같이, 1/2B 모드의 제2 페이즈 구성에서, 스위치들(40, 44, 48, 50 및 54)은 개방되고, 스위치들(42, 46, 52 및 56)은 폐쇄된다. 스위치들(42 및 46)의 폐쇄된 상태들의 결합은 접지와 출력 노드(26) 사이에 캐패시터(12)를 결합한다. 스위치들(52 및 56)의 폐쇄된 상태들의 결합은 유사하게 접지와 출력 노드(26) 사이에(즉, 캐패시터(12)와 병렬로) 캐패시터(14)를 결합한다. 따라서, 1/2B 모드의 제2 페이즈 구성에서, 서로 병렬인 캐패시터들(12 및 14)에 의해 정의된 캐패시터 회로는 출력 노드(26)에 대하여 방전한다.
도 5a-b에 예시된 바와 같이, 제3 구성에서, 스위치 매트릭스(16)는 도 3a에 도시된 제1 페이즈 구성 또는 도 3b에 도시된 제2 페이즈 구성으로 캐패시터들(12 및 14)을 상호접속할 수 있다. 이 제3 구성은 본원에서 "2/3 모드"라고 할 수 있는데, 그 이유는 이 모드에서의 동작이 배터리 전압의 명목상으로 약 2/3인 전압 레벨을 갖는 출력 노드(26)에서의 출력 전압 신호를 야기하도록 의도되기 때문이다.
도 5a에 도시된 바와 같이, 2/3 모드의 제1 페이즈 구성에서, 스위치들(42, 46, 48, 52 및 56)은 개방되고, 스위치들(40, 44, 50 및 54)은 폐쇄된다. 스위치들(40 및 44)의 폐쇄된 상태들의 결합은 배터리 전압과 출력 노드(26) 사이에 캐패시터(12)를 결합한다. 스위치들(50 및 54)의 폐쇄된 상태들의 결합은 유사하게 배터리 전압과 출력 노드(26) 사이에(즉, 캐패시터(12)와 병렬로) 캐패시터(14)를 결합한다. 따라서, 2/3 모드의 제1 페이즈 구성에서, 서로 병렬인 캐패시터들(12 및 14)에 의해 정의된 캐패시터 회로는 출력 노드(26)에 대하여 충전한다.
도 5b에 도시된 바와 같이, 2/3 모드의 제2 페이즈 구성에서, 스위치들(40, 44, 46, 50, 52 및 54)은 개방되고, 스위치들(42, 48 및 56)은 폐쇄된다. 스위치들(42, 48 및 56)의 폐쇄된 상태들의 결합은 접지와 출력 노드(26) 사이에 직렬로 캐패시터들(12 및 14)을 결합한다. 따라서, 2/3 모드의 제2 페이즈 구성에서, 서로 직렬인 캐패시터들(12 및 14)에 의해 정의된 캐패시터 회로는 출력 노드(26)에 대하여 방전한다.
도 6에 예시된 바와 같이, 비교기 회로(18)는 4개의 비교기(58, 60, 62 및 64)와, 4개의 저항(66, 68, 70 및 72)을 포함하는 전압 레벨 발생기를 포함한다. 저항들(66-72)은 배터리 전압과 접지 사이에 서로 직렬로 접속된다. 저항들(66-72)의 값들은 비교기(60)의 제1 입력(예를 들어, 반전 입력)에 있는 노드(74)에서의 전압이 2/3(V_BATT)이고, 비교기(62)의 제1 입력에 있는 노드(76)에서의 전압이 1/2(V_BATT)이고, 비교기(64)의 제1 입력에 있는 노드(78)에서의 전압이 1/3(V_BATT)이도록 선택된다. 비교기들(60, 62 및 64)의 각각의 제2 입력(예를 들어, 비-반전 입력)은 출력 전압 신호(V_OUT)에 접속된다. 따라서, 하이(high)인 비교기(60)의 출력(V_23)은 출력 전압이 2/3(V_BATT)를 초과함(즉, 크기가 그보다 큼)을 나타내고; 하이인 비교기(62)의 출력(V_12)은 출력 전압이 1/2(V_BATT)을 초과함을 나타내고; 하이인 비교기(64)의 출력(V_13)은 출력 전압이 1/3(V_BATT)을 초과함을 나타낸다. 비교기(58)의 하나의 입력(예를 들어, 반전 입력)은 유사하게 출력 전압 신호에 접속된다. 그러나, 비교기(58)의 다른 입력(예를 들어, 비-반전 입력)은 기준 전압 신호(V_REF)에 접속된다. 따라서, 하이인 비교기(58)의 출력(V_UD)은 기준 전압이 출력 전압을 초과함을 나타낸다. 반대로, 로우(low)인 비교기(58)의 출력은 출력 전압이 기준 전압을 초과함을 나타낸다. 비교기(58)의 출력(V_UD)은, 제어 로직(20)이 출력 전압 신호가 변하도록 해야 하는 방향 "위" 또는 "아래"를 제어 로직(20)(도 1)에게 나타내는, 방향 비교 신호로서 기능 한다.
예시적인 실시예에서, 제어 로직(20)의 모드 선택 로직(32)(도 1)은 제어 로직(20)이 방향 비교 신호에 의해 나타내어진 방향으로 출력 전압 신호가 변하게 하기 위해서 스위치 매트릭스(16)가 스위칭하도록 하는 모드를 결정하는 조합 로직을 포함할 수 있다. 모드 선택 로직(32)은 비교기들(58-64)의 출력들을 포함하는, 비교 신호들(30)을 수신한다. 비교 신호들(30)은 조합 로직에 입력들로서 제공될 수 있다. 조합 로직은 논리 게이트들의 네트워크(도시되지 않음)와 같은 임의의 적절한 형태로 제공될 수 있다. 명확함을 위해, 조합 로직은 본원에서 도 7에 도시된 표(80)의 형태로 표현된다. 그럼에도, 이 기술분야의 통상의 기술자는 논리 게이트들의 네트워크 또는 임의의 다른 적절한 형태로서 표(80)의 로직을 쉽게 제공할 수 있다. 모드 선택 로직(32)은 비교 신호들(30) 및 조합 로직에 응답하여 모드 선택 신호들(36)(도 1)을 출력한다.
표(80)는 제어 로직(20)이 비교기들(58-64)의 출력들(V_UD, V_23, V_12 및 V_13, 각각)의 결합에 응답하여 스위치 매트릭스(16)가 스위칭하도록 하는 "다음 모드"를 나타낸다. 표(80)에 나타내어진 모드들은 위에 설명된 것들이다: 1/3 모드, 1/2A 모드, 1/2B 모드, 및 2/3 모드. 표(80)는 또한 현재 모드를 "홀드"할지, 즉, 현재 모드를 다음 모드로서 유지할지를 나타낸다. 구체적으로, 로우인 비교기들(58-64) 전부의 출력들은 현재 모드가 1/3 모드(의 제2 페이즈 구성)로 홀드되어야 함을 나타낸다. 모든 다른 경우들에서, 표(80)는 모드가 스위칭해야 함을 나타낸다. 아래 설명되는 바와 같이, 모드는 2 클록 사이클에 한번 현재 모드로부터 다음 모드로 스위칭할 수 있다. 본원에서 모드들을 "스위칭" 또는 "변경"하거나 모드 제어 신호를 제공하는 것에 대한 언급은 상이한 모드로 변경하는 것뿐만 아니라, 모드 스위칭이 일어날 수 있는 동안의 시간에서 동일한 모드를 유지하는 것, 즉, 현재 모드와 다음 모드가 둘다 동일한 경우에 현재 모드로부터 "다음" 모드로 스위칭 또는 변경하는 것도 그의 의미의 범위 내에 포함하도록 의도된다는 것에 주목해야 한다. 또한, 예시적인 실시예에서 표(80)는 비교기들(58-64) 전부의 출력들이 하이인 경우를 생략하는데, 이 결합은 제어 로직(20)이 출력 전압 신호가 바람직하지 않을 수 있는 배터리 전압에 접근하게 한다는 것을 나타낸다는 것에 주목한다. 그럼에도, 다른 실시예들에서 이러한 출력 및 연관된 추가 모드가 제공될 수 있다.
명확함을 위해 도시되지 않았지만, 모드 선택 로직(32)(도 1)은 표(80)에 반영된 로직뿐만 아니라 출력, 즉, 다음 모드의 일부 또는 전부를 인코딩하고 모드 선택 신호들(36)을 인코딩된 형태로 제공하기 위한 인코딩 로직도 포함할 수 있다. 인코딩 로직은 예를 들어 3 비트 워드(MODE[2:0])의 형태로 출력을 인코딩할 수 있다. 예를 들어, 다음 모드 출력 "1/3"은 "001"로서 인코딩될 수 있고, 다음 모드 출력 "1/2A"은 "010"으로서 인코딩될 수 있고, 다음 모드 출력 "1/2B"은 "011"로서 인코딩될 수 있고, 다음 모드 출력 "2/3"는 "100"으로서 인코딩될 수 있다. 이러한 인코딩 로직을 제공하는 것은 충분히 이 기술분야의 통상의 기술자의 능력들 내에 있기 때문에, 그것은 본원에서 더 상세하게 도시 또는 설명되지 않는다.
도 8에 예시된 바와 같이, 스위치 제어 로직(34)은, 3 비트 워드(MODE[2:0]) 및 "홀드(HOLD)" 신호의 전술한 인코딩된 형태로 될 수 있는, 모드 선택 신호들(36)을 수신할 수 있다. MODE[2:0] 워드 및 "홀드" 신호는 함께 제어 로직(20)이 스위칭해야 하는 다음 모드를 나타낸다는 것에 주목한다. "홀드" 신호는 제어 로직(34)에서 플립플롭(82) 내로 래칭(latch)될 수 있다. MODE[2] 비트는 제어 로직(34)에서 플립플롭(84) 내로 래칭될 수 있다. MODE[1] 비트는 제어 로직(34)에서 플립플롭(86) 내로 래칭될 수 있다. MODE[0] 비트는 제어 로직(34)에서 플립플롭(88) 내로 래칭될 수 있다. 플립플롭들(82-88)은 클록 신호(CLOCK)의 2 사이클에 한번, 트리거, 즉, 그것들의 입력들을 래칭하도록 야기될 수 있다. 다른 플립플롭(90)은 클록 신호를 2로 분할하고 분할된 클록 신호를 플립플롭들(82-88)의 클록 입력들에 제공할 수 있다.
스위치 제어 로직(34)은 또한 플립플롭들(82-88)의 출력들에 결합된 디코더 로직(92)을 포함한다. 디코더 로직(92)은 래칭된 MODE[2:0] 워드 및 "홀드" 신호를 스위치 매트릭스(16)의 전술한 스위치들(40-56)을 제어하는 별개의 스위치 제어 신호들(38)(S1-S9)로 디코딩한다. 모드 선택 신호들(36)은 "다음" 모드를 나타내지만, 래칭된 MODE[2:0] 워드 및 "홀드" 신호는 "현재" 모드를 나타낸다는 것에 주목한다. 디코더 로직(92)은 현재 모드 및 클록 신호에 응답하여 스위치 제어 신호들(38)(S1-S9)을 생성한다.
디코더 로직(92)의 동작은 도 2-5의 회로도에 반영된다. 각각의 모드 구성에 대하여, 도 2-5의 스위치들(40-56)은 각각의 클록 사이클의 절반 동안에 제1 페이즈 구성을 가정하고, 각각의 클록 사이클의 다른 절반 동안에 제2 페이즈 구성을 가정한다는 것에 주목한다. 1/3 모드 또는 "001"을 나타내는 래칭된 MODE[2:0] 워드에 응답하여, 디코더 로직(92)은 각각의 클록 사이클의 제1 절반 동안에 도 2a에 도시된 상태들로 그리고 각각의 클록 사이클의 제2 절반 동안에 도 2b에 도시된 상태들로 스위치들(40-56)을 설정하도록 스위치 제어 신호들(38)(S1-S9)을 생성한다. 1/2A 모드 또는 "010"을 나타내는 래칭된 MODE[2:0] 워드에 응답하여, 디코더 로직(92)은 각각의 클록 사이클의 제1 절반 동안에 도 3a에 도시된 상태들로 그리고 각각의 클록 사이클의 제2 절반 동안에 도 3b에 도시된 상태들로 스위치들(40-56)을 설정하도록 스위치 제어 신호들(38)(S1-S9)을 생성한다. 1/2B 모드 또는 "011"을 나타내는 래칭된 MODE[2:0] 워드에 응답하여, 디코더 로직(92)은 각각의 클록 사이클의 제1 절반 동안에 도 4a에 도시된 상태들로 그리고 각각의 클록 사이클의 제2 절반 동안에 도 4b에 도시된 상태들로 스위치들(40-56)을 설정하도록 스위치 제어 신호들(38)(S1-S9)을 생성한다. 2/3 모드 또는 "100"을 나타내는 래칭된 MODE[2:0] 워드에 응답하여, 디코더 로직(92)은 각각의 클록 사이클의 제1 절반 동안에 도 5a에 도시된 상태들로 그리고 각각의 클록 사이클의 제2 절반 동안에 도 5b에 도시된 상태들로 스위치들(40-56)을 설정하도록 스위치 제어 신호들(38)(S1-S9)을 생성한다. "홀드" 모드를 나타내는 래칭된 "홀드" 신호에 응답하여, 디코더 로직(92)은 다음 클록 사이클의 각각의 절반 동안에 그것들의 이전 모드 구성들로 스위치들(40-56)을 유지하도록 스위치 제어 신호들(38)(S1-S9)을 생성한다.
예시적인 실시예에서의 전압 컨버터(10)의 동작의 예가 도 9에 도시된다. 명확함을 위해 도시되지 않았지만, 출력 전압(V_OUT)은 제로 볼트 또는 접지(GND)의 초기 레벨에서 시작한다. 예시된 예에서, 기준 전압(V_REF)이 입력된다. 처음에, 즉, 타임포인트 94 전에, V_REF는 배터리 전압의 1/2(1/2(V_BATT))과 배터리 전압의 2/3(2/3(V_BATT))의 레벨 사이에 있는 전압을 갖는다. 처음에, 비교 신호들(30)(V_UD, V_13, V_12 및 V_23)의 상태들의 결합은 1/3 모드에 대응하는데, 그 이유는 V_OUT이 배터리 전압의 1/3(1/3(V_BATT))보다 작기 때문이다. 따라서, 모드 선택 신호들(36)(도 1)은 다음 모드가 1/3 모드임을 나타낸다. 1/3 모드에서, 캐패시터 회로의 동작은 V_OUT이 1/3(V_BATT)의 레벨을 향해 상승하기 시작하도록 한다. 도 9에 도시된 클록 신호(CLOCK)의 주파수는 오직 예시인 것으로 의도되고, 다른 실시예들에서 더 높을 수 있다는 것에 주목해야 한다. 도 9에 도시된 클록 신호는 명확함을 위해 비교적 낮은 주파수를 갖는 것으로서 도시되기 때문에, 그것이 매 1/2 클록 사이클마다 스위치 매트릭스(16)에 의해 스위칭될 때 캐패시터 회로의 충전 및 방전에 대응하는 V_OUT의 작은 변화들은 도 9에 나타나지 않는다.
타임포인트 94에서, V_OUT은 1/3(V_BATT)의 레벨에 도달한다. 응답하여, 비교 신호들(30)(V_UD, V_13, V_12 및 V_23)의 상태들의 결합은 1/2A 모드에 대응하도록 변경하는데, 그 이유는 V_OUT은 1/3(V_BATT)를 초과하지만 1/2(V_BATT)보다 작기 때문이다. 현재 모드 또는 디코더 로직(92)(도 8)의 출력은 2 클록 사이클에 한번 변경하고 다음 모드의 값을 래칭한다는 것에 주목한다. 1/2A 모드에서, 캐패시터 회로의 동작은 V_OUT이 1/2 V_BATT의 레벨을 향해 계속해서 상승하게 한다.
이 예의 타임포인트 96에서, V_OUT은 1/2(V_BATT)의 레벨에 도달한다. 응답하여, 비교 신호들(30)(V_UD, V_13, V_12 및 V_23)의 상태들의 결합은 2/3 모드에 대응하도록 변경하는데, 그 이유는 V_OUT은 1/2(V_BATT)를 초과하지만 2/3(V_BATT)보다 작기 때문이다. 2/3 모드에서, 캐패시터 회로의 동작은 V_OUT이 2/3 V_BATT의 레벨을 향해 계속해서 상승하게 한다. 그러나, 타임포인트 98에서 V_OUT은 V_REF에 도달한다. 응답하여, 비교 신호들(30)(V_UD, V_13, V_12 및 V_23)의 상태들의 결합은 1/2B 모드에 대응하도록 변경한다. 1/2B 모드에서, 캐패시터 회로의 동작은 V_OUT이 1/2(V_BATT)의 레벨을 향해 하강하게 한다. 그러나, 타임포인트 100에서 V_OUT은 V_REF를 다시 교차한다(cross). 응답하여, 비교 신호들(30)(V_UD, V_13, V_12 및 V_23)의 상태들의 결합은 2/3 모드에 대응하도록 변경하고, V_OUT은 다시 타임포인트 103에서 2/3(V_BATT)의 레벨을 향해 상승하기 시작한다. 따라서, 일단 V_OUT가 V_REF에 도달하면, V_OUT는 교대로 그것이 2/3 모드 구성을 향해 상승할 때 V_REF를 교차하고, 그것이 1/2B 모드 구성을 향해 하강할 때 V_REF를 교차한다. 타임포인트들 98과 102 사이에서, 평균적으로, V_OUT는 V_REF와 대략 동일한 전압에서 유지된다. V_REF로부터의 V_OUT에서의 변화들 또는 편차들은 캐패시터(28)(도 1)와 같은, 전압 컨버터(10)의 출력에서 필터 회로를 포함함으로써 최소화될 수 있다.
도 9에 도시된 예에서, 타임포인트 104에서, V_REF는 1/3(V_BATT)와 1/2(V_BATT) 사이의 새로운 레벨로 변경된다. 응답하여, 비교 신호들(30)(V_UD, V_13, V_12 및 V_23)의 상태들의 결합은 1/3 모드에 대응하도록 변경한다. 1/3 모드에서, 캐패시터 회로의 동작은 V_OUT이 1/3(V_BATT)의 레벨을 향해 하강하게 한다. 그러나, 타임포인트 106에서 V_OUT은 V_REF에 도달한다. 응답하여, 비교 신호들(30)(V_UD, V_13, V_12 및 V_23)의 상태들의 결합은 1/2A 모드에 대응하도록 변경한다. 1/2A 모드에서, 캐패시터 회로의 동작은 V_OUT이 1/2(V_BATT)의 레벨을 향해 상승하게 한다. 그러나, 타임포인트 108에서 V_OUT은 V_REF를 다시 교차한다. 응답하여, 비교 신호들(30)(V_UD, V_13, V_12 및 V_23)의 상태들의 결합은 1/3 모드에 대응하도록 변경하고, V_OUT은 다시 1/3(V_BATT)의 레벨을 향해 하강하기 시작한다. 따라서, 일단 V_OUT가 새로운 V_REF 레벨에 도달하면, V_OUT는 교대로 그것이 1/2 모드 구성을 향해 상승할 때 V_REF를 교차하고, 그것이 1/3 모드 구성을 향해 하강할 때 V_REF를 교차한다. 대략 타임포인트 106 후에, 평균적으로, V_OUT는 새로운 V_REF와 대략 동일한 전압에서 유지된다.
도 10에 예시된 바와 같이, 도 9에 도시된 예와 관련하여 전술한 방법은 다음과 같이 일반화 또는 요약될 수 있다. 블록들(110 및 112)로 나타내어진 바와 같이, 전술한 모드 구성들(즉, 1/3 모드, 1/2A 모드, 1/2B 모드 및 2/3 모드) 중 임의의 것에서, 스위치 매트릭스(16)(도 1)는 그 모드의 제1 페이즈 구성과 제2 페이즈 구성 사이에서 연속적으로 캐패시터 회로를 스위칭한다. 이러한 페이즈 스위칭은 각각의 클록 사이클의 절반 동안에 발생하는 제1 페이즈 구성, 및 각각의 클록 사이클의 다른 절반 동안에 발생하는 제2 페이즈 구성에 의해, 클록 신호에 응답하여 발생한다. 이러한 페이즈 스위칭은 모드 스위칭과 병렬로 발생한다. 블록들(114 및 116)로 나타내어진 바와 같이, 비교기 회로(18)(도 1)는 출력 전압 신호(V_OUT)를 기준 신호(V_REF)와 비교하고 비교 신호들(30)을 생성한다. 비교 신호들은 출력 전압 신호와 기준 전압 신호 중 어느 것이 크기가 더 큰지를 나타내는 방향 비교 신호를 포함한다. 블록(118)으로 나타내어진 바와 같이, 제어 로직(20)은 V_OUT가 V_REF보다 작은 경우에 모드를 더 높은 출력 전압에 대응하는 모드로 스위칭한다. 블록(120)으로 나타내어진 바와 같이, 제어 로직(20)은 V_OUT가 V_REF보다 큰 경우에 모드를 더 낮은 출력 전압에 대응하는 모드로 스위칭한다. 예시적인 실시예에서, 본질적으로 배터리 전압에 대해 고정인 레벨들을 갖는 3가지 모드가 존재한다: V_OUT이 배터리 전압의 1/3인 전압 레벨을 향해 구동되는 1/3 모드; V_OUT이 배터리 전압의 1/2인 전압 레벨을 향해 구동되는 1/2 모드; 및 V_OUT이 배터리 전압의 2/3인 전압 레벨을 향해 구동되는 2/3 모드. 이들 모드들 중 2개의 모드 사이에서 스위칭함으로써, 제어 로직(20)은 V_REF가 2개의 모드에 대응하는 전압들 사이에 놓이는 경우에 V_OUT가 V_REF와 대략 동일한 평균값을 가정하도록 할 수 있다. 예시적인 실시예에서 3가지 모드가 존재하지만, 다른 실시예들에서는 더 많거나 더 적은 모드들이 존재할 수 있다. 유사하게, 예시적인 실시예에서는 V_OUT이 배터리 전압을 향해 구동되는 모드가 존재하지 않고 V_OUT이 접지를 향해 구동되는 모드가 존재하지 않지만, 다른 실시예들에서는 이러한 모드들이 포함될 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예가 설명되었지만, 본 발명의 범위 내에 있는 많은 더 많은 실시예들 및 구현들이 가능하다는 것이 이 기술분야의 통상의 기술자들에게 명백할 것이다. 따라서, 발명은 다음의 청구항들에 비추어 볼 때를 제외하고 제한되지 않는다.

Claims (40)

  1. 전압 컨버터(voltage converter)로서,
    전압 전위에 결합되는 복수의 제1 스위치, 출력 노드에 결합되는 복수의 제2 스위치 및 적어도 하나의 제3 스위치를 포함하는 스위치 매트릭스(switch matrix) - 상기 스위치 매트릭스는 복수의 모드 구성을 갖고, 상기 복수의 모드 구성 각각은 출력 신호의 복수의 전압 레벨 중 하나에 대응하고, 상기 스위치 매트릭스는 모드 선택 신호에 응답하여 상기 복수의 모드 구성 중 선택된 하나의 모드 구성으로 동작하도록 구성됨 -;
    복수의 캐패시터를 포함하는 캐패시터 회로 - 상기 스위치 매트릭스는 상기 복수의 제1 스위치 및 상기 복수의 제2 스위치를 이용하여 상기 캐패시터들을 상기 복수의 모드 구성 중 상이한 모드 구성들로 상기 전압 전위와 상기 출력 노드 사이에 상이하게 상호접속시키도록 구성되고, 상기 적어도 하나의 제3 스위치는 상기 복수의 캐패시터들을 직렬로 결합하도록 구성됨 -;
    상기 출력 신호와 기준 신호의 비교에 기초하여 방향 비교 신호를 생성하도록 구성되는 제1 비교기를 포함하는 비교기 회로 - 상기 비교기 회로는 복수의 제2 비교기를 더 포함하고, 상기 복수의 제2 비교기 각각은 상기 출력 신호와 상기 복수의 제2 비교기 중 다른 비교기와 상이한 전압 간의 비교에 기초하여 전압 레벨 비교 신호를 생성하도록 구성됨 -; 및
    상기 방향 비교 신호 및 상기 복수의 제2 비교기의 상기 전압 레벨 비교 신호들에 기초하여 상기 모드 선택 신호를 생성하도록 구성된 모드 선택 로직을 포함하는 제어 로직 - 상기 제어 로직은 상기 스위치 매트릭스에 대한 스위치 제어 신호들을 생성하도록 구성된 스위치 제어 로직을 더 포함하고, 상기 제어 로직으로 인하여 상기 전압 컨버터는 상기 비교기 회로로 제공되는 상이한 전압들 중 어느 하나와 동일하거나 상이한 값을 갖는 상기 기준 신호와 동일한 출력 전압을 생성할 수 있음 -
    을 포함하는 전압 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 복수의 제2 비교기 각각에 의해 생성된 상기 전압 레벨 비교 신호는 상기 출력 신호의 상기 전압 레벨이 상기 제2 비교기로 제공되는 각각의 상이한 전압을 초과하는지를 나타내는 전압 컨버터.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 복수의 제2 비교기는 3개의 비교기를 포함하는 전압 컨버터.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 복수의 모드 구성 각각은 상기 캐패시터 회로가 충전되는 제1 페이즈 구성 및 상기 캐패시터 회로가 방전되는 제2 페이즈 구성을 갖는 전압 컨버터.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 비교기 회로는 상기 상이한 전압들을 발생시키고 상기 상이한 전압들을 상기 복수의 제2 비교기의 각각의 제1 입력들에 제공하도록 구성된 전압 레벨 발생기를 더 포함하는 전압 컨버터.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 전압 레벨 발생기는 배터리에 의해 제공된 베이스 기준 전압의 고정된 비율(fixed fraction)의 상기 상이한 전압들을 발생하도록 구성되는 전압 컨버터.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 방향 비교 신호를 생성하도록 구성된 상기 제1 비교기는 상기 복수의 제2 비교기 각각과 상이한 전압 컨버터.
  8. 전압 컨버터로서,
    전압 전위에 결합되는 복수의 제1 스위치, 출력 노드에 결합되는 복수의 제2 스위치 및 적어도 하나의 제3 스위치를 포함하는 스위치 매트릭스(switch matrix) - 상기 스위치 매트릭스는 복수의 모드 구성을 갖고, 상기 복수의 모드 구성은 베이스 기준 전압의 제1 비율인 출력 신호에 대응하는 제1 모드 구성, 상기 베이스 기준 전압의 제2 비율인 출력 신호에 대응하는 제2 모드 구성, 및 상기 베이스 기준 전압의 제3 비율인 출력 신호에 대응하는 제3 모드 구성을 포함하고, 상기 복수의 모드 구성 각각은 상기 출력 신호의 복수의 전압 레벨 중 하나의 전압 레벨에 대응하고, 상기 스위치 매트릭스는 모드 선택 신호에 응답하여 상기 복수의 모드 구성 중 선택된 하나의 모드 구성으로 동작하도록 구성됨 -;
    복수의 캐패시터를 포함하는 캐패시터 회로 - 상기 스위치 매트릭스는 상기 복수의 제1 스위치 및 상기 복수의 제2 스위치를 이용하여 상기 캐패시터들을 상기 복수의 모드 구성 중 상이한 모드 구성들로 상기 전압 전위와 상기 출력 노드 사이에 상이하게 상호접속시키도록 구성되고, 상기 적어도 하나의 제3 스위치는 상기 복수의 캐패시터들을 직렬로 결합하도록 구성됨 -;
    상기 출력 신호와 기준 신호의 비교에 기초하여 방향 비교 신호를 생성하도록 구성된 제1 비교기를 포함하는 비교기 회로 - 상기 비교기 회로는 복수의 제2 비교기를 더 포함하고, 상기 복수의 제2 비교기 각각은 상기 출력 신호와 상기 복수의 제2 비교기 중 다른 비교기와 상이한 전압 간의 비교에 기초하여 전압 레벨 비교 신호를 생성하도록 구성됨 - ; 및
    상기 방향 비교 신호 및 상기 복수의 제2 비교기의 상기 전압 레벨 비교 신호들에 기초하여 상기 모드 선택 신호를 생성하도록 구성된 모드 선택 로직을 포함하는 제어 로직 - 상기 제어 로직은 상기 스위치 매트릭스에 대한 스위치 제어 신호들을 생성하도록 구성된 스위치 제어 로직을 더 포함하고, 상기 제어 로직으로 인하여 상기 전압 컨버터는 베이스 기준 전압의 상기 제1 비율, 상기 제2 비율 및 상기 제3 비율 중 어느 하나와 동일하거나 상이한 값을 갖는 상기 기준 신호와 동일한 출력 전압을 생성할 수 있음 -
    을 포함하는 전압 컨버터.
  9. 전압 컨버터로서,
    전압 전위에 결합되는 복수의 제1 스위치, 출력 노드에 결합되는 복수의 제2 스위치 및 적어도 하나의 제3 스위치를 포함하는 스위치 매트릭스(switch matrix) - 상기 스위치 매트릭스는 복수의 모드 구성을 갖고, 상기 복수의 모드 구성 각각은 출력 신호의 복수의 전압 레벨 중 하나의 전압 레벨에 대응하고, 상기 스위치 매트릭스는 모드 선택 신호에 응답하여 상기 복수의 모드 구성 중 선택된 하나의 모드 구성으로 동작하도록 구성됨 -;
    복수의 캐패시터를 포함하는 캐패시터 회로 - 상기 스위치 매트릭스는 상기 복수의 제1 스위치 및 상기 복수의 제2 스위치를 이용하여 상기 캐패시터들을 상기 복수의 모드 구성 중 상이한 모드 구성들로 상기 전압 전위와 상기 출력 노드 사이에 상이하게 상호접속시키도록 구성되고, 상기 적어도 하나의 제3 스위치는 상기 복수의 캐패시터들을 직렬로 결합하도록 구성됨 -;
    상기 출력 신호와 기준 신호의 비교에 기초하여 방향 비교 신호를 생성하도록 구성된 비교기 회로 - 상기 비교기 회로는 복수의 비교기를 더 포함하고, 상기 복수의 비교기 각각은 상기 복수의 비교기 중 다른 비교기와는 상이한 전압을 수신하도록 구성된 제1 입력을 가짐 -; 및
    상기 출력 신호의 전압 레벨이 상기 기준 신호의 전압 레벨보다 작다는 것을 나타내는 상기 방향 비교 신호에 응답하여 상기 스위치 매트릭스로 하여금 상기 출력 신호의 상기 전압 레벨을 증가시키도록 하기 위해, 상기 복수의 비교기의 하나 이상의 출력 및 상기 방향 비교 신호에 기초하여 상기 모드 선택 신호를 발생하도록 구성된 제어 로직 - 상기 제어 로직으로 인하여 상기 전압 컨버터는 상기 비교기 회로로 제공되는 상기 상이한 전압들 중 어느 하나와 동일하거나 상이한 상기 출력 신호의 상기 전압 레벨에 대한 값을 생성할 수 있음 -
    을 포함하는 전압 컨버터.
  10. 삭제
  11. 제9항에 있어서,
    상기 제어 로직은 상기 출력 신호의 전압 레벨이 상기 기준 신호의 상기 전압 레벨보다 크다는 것을 나타내는 상기 방향 비교 신호에 응답하여 상기 스위치 매트릭스로 하여금 상기 출력 신호의 상기 전압 레벨을 감소시키도록 하기 위해 상기 모드 선택 신호를 발생하도록 구성되는 전압 컨버터.
  12. 전압 컨버터로서,
    전압 전위에 결합되는 복수의 제1 스위치, 출력 노드에 결합되는 복수의 제2 스위치 및 적어도 하나의 제3 스위치를 포함하는 스위치 매트릭스(switch matrix) - 상기 스위치 매트릭스는 복수의 모드 구성을 갖고, 상기 복수의 모드 구성 각각은 출력 신호의 복수의 전압 레벨 중 하나에 대응하고, 상기 스위치 매트릭스는 모드 선택 신호에 응답하여 상기 복수의 모드 구성 중 선택된 하나의 모드 구성으로 동작하도록 구성됨 -;
    복수의 캐패시터를 포함하는 캐패시터 회로 - 상기 스위치 매트릭스는 상기 복수의 제1 스위치 및 상기 복수의 제2 스위치를 이용하여 상기 캐패시터들을 상기 복수의 모드 구성 중 상이한 모드 구성들로 상기 전압 전위와 상기 출력 노드 사이에 상이하게 상호접속시키도록 구성되고, 상기 적어도 하나의 제3 스위치는 상기 복수의 캐패시터들을 직렬로 결합하도록 구성됨 -;
    상기 출력 신호와 기준 신호의 비교에 기초하여 방향 비교 신호를 생성하도록 구성된 비교기 회로 - 상기 비교기 회로는 복수의 비교기를 더 포함하고, 상기 복수의 비교기 각각은 상기 복수의 비교기 중 다른 비교기와는 상이한 전압을 수신하도록 구성된 제1 입력을 갖고, 상기 전압 컨버터는 상기 기준 신호를 상기 전압 컨버터의 제어 입력에서 수신하도록 구성됨 -; 및
    상기 복수의 비교기의 하나 이상의 출력 및 상기 방향 비교 신호에 기초하여 상기 모드 선택 신호를 발생하도록 구성된 제어 로직 - 상기 제어 로직으로 인하여 상기 전압 컨버터는 상기 비교기 회로로 제공되는 상기 상이한 전압들 중 어느 하나와 동일하거나 상이한 값을 갖는 출력 전압을 생성할 수 있음 -
    을 포함하는 전압 컨버터.
  13. 전압 컨버터로서,
    전압 전위에 결합되는 복수의 제1 스위치, 출력 노드에 결합되는 복수의 제2 스위치 및 적어도 하나의 제3 스위치를 포함하는 스위치 매트릭스(switch matrix) - 상기 스위치 매트릭스는 복수의 모드 구성을 갖고, 상기 스위치 매트릭스는 모드 선택 신호에 응답하여 상기 복수의 모드 구성 중 선택된 모드 구성으로 동작하고 출력 신호를 제공하도록 구성됨 -;
    복수의 캐패시터를 포함하는 캐패시터 회로 - 상기 스위치 매트릭스는 상기 복수의 제1 스위치 및 상기 복수의 제2 스위치를 이용하여 상기 캐패시터들을 상기 복수의 모드 구성 중 상이한 모드 구성들로 상기 전압 전위와 상기 출력 노드 사이에 상이하게 상호접속시키도록 구성되고, 상기 적어도 하나의 제3 스위치는 상기 복수의 캐패시터들을 직렬로 결합하도록 구성되고, 상기 출력 신호는 상기 출력 노드에서 제공됨 -;
    상기 출력 신호의 전압 레벨이 베이스 기준 전압으로부터 발생된 제1 전압을 초과하는지를 나타내는 제1 비교 신호를 발생하도록 구성된 제1 비교기를 포함하는 비교기 회로 - 상기 비교기 회로는 상기 출력 신호의 전압 레벨이 상기 베이스 기준 전압으로부터 발생된 제2 전압을 초과하는지를 나타내는 제2 비교 신호를 발생하도록 구성된 제2 비교기를 포함하고, 상기 제1 전압은 상기 제2 전압과 상이함 -; 및
    상기 제1 및 제2 비교 신호에 기초하여 상기 모드 선택 신호를 생성하고, 상기 모드 선택 신호를 상기 스위치 매트릭스에 제공하도록 구성된 제어 로직 - 상기 제어 로직으로 인하여 상기 전압 컨버터는 상기 비교기 회로로 제공되는 상이한 전압들 중 어느 하나와 동일하거나 상이한 값을 갖는 출력 전압을 생성할 수 있음 -
    을 포함하는 전압 컨버터.
  14. 전압 컨버터로서,
    전압 전위에 결합되는 복수의 제1 스위치, 출력 노드에 결합되는 복수의 제2 스위치 및 적어도 하나의 제3 스위치를 포함하는 스위치 매트릭스(switch matrix) - 상기 스위치 매트릭스는 복수의 모드 구성을 갖고, 상기 스위치 매트릭스는 모드 선택 신호에 응답하여 상기 복수의 모드 구성 중 선택된 모드 구성으로 동작하고 출력 신호를 제공하도록 구성됨 -;
    복수의 캐패시터를 포함하는 캐패시터 회로 - 상기 스위치 매트릭스는 상기 복수의 제1 스위치 및 상기 복수의 제2 스위치를 이용하여 상기 캐패시터들을 상기 복수의 모드 구성 중 상이한 모드 구성들로 상기 전압 전위와 상기 출력 노드 사이에 상이하게 상호접속시키도록 구성되고, 상기 적어도 하나의 제3 스위치는 상기 복수의 캐패시터들을 직렬로 결합하도록 구성됨 -;
    상기 출력 신호의 전압 레벨이 베이스 기준 전압으로부터 발생된 제1 전압을 초과하는지를 나타내는 제1 비교 신호를 발생하고, 상기 출력 신호의 전압 레벨이 상기 베이스 기준 전압으로부터 발생된 제2 전압을 초과하는지를 나타내는 제2 비교 신호를 발생하고 - 상기 제1 전압은 상기 제2 전압과 상이함 -, 상기 출력 신호와 기준 신호의 비교에 기초하여 방향 비교 신호를 생성하도록 구성된 비교기 회로; 및
    상기 방향 비교 신호, 상기 제1 비교 신호 및 상기 제2 비교 신호에 기초하여 상기 모드 선택 신호를 생성하고, 상기 모드 선택 신호를 상기 스위치 매트릭스에 제공하도록 구성된 제어 로직 - 상기 제어 로직으로 인하여 상기 전압 컨버터는 상기 비교기 회로로 제공되는 상이한 전압들 중 어느 하나와 동일하거나 상이한 값을 갖는 출력 전압을 생성할 수 있음 -
    을 포함하는 전압 컨버터.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 비교기 회로는 상기 제1 비교 신호를 발생하도록 구성된 제1 비교기 및 상기 제2 비교 신호를 발생하도록 구성된 제2 비교기를 포함하는 전압 컨버터.
  16. 제13항에 있어서,
    상기 제1 전압은 상기 베이스 기준 전압의 제1 비율이고, 상기 제2 전압은 상기 베이스 기준 전압의 제2 비율인 전압 컨버터.
  17. 제13항에 있어서,
    상기 비교기 회로는 상기 출력 신호의 상기 전압 레벨이 상기 베이스 기준 전압으로부터 발생된 제3 전압을 초과하는지를 나타내는 제3 비교 신호를 발생하도록 구성되는 전압 컨버터.
  18. 제13항에 있어서,
    상기 베이스 기준 전압은 배터리에 의해 제공되는 전압 컨버터.
  19. 제13항에 있어서,
    상기 비교기 회로는 상기 비교 신호들을 동시에 발생하도록 구성되는 전압 컨버터.
  20. 삭제
  21. 전압 컨버터에서의 전압 변환 방법으로서,
    복수의 모드 구성을 갖는 스위치 매트릭스를 이용하는 모드 제어 신호에 응답하여 모드 구성을 선택하는 단계 - 각각의 모드 구성은 복수의 출력 신호 전압 중 하나에 대응하고, 상기 선택하는 단계는 전압 전위와 출력 노드 사이에 상호접속된 캐패시터 회로의 복수의 캐패시터를 선택된 모드에 대응하는 구성으로 구성하는 단계를 포함하고, 상기 스위치 매트릭스는 상기 복수의 캐패시터를 상기 전압 전위에 결합하는 복수의 제1 스위치, 상기 복수의 캐패시터를 상기 출력 노드에 결합하는 복수의 제2 스위치 및 상기 복수의 캐패시터를 직렬로 결합하는 적어도 하나의 제3 스위치를 포함하고, 상기 선택하는 단계는, 상기 선택된 모드 구성에 대응하는 출력 신호 전압 레벨을 갖는 출력 신호를 상기 출력 노드에서 발생하기 위해, 클록 신호에 응답하여 상기 캐패시터 회로가 방전되는 상기 선택된 모드 구성의 제1 페이즈 구성과 상기 캐패시터 회로가 충전되는 상기 선택된 모드 구성의 제2 페이즈 구성 사이에서 스위칭하는 단계를 더 포함함 -;
    상기 출력 신호를 기준 신호와 비교하고 방향 비교 신호를 생성하는 단계;
    상기 출력 신호를 복수의 상이한 전압 각각과 비교하고 각각의 전압 레벨 비교 신호들을 생성하는 단계; 및
    상기 방향 비교 신호 및 상기 전압 레벨 비교 신호들에 응답하여 상기 모드 제어 신호를 생성하는 단계 - 상기 방향 비교 신호 및 상기 전압 레벨 비교 신호들에 응답하여 상기 모드 제어 신호를 생성함으로써 상기 전압 컨버터는 상기 상이한 전압들 중 어느 하나와 동일하거나 상이한 값을 갖는 상기 기준 신호와 동일한 출력 전압을 생성할 수 있음-
    를 포함하는 전압 변환 방법.
  22. 제21항에 있어서,
    상기 방향 비교 신호는 상기 출력 신호와 상기 기준 신호 중에서 어느 것이 크기가 더 큰지를 나타내고, 상기 모드 제어 신호를 생성하는 단계는, 상기 방향 비교 신호가 상기 기준 신호가 상기 출력 신호보다 크다는 것을 나타내는 것에 응답하여 상기 기준 신호보다 큰 출력 신호 전압에 대응하는 모드 구성을 선택하는 단계, 및 상기 방향 비교 신호가 상기 출력 신호가 상기 기준 신호보다 크다는 것을 나타내는 것에 응답하여 상기 기준 신호보다 작은 출력 신호 전압에 대응하는 모드 구성을 선택하는 단계를 포함하는 전압 변환 방법.
  23. 제22항에 있어서,
    상기 복수의 모드 구성은 베이스 기준 전압의 1/3의 출력 신호 전압에 대응하는 제1 모드 구성, 상기 베이스 기준 전압의 1/2의 출력 신호 전압에 대응하는 제2 모드 구성, 및 상기 베이스 기준 전압의 2/3의 출력 신호 전압에 대응하는 제3 모드 구성을 포함하는 전압 변환 방법.
  24. 제23항에 있어서,
    상기 출력 신호를 상기 복수의 상이한 전압과 비교하는 단계는, 상기 베이스 기준 전압의 1/3의 전압을 갖는 제1 기준 전압 신호와 상기 출력 신호를 비교하고, 상기 출력 신호 전압이 상기 베이스 기준 전압의 1/3을 초과하는지를 나타내는 제1 비교 신호를 상기 각각의 전압 레벨 비교 신호로서 생성하는 단계를 포함하는 전압 변환 방법.
  25. 제24항에 있어서,
    상기 모드 제어 신호를 생성하는 단계는, 상기 제1 비교 신호가 상기 출력 신호 전압이 상기 베이스 기준 전압의 1/3을 초과하지 않는다고 나타내고, 상기 방향 비교 신호가 상기 기준 신호가 상기 출력 신호보다 크다는 것을 나타내는 경우에, 상기 베이스 기준 전압의 1/3의 출력 신호 전압에 대응하는 모드 구성을 선택하는 단계를 포함하는 전압 변환 방법.
  26. 제24항에 있어서,
    상기 출력 신호를 상기 복수의 상이한 전압과 비교하는 단계는, 상기 베이스 기준 전압의 1/2의 전압을 갖는 제2 기준 전압 신호와 상기 출력 신호를 비교하고, 상기 출력 신호 전압이 상기 베이스 기준 전압의 1/2을 초과하는지를 나타내는 제2 비교 신호를 상기 각각의 전압 레벨 비교 신호로서 생성하는 단계를 더 포함하는 전압 변환 방법.
  27. 제26항에 있어서,
    상기 모드 제어 신호를 생성하는 단계는, 상기 제1 비교 신호가 상기 출력 신호 전압이 상기 베이스 기준 전압의 1/3을 초과한다고 나타내고, 상기 제2 비교 신호가 상기 출력 신호 전압이 상기 베이스 기준 전압의 1/2을 초과하지 않는다고 나타내고, 상기 방향 비교 신호가 상기 기준 신호가 상기 출력 신호보다 작다는 것을 나타내는 경우에, 상기 베이스 기준 전압의 1/3의 출력 신호 전압에 대응하는 모드 구성을 선택하는 단계를 포함하는 전압 변환 방법.
  28. 제26항에 있어서,
    상기 출력 신호를 상기 복수의 상이한 전압과 비교하는 단계는, 상기 출력 신호를 상기 베이스 기준 전압의 2/3의 전압을 갖는 제3 기준 전압 신호와 비교하고, 상기 출력 신호 전압이 상기 베이스 기준 전압의 2/3를 초과하는지를 나타내는 제3 비교 신호를 상기 각각의 전압 레벨 비교 신호로서 생성하는 단계를 더 포함하는 전압 변환 방법.
  29. 제26항에 있어서,
    상기 모드 제어 신호를 생성하는 단계는, 상기 제1 비교 신호가 상기 출력 신호 전압이 상기 베이스 기준 전압의 1/3을 초과한다고 나타내고, 상기 제2 비교 신호가 상기 출력 신호 전압이 상기 베이스 기준 전압의 1/2을 초과하지 않는다고 나타내고, 상기 방향 비교 신호가 상기 기준 신호가 상기 출력 신호보다 크다는 것을 나타내는 경우에, 상기 베이스 기준 전압의 1/2의 출력 신호 전압에 대응하는 모드 구성을 선택하는 단계를 포함하는 전압 변환 방법.
  30. 제28항에 있어서,
    상기 모드 제어 신호를 생성하는 단계는, 상기 제2 비교 신호가 상기 출력 신호 전압이 상기 베이스 기준 전압의 1/2을 초과한다고 나타내고, 상기 제3 비교 신호가 상기 출력 신호 전압이 상기 베이스 기준 전압의 2/3를 초과하지 않는다고 나타내고, 상기 방향 비교 신호가 상기 기준 신호가 상기 출력 신호보다 작다는 것을 나타내는 경우에 상기 베이스 기준 전압의 1/2의 출력 신호 전압에 대응하는 모드 구성을 선택하는 단계를 포함하는 전압 변환 방법.
  31. 제28항에 있어서,
    상기 모드 제어 신호를 생성하는 단계는, 상기 제2 비교 신호가 상기 출력 신호 전압이 상기 베이스 기준 전압의 1/2을 초과한다고 나타내고, 상기 제3 비교 신호가 상기 출력 신호 전압이 상기 베이스 기준 전압의 2/3를 초과하지 않는다고 나타내고, 상기 방향 비교 신호가 상기 기준 신호가 상기 출력 신호보다 크다는 것을 나타내는 경우에 상기 베이스 기준 전압의 2/3의 출력 신호 전압에 대응하는 모드 구성을 선택하는 단계를 포함하는 전압 변환 방법.
  32. 제28항에 있어서,
    상기 모드 제어 신호를 생성하는 단계는, 상기 제3 비교 신호가 상기 출력 신호 전압이 상기 베이스 기준 전압의 2/3를 초과한다고 나타내고, 상기 방향 비교 신호가 상기 기준 신호가 상기 출력 신호보다 작다는 것을 나타내는 경우에 상기 베이스 기준 전압의 2/3의 출력 신호 전압에 대응하는 모드 구성을 선택하는 단계를 포함하는 전압 변환 방법.
  33. 전압 컨버터를 동작시키는 전자적으로 구현되는 방법으로서,
    적어도 하나의 모드 제어 신호에 기초하여 제1 모드 구성으로 전압 컨버터의 스위치 매트릭스를 동작시키는 단계 - 상기 스위치 매트릭스는 캐패시터 회로의 복수의 캐패시터를 전압 전위에 결합하는 복수의 제1 스위치, 상기 복수의 캐패시터를 출력 노드에 결합하는 복수의 제2 스위치 및 상기 복수의 캐패시터를 직렬로 결합하는 적어도 하나의 제3 스위치를 포함하고, 상기 스위치 매트릭스는 캐패시터 회로의 복수의 캐패시터가 상기 전압 전위와 상기 출력 노드 사이에 상이하게 상호접속되는 적어도 3개의 상이한 모드 구성을 갖고, 상기 3개의 상이한 모드 구성은 3개의 상이한 출력 신호 전압 레벨에 대응함 -;
    상기 출력 신호 전압을 기준 전압과 비교하는 단계;
    상기 출력 신호 전압을 복수의 상이한 전압 각각과 비교하고 각각의 전압 레벨 비교 신호들을 생성하는 단계; 및
    상기 출력 신호 전압을 상기 기준 전압과 비교하는 단계 및 상기 출력 신호 전압을 상기 복수의 상이한 전압 각각과 비교하는 단계에 기초하여, 상기 출력 신호 전압 레벨을 상기 상이한 전압들 중 어느 하나와 동일하거나 상이한 값을 갖는 상기 기준 전압과 동일한 값으로 조절하기 위해 상기 전압 컨버터의 상기 스위치 매트릭스를 상기 3개의 상이한 모드 구성 중 제2 모드 구성으로 동작시키는 단계
    를 포함하는 방법.
  34. 제33항에 있어서,
    상기 제1 모드 구성은 상기 캐패시터 회로가 방전되는 제1 페이즈 구성 및 상기 캐패시터 회로가 충전되는 제2 페이즈 구성을 갖는 방법.
  35. 제33항에 있어서,
    상기 3개의 상이한 모드 구성은 상기 출력 신호 전압 레벨이 상기 출력 노드에서의 배터리 전압의 1/3이 되게 하는 1/3 모드 구성, 상기 출력 신호 전압 레벨이 상기 출력 노드에서의 배터리 전압의 1/2이 되게 하는 1/2 모드 구성, 및 상기 출력 신호 전압 레벨이 상기 출력 노드에서의 배터리 전압의 2/3가 되게 하는 2/3 모드 구성을 포함하는 방법.
  36. 제33항에 있어서,
    적어도 2개의 상이한 전압을 상기 출력 신호 전압 레벨과 비교하는 것에 기초하여 상기 스위치 매트릭스의 상기 모드 구성을 변경하는 단계를 더 포함하고, 상기 2개의 상이한 전압은 배터리 전압에 기초하여 발생되는 방법.
  37. 제33항에 있어서,
    상기 전압 컨버터의 상기 스위치 매트릭스를 상기 3개의 상이한 모드 구성 중 제3 모드 구성으로 동작시키는 단계를 더 포함하는 방법.
  38. 직류(DC) 출력 전압을 제어하는 방법으로서,
    상기 DC 출력 전압과 DC 기준 전압의 비교 및 상기 DC 출력 전압과 배터리 전압으로부터 발생된 적어도 2개의 상이한 전압의 비교에 기초하여 하나 이상의 모드 제어 신호를 발생하는 단계; 및
    상기 하나 이상의 모드 제어 신호 중 적어도 하나의 모드 제어 신호의 천이에 응답하여, 캐패시터 회로와 전압 전위 사이의 적어도 하나의 전기적 접속을 변경하고 상기 캐패시터 회로와 출력 노드 사이의 적어도 하나의 전기적 접속을 변경하기 위해, 스위치 매트릭스를 사용하여 상기 DC 출력 전압을 제어하는 단계 - 상기 캐패시터 회로는 복수의 캐패시터를 포함하고, 상기 스위치 매트릭스는 상기 복수의 캐패시터를 상기 전압 전위에 결합하는 복수의 제1 스위치, 상기 복수의 캐패시터를 상기 출력 노드에 결합하는 복수의 제2 스위치 및 상기 복수의 캐패시터를 직렬로 결합하는 적어도 하나의 제3 스위치를 포함하고, 상기 DC 출력 전압을 제어하는 단계로 인하여 상기 DC 출력 전압은 상기 배터리 전압으로부터 발생된 적어도 2개의 상이한 전압 중 어느 하나와 동일하거나 상이한 값을 가짐 -
    를 포함하는 방법.
  39. 제38항에 있어서,
    상기 하나 이상의 모드 제어 신호를 발생하는 단계는, 상기 배터리 전압으로부터 발생된 3개의 상이한 전압과 상기 DC 출력 전압의 비교들에 기초하는 방법.
  40. 제38항에 있어서,
    저항성 분압기(resistive voltage divider)로 상기 배터리 전압으로부터 상기 2개의 상이한 전압 레벨을 발생하는 단계를 더 포함하는 방법.
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Families Citing this family (40)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2011068776A2 (en) * 2009-12-01 2011-06-09 Skyworks Solutions, Inc. Continuously variable switched capacitor dc-dc voltage converter
US9136795B2 (en) 2011-05-19 2015-09-15 Skyworks Solutions, Inc. Variable switched DC-to-DC voltage converter
US9800150B2 (en) * 2011-10-27 2017-10-24 Infineon Technologies Ag Digital controller for switched capacitor DC-DC converter
US9906126B2 (en) * 2011-10-27 2018-02-27 Infineon Technologies Ag Pulse frequency modulation control for switched capacitor DC-DC converter
US8861233B2 (en) * 2011-10-27 2014-10-14 Infineon Technologies Ag Programmable switching for switched capacitor DC-DC converter
US10305377B2 (en) 2011-10-27 2019-05-28 Infineon Technologies Ag Digital controller for switched capacitor DC-DC converter
US9007791B2 (en) * 2011-10-27 2015-04-14 Infineon Technologies Ag Digital slope control for switched capacitor dc-dc converter
JP5874350B2 (ja) * 2011-11-28 2016-03-02 オムロン株式会社 電圧変換回路、および電子機器
CN103219883B (zh) * 2012-01-19 2017-03-01 瑞昱半导体股份有限公司 电荷泵电路及其动态调整电压的供电方法
US9647464B2 (en) * 2013-03-15 2017-05-09 Fujifilm Sonosite, Inc. Low noise power sources for portable electronic systems
US9547348B2 (en) * 2013-05-10 2017-01-17 Walter Kidde Portable Equipment Inc. Reactive power supply
US20160087460A1 (en) * 2014-09-23 2016-03-24 The Paper Battery Company, Inc. Ultra-capacitor structures with multiple ultra-capacitor cells and methods thereof
US9998114B2 (en) * 2013-10-31 2018-06-12 Honeywell International Inc. Matrix ferrite driver circuit
US9871511B2 (en) 2014-07-01 2018-01-16 Honeywell International Inc. Protection switching for matrix of ferrite modules with redundant control
US9831765B2 (en) 2014-09-30 2017-11-28 Skyworks Solutions, Inc. Frequency modulation and pulse skipping mode voltage controller
US11146170B2 (en) 2015-02-27 2021-10-12 The University Of Hong Kong Plural stages switching capacitor converter
US9647548B2 (en) * 2015-03-13 2017-05-09 Infineon Technologies Austria Ag Method for operating a power converter circuit and power converter circuit
US9680363B2 (en) * 2015-09-25 2017-06-13 Intel Corporation Low ripple mechanism of mode change in switched capacitor voltage regulators
US9778290B2 (en) * 2015-12-28 2017-10-03 Veris Industries, Llc Branch current monitor with reconfiguration
JP6505624B2 (ja) * 2016-03-15 2019-04-24 株式会社東芝 降圧回路
US9935552B2 (en) * 2016-08-18 2018-04-03 Lg Chem, Ltd. Control system for controlling operational modes of a DC-DC voltage converter
TWI607623B (zh) * 2016-10-07 2017-12-01 新唐科技股份有限公司 切換式電容型直流轉直流轉換器及其控制方法
EP3343769B1 (en) * 2016-12-27 2019-02-06 GN Hearing A/S Integrated circuit comprising adjustable back biasing of one or more logic circuit regions
US10158292B2 (en) * 2017-01-23 2018-12-18 Nxp B.V. Power configuration
EP3396834B1 (en) * 2017-04-28 2023-03-22 Nxp B.V. Switched capacitor power converter
US10353015B2 (en) 2017-07-24 2019-07-16 Lg Chem, Ltd. Diagnostic system for a DC-DC voltage converter
US10714928B2 (en) 2017-07-31 2020-07-14 Lg Chem, Ltd. Diagnostic system for a vehicle electrical system having a DC-DC voltage converter and a voltage regulator
US10090759B1 (en) * 2017-08-31 2018-10-02 Micron Technology, Inc. Electronic device with a reconfigurable charging mechanism
US10790740B2 (en) 2018-05-02 2020-09-29 Analog Devices Global Unlimited Company Techniques for switch capacitor regulator power savings
CN108880256B (zh) * 2018-06-29 2019-12-24 西安交通大学 一种适用于多层堆叠负载的多路输出开关电容变换器
KR20200010830A (ko) 2018-07-23 2020-01-31 삼성전자주식회사 동적으로 출력 전압을 변경하는 스위칭 레귤레이터 및 이를 포함하는 전원 회로
US11082021B2 (en) 2019-03-06 2021-08-03 Skyworks Solutions, Inc. Advanced gain shaping for envelope tracking power amplifiers
CN112789798B (zh) * 2019-05-10 2022-06-24 华为数字能源技术有限公司 开关电容转换器及控制方法
KR20200136594A (ko) 2019-05-28 2020-12-08 삼성전자주식회사 전압 분배 비율을 적응적으로 변경하는 전압 분배 회로를 포함하는 전자 장치
JP7370783B2 (ja) 2019-09-24 2023-10-30 キヤノン株式会社 電子機器および制御方法
WO2021061851A1 (en) 2019-09-27 2021-04-01 Skyworks Solutions, Inc. Power amplifier bias modulation for low bandwidth envelope tracking
US11855595B2 (en) 2020-06-05 2023-12-26 Skyworks Solutions, Inc. Composite cascode power amplifiers for envelope tracking applications
US11482975B2 (en) 2020-06-05 2022-10-25 Skyworks Solutions, Inc. Power amplifiers with adaptive bias for envelope tracking applications
US11296597B1 (en) * 2020-09-25 2022-04-05 Apple Inc. Switched-capacitor regulators with output transient compensation
CN114035635B (zh) * 2021-11-12 2023-04-11 中国电子科技集团公司第二十四研究所 用于调制器的基准电压产生电路与方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20010038279A1 (en) 2000-02-29 2001-11-08 Jaworski Frank B. Circuit for providing a regulated output voltage
JP2007336722A (ja) 2006-06-15 2007-12-27 Sharp Corp 昇圧回路及び昇圧回路を用いた半導体装置
US20090072800A1 (en) 2007-09-13 2009-03-19 Ramadass Yogesh K Circuit and Method for a Fully Integrated Switched-Capacitor Step-Down Power Converter

Family Cites Families (27)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4581603A (en) * 1983-03-11 1986-04-08 The Maxi-Switch Company Switch matrix key closure validation device and method
US4497054A (en) * 1983-04-29 1985-01-29 Honeywell Inc. One-for-N redundancy in a digital switch matrix
US4719447A (en) * 1987-02-09 1988-01-12 Tektronix, Inc. Analog-to-digital converter with push-pull input signal configuration
US4983865A (en) * 1989-01-25 1991-01-08 Pacific Monolithics High speed switch matrix
US5227781A (en) * 1991-03-01 1993-07-13 Litton Systems, Inc. Mosfet switch matrix
US6055168A (en) 1998-03-04 2000-04-25 National Semiconductor Corporation Capacitor DC-DC converter with PFM and gain hopping
US6198645B1 (en) 1998-07-02 2001-03-06 National Semiconductor Corporation Buck and boost switched capacitor gain stage with optional shared rest state
DE19935249C2 (de) * 1999-07-27 2001-09-27 Texas Instruments Deutschland Gleichspannungswandler
US6373340B1 (en) 2000-08-14 2002-04-16 K. S. Waves, Ltd. High-efficiency audio power amplifier
US6753623B2 (en) * 2000-12-05 2004-06-22 National Semiconductor Corporation Switched capacitor array circuits having universal rest state and method
JP2002315308A (ja) 2001-04-10 2002-10-25 Fujitsu Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ及び記憶装置
JP3553554B2 (ja) * 2002-03-05 2004-08-11 ローム株式会社 スイッチマトリックス回路、論理演算回路およびスイッチ回路
CN1474500A (zh) 2002-08-05 2004-02-11 电子科技大学 利用开关电容矩阵实现直流变压器的电路及方法
GB2398648B (en) 2003-02-19 2005-11-09 Nujira Ltd Power supply stage for an amplifier
US7286069B1 (en) * 2004-05-25 2007-10-23 Cirrus Logic, Inc. Systems and methods for clock mode determination utilizing divide ratio testing
US7701180B2 (en) 2005-01-14 2010-04-20 Semiconductor Components Industries, Llc DC-to-DC converter and method therefor
CN100454736C (zh) 2005-08-02 2009-01-21 蜜蜂工房半导体有限公司 电源装置
CN101449451B (zh) 2006-08-28 2011-07-20 半导体元件工业有限责任公司 电荷泵控制器及其方法
US7342389B1 (en) 2007-01-09 2008-03-11 Diodes, Inc. High efficiency charge pump DC to DC converter circuits and methods
KR101173923B1 (ko) * 2007-07-03 2012-08-16 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 전력소자의 구동회로
CN101478234A (zh) 2009-01-13 2009-07-08 浙江大学 一种开关电容式直流-直流变换器
WO2011068776A2 (en) 2009-12-01 2011-06-09 Skyworks Solutions, Inc. Continuously variable switched capacitor dc-dc voltage converter
CN102545900B (zh) 2010-12-20 2015-05-20 意法半导体研发（上海）有限公司 用于模数(a/d)转换的系统和方法
GB2486698B (en) 2010-12-23 2014-01-15 Wolfson Microelectronics Plc Charge pump circuit
US8704408B2 (en) * 2011-04-14 2014-04-22 National Instruments Corporation Switch matrix modeling system and method
US9136795B2 (en) * 2011-05-19 2015-09-15 Skyworks Solutions, Inc. Variable switched DC-to-DC voltage converter
US8848947B2 (en) 2011-06-30 2014-09-30 Blackberry Limited Low-noise microphone pre-amplifier with active load element

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20010038279A1 (en) 2000-02-29 2001-11-08 Jaworski Frank B. Circuit for providing a regulated output voltage
JP2007336722A (ja) 2006-06-15 2007-12-27 Sharp Corp 昇圧回路及び昇圧回路を用いた半導体装置
US20090072800A1 (en) 2007-09-13 2009-03-19 Ramadass Yogesh K Circuit and Method for a Fully Integrated Switched-Capacitor Step-Down Power Converter

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Mengzhe Ma. "Design of High Efficiency Step-Down Switched Capacitor DC/DC Converter". Oregon State University, 석사학위 논문. (발표일 : 2004. 06.)*

Also Published As

Publication number Publication date
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US9054575B2 (en) 2015-06-09

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