CN106656065A - 音频功率放大器和音频设备 - Google Patents

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CN106656065A CN201611009617.5A CN201611009617A CN106656065A CN 106656065 A CN106656065 A CN 106656065A CN 201611009617 A CN201611009617 A CN 201611009617A CN 106656065 A CN106656065 A CN 106656065A
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张海军
管少钧
贾六伟
杜黎明
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Abstract

一种音频功率放大器和音频设备，音频功率放大器包括：数模转换电路，将数字音频信号转换为第一模拟信号；积分比较电路，根据第一模拟信号、反馈信号和共模电压信号得到模拟音频信号；功率输出级电路，采用第二供电电压供电，对模拟音频信号功率放大以输出功放信号；反馈电路，根据功放信号产生反馈信号；反馈电路包括：分压电路，对功放信号分压，得到的分压信号经由分压节点输出；反馈支路，其第一端耦接分压节点，其第二端输出反馈信号；共模电压信号的幅度与第二供电电压和分压电路的分压比关联。本发明方案音频功率放大器输出的音频信号动态范围大，电路面积小，成本低。

Description

音频功率放大器和音频设备
技术领域
本发明涉及电子电路设计领域，特别涉及一种音频功率放大器和音频设备。
背景技术
便携式智能音频设备，例如智能手机，集成的功能越来越多，使之成为集通讯社交、影音娱乐、新闻资讯于一体的个人多媒体终端。消费者对音频的音量和音质也有了更高的要求。音频设备中的音频功率放大器一般由电池供电，例如：锂电池。由于锂电池电压的限制(供电电压范围约为3.3V至4.35V)，音频设备中的音频功率放大器电源轨最高只有4.35V，输出峰值电压最高可以到4V左右，在不出现明显截顶失真情况下，对阻抗为8Ω的扬声器来说，输出功率最高为1W。而为了提升音乐播放的效果，获得更好的音质，增大音乐播放的响度，目前的音频功率放大器大多带有升压电路，将音频功率放大器的供电电源轨升高至原来的两倍甚至更高，以提升音乐信号的动态范围，输出级的电源轨越高，音频信号的动态范围越大，音频的音量越大，音质也越好。
图1是一种现有技术的音频功率放大器的示意性结构框图。如图1所示，音频功率放大器100可以包括数模转换电路10、积分比较电路20、功率输出级电路30和反馈电路40。其中，所述数模转换电路10采用第一供电电压VDD供电，适于将数字音频信号DAudio转换为第一模拟信号AS1；所述积分比较电路20采用所述第一供电电压VDD供电，根据所述第一模拟信号AS1、反馈信号FBS和共模电压信号VCOM得到模拟音频信号AAudio；所述功率输出级电路30采用第二供电电压PVDD供电，适于对所述模拟音频信号AAudio进行功率放大以输出功放信号PAS；所述反馈电路40根据所述功放信号PAS产生所述反馈信号FBS。
在音频功率放大器100中，一般所述第一供电电压VDD小于所述第二供电电压PVDD，以提高功率输出级电路30输出的功放信号PAS的输出功率，而所述功放信号PAS的共模电压取决于输入至所述积分比较电路20的共模电压信号VCOM的幅度，共模电压信号VCOM的幅度一般取第二供电电压PVDD的一半。由第一供电电压VDD供电的数模转换电路10和积分比较电路20在正常工作时，需要所述共模电压VCOM小于所述第一供电电压VDD。这意味着所述第二供电电压PVDD升高的同时，所述第一供电电压VDD也需要随之升高，那么，由第一供电电压VDD供电的数模转换电路10和积分比较电路20工作在高电压下，其内部的器件全部需要采用高压器件实现，这意味着高成本和大的芯片面积。
因此，现有技术的音频功率放大器在满足高音乐动态范围的同时，无法满足对芯片面积和成本的需求。
发明内容
本发明解决的技术问题是如何在满足音频功率放大器的动态范围的同时，节约电路面积和功耗。
为解决上述技术问题，本发明实施例提供一种音频功率放大器，包括：数模转换电路，采用第一供电电压供电，适于将数字音频信号转换为第一模拟信号；积分比较电路，采用所述第一供电电压供电，根据所述第一模拟信号、反馈信号和共模电压信号得到模拟音频信号，所述共模电压的幅度小于所述第一供电电压；功率输出级电路，采用第二供电电压供电，适于对所述模拟音频信号进行功率放大以输出功放信号，所述第一供电电压小于所述第二供电电压；反馈电路，根据所述功放信号产生所述反馈信号；所述反馈电路包括：分压电路，适于对所述音频功率放大器输出的功放信号进行分压，得到的分压信号经由分压节点输出；反馈支路，其第一端耦接所述分压节点，其第二端输出所述反馈信号；其中，所述共模电压信号的幅度与所述第二供电电压和所述分压电路的分压比关联。
可选地，所述分压电路包括：第一电阻单元，其第一端接收所述功放信号，其第二端耦接所述分压节点；第二电阻单元，其第一端耦接所述分压节点，其第二端接地；所述分压电路的分压比为所述第二电阻单元的阻抗与所述第一电阻单元和第二电阻单元的阻抗之和的比；所述共模电压信号的幅度等于1与所述分压电路的分压比之差，乘以所述第二供电电压。
可选地，所述反馈支路包括：第三电阻单元，其第一端耦接所述反馈支路的第一端，其第二端耦接所述反馈支路的第二端。
可选地，所述数模转换电路为单比特位数模转换器，所述数模转换电路包括：第一电流源，其第一输入端接收所述第一供电电压；第二电流源，其第一输入端接地；第一开关，其控制端接收所述数字音频信号，其输入端耦接所述第一电流源，其输出端输出所述第一模拟信号；第二开关，其控制端耦接所述第一开关的控制端，其输入端耦接所述第二电流源，其输出端耦接所述第一开关的输出端。
可选地，所述积分比较电路包括：第一积分器，其第一输入端耦接所述数模转换电路的输出端和所述反馈支路的第二端，其第二输入端接收所述共模电压信号，其输出端输出第一积分信号；第二积分器，其第一输入端接收所述第一积分信号，其第二输入端接收所述共模电压信号，其输出端输出第二积分信号；比较电路，适于对所述第一积分信号和第二积分信号进行比较以得到所述模拟音频信号。
可选地，所述音频功率放大器还包括：正压电荷泵，所述第一供电电压经过所述正压电荷泵的升压得到所述第二供电电压。
可选地，所述第一供电电压由电池供给。
为解决上述技术问题，本发明实施例还提供一种音频设备，包括以上所述的音频功率放大器。
与现有技术相比，本发明实施例的技术方案具有以下有益效果：
本发明实施例提供一种音频功率放大器，包括：数模转换电路，采用第一供电电压供电，适于将数字音频信号转换为第一模拟信号；积分比较电路，采用所述第一供电电压供电，根据所述第一模拟信号、反馈信号和共模电压信号得到模拟音频信号，所述共模电压的幅度小于所述第一供电电压；功率输出级电路，采用第二供电电压供电，适于对所述模拟音频信号进行功率放大以输出功放信号，所述第一供电电压小于所述第二供电电压；反馈电路，根据所述功放信号产生所述反馈信号。所述反馈电路可以包括：分压电路，适于对所述音频功率放大器输出的功放信号进行分压，得到的分压信号经由分压节点输出；反馈支路，其第一端耦接所述分压节点，其第二端输出所述反馈信号；其中，所述共模电压信号的幅度与所述第二供电电压和所述分压电路的分压比关联。本发明实施例可以从理论上不限制地提高所述第二供电电压，使得所述功率输出级电路输出的功放信号的幅度较高，可以满足功率放大器对音频信号动态范围、音量、音质等需求，并且，可以将所述共模电压信号的幅度设置的较低，使得必须大于共模电压信号的幅度的第一供电电压无需较高，可以使得受第一供电电压供电的数模转换电路和积分比较电路工作在低压条件下，其内部器件无需采用高压器件实现，大大节约了芯片面积和成本。
附图说明
图1是现有技术中的一种音频功率放大器的示意性结构框图。
图2是本发明实施例一种音频功率放大器的示意性结构框图。
图3是本发明实施例另一种音频功率放大器的示意性结构框图。
图4是本发明实施例中数模转换电路的一种电路图。
图5是本发明实施例中第一积分器的工作原理波形示意图。
图6是本发明实施例中一种差分音频功率放大器的电路图。
具体实施方式
参考图1，如背景技术部分所述，音频功率放大器100内部的内部电路模块由锂电池供电。若所述共模电压信号VCOM的幅度取所述第二供电电压PVDD的一半，则为了使音频功率放大器100中内部电路模块正常工作，所述第二供电电压PVDD不能超过锂电池电压的最低电压值的2倍，这显然无法持续满足消费者对音乐音质和音量的需求。
例如，若所述第二供电电压PVDD为7V，则共模电压信号VCOM的幅度为3.5V。此时，若所述数模转换电路10和积分比较电路20的供电电压需要高于3.5V。当锂电池电压下降到3.5V时，所述数模转换电路10无法正常工作，所输出的第一模拟信号AS1的输出电流为0，严重影响所述积分比较电路20的正常工作，使得音频功率放大器100无法工作。若所述第二供电电压PVDD为9V，共模电压信号VCOM的幅度为4.5V，这将高于锂电池电压的供电范围，将使得所述积分比较电路20无法正常工作。因此，图1所示的现有技术的音频功率放大器100在满足高音乐动态范围的同时，无法满足对芯片面积和成本的需求。
针对以上所述的技术问题，本发明实施例提出一种采用分压反馈技术的音频功率放大器，可以将为功率输出级电路供电的第二供电电压提升，又可以减少高压供电下的电路规模，减小芯片面积，降低成本。
为使本发明的上述目的、特征和有益效果能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施例做详细的说明。
如图2所示，本发明实施例提供一种音频功率放大器200，所述音频功率放大器200可以包括：数模转换电路10、积分比较电路20、功率输出级电路30和反馈电路40。
其中，所述数模转换电路10采用第一供电电压VDD供电，适于将数字音频信号DAudio转换为第一模拟信号AS1。
所述积分比较电路20采用所述第一供电电压VDD供电，根据所述第一模拟信号AS1、反馈信号FBS和共模电压信号VCOM得到模拟音频信号AAudio，所述共模电压信号VCOM的幅度小于所述第一供电电压VDD，以使得所述数模转换电路10和所述积分比较电路20可以正常工作。
所述数模转换电路10和积分比较电路20组成PWM调制电路，将包含音频信息的数字音频信号DAudio转换为模拟音频信号AAudio，以驱动声学元件。
所述功率输出级电路30采用第二供电电压PVDD供电，适于对所述模拟音频信号AAudio进行功率放大以输出功放信号PAS，所述第一供电电压VDD小于所述第二供电电压PVDD。
所述反馈电路40根据所述功放信号PAS产生所述反馈信号FBS。
所述反馈电路40可以包括分压电路401和反馈支路402。
所述分压电路401适于对所述音频功率放大器200输出的功放信号PAS进行分压，得到的分压信号VDIV经由分压节点(图2未标示)输出。
所述反馈支路402的第一端耦接所述分压节点，所述反馈支路402的第二端输出所述反馈信号FBS。
其中，所述共模电压信号VCOM的幅度与所述第二供电电压PVDD和所述分压电路401的分压比关联。例如，若所述分压电路401的分压比为2/3，所述共模电压信号VCOM的幅度可以设置为所述第二供电电压PVDD的1/3；若所述分压电路401的分压比为3/4，所述共模电压信号VCOM的幅度可以设置为所述第二供电电压PVDD的1/4。
所述音频功率放大器200还可以包括正压电荷泵(图未示)，所述第一供电电压VDD可以经过所述正压电荷泵的升压得到所述第二供电电压PVDD。然而，并不限于此，所述音频功率放大器200还可以包括正压电荷泵以外的升压电路，例如直流-直流电压转换电路，具体地，可以是升压(Boost)电路。
所述第一供电电压VDD可以由电池供给，例如，锂电池、镍氢电池等。但是并不限于此，本实施例中并不限制第一供电电压VDD和第二供电电压PVDD的来源。
本发明实施例可以从理论上可以不限制地提高所述第二供电电压PVDD，使得所述功率输出级电路30输出的功放信号PAS的幅度较高，可以满足音频功率放大器对音频信号动态范围、音量、音质等需求。同时，可以将所述共模电压信号VCOM的幅度设置的较低，使得必须大于共模电压信号VCOM的幅度的第一供电电压VDD无需较高，可以使得受第一供电电压VDD供电的数模转换电路10和积分比较电路20工作在低压条件下，其内部器件无需采用高压器件实现，大大节约了芯片面积和成本。
下面综合图2至图4对所述音频功率放大器200的具体实施方式进行详细说明。
在图3示出的具体实施中，所述分压电路401可以包括：第一电阻单元RD1和第二电阻单元RD2。
其中，第一电阻单元RD1的第一端接收所述功放信号PAS，第一电阻单元RD1的第二端耦接所述分压节点；所述第二电阻单元RD2的第一端耦接所述分压节点，所述第二电阻单元RD2的第二端接地。
所述分压电路401的分压比为所述第二电阻单元RD2的阻抗与所述第一电阻单元RD1和第二电阻单元RD2的阻抗之和的比。
所述共模电压信号VCOM的幅度等于1与所述分压电路401的分压比之差，乘以所述第二供电电压PVDD。
在电路设计中，可以设置所述第二供电电压PVDD较高，例如，9V或10V，或者更高；而通过设置所述第二电阻单元RD2的阻抗和所述第一电阻单元RD1的阻抗以合理设置所述分压电路401的分压比，使得所述共模电压信号VCOM的幅度可以满足音频功率放大器200的要求。此时，所述共模电压信号VCOM的幅度较低，所述第一供电电压VDD可以较低，对音频功率放大器200中的内部器件的面积和成本有利。
在图3示出的具体实施中，所述反馈支路402可以包括但不限定于第三电阻单元RFB，所述第三电阻单元RFB的第一端耦接所述反馈支路402的第一端，所述第三电阻单元RFB的第二端耦接所述反馈支路402的第二端。
需要说明的是，所述第一电阻单元RD1、第二电阻单元RD2和第三电阻单元RFB可以由单一的电阻实现，也可以由多个电阻进行串、并联组合实现，或者由其他阻抗元件进行串、并联组合实现，此处不进行特殊限制。
在具体实施中，继续参照图2和图3，所述积分比较电路20可以包括：第一积分器(图中未标示)、第二积分器(图中未标示)和比较电路(图中未标示)。
所述第一积分器的第一输入端耦接所述数模转换电路10的输出端和所述反馈支路402的第二端，所述第一积分器的第二输入端接收所述共模电压信号VCOM，所述第一积分器的输出端输出第一积分信号VC1。
所述第二积分器的第一输入端接收所述第一积分信号VC1，所述第二积分器的第二输入端接收所述共模电压信号VCOM，所述第二积分器的输出端输出第二积分信号VC2。
所述比较电路适于对所述第一积分信号VC1和第二积分信号VC2进行比较以得到所述模拟音频信号AAudio。
其中，所述第一积分器可以包括第一运放OP1和电容C1；第二积分器可以包括第二运放OP2、电容C2和电阻R1。由于所述第一积分器和第二积分器的具体实施方式是本领域技术人员所熟知的，此处不再一一赘述。
在具体实施中，所述数模转换电路10可以为单比特位数模转换器。
如图4所示，所述数模转换电路10可以包括但不限定于第一电流源IP、第二电流源IN、第一开关S1和第二开关S2。
其中，所述第一电流源IP的第一输入端接收第一供电电压VDD；所述第一开关S1的控制端接收所述数字音频信号DAudio，所述第一开关S1的输入端耦接所述第一电流源IP，所述第一开关S1的输出端输出所述第一模拟信号AS1；所述第二开关S2的控制端耦接所述第一开关S1的控制端，所述第二开关S2的输入端耦接所述第二电流源IN，所述第二开关S2的输出端耦接所述第一开关S1的输出端；所述第二电流源IN的第一输入端接地。
在具体实施中，所述第一开关S1和第二开关S2可以为NMOS管，但不限于此。
在具体实施中，由于所述第一积分器中“虚短”的作用，所述第一模拟信号AS1的幅度与所述共模电压信号VCOM的幅度相等，所述第一供电电压VDD需大于所述共模电压信号VCOM的幅度。否则，图4所示的数模转换电路10中的电流源管(也即所述第一电流源IP)将工作在线性区甚至关断，使得所述数模转换电路10输出的第一模拟信号AS1输出的电流为0，使第一积分器乃至音频功率放大器200无法正常工作。
需要说明的是，所述数模转换电路10可以是任何其他任何由本领域技术人员熟知，将数字信号转换为模拟信号的数模转换电路，此处不再一一举例。
图5是本发明实施例中第一积分器的工作原理波形示意图。以下结合图5对所述功放信号PAS的共模电压与所述共模电压信号VCOM的幅度的关系进行说明。
由于在现有技术中，所述共模电压信号VCOM的幅度取所述第二供电电压PVDD的一半，那么，本发明实施例中，所述共模电压信号VCOM的幅度取所述第二供电电压PVDD×1/N，N≥3且为正整数，以满足音频功率放大器200对音频信号动态范围等需求。
下面以N＝3为例进行说明，音频功率放大器200在正常工作时，所述功放信号PAS的峰值电压等于第二供电电压PVDD，经过所述反馈电路40的分压和反馈作用后，所述分压信号VDIV的幅度为2/3×PVDD，也即将所述分压电路401的分压比设置为2/3，也即第二电阻单元RD2的阻抗是第一电阻单元RD1阻抗的2倍，可表示为RD2＝2×RD1，RD1＝RD。
设第二供电电压PVDD的幅度为VP，共模电压信号VCOM的幅度1/3×VP，可表示为PVDD＝VP，VCOM＝1/3×VP。
如图5所示，根据所述数字音频信号DAudio和所述功放信号PAS的相位关系，所述第一积分器输出的第一积分信号VC1可以分为T1至T4四个阶段。
阶段T1：数字音频信号DAudio为高电平，功放信号PAS为高电平，设数字音频信号DAudio的幅度为PWMin，功放信号PAS的幅度为VOUT。则表示为PWMin＝“1”，VOUT＝“1”，所述第一模拟信号AS1输出或者输入的电流为IPWM，所述反馈电路40输出的反馈信号FBS的幅度为VDIV，其输出或者输出的电流为IFB。电流IPWM给电容C1充电，电流IFB给电容C1充电；则在T1阶段第一电容C1上的电流为：IC1_T1＝IPWM+(VDIV-VCOM)/RFB。
阶段T2：PWMin＝“1”，VOUT＝“0”，电流IPWM给电容C1充电，电流IFB给电容C1放电；则在T2阶段第一电容C1上的电流为：IC1_T2＝IPWM-VCOM/(RFB+RD1//RD2)。
阶段T3：PWMin＝“0”，VOUT＝“0”，电流IPWM给电容C1放电，电流IFB给电容C1放电；则在T3阶段第一电容C1上的电流为：IC1_T3＝-IDAC-VCOM/(RFB+2RD1//RD2)。
阶段T4：PWMin＝“0”，VOUT＝“1”，电流IPWM给电容C1放电，电流IFB给电容C1充电；则在T4阶段第一电容C1上的电流为：IC1_T4＝-IPWM+(VDIV1-VCOM)/RFB。
根据一个周期内的输入输出电流平衡关系，可得出音频功率放大器200输出的功放信号PAS的幅度等于1/2×Vp-(2×DIN-1)×3/2×IPWM×(RFB+2/3×RD)，其中，DIN为所述数字音频信号DAudio的占空比。
由上式可以看到，当所述共模电压信号VCOM取1/3×VP，RD2＝2×RD1时，所述功放信号PAS仍然以1/2×VP为共模点，可以满足音频功率放大器200的正常工作。因此，本实施例可以从理论上不限制地提高所述第二供电电压PVDD，满足功率放大器对音频信号动态范围、音量、音质等需求，采用分压反馈技术一方面能使音频功率放大器200内部电路模块工作在第一供电电压VDD的电压域，使各个电路模块正常工作，另一方面内部电路模块无需要采用高压器件实现，大大节约了芯片面积和成本。
本发明实施例还可以将N取4或者5等其他正整数，其推导过程此处不再一一赘述。
此外，本发明实施例音频功率放大器200还可以适用于差分音频功率放大器。
图6是一种差分音频功率放大器的电路图。如图6所示，差分音频功率放大器300可以包括两个结构相同的音频功率放大器200。其中一个音频功率放大器200的输入端接收单边正压数字音频信号PWMA，其中另一个音频功率放大器200的输入端接收单边负压数字音频信号PWMB，二者输出的一对差分功放信号VON和VOP共同驱动声学元件U1，例如扬声器。差分音频功率放大器300具有更加优良的噪声性能。关于音频功率放大器200的详细信息可以参见图3及其相关描述。
本发明实施例还公开了一种音频设备，包括以上所述的音频功率放大器200，在满足音频功率放大器的动态范围的同时，节约了电路面积和功耗。
虽然本发明披露如上，但本发明并非限定于此。任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，均可作各种更动与修改，因此本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims (8)

1.一种音频功率放大器，包括：
数模转换电路，采用第一供电电压供电，适于将数字音频信号转换为第一模拟信号；
积分比较电路，采用所述第一供电电压供电，根据所述第一模拟信号、反馈信号和共模电压信号得到模拟音频信号，所述共模电压的幅度小于所述第一供电电压；
功率输出级电路，采用第二供电电压供电，适于对所述模拟音频信号进行功率放大以输出功放信号，所述第一供电电压小于所述第二供电电压；
反馈电路，根据所述功放信号产生所述反馈信号；
其特征在于，所述反馈电路包括：
分压电路，适于对所述音频功率放大器输出的功放信号进行分压，得到的分压信号经由分压节点输出；
反馈支路，其第一端耦接所述分压节点，其第二端输出所述反馈信号；
其中，所述共模电压信号的幅度与所述第二供电电压和所述分压电路的分压比关联。
2.根据权利要求1所述的音频功率放大器，其特征在于，所述分压电路包括：
第一电阻单元，其第一端接收所述功放信号，其第二端耦接所述分压节点；
第二电阻单元，其第一端耦接所述分压节点，其第二端接地；
所述分压电路的分压比为所述第二电阻单元的阻抗与所述第一电阻单元和第二电阻单元的阻抗之和的比；
所述共模电压信号的幅度等于1与所述分压电路的分压比之差，乘以所述第二供电电压。
3.根据权利要求1所述的音频功率放大器，其特征在于，所述反馈支路包括：第三电阻单元，其第一端耦接所述反馈支路的第一端，其第二端耦接所述反馈支路的第二端。
4.根据权利要求1至3任一项所述的音频功率放大器，其特征在于，所述数模转换电路为单比特位数模转换器，所述数模转换电路包括：
第一电流源，其第一输入端接收所述第一供电电压；
第二电流源，其第一输入端接地；
第一开关，其控制端接收所述数字音频信号，其输入端耦接所述第一电流源，其输出端输出所述第一模拟信号；
第二开关，其控制端耦接所述第一开关的控制端，其输入端耦接所述第二电流源，其输出端耦接所述第一开关的输出端。
5.根据权利要求1至3任一项所述的音频功率放大器，其特征在于，所述积分比较电路包括：
第一积分器，其第一输入端耦接所述数模转换电路的输出端和所述反馈支路的第二端，其第二输入端接收所述共模电压信号，其输出端输出第一积分信号；
第二积分器，其第一输入端接收所述第一积分信号，其第二输入端接收所述共模电压信号，其输出端输出第二积分信号；
比较电路，适于对所述第一积分信号和第二积分信号进行比较以得到所述模拟音频信号。
6.根据权利要求1至3任一项所述的音频功率放大器，其特征在于，还包括：正压电荷泵，所述第一供电电压经过所述正压电荷泵的升压得到所述第二供电电压。
7.根据权利要求1至3任一项所述的音频功率放大器，其特征在于，所述第一供电电压由电池供给。
8.一种音频设备，其特征在于，包括权利要求1至7任一项所述的音频功率放大器。
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