CN103219883B - 电荷泵电路及其动态调整电压的供电方法 - Google Patents

Abstract

一种电荷泵电路及其动态调整电压的供电方法。于此，电荷泵电路具有不同转换率的三种供电模式。在供电时，泵单元利用工作相位不重叠的第一时钟和第二时钟控制第一飞驰电容、第二飞驰电容、第一储能电容、及第二储能电容的电性连接关系，来将接收到的电源电压转换为正输出电压和负输出电压，藉以提供三种供电模式中之一者。

Description

电荷泵电路及其动态调整电压的供电方法

技术领域

本发明关于一种电荷泵(charge pump)电路及其相关方法，特别关于一种可调整输出电压的电荷泵电路及其动态调整电压的供电方法。

背景技术

电荷泵(charge pump)电路常被应用于电子产品的驱动电路中。电荷泵电路主要利用电容原理来实现电压转换，以提供所需的输出电压。

图1为电荷泵电路的示意图。请参考图1，电荷泵电路10包含有一电荷泵单元12、一飞驰电容(flying capacitor)Cf、一第一储存电容Cp1及一第二储存电容Cp2。

电荷泵单元12会依据电荷泵时钟CKp来对飞驰电容Cf、第一储存电容Cp1及第二储存电容Cp2进行充电以及放电的操作，以将输入的电源电压VDD转换成所要的正输出电压VPP以及负输出电压VEE。其中，正输出电压VPP与负输出电压VEE的电压差值通常为电源电压VDD的电压值的正倍数(如2倍)且为固定的单一模式。

整个编译码芯片(CODEC IC)的电源规划中，除了输出需求瓦数最大的扬声器(speaker)驱动装置之外，耳机(headphone)驱动装置也相当耗电。在耳机驱动装置中，目前业界有许多设计是利用电荷泵电路产生一稳定的负电压(-VDD)来推动一放大器电路，如此虽可省下耳机驱动端价格不斐的耦合(Coupling)电容，但仍有耗电过高的问题。其中，放大器电路的正电源端通常是接到系统的电压源(电压源用以提供电源电压VDD)，而负电源端才耦接到电荷泵电路。因此，放大器电路的所有静态耗电都会从正电源端(电压源(VDD))流到负电源端(-VDD)，而非系统的接地。流到负电源端的电流再依靠电荷泵电路消耗相同的电流将其抵消，因此整个电路架构必须多消耗一倍的输出功率。并且，若将电荷泵电路本身的电源转换效率考虑进来，则耗电量还会再增加。

再者，在耳机驱动装置中，不论输出信号的大小，电荷泵电路均是产生固定值的负电压(-VDD)，使得在低输出功率操作时，整个电路架构的效率非常差。

因此，若能针对编译码芯片采用电源调变技术，根据不同的输入或输出信号的电压范围使用不同的正输出电压VPP与负输出电压VEE的模式，将可进一步改善总输出功率。

发明内容

鉴于此，本发明的众多目的之一在于提供一种电荷泵电路，以降低耳机驱动装置的耗电或提高电源的使用效率，但本发明的应用不限于此。

根据本发明的一实施例的电荷泵电路，其包括电源接收端、接地端、正电输出端、负电输出端、第一储能电容、第二储能电容、第一飞驰电容、第二飞驰电容及泵单元。

第一储能电容耦接于正电输出端和接地端之间，而第二储能电容耦接于负电输出端和接地端之间。泵单元耦接至电源接收端、接地端、正电输出端、负电输出端、第一飞驰电容和第二飞驰电容。

在供电时，泵单元利用工作相位不重叠的第一时钟和第二时钟来控制第一飞驰电容、第二飞驰电容、第一储能电容和第二储能电容间的电性连接关系，来将电源接收端接收到的电源电压转换为正输出电压和负输出电压，藉以提供具有不同的转换率的一第一供电模式、一第二供电模式及一第三供电模式中之一供电模式。然后，由正电输出端和负电输出端分别输出正输出电压和负输出电压给后级电路。

根据本发明的一实施例的动态调整电压的供电方法，其包括接收一电源电压；根据一输入信号的振幅来选择具有不同转换率的第一供电模式、第二供电模式和第三供电模式中之一作为供电模式；以及利用工作相位不重叠的第一时钟和第二时钟来控制一电性连接关系，来将电源电压转换为对应供电模式的正输出电压及负输出电压，藉以驱动接收输入信号的后级电路。

附图说明

图1为电荷泵电路的示意图。

图2为根据本发明一实施例的电荷泵电路的示意图。

图3为一实施例的第一时钟和第二时钟的时序图。

图4A及图4B为一实施例的泵单元的示意图。

图5A及图5B为一实施例的第一供电模式和第二供电模式的第一等效电路的示意图。

图6为一实施例的第一供电模式的第二等效电路的示意图。

图7A及图7B为一实施例的第二供电模式的第二等效电路的示意图。

图8A及图8B为一实施例的第三供电模式的第一等效电路的示意图。

图9A及图9B为一实施例的第三供电模式的第二等效电路的示意图。

图10为另一实施例的多任务电路的示意图。

图11为根据本发明一实施例的驱动装置的示意图。

符号说明

10电荷泵电路 12电荷泵单元

100电荷泵电路 120泵单元

122多任务电路 122a多任务器

122b多任务器 124振幅检测器

140信号产生单元 200放大器电路

300负载 Cf飞驰电容

Cf1第一飞驰电容 Cf2第二飞驰电容

Cp1第一储存电容 Cp2第二储存电容

VDD输入电源电压 VPP正输出电压

VEE负输出电压 CKp电荷泵时钟

CK1第一时钟 CK2第二时钟

PH1工作相位 PH2工作相位

GND接地端 N0电源接收端

N1正电输出端 N2负电输出端

N3节点 N4节点

N5节点 N6节点

Cm1控制信号 Cm2控制信号

S1开关 S2开关

S3开关 S4开关

S5开关 S6开关

S7开关 S8开关

S9开关 S10开关

S11开关 AMP放大器

Vin输入信号 Vout输出信号

具体实施方式

图2为根据本发明一实施例的电荷泵电路的示意图。

参照图2，电荷泵电路100用以依据第一时钟CK1和第二时钟CK2将输入的电源电压VDD转换成正输出电压VPP和负输出电压VEE。其中，第一时钟CK1的工作相位PH1与第二时钟CK2的工作相位PH2不重叠，如图3所示。

并且，电荷泵电路100具有三种供电模式。在三种供电模式下，电荷泵电路100具有不同的电源转换率。即，在三种供电模式下，电荷泵电路100所输出的正输出电压VPP及负输出电压VEE对电源电压VDD分别具有对应的不同值。在三种供电模式下，电荷泵电路100分别产生电源电压VDD的三种不同倍率的输出电压(即，正输出电压VPP和负输出电压VEE之间的电压差)。举例来说，在三种供电模式下，电荷泵电路100分别产生为输入电源电压VDD的2倍(±VDD)、1倍(±1/2VDD)及2/3倍(±1/3VDD)的输出电压。因此，电荷泵电路100可依据后级电路(即，电荷泵电路100供电的目标电路)所需的电力大小(其输入信号或输出信号在一段预设时间内的信号范围值)，来选择供电模式。

为了方便说明，以下将三种供电模式分别称为第一供电模式、第二供电模式和第三供电模式。

电荷泵电路100包括电源接收端N0、接地端GND、正电输出端N1、负电输出端N2、第一储能电容Cp1、第二储能电容Cp2、第一飞驰电容Cf1、第二飞驰电容Cf2以及泵单元120。

电源接收端N0电性连接至系统的电压源，并且从系统的电压源接收电源电压VDD。而接地端GND电性连接至系统的接地。

第一储能电容Cp1耦接在正电输出端N1和接地端GND之间，而第二储能电容Cp2耦接在负电输出端N2和接地端GND之间。

泵单元120耦接至电源接收端N0、接地端GND、正电输出端N1、负电输出端N2、第一飞驰电容Cf1和第二飞驰电容Cf2。

在以电荷泵电路100供电时，电荷泵电路100根据后级电路的输入或输出来选择以第一供电模式、第二供电模式或第三供电模式作为执行的供电模式。此时，泵单元120则以所选择的供电模式进行运作，即利用第一时钟CK1和第二时钟CK2控制电源接收端、接地端GND、正电输出端N1、负电输出端N2、第一飞驰电容Cf1的正极、第一飞驰电容Cf1的负极、第二飞驰电容Cf2的正极和第二飞驰电容Cf2的负极之间的电性连接关系，藉以通过第一储能电容Cp1、第二储能电容Cp2、第一飞驰电容Cf1和第二飞驰电容Cf而将输入的电源电压VDD转换为对应选择的供电模式的正输出电压VPP和负输出电压VEE。

换言之，第一飞驰电容Cf1的两端和第二飞驰电容Cf2的两端会耦接至泵单元120。在供电时，泵单元120会依据电荷泵电路100所要执行的供电模式(第一供电模式、第二供电模式或第三供电模式)而响应第一时钟CK1的工作相位PH1和第二时钟CK2的工作相位PH2来交替改变电源接收端、接地端GND、正电输出端N1、负电输出端N2、第一飞驰电容Cf1的正极、第一飞驰电容Cf1的负极、第二飞驰电容Cf2的正极和第二飞驰电容Cf2的负极之间的电性连接关系。

然后，在正电输出端N1输出由电荷泵电路100转换电源电压VDD而产生的正输出电压VPP，以及在负电输出端N2由输出电荷泵电路100转换电源电压VDD而产生的负输出电压VEE，藉以提供给后级电路(例如：放大器电路)作为运作所需的电力。于此，第一储能电容Cp1和第二储能电容Cp2亦可分别作为正输出电压VPP和负输出电压VEE的稳压电容。

其中，第一时钟CK1和第二时钟CK2可利用一信号产生单元140产生。由于信号产生单元140的实施结构与运作原理为本领域技术人员所熟知，故于此不再赘述。

图4A和图4B为根据本发明一实施例的泵单元120的示意图。

搭配参照图4A，泵单元120包括多个开关(如图式中的S1～S11)。在图4A中，标号「CK」表示第一时钟CK1和第二时钟CK2中至少一者。

各开关连接在电源接收端N0、接地端GND、正电输出端、负电输出端、第一飞驰电容Cf1的正极、第一飞驰电容Cf1的负极、第二飞驰电容Cf2的正极和第二飞驰电容Cf2的负极其中之任二者之间。

搭配参照图4B，泵单元120还可包括一多任务电路122。

多任务电路122耦接至每一个开关(例如：开关S1至开关S11)。并且，多任务电路122还耦接至信号产生单元140。

在电荷泵电路100运作时，多任务电路122会相应于泵单元120(电荷泵电路100)要执行的供电模式将第一时钟CK1输入至开关中的至少一者的控制端，以及相应于执行的供电模式将第二时钟CK2输入至开关中的至少一者的控制端。

在一些实施例中，多任务电路122可包括多任务器122a和多任务器122b。

多任务器122a的输入端耦接至信号产生单元140，其输出端耦接至一个或多个开关(如图式中所示的S1、S3、S4、S8、S10或S11)。

多任务器122a接收第一时钟CK1，并且相应于所选择的供电模式将输入端导通至至少一个输出端，以致使第一时钟CK1传送给对应的开关(即，与导通的输出端耦接的开关)。

多任务器122b的输入端耦接至信号产生单元140，其输出端耦接至一个或多个开关(如图式中所示的S2、S5、S6、S7、S9或S10)。

多任务器122b接收第二时钟CK2，并且相应于所选择的供电模式将输入端导通至至少一个输出端，以致使第二时钟CK2传送给对应的开关(即，与导通的输出端耦接的开关)。

在一些实施例中，泵单元120还可包括一振幅检测器124。

振幅检测器124耦接至多任务电路122。并且，振幅检测器124还电性连接至后级电路的输入端或输出端。其中，后级电路的电源端耦接至正电输出端N1和负电输出端N2，并且由正输出电压VPP和负输出电压VEE供电给后级电路或驱动后级电路的输入信号。

振幅检测器124可根据后级电路的输入信号或输出信号在一段预设时间内的信号振幅值的大小来决定泵单元120(电荷泵电路100)要执行的供电模式。

在一些实施例中，振幅检测器124可依据检测到的振幅大小输出对应的控制信号Cm1、Cm2(其代表检测到的振幅所对应的供电模式)给多任务电路122的多任务器122a和多任务器122b。多任务器122a再响应所接收到的控制信号Cm1而将其输入端导通至对应的输出端，以致使第一时钟CK1经由内部导通路径而传送给对应的开关。多任务器122b则响应所接收到的控制信号Cm2而将其输入端导通至对应的输出端，以致使第二时钟CK2经由内部导通路径而传送给对应的开关。

再参照图4A，开关包括第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3、第四开关S4、第五开关S5、第六开关S6、第七开关S7、第八开关S8、第九开关S9、第十开关S10和第十一开关S11。

第一开关S1的两端分别电性连接(或耦接)在电源接收端N0和第一飞驰电容Cf1的正极(节点N3)之间。

第二开关S2的两端分别电性连接(或耦接)在正电输出端N1和第一飞驰电容Cf1的正极(节点N3)之间。

第三开关S3的两端分别电性连接(或耦接)在正电输出端N1和第二飞驰电容Cf2的正极(节点N5)之间。

第四开关S4的两端分别电性连接(或耦接)在正电输出端N1和第一飞驰电容Cf1的负极(节点N4)之间。

第五开关S5的两端分别电性连接(或耦接)在接地端GND和第二飞驰电容Cf2的正极(节点N5)之间。

第六开关S6耦接在负电输出端N2和第一飞驰电容Cf1的负极(节点N4)之间。即，第六开关S6的两端分别电性连接至负电输出端N2和第一飞驰电容Cf1的负极(节点N4)。

第七开关S7的两端分别电性连接(或耦接)在负电输出端(节点N2)和第二飞驰电容Cf2的负极(节点N6)之间。

第八开关S8的两端分别电性连接(或耦接)在接地端GND和第二飞驰电容Cf2的负极(节点N6)之间。

第九开关S9的两端分别电性连接(或耦接)在接地端GND和第一飞驰电容Cf1的正极(节点N3)之间。

第十开关S10的两端分别电性连接(或耦接)在电源接收端N0和正电输出端N1之间。

第十一开关S11的两端分别电性连接(或耦接)在接地端GND和第一飞驰电容Cf1的负极(节点N4)之间。

在一些实施例中，第一开关S1至第十一开关S11可采用电源开关(power switch)。

在一些实施例中，第一供电模式、第二供电模式和第三供电模式可分别为低供电模式、中供电模式和高供电模式。

在一些实施例中，参照图4A及图4B，在第一供电模式下，振幅检测器124控制多任务电路122的多任务器122a，使第一时钟CK1输入至开关S1、S3、S4、及S8的控制端。并且，振幅检测器124控制多任务电路122的多任务器122b，使第二时钟CK2输入至开关S2、S5、S6、及S7的控制端。而开关S9、S10、S11的控制端则不接收任何控制信号，使开关S9至开关S11为断路。也就是说，在第一供电模式下，开关S1至开关S8运作，而开关S9至S11不运作。

因此，开关S1、S3、S4、及S8会响应第一时钟CK1的工作相位PH1而导通，以致使电源接收端N0、接地端GND、正电输出端N1、负电输出端N2、第一飞驰电容Cf1的正极(节点N3)、第一飞驰电容Cf1的负极(节点N4)、第二飞驰电容Cf2的正极(节点N5)和第二飞驰电容Cf2的负极(节点N6)之间的电性连接关系形成第一等效电路，如图5A及图5B所示。

参照图5A及图5B，在第一时钟CK1的工作相位PH1时，第一飞驰电容Cf1正向耦接在电源接收端N0和正电输出端N1之间，并且第二飞驰电容Cf2和第一储能电容Cf1正向并联在正电输出端N1和接地端GND之间。即，第一飞驰电容Cf1的正极(节点N3)耦接至电源接收端N0，而第一飞驰电容Cf1的负极(节点N4)耦接至正电输出端N1。第二飞驰电容Cf2的正极(节点N5)耦接至正电输出端N1，而第二飞驰电容Cf2的负极(节点N6)耦接至接地端GND。此时，负电输出端N2对内仅直接耦接第二储能电容Cp2。

在第一供电模式的第一等效电路上，第二飞驰电容Cf2的跨压Vcf2与第一储能电容Cp1的跨压等于正电输出端N1的端电压(即，正输出电压VPP)、第一飞驰电容Cf1的跨压Vcf1为电源电压VDD减去正电输出端N1的端电压(即，正输出电压VPP)，并且第二储能电容Cp2浮接在负电输出端N2与接地端GND之间。

因此，可得到下列公式1和公式2。

Vcf1＝VDD-VPP 公式1

Vcf2＝VPP 公式2

再者，开关S2、S5、S6及S7会响应第二时钟CK2的工作相位PH2而导通，以致使电源接收端N0、接地端GND、正电输出端N1、负电输出端N2、第一飞驰电容Cf1的正极(节点N3)、第一飞驰电容Cf1的负极(节点N4)、第二飞驰电容Cf2的正极(节点N5)和第二飞驰电容Cf2的负极(节点N6)之间的电性连接关系形成第二等效电路，如图6所示。

参照图6，在第二时钟CK2的工作相位PH2时，第一飞驰电容Cf1正向耦接在正电输出端N1和负电输出端N2之间，并且第二飞驰电容Cf2反向耦接在负电输出端N2和接地端GND之间。即，第一飞驰电容Cf1的正极(节点N3)耦接至正电输出端N1，而第一飞驰电容Cf1的负极(节点N4)耦接至负电输出端N2。第二飞驰电容Cf2的正极(节点N5)耦接至接地端GND，而第二飞驰电容Cf2的负极(节点N6)耦接至负电输出端N2。

在第一供电模式的第二等效电路上，第二飞驰电容Cf2的跨压反向倒在第二储能电容Cp2上，并第一飞驰电容Cf1的跨压切换为正电输出端N1的端电压(正输出电压VPP)减去负电输出端N2的端电压(即，负输出电压VEE)。

因此，可得到下列公式3和公式4。

Vcf1＝VPP-VEE 公式3

VEE＝-Vcf2 公式4

由公式1至公式4可得，在第一供电模式下，正电输出端N1所输出的正输出电压VPP为(1/3)电源电压，即VDD/3，并且负电输出端N2所输出的负输出电压VEE为(-1/3)输入电源电压，即-VDD/3，如下列公式5和公式6。

VPP＝VDD/3 公式5

VEE＝-VDD/3 公式6

此外，当电荷泵电路100以第一供电模式供电时，相应于第一时钟和第二时钟，电源接收端N0、接地端GND、正电输出端N1、负电输出端N2、第一飞驰电容Cf1的正极(节点N3)、第一飞驰电容Cf1的负极(节点N4)、第二飞驰电容Cf2的正极(节点N5)和第二飞驰电容Cf2的负极(节点N6)之间的电性连接关系会反复交替呈现第一等效电路和第二等效电路。

再参照回图4A及图4B，在第二供电模式下，振幅检测器124控制多任务电路122的多任务器122a，使第一时钟CK1输入至开关S1、S3、S4、开关S8的控制端。并且，振幅检测器124控制多任务电路122的多任务器122b，使第二时钟CK2输入至开关S5、S6、S7、S9的控制端。而开关S2、S10、S11的控制端则不接收任何控制信号，使开关S2及开关S10至开关S11为断路。

也就是说，在第二供电模式下，开关S1和开关S3至开关S8运作，而开关S2、S10、及S11则不运作。

因此，开关S1、S3、S4、S8会响应第一时钟CK1的工作相位PH1而导通，以致使电源接收端N0、接地端GND、正电输出端N1、负电输出端N2、第一飞驰电容Cf1的正极(节点N3)、第一飞驰电容Cf1的负极(节点N4)、第二飞驰电容Cf2的正极(节点N5)和第二飞驰电容Cf2的负极(节点N6)之间的电性连接关系形成第一等效电路，如图5A及图5B所示。

参照图5A及图5B，在第一时钟CK1的工作相位PH1时，第二供电模式的运作相同于第一供电模式。也就是，在第一时钟CK1的工作相位PH1时，第二供电模式所形成的第一等效电路相同于第一供电模式的第一等效电路。

在第二供电模式的第一等效电路上，第二飞驰电容Cf2的跨压Vcf2与第一储能电容Cf1的跨压等于正电输出端N1的端电压(正输出电压VPP)、第一飞驰电容Cf1的跨压Vcf1为输入电源电压VDD减去正电输出端N1的端电压(正输出电压VPP)，并且第二储能电容Cp2浮接在负电输出端N2与接地端GND之间。因此，可得到前述的公式1和公式2。

再者，开关S5、S6、S7、S9会响应第二时钟CK2的工作相位PH2而导通，以致使电源接收端N0、接地端GND、正电输出端N1、负电输出端N2、第一飞驰电容Cf1的正极(节点N3)、第一飞驰电容Cf1的负极(节点N4)、第二飞驰电容Cf2的正极(节点N5)和第二飞驰电容Cf2的负极(节点N6)之间的电性连接关系形成第二等效电路，如图7A及图7B所示。

参照图7A及图7B，在第二时钟CK2的工作相位PH2时，第一飞驰电容Cf1和第二飞驰电容Cf2均反向耦接在负电输出端N2和接地端GND之间。即，第一飞驰电容Cf1的正极(节点N3)耦接至负电输出端N2，而第一飞驰电容Cf1的负极(节点N4)耦接至接地端GND。第二飞驰电容Cf2的正极(节点N5)耦接至接地端GND，而第二飞驰电容Cf2的负极(节点N6)耦接至负电输出端N2。

在第二供电模式的第二等效电路上，第一飞驰电容Cf1的跨压Vcf1和第二飞驰电容Cf2的跨压Vcf2均反向倒在第二储能电容Cp2上，并且第一储能电容Cp1的跨压等于正电输出端N1的端电压(正输出电压VPP)。

因此，可得到下列公式7。

VEE＝-Vcf1＝-Vcf2 公式7

由公式1、公式2和公式7可得，在第一供电模式下，正电输出端N1所输出的正输出电压VPP为(1/2)电源电压，即VDD/2，并且负电输出端N2所输出的负输出电压VEE为(-1/2)电源电压，即-VDD/2，如下列公式8和公式9。

VEE＝-(VDD-VPP)＝-VDD/2 公式8

VPP＝-VEE＝VDD/2 公式9

同样地，电荷泵电路100以第二供电模式供电时，相应于第一时钟和第二时钟，各节点之间的电性连接关系亦会反复交替呈现其第一等效电路和第二等效电路。然而，第二供电模式的第二等效电路不同于第一供电模式的第二等效电路。

再参照回图4A及图4B，在第三供电模式下，振幅检测器124控制多任务电路122的多任务器122a，使第一时钟CK1输入至开关S1、S3、S8、S10、S11的控制端。并且，振幅检测器124控制多任务电路122的多任务器122b，使第二时钟CK2输入至开关S5、S6、S7、S9、S10的控制端。而开关S2、S4的控制端则不接收任何控制信号，使开关S2和开关S4为断路。

也就是说，在第三供电模式下，开关S1、S3和开关S5至S11运作，而开关S2、S4则不运作。

因此，开关S1、S3、S8、S10、S11会响应第一时钟CK1的工作相位PH1而导通，以致使电源接收端N0、接地端GND、正电输出端N1、负电输出端N2、第一飞驰电容Cf1的正极(节点N3)、第一飞驰电容Cf1的负极(节点N4)、第二飞驰电容Cf2的正极(节点N5)和第二飞驰电容Cf2的负极(节点N6)之间的电性连接关系形成第一等效电路，如图8A及图8B所示。

参照图8A及图8B，在第一时钟CK1的工作相位PH1时，第一飞驰电容Cf1和第二飞驰电容Cf2正向耦接在电源接收端N0和接地端GND之间，以及正向耦接在正电输出端N1和接地端GND之间。即，第一飞驰电容Cf1的正极(节点N3)耦接至电源接收端N0和正电输出端N1，而第一飞驰电容Cf1的负极(节点N4)耦接至接地端GND。第二飞驰电容Cf2的正极(节点N5)耦接至电源接收端N0和正电输出端N1，而第二飞驰电容Cf2的负极(节点N6)耦接至接地端GND。此时，负电输出端N2对内仅直接耦接第二储能电容Cp2。

在第三供电模式的第一等效电路上，电源电压VDD分别对第一飞驰电容Cf1、第二飞驰电容Cf2和第一储能电容Cp1进行充电，并第二储能电容Cp2浮接在负电输出端N2与接地端GND之间。

因此，可得到下列公式10。

VDD＝Vcf1＝Vcf2 公式10

再者，开关S5、S6、S7、S9、S10会响应第二时钟CK2的工作相位PH2而导通，以致使电源接收端N0、接地端GND、正电输出端N1、负电输出端N2、第一飞驰电容Cf1的正极(节点N3)、第一飞驰电容Cf1的负极(节点N4)、第二飞驰电容Cf2的正极(节点N5)和第二飞驰电容Cf2的负极(节点N6)之间的电性连接关系形成第二等效电路，如图9A及图9B所示。

参照图9A及图9B，在第一时钟CK1的工作相位PH1时，第一飞驰电容Cf1和第二飞驰电容Cf2反向耦接在负电输出端N2和接地端GND之间。即，第一飞驰电容Cf1的正极(节点N3)耦接至负电输出端N2，而第一飞驰电容Cf1的负极(节点N4)耦接至接地端GND。第二飞驰电容Cf2的正极(节点N5)耦接至负电输出端N2，而第二飞驰电容Cf2的负极(节点N6)耦接至接地端GND。并且，电源接收端N0耦接至正电输出端N1。

在第三供电模式的第二等效电路上，第一飞驰电容Cf1的跨压Vcf1和第二飞驰电容Cf2的跨压Vcf2反向倒在第二储能电容Cp2上，并第一储能电容Cp1的跨压等于电源电压VDD。即，正电输出端N1的端电压(正输出电压VPP)等于电源电压VDD。

因此，可得到下列公式11和公式12。

VPP＝VDD 公式11

VEE＝-Vcf1＝-Vcf2 公式12

由公式10、公式11和公式12可得，在第三供电模式下，正电输出端N1所输出的正输出电压VPP为电源电压VDD，并且负电输出端N2所输出的负输出电压VEE为(-)电源电压，即-VDD，如公式11和公式13。

VEE＝-VDD 公式13

同样地，电荷泵电路100以第三供电模式供电时，相应于第一时钟和第二时钟，各节点之间的电性连接关系亦会反复交替呈现其第一等效电路和第二等效电路。然而，第三供电模式的第一等效电路不同于第一供电模式和第二供电模式的第一等效电路。且第三供电模式的第二等效电路亦不同于第一供电模式的第二等效电路和第二供电模式的第二等效电路。

此外，由于在三种供电模式下，开关S1、S3、S8都由第一时钟CK1控制。因此，在另一实施例中，开关S1的、S3、S8的控制端亦可不经过多任务电路122，而直接耦接至信号产生单元140以接收第一时钟CK1。而开关S4、S10、S11的控制端才经由多任务电路122相应于所选择的供电模式而接收第一时钟CK1，如第10图所示。

同样地，由于在三种供电模式下，开关S5、S6、S7都由第二时钟CK2控制。因此，开关S5、S6、S7的控制端亦可不经过多任务电路122，而直接耦接至信号产生单元140以接收第二时钟CK2。而开关S2、S9、S10的控制端才经由多任务电路122相应于所选择的供电模式而接收第二时钟CK2。

参照第2、4B及11图，当实施在驱动装置时，在一实施例中，驱动装置可包括电荷泵电路100和放大器电路200。于此，前述的后级电路为放大器电路200。

放大器电路200主要包括一放大器AMP。

放大器AMP具有二输入端、一输出端和二电源端。

放大器AMP的输出端耦接至一负载300。以耳机驱动装置为例，负载300即为一耳机。

电荷泵电路100的正电输出端N1和负电输出端N2分别耦接至放大器AMP的二电源端。经由正电输出端N1和负电输出端N2所输出的正输出电压VPP和负输出电压VEE分别施加至放大器AMP的二电源端，以作为放大器AMP运作时所需的电力。

在电荷泵电路100的供电下，放大器电路200所接收到的输入信号Vin通过二电阻而输入至放大器AMP的输入端。由放大器AMP对输入端所接收到的信号进行信号处理而产生一输出信号Vout，并由输出端提供输出信号Vout给负载300。

其中，电荷泵电路100的振幅检测器124可电性连接至放大器AMP的输入端和/或输出端，并对应检测放大器AMP的输入信号Vin和/或输出信号Vout。

以检测输入信号Vin为例，振幅检测器124电性连接至放大器AMP的输入端。

此时，振幅检测器124会检测放大器AMP的输入信号Vin的振幅。

在一段预设时间内，当振幅检测器124检测到输入信号Vin的振幅大于第一阀值且小于或等于第二阀值时，振幅检测器124控制泵单元120执行第二供电模式，以施加分别为(+1/2)倍和(-1/2)倍的电源电压VDD的正输出电压VPP和负输出电压VEE至放大器AMP的电源端。

当振幅检测器124检测到输入信号Vin的振幅大于第二阀值时，振幅检测器124控制泵单元120执行第三供电模式，以施加分别为(+1)倍和(-1)倍的输入电源电压VDD的正输出电压VPP和负输出电压VEE至放大器AMP的电源端。

当振幅检测器124检测到输入信号Vin的振幅小于或等于第一阀值时，振幅检测器124控制泵单元120执行第一供电模式，以施加分别为(+1/3)倍和(-1/3)倍的电源电压VDD的正输出电压VPP和负输出电压VEE至放大器AMP的电源端。

如此一来，正输出电压VPP和负输出电压VEE的大小可随着输入信号Vin的大小而动态调整以节电。

以耳机驱动装置为例，一般耳朵能承受的耳机的音量的输出信号多半都在±(1/2)VDD的放大器的供电可涵盖的范围。实际上，耳机常有长时间的静音模式或较小音量输出的应用，对此还提供相较于一般所需供电(±(1/2)VDD)更低的±(1/3)VDD的放大器的供电，藉以大幅改善耗电效率。

相应于前述的电荷泵电路，本发明还公开一种动态调整电压的供电方法，其包括接收一电源电压；根据一输入信号的振幅来选择具有不同转换率的第一供电模式、第二供电模式和第三供电模式中之一者作为供电模式；以及利用工作相位不重叠的第一时钟和第二时钟来控制第一飞驰电容、第二飞驰电容、第一储能电容、及第二储能电容间的电性连接关系，来将电源电压转换为对应供电模式的正输出电压及负输出电压，藉以供电给接收输入信号的后级电路。

请注意，本发明虽以二个工作相位不重叠的第一时钟和第二时钟、二个飞驰电容(第一飞驰电容和第二飞驰电容)、二个储能电容(第一储能电容、及第二储能电容)、以及多个开关为例，但本发明不以此为限。

综上所述，根据本发明的电荷泵电路及其动态调整电压的供电方法，其中电荷泵电路可相应供电的目标电路(如，后级电路)的运作动态地调变输出电压。在调整时，电荷泵电路可同时调变正输出电压和负输出电压来降低功耗。并且，在目标电路运作时，同一时间只会从二外挂电容(如，第一和第二储能电容)其中之一做电荷抽放，因此另一者则几乎没有电荷损失，且通过此种电荷泵架构，二外挂电容可以互相做电荷分享(chargesharing)以降低耗电。此外，正输出电压和负输出电压的大小可随着目标电路的输出信号的大小而调整，因此在需要低输出电压时可切换为低供电模式，而需要高输出电压时才切换为高供电模式，以节电。并且，提供三种等级的供电模式，以大幅改善耗电效率。

Claims (13)

1.一种电荷泵电路，包括：

一电源接收端，用以接收一电源电压；

一接地端；

一正电输出端，用以输出一正输出电压；

一负电输出端，用以输出一负输出电压；

一第一储能电容，耦接于所述正电输出端和所述接地端之间；

一第二储能电容，耦接于所述负电输出端和所述接地端之间；

一第一飞驰电容；

一第二飞驰电容；以及

一泵单元，用以利用工作相位不重叠的一第一时钟和一第二时钟来控制所述第一飞驰电容、所述第二飞驰电容、所述第一储能电容及所述第二储能电容的电性连接关系，来将所述电源电压转换为所述正输出电压和所述负输出电压，藉以提供具有不同的转换率的一第一供电模式、一第二供电模式及一第三供电模式中之一作为供电模式，

其中，所述泵单元利用所述第一时钟及所述第二时钟控制多个开关来执行所述供电模式，所述多个开关包括：

一第一开关，耦接在所述电源接收端和所述第一飞驰电容的正极之间；

一第二开关，耦接在所述正电输出端和所述第一飞驰电容的正极之间；

一第三开关，耦接在所述正电输出端和所述第二飞驰电容的正极之间；

一第四开关，耦接在所述正电输出端和所述第一飞驰电容的负极之间；

一第五开关，耦接在所述接地端和所述第二飞驰电容的正极之间；

一第六开关，耦接在所述负电输出端和所述第一飞驰电容的负极之间；

一第七开关，耦接在所述负电输出端和所述第二飞驰电容的负极之间；

一第八开关，耦接在所述接地端和所述第二飞驰电容的负极之间；

一第九开关，耦接在所述接地端和所述第一飞驰电容的正极之间；

一第十开关，耦接在所述电源接收端和所述正电输出端之间；以及

一第十一开关，耦接在所述接地端和所述第一飞驰电容的负极之间。

2.根据权利要求1所述的电荷泵电路，还包括：

一振幅检测器，用以检测由所述正输出电压和所述负输出电压供电的后级电路的输入信号或输出信号的振幅，来据以选择所述泵单元的所述供电模式。

3.根据权利要求2所述的电荷泵电路，其中，当所述振幅小于一第一阈值时，所述振幅检测器选择所述第一供电模式，当所述振幅大于所述第一阈值且小于一第二阈值时，所述振幅检测器选择所述第二供电模式，及当所述振幅大于所述第二阈值时，所述振幅检测器选择所述第三供电模式。

4.根据权利要求1所述的电荷泵电路，其中，在所述第一供电模式，所述正输出电压实质上为所述电源电压的三分之一，在所述第二供电模式，所述正输出电压实质上为所述电源电压的二分之一，及在所述第三供电模式，所述正输出电压实质上为所述电源电压。

5.根据权利要求1所述的电荷泵电路，其中，在所述第一供电模式下，所述第一开关、所述第三开关、所述第四开关和所述第八开关响应所述第一时钟的所述工作相位而导通，并且所述第二开关、所述第五开关、所述第六开关和所述第七开关响应所述第二时钟的所述工作相位而导通。

6.根据权利要求1所述的电荷泵电路，其中，在所述第二供电模式下，所述第一开关、所述第三开关、所述第四开关和所述第八开关响应所述第一时钟的所述工作相位而导通，并且所述第五开关、所述第六开关、所述第七开关和所述第九开关响应所述第二时钟的所述工作相位而导通。

7.根据权利要求1所述的电荷泵电路，其中，在所述第三供电模式下，所述第一开关、所述第三开关、所述第八开关、所述第十开关和所述第十一开关响应所述第一时钟的所述工作相位而导通，并且所述第五开关、所述第六开关、所述第七开关、所述第九开关和所述第十开关响应所述第二时钟的所述工作相位而导通。

8.一种动态调整电压的供电方法，包括：

接收一电源电压；

根据一输入信号的振幅来选择具有不同转换率的一第一供电模式、一第二供电模式和一第三供电模式其中之一作为供电模式；以及

利用工作相位不重叠的一第一时钟和一第二时钟来控制一电性连接关系的控制步骤，以将所述电源电压转换为对应所述供电模式 的一正输出电压及一负输出电压以供电给接收所述输入信号的一后级电路，

其中，所述第一时钟和所述第二时钟控制一第一飞驰电容、一第二飞驰电容、一第一储能电容、及一第二储能电容间的所述电性连接关系，来将所述电源电压转换为对应所述供电模式的所述正输出电压及所述负输出电压，并且所述方法还包括：

将一第一开关耦接在电源接收端和所述第一飞驰电容的正极之间；

将一第二开关耦接在正电输出端和所述第一飞驰电容的正极之间；

将一第三开关耦接在所述正电输出端和所述第二飞驰电容的正极之间；

将一第四开关耦接在所述正电输出端和所述第一飞驰电容的负极之间；

将一第五开关耦接在接地端和所述第二飞驰电容的正极之间；

将一第六开关耦接在负电输出端和所述第一飞驰电容的负极之间；

将一第七开关耦接在所述负电输出端和所述第二飞驰电容的负极之间；

将一第八开关耦接在所述接地端和所述第二飞驰电容的负极之间；

将一第九开关耦接在所述接地端和所述第一飞驰电容的正极之间；

将一第十开关耦接在所述电源接收端和所述正电输出端之间；以及

将一第十一开关耦接在所述接地端和所述第一飞驰电容的负极之间，以及

利用所述第一时钟及所述第二时钟控制上述多个开关来执行所述供电模式。

9.根据权利要求8所述的动态调整电压的供电方法，其中，所述选择步骤包括：

当所述振幅小于一第一阈值时，选择所述第一供电模式作为所述供电模式；

当所述振幅大于所述第一阈值且小于一第二阈值时，选择所述第二供电模式作为所述供电模式；以及

当所述振幅大于所述第二阈值时，选择所述第三供电模式作为所述供电模式。

10.根据权利要求9所述的动态调整电压的供电方法，其中，当以所述第一供电模式作为所述供电模式时，所述正输出电压实质上为所述电源电压的三分之一；当以所述第二供电模式作为所述供电模式时，所述正输出电压实质上为所述电源电压的二分之一；及当以所述第三供电模式作为所述供电模式时，所述正输出电压实质上为所述电源电压。

11.根据权利要求8所述的动态调整电压的供电方法，其中，当以所述第一供电模式作为所述供电模式时，所述控制步骤包括：响应所述第一时钟的所述工作相位而使所述电源电压导通至所述第一飞驰电容的正极、使所述正电输出端导通至所述第二飞驰电容的正极和所述第一飞驰电容的负极、以及使所述第二飞驰电容的负极接地，并且响应所述第二时钟的所述工作相位而使所述正电输出端导通至所述第一飞驰电容的正极、使所述第二飞驰电容的正极接地、以及使所述负电输出端导通至所述第一飞驰电容的负极和所述第二飞驰电 容的负极，其中所述正输出电压经由所述正电输出端输出，且所述负输出电压经由所述负电输出端输出。

12.根据权利要求8所述的动态调整电压的供电方法，其中，当以所述第二供电模式作为所述供电模式时，所述控制步骤包括：响应所述第一时钟的所述工作相位而使所述电源电压导通至所述第一飞驰电容的正极、使所述正电输出端导通至所述第二飞驰电容的正极和所述第一飞驰电容的负极、以及使所述第二飞驰电容的负极接地，并且响应所述第二时钟的所述工作相位而使所述第二飞驰电容的正极和所述第一飞驰电容的正极接地以及使所述负电输出端导通至所述第一飞驰电容的负极和所述第二飞驰电容的负极，其中所述正输出电压经由所述正电输出端输出，且所述负输出电压经由所述负电输出端输出。

13.根据权利要求8所述的动态调整电压的供电方法，其中，当以所述第三供电模式作为所述供电模式时，所述控制步骤包括：响应所述第一时钟的所述工作相位而使所述电源电压导通至所述第一飞驰电容的正极、使所述正电输出端导通至所述第二飞驰电容的正极和所述电源电压、以及使所述第二飞驰电容的负极和所述第一飞驰电容的负极接地，并且响应所述第二时钟的所述工作相位而使所述第二飞驰电容的正极和所述第一飞驰电容的正极接地、使所述负电输出端导通至所述第一飞驰电容的负极和所述第二飞驰电容的负极、以及使所述电源电压导通至所述正电输出端，其中所述正输出电压经由所述正电输出端输出，且所述负输出电压经由所述负电输出端输出。