CN102449902A - 多级放大器 - Google Patents

Abstract

公开了一种电源级和相对应的方法，该电源级包括：用于放大输入信号的多个放大器，每个放大器都接收电源电压；公共选择装置，其用于根据表示所需的电源电压的基准信号而从多个电源电压中选择一个电源电压；以及与多个放大器相对应的多个调节装置，该多个调节装置适于根据所选择的一个电源电压和基准信号来为跟踪基准信号的相应放大器产生经调节的选定的电源电压。

Description

多级放大器

技术领域

本发明涉及用于提供经调制的电源电压的放大级，具体地说，涉及这种通过采用被称为“组织式结构(coporate structure)”放大器的方案而被组织起来以提供比单级所能实现的功率更高的功率的放大级。

背景技术

已经知道提供调制电源以为诸如射频(RF)放大级的放大级提供电源电压。在英国专利No.2398648中可以找到特别有利的调制电源级的示例。

在这个有利的调制电源级中，提供了根据将由放大器放大的RF输入信号来跟踪RF放大器的电源电压的有效技术。第一控制回路跟踪表示放大级所需的电源电压的输入信号的包络，并且根据该输入信号从多个可用的电源电压中选择一个电源电压。第二控制回路跟踪输入信号和实际输出信号的包络，并且生成表示输入信号与实际输出信号之间的差异的误差信号。将这个误差信号与选定的电源电压相结合，以向放大级提供经调节的选定的电源电压。该第一控制回路是低频回路，而该第二控制回路是高频回路。

这种经改进的调制电源级在向放大器传输高精度跟踪电源方面提供了显著的优势和改进，并且具有相关的效率改进。

在放大如RF信号的信号中，还知道将输入信号分解成多个部分，接着在单独的功率放大器中对各个部分进行放大，最后重新组合被放大的部分。这种使用多个功率放大器来放大信号的方式使得能够传输比用其它方法传输的信号更强的信号。通常将这样的放大信号传输到RF发射机的天线。

以这种方式将信号分解以在多个并联放大器将其放大后将其重新组合的方案被称为“组织式结构”。

在英国专利No.2398648中发现的现有技术的高精度跟踪电源装置中，如果电源级适于向n个功率放大器传输电源的组织式结构，则低频回路和高频回路中的每一个的功率必须提高n倍。这将对性能产生不利影响。必须将这些回路的物理尺寸制作得更大。由于一些功率放大器需要更长的轨迹，因此电路板上可能出现布局问题。由于传输调制电源的馈送网络上的功率放大器的物理限制，可以组合的放大器的最大数量也会受到限制。

另选地，可以为每个单独的放大级提供单独的调制电源。这需要大量的电路重复，增加了实现时的成本和尺寸，因此引起了自身的效率低下。在这种结构中，为了针对每个单独的放大器实现高效的高精度的跟踪电源的优点，需要很大的元件数量和相关的成本。

如上所述，在具有n个放大器和n个关联的调制电源的组织式结构中，不管特定的调制电源如何实现，都会遇到性能、成本和尺寸方面的不利之处。

本发明的目的是提供一种技术，使得能够在其中并联实现多个功率放大器的结构中获得高精度跟踪电源的一些或全部的优点。

发明内容

根据本发明，提供了一种电源级，该电源级包括：用于放大输入信号的多个放大器，每个放大器都接收电源电压；公共选择装置，用于根据表示所需的电源电压的基准信号而从多个电源电压中选择一个电源电压；以及与所述多个放大器相对应的多个调节装置，该多个调节装置适于根据所选择的所述一个电源电压和所述基准信号来为跟踪所述基准信号的相应放大器产生经调节的选定的电源电压。

所述公共选择装置可以是一个切换式电压源。所述多个调节装置都包括误差校正装置。每个调节装置都可以适于接收经调节的选定的电源并将该经调节的选定的电源与所述基准信号进行比较，由此产生将要与所述选定的电源电压相加的误差信号。

该电源级还可以包括为每个调节装置提供所述基准信号的装置，该装置可以为相应的调节装置提供所述基准信号的多个副本。

该电源级还可以包括多个所述公共选择装置，每个公共选择装置都与多个放大器和多个调节装置相关联。

该电源级还可以包括：将所述基准信号分发给所述多个公共选择装置的装置；将所述基准信号分发给与各个公共选择装置相关联的所述多个调节装置的装置；以及将分发给每组多个调节装置的所述基准信号分发给单个调节装置。

该电源级还可以包括用于控制所述调节装置中的每一个处的所述基准信号的定时以使得各个放大器的经调节的电源电压与各个放大器承载的信号在时间上对齐的装置。所述由各个放大器承载的信号是指各个放大器正在放大的信号，即，各个放大器的输入信号。在优选实施方式中，所述由各个放大器承载的信号是射频(RF)信号，每个放大器都是RF放大器。

所述装置还可以适于控制所述公共选择装置处的所述基准信号的定时。

根据本发明，还提供了一种向被设置为放大输入信号的多个放大器中的每一个提供电源电压的方法，该方法包括以下步骤：根据表示所需的电源电压的基准信号而从多个电源电压中选择一个电源电压；和为相应的所述多个放大器生成多个经调节的选定的电源电压，每个放大器根据所选择的所述一个电源电压和所述基准信号来跟踪所述基准信号。

所述生成多个经调节的选定的电源电压的步骤可以包括以下步骤：接收经调节的选定的电源并将该电源与所述基准信号进行比较，并且根据该比较结果生成将要与被所述选定的电源电压相加的误差信号。

该方法还可以包括以下步骤：提供所述基准信号的多个副本，以产生多个经调节的选定的电源电压。

该方法还可以包括多个所述从多个电源电压中选择一个电源电压的步骤以及相关联的多个产生多个经调节的选定的电源电压的步骤。

该方法还可以包括以下步骤：分发用于所述多个选择步骤的所述基准信号；分发用于与各个选择步骤相关联的所述多个产生步骤的所述基准信号；以及将分发给每组多个产生步骤的所述基准信号分发给单个产生步骤。

该方法还可以包括以下步骤：控制用于所述调整步骤中的每一个的所述基准信号的定时以使得各个放大器的经调节的电源电压与各个放大器的所述输入信号在时间上对齐。

本发明的优点在于通过分离两个控制回路而节约了成本和空间。相对较慢的低频控制回路与高频控制回路分离开来。低频控制回路被设置为一组放大器的公共控制回路。公共控制回路能够调整为高功率以将输出传输给多个放大器，而不会出现性能损失。为该一组放大器中的每一个放大器设置单独的高频回路。为每个放大器设置单独的高频回路使得能够大体上保持由具有优势的结构所提供的高精度的优点，不会由于复制电路而在的空间消耗和增加的组件数量方面招致显著的开销。

附图说明

现在将参照实施方式和附图以示例的方式对本发明进行描述，附图中：

图1例示了优选的示例性双回路控制系统；

图2示意性例示了根据本发明原理的多级放大器的双回路控制系统；

图3例示了图2中根据本发明原理的多级放大器的双回路控制系统的另一部分的实现；

图4例示了图5中根据本发明原理的多级放大器的双回路控制系统的一部分的实现；

图5示意性例示了根据本发明原理的多级放大器的双回路控制系统；以及

图6例示了根据本发明原理的多级放大器的双回路控制系统的定时控制的方面。

具体实施方式

下面将参照非限制性实施方式以示例的方式对本发明进行描述。

图1例示了根据在英国专利No.2398648中陈述的原理的示例性双回路控制系统。差分块102和低频放大器104限定了第一通路130。第一通路也可以被称为第一控制通路或主通路。差分块106和高频放大器108限定了第二通路132。第二通路也可以被称为第二控制通路或误差校正通路。总体上，正如可以从下面的描述中理解到的，第二通路消除了第一通路的误差。

设置加法器或合路器110以合并两条控制通路。该控制系统的目的是在输出线路120上提供一个信号，该信号是在线路112上提供的输入信号的精确副本。该控制系统优选地在线路120上提供输出信号，该输出信号具有比与线路112上的输入信号相关联的电流大得多的有效电流。这样的系统可以有利地用作高效调制或跟踪电源，其中，负载连接到输出信号线路120。

线路112上的输入信号向差分块102提供第一输入。差分块102在线路114上形成对低频放大器104的输出。低频放大器104在线路116上的输出形成合路器110的第一输入，并且经由缩放块150在线路118上被反馈以形成差分器102的第二输入。

线路112上的输入信号经由延迟块131在线路129上向差分块106提供第一输入。差分块106在线路124上形成输出以向高频放大器108提供输入。高频放大器108在线路126上提供输出，该输出形成对合路器110的第二输入。合路器110合并线路116和线路126上的信号以在线路120上形成输出信号。线路120上的输出信号经由缩放块152在线路122上被反馈以形成差分块106的第二输入。

在示例应用中，线路112上的输入信号是从待放大的RF信号获得的包络，与低频放大器104的工作频率带宽相比，该信号具有宽频谱。在这个系统中，低频放大器104提供了在输出信号线路120上传送的输出功率的很大一部分，但是不能在输入信号的较高频率范围工作。高频放大器108有效地作为误差校正或清除回路进行工作，以提供线路120上的输出信号的缺失部分。通过将线路126上的信号与线路116上的信号相加来提供误差校正或清除以在线路120上传送所需的输出信号。

在图1的结构中，高频放大器108必须能够在输入信号的几乎全部频率范围内工作。这就产生了对高频放大器108的动态范围和部分带宽(fractional bandwidth)的要求，具体地说，产生了对合路器110的设计要求，合路器110必须能够在非常高的部分带宽上工作。

为了缓解这些问题，根据英国专利申请第0803711.1号中讨论的原理，优选地设置了延迟块131。

正如下面进一步描述的，延迟块131的设置减少了提供给高频放大器108的信号中的低频成分。

延迟块131将与通过第一控制通路的延迟相等的延迟引入到第二控制回路中。在图1的结构中，控制回路130引入了有限的延迟。图2的结构中的延迟块131起到平衡延迟的作用，其将施加于差分块106的第一输入的信号延迟了与第一控制回路130的延迟相对应的量，第一控制回路130的延迟存在于在线路122上被传送到差分块106的第二输入的信号中。优选的是，延迟块131所能提供的平衡延迟对于频率是大致恒定的。

因此，延迟块131的设置确保了差分块106在线路124上提供减少了低频信号的输出。

通过这种方式取消低频信号意味着不需要高频放大器108来放大那些信号，并且不需要合路器110来处理输入线路126上的那些信号。因此，通过这种方式去除低频成分使得能够利用例如变压器或电容器在合路器110中进行信号耦合。将变压器用于合路器110是尤其有利的优选方案。

优选的是，由延迟块131提供的延迟是数字延迟。数字延迟是优选的，因为这样就在全部频率上提供了恒定的延迟。当输入信号是数字形式时，数字延迟尤其适合。本发明以及本发明的实施方式并不限于数字延迟。可以通过模拟网络来实现该延迟。

参照图2，现在示意性地例示了根据本发明的原理的多级放大器结构的示例性双回路控制系统，其利用了图1的优选双回路控制系统的原理。

应当注意，为便于说明，在随后的附图中没有示出图1的缩放块150和152。然而，本领域技术人员将理解，可以优选地设置这样的缩放块。

参照图2，总体上利用附图标记210来表示多级放大器结构，并且该多级放大器结构包括多个(n个)RF放大器。图2示出了第一RF放大器202₁、第二RF放大器202₂和第n个RF放大器202_n。各个RF放大器202₁至202_n在相应的输入204₁至204_n上接收输入信号，并在相应的输出206₁至206_n上产生输出信号。多级放大器结构210的放大器202₁至202_n中的每一个都在它们的相应的输入204₁至204_n上接收等效的输入信号。可以通过分路器级来提供输入信号。可以在随后的合路器级中将输出206₁至206_n上的输出信号合并起来。

各个RF放大器根据本发明的原理在相应的电源线120₁至120_n上接收经调制的电源电压。在所示的示例中，RF放大器202₁至202_n还连接到接地端。

根据本发明的原理，多级放大器结构210配备了单个低频放大级以及n个高频放大级。单个低频放大级以附图标记234来表示，并且包括图1中的低频放大级130和图1中的延迟级131。因此，图1的延迟级131还被设置为针对多级放大器结构210的单个公共级。

尽管将级234称为低频放大级，但可以理解，级234包括与低频放大不关联的延迟131。级234通常是多级放大器结构的公共级，但是考虑到其主要功能用途，在这里将其称为低频放大级。

如图2所示，针对多级放大器结构210，设置了以附图标记232₁至232_n表示的多个(n个)高频放大级。高频放大级232₁至232_n中的每一个都对应于图1的高频放大级132。此外，高频放大级232₁至232_n中的每一个都包括与图1的合路器110等效的合路器。

尽管将级232₁至232_n称为高频放大级，但可以理解，级232₁至232_n包括还与低频放大输出相关联的合路器110₁至110_n。级232₁至232_n一般是多级放大器结构的专用级，但是考虑到它们的主要功能用途，在这里将其称为高频放大级。

如图2所示，公共低频放大级234接收线路112上的输入基准信号。公共低频放大级234根据图1的结构在线路116上提供输出信号。

高频放大级232₁至232_n中的每一个都接收两个输入，分别是低频放大级234在线路116上的输出和线路129上的作为输入基准信号的延迟版本的输出。如上所述，高频放大级232₁至232_n中的每一个都根据线路116和129上的信号而在线路120₁至120_n产生相应的经调制的电源电压。

高频放大级232₁至232_n中的每一个都包括分别与图1中的差分块106相对应的差分块106₁至106_n和分别与图1中的高频放大器108相对应的被表示为108₁至108_n的高频放大器。此外，高频放大级中的每一个都包括与图1中的合路器110相对应的被表示为110₁至110_n的各个合路器。差分块、高频放大器和高频放大级232₁至232_n的合路器之间的相互连接与图1所示相同。

低频放大级234与多个高频放大级232₁至232_n中的每一个相结合地工作，以提供与图1相同的功能效果，即，在相应的线路120₁至120_n上向相应的单独RF放大器提供经调制的电源电压。

因此，根据本发明的原理，如参照图2所述，与多个高频放大级相结合的单个低频放大级允许在组织式结构中保持如图1所示的高精度跟踪系统的优点。

为了向多个低频放大级传送信号，可以使得该单个低频放大级234具有适当的高功率。由于低频放大级作为切换式电压级的特性，低频放大级在任何情况下都是低速级，所以，这样不会有任何缺点。

然而，通过分离出高频放大级，可以将高频放大级保持为小型且快速的级，使得将保持高效率、高精度跟踪的优点。

参照图3，现在根据英国专利申请No.0803821.8的原理来例示图2中的高频放大级的优选实现。所述的优选实现是基于变压器的电源，其用于对提供给包络跟踪系统中的多个功率放大器的功率进行调制。

高频级232₁至232_n中的每一个都以相同的方式实现。

参照图3，线路116上的来自低频级234的经滤波的输出经由并联连接的电阻器418_n和电容器416_n而耦接到变压器404_n的次级绕组410_n的第一抽头403_n。次级绕组410_n的第二抽头405_n耦接到输出线路120_n上的放大器202_n。

旁路电感器420_n具有第一端子和第二端子，第一端子耦接到次级绕组410_n的第一抽头403_n，并且第二端子经由代表电感器420_n的电阻的电阻器440_n耦接到次级绕组410_n的第二抽头405_n。为便于稍后的讨论而示出电阻器440_n。

线路129上的输入基准信号的延迟版本耦接到减法器412_n的第一输入，减法器412_n的第二输入耦接到次级绕组410_n的第二抽头405_n。减法器412_n的输出耦接到校正放大器406_n的输入。校正放大器406_n的输出耦接到变压器404_n的原级绕组408_n的第一抽头407_n。原级绕组408_n的第二抽头409_n耦接到接地端。

概括地说，线路116上的电压被施加于次级绕组的第一抽头403_n和旁路电感器420_n的第一端子。减法器412_n接收输入基准信号的延迟版本，并且减去在次级绕组110的第二抽头405_n处出现的电压(即，输出电压)的值以产生电压误差信号。然后，在校正放大器406_n中放大该电压误差信号，并将该电压误差信号施加于原级绕组408_n的第一抽头407_n。接着由变压器404_n合并线路116上的电压和校正放大器408_n提供的电压，以在次级绕组410的第二抽头405_n处提供经校正的电压输出作为输出电压。

在图3的结构中，线路116上的低频(切换式)或者粗糙的电压信号被施加于变压器的次级绕组410_n，并且可以造成次级线圈中有显著的直流电流流动。该直流电流可以在变压器核心中产生显著的磁通量，并使得核心磁饱和。

为了解决该问题，放大级232_n优选地配备有旁路电感器420_n。旁路电感器420_n优选地包括大功率电感器，因此对于高频信号表现出高阻抗，而对于直流电流和低频信号表现出非常低的阻抗。因此，旁路电感器在变压器周围提供了低阻抗直流电流旁路，并且线路116上的大部分直流电流将流经旁路电感器而不流经变压器。由于流经次级绕组的直流电流减少，因此变压器核心中由于直流电流流经变压器绕组而产生的的磁通量将减少。因此，降低了核心对于磁饱和的磁化率。这样使得与原本需要的变压器相比，变压器的物理尺寸更小。由于较小的变压器可以具有改进的高频响应，因此这是有利的。

因此，可以利用变压器作为合路器来实现放大级232₁至232_n中的每一个，并使其具有减小的尺寸。

电容器416_n和电阻器418_n的作用是在旁路电感器中进一步提供期望的直流电流的流动。

旁路电感器420_n具有由电感器线圈中的导线长度而导致的关联电阻值R_L，该关联电阻值R_L由电阻器440_n表示。该电阻值R_L通常较小。电阻器418_n优选地被选择为具有比R_L更大的电阻值R_trans，R_trans优选地比R_L大得多。因此，线路116上的直流电流将优先流经由旁路电感器420_n以其固有低阻抗R_L提供的低阻抗通路。因而，R_trans与R_L的比确定了在变压器次级绕组410_n中流动的直流电流的减小。

因此，电阻器418_n有利地提供了一种引导额外的电流通过旁路而不通过变压器的手段。

电容器416_n为流经变压器404_n的次级绕组410_n的交流电流提供了低阻抗通路。通过为交流电流提供低阻抗通路，可以避免电阻器418_n中高频信号的过多损耗。

在图3的有利结构中，随着变压器中的磁通量的进一步减小，变压器本身的尺寸也可以进一步减小并同时避免了核心的磁饱和。

旁路电感器420_n在放大级232₁至232_n中的存在可以提供更多的好处。

假设变压器是无损的，在线路120_n上向放大器202_n传送的平均功率是由(i)低频放大器104的可切换主电压源和(ii)校正放大器406_n传送的平均功率的组合。然而，传送至放大器202_n的瞬时功率可能不等于通过(i)和(ii)传送的瞬时功率之和。这是因为能量被储存在旁路电感器420_n和变压器磁化电感(未示出)中，该能量在高瞬时输出功率期间将被释放。

在任意一个时间点传送至放大器202_n的大部分功率是通过低频放大器104提供的。然而，在输出功率的峰值期间，大量功率由旁路电感器420_n提供。

(理想的)旁路电感器的净平均功率输出必须为零，以便保存能量。电感器420_n在低瞬时输出功率期间被“充电”，而在高瞬时输出功率期间释放所储存的能量。有利地，这样显著降低了校正放大器406_n的峰值功率需求。

原本会储存在变压器404_n的磁化电感中的能量现在被储存在物理上分立的电感器420_n中，与变压器404_n不同，不需要针对高频操作对该电感器420_n进行优化。所储存的能量因而可以在高瞬时输出功率期间被传送到放大器202_n，从而降低校正放大器406_n的峰值功率需求。

参照图4，示出了按照组织式结构实现的图2中的放大级210的细节。在图4中，以附图标记460来表示经修改的图2中的放大级210。在例示相同元件时，在图4中重新使用了在本申请中较早前使用的附图标记。

如图4所示，在放大结构460公用的线路532上传送基准信号的延迟版本。线路532上的基准信号的延迟版本被提供为分路器级512的输入，该分路器级512包括多个(n个)缓冲器514₁至514_n。n个缓冲器514₁至514_n中的每一个都接收线路532上的基准信号的延迟版本，并且在它们相应的输出线路515₁至515_n上生成该信号的副本。线路515₁至515_n上的基准信号的延迟版本的副本提供了高频放大级232₁至232_n在图2中的差分块106₁至106_n的第一输入。因此，线路515₁至515_n上的信号的n个版本取代了图2中所示的线路129上的信号。

图4的结构在组织式结构中是优选的，在该组织式结构中，不仅需要将基准信号分发给一个或更多个低频放大级，而且还需要将基准信号分发给一组或更多组高频放大级。由于在组织式结构中以层级方式分发基准信号，因此需要分解并缓冲该信号，以便确保以适当的电平将该信号传送至各个放大级104或232。

参照图5，示出了在组织式结构中分发基准信号的整体示意图，该组织式结构包含与图4中的放大级460相对应的多个(m个)放大级。

现在回到图5，示意性示出了包含多个放大器的大型组织式结构架构的实现。在图5的示例中，公开了多组(m组)n个放大器。n可以针对每一组而变化。优选地，如图4所示来设置m组n个放大器中的每一组。

每一组n个放大器在结构上对应于图4中的放大级。因此，示出了分别对应于图4中的结构460的m个放大结构460₁至460_m。

可以改变各个级460₁至460_n中的放大器的数量n以及高频放大级的数量n。

总体上，参照图5，提供线路112上的基准信号作为输入，并且可以将该基准信号表示为主基准信号REF_MAS。线路112上的基准信号形成了数模转换器524的输入，以提供模拟基准信号的数字化版本。数模转换器的输出的基准信号的数字化版本可以被视为是低频放大级的数字化主基准信号(表示为REF_{LF_MAS})，并且该数字化版本向低频分路器/缓冲器级516提供输入。

线路112上的基准信号另外还形成延迟器528的输入，该延迟器528等效于图1和图2中的延迟器131。延迟器528的输出处的经延迟的基准信号形成了数模转换器526的输入，数模转换器526在其输出处生成经延迟的基准信号的模拟版本，并且该经延迟的基准信号的模拟版本可以被视为是高频放大级的模拟主基准信号(表示为REF_{HF_MAS})。数模转换器526的输出处的基准信号REF_{HF_MAS}形成了高频分路器/缓冲器级518的输入。

低频分路器/缓冲器级516向级460₁至460_m中的每一个的低频放大级提供以REF_{LF_SL1}至REF_{LF_SLm}表示的从基准信号。

高频分路器/缓冲器级518向多级放大级510₁至510_m中的每一个的高频放大级提供以REF_{HF_SL1}至REF_{HF_SLm}表示的从基准信号。

低频分路器/缓冲器级516包括被表示为520₁至520_m的多个(m个)缓冲器。各个缓冲器分别在线路530₁至530_m上提供输出信号，该输出信号为相应的放大级510₁至510_m的低频放大级提供了基准信号REF_{LF_SL1}至REF_{LF_SLm}。

高频分路器/缓冲器级518包括被表示为522₁至522_m的多个(m个)缓冲器。缓冲器522₁至522_m在相应的输出线路532₁至532_m上生成输出信号，该输出信号分别为放大级460₁至460_m中的每一个提供了高频基准信号REF_{HF_SL1}至REF_{HF_SLm}。

在相应的缓冲级512₁至512_m处接收到放大级460₁至460_m在线路532₁至532_m上接收到的各个高频基准信号。在图5的放大级460₁至460_m中，进一步参照图4可见，在线路532上针对高频放大信号的n个从基准信号中的每一个产生了子从信号REF_{HF_SUB_SL1}至REF_{HF_SUB_SLn}。

在任一放大级460m中设置的放大器的数量n可以取决于高频基准信号能够被任一给定的缓冲器级512复制的次数。该限制可以要求如图5所示那样分级产生高频基准电压，其中，高频放大信号的初次分解在块518中发生，并且后续的分解在块512中发生。

然而，最可能导致这种方式的因素是放大器架内部的空间或者低频可切换电源的可方便实现的功率，低频可切换电源的可方便实现的功率决定了单个低频可切换电源能够支持的放大器的数量。

因此，如图5所示，可以将图4所示的多级RF放大级的有利结构复制多次。如果高频放大级232_n的数量达到最大值，由于性能限制，则可以按照图5所示来复制图4的整体放大级460。

在实现本发明的原理时，利用用于实现高频放大级的分布式结构，需要确保不同高频放大级之间的定时受到控制，使得在信号的施加之间存在同步，并且在后续组合阶段，信号按照时间同步的方式来组合。

需要(a)针对所使用的各个放大器级准确地对齐RF包络和漏极电压(电源)信号，并且(b)在时间上准确地对齐组织式结构放大器内部的所有功率放大器级。

现在将参照图6来进一步讨论。

图6例示了组织式结构包络跟踪放大器的包络通路的高频放大级的分布的整体示意图。在图6中，在线路718上接收到输入基准信号。这形成了生成和转换块702的输入。该块表示对输入基准信号的处理，以便将其从数模形式进行转换，并产生“主”高频基准电压。这还包括在包络通路中应用的任何适当的延迟(对应于图1中的块131的延迟)。

相应地还需要延迟RF通路，以在所有功率放大器级上实现RF包络和漏极(源极)电压之间的对齐。

之后，高频基准信号的“主”版本被传送到分路器704，分路器704等效于图5中的分路器/合路器518。总体上，分路器704进行操作以输出主高频电压信号的m个副本(即，“从”高频基准信号)，其中每一个“从”高频基准信号都形成对相应的其它分路器/缓冲器706₁至706_m的输入，分路器/缓冲器706₁至706_m对应于图5中的分路器/缓冲器级512₁至512_m。之后，各个分路器级706₁至706_m产生适当数量(n)个副本，这n个副本是多级放大器中的高频放大级的“子从”高频基准信号。因此，例如，分路器级706_m产生了高频基准信号的n个副本，向高频放大级708_m1至708_mn提供了输入。类似地，分路器706₂向高频放大级708₂₁至708_2n提供高频基准电压的副本，并且分路器706₁向高频放大级708₁₁至708_1n提供高频电压基准的副本。

如图6所示，各个高频放大级708向相关联的RF放大器提供以附图标记709₁₁至709_mn表示的经调制的电源电压。参照图2，这对应于在线路120上提供经调制的电源。

如上所述，确保以时间对齐的方式向高频RF放大级708传送基准信号或基准信号的副本是很重要的。

在图6中，在各个块要素之间，标出了代表各个点处的时间延迟的时段。与生成和转换块702相关联的是时间延迟t₀。另一个时间延迟t₁表示从生成和转换块702至分路器704的传输所导致的延迟。分路器704与分路器706₁至706_m中的每一个之间都存在相应的时间延迟，分别以时间t₂₁、t₂₂和t_2m来表示各个时间延迟。另外，分路器706₁至706_m中的每一个与相应的放大器708₁₁至708_1n、708₂₁至708_2n以及708_m1至708_mn之间存在时间延迟。

本领域技术人员将理解，RF放大器709和与之相关联的高频放大级708的数量使得可能需要高频电压的额外分级产生，并且可能存在招致时间延迟的其它级。图6仅是从高频基准信号的主版本向多级环境的单个高频放大级传送高频基准信号的原理的代表。所需要的分路器级可以更多或更少，因此存在更多或更少的时间延迟通路。

为了确保高频放大级的时间对齐，需要确保在线路718上接收基准信号与向单个高频放大级708传送基准信号的副本之间的时间延迟相等。因此，从生成和转换块702的输入起到与放大器709相关联的高频放大级708中的任一个的输入止的时间延迟必须相等。例如，这要求t₀+t₁+t₂₁+t_3n等于t₀+t₁+t₂₂+t₂₂₂。

此外，对各个RF放大器709的RF信号的包络与由各个高频放大级提供的经调制的电源电压进行时间对齐，使得在被提供给放大器的经调制的电源与放大器正在承载的RF信号之间存在时间对齐。应当注意，将按照与图6中的高频放大级的基准信号相似的方式从正在被分解并分发的主输入信号得到被输入到各个放大器709的信号。

任何低频放大级的基准信号优选地但并非必须地与高频基准信号和输入信号存在时间对齐。由于高频放大级适于去除信号中由低频放大级产生的任何误差，因此这样的时间对齐并不特别关键。

为了满足时间对齐要求，可能需要采取适当的行动以通过引入延迟(如，通过控制用于传送信号的电缆的长度)来确保时间段时间对齐。

利用RF放大器的所述优选实施方式并不限于由这种RF放大器驱动的任何特定的负载。然而，可以想象，这样的RF放大器通常将驱动天线。这样，本发明在包括移动通信的通信领域具有特别有利的用途。

在本文中，通过参照特别优选的实施方式的方式描述了本发明，具体地说，通过参考经调制的电压电源的应用来进行描述。然而，该描述仅是说明性示例。具体地说，可以在控制系统中更加广泛地实现本发明。可以想象到，应用包括动态电源或任何宽频域电源，但并不限于此。

Claims (15)

1.一种电源级，该电源级包括：

用于放大输入信号的多个放大器，每个放大器都接收电源电压；

公共选择装置，其用于根据表示所需的电源电压的基准信号而从多个电源电压中选择一个电源电压；以及

对应于所述多个放大器的多个调节装置，该多个调节装置适于根据所选择的所述一个电源电压和所述基准信号来为跟踪所述基准信号的相应放大器产生经调节的选定的电源电压。

2.根据权利要求1所述的电源级，其中，所述公共选择装置是切换式电压源。

3.根据权利要求1或权利要求2所述的电源级，其中，所述多个调节装置都包括误差校正装置。

4.根据权利要求3所述的电源级，其中，每个调节装置都适于接收经调节的选定的电源并将所述经调节的选定的电源与所述基准信号进行比较，由此产生将要与所选定的电源电压相加的误差信号。

5.根据权利要求1至4中任一项所述的电源级，该电源级还包括为每个调节装置提供所述基准信号的装置，该装置为相应调节装置提供所述基准信号的多个副本。

6.根据权利要求1至5中任一项所述的电源级，该电源级还包括多个所述公共选择装置，每个公共选择装置都与多个放大器和多个调节装置关联起来。

7.根据权利要求6所述的电源级，该电源级还包括：用于将所述基准信号分发给所述多个公共选择装置的装置；用于将所述基准信号分发给与各个公共选择装置相关联的所述多个调节装置的装置；以及用于将被分发给每组多个调节装置的所述基准信号分发给单个调节装置的装置。

8.根据权利要求1至7中任一项所述的电源级，该电源级设置有用于控制所述多个调节装置中的每一个处的所述基准信号的定时以使得用于各个放大器的所述经调节的电源电压与各个放大器正在承载的所述信号在时间上对齐的装置。

9.根据权利要求8所述的电源级，其中，所述装置还控制所述公共选择装置处的所述基准信号的定时。

10.一种向被设置为放大输入信号的多个放大器中的每一个提供电源电压的方法，该方法包括以下步骤：

根据表示所需的电源电压的基准信号而从多个电源电压中选择一个电源电压；和

为相应的多个放大器产生多个经调节的选定的电源电压，每个放大器根据所选择的所述一个电源电压和所述基准信号来跟踪所述基准信号。

11.根据权利要求10所述的方法，其中，所述产生多个经调节的选定的电源电压的步骤包括以下步骤：接收所述经调节的选定的电源并将该电源与所述基准信号进行比较，由此产生将要与所选定的电源电压相加的误差信号。

12.根据权利要求10或11所述的方法，该方法还包括以下步骤：提供所述基准信号的多个副本以产生多个经调节的选定的电源电压。

13.根据权利要求10至12中任一项所述的方法，该方法还包括多个所述从多个电源电压中选择一个电源电压的步骤和相关联的多个产生多个经调节的选定的电源电压的步骤。

14.根据权利要求13所述的方法，该方法还包括以下步骤：为所述多个选择步骤分发所述基准信号；为与各个选择步骤相关联的所述多个产生步骤分发所述基准信号；以及将分发给每组多个产生步骤的所述基准信号分发给单个产生步骤。

15.根据权利要求10至14中任一项所述的方法，该方法还包括以下步骤：控制用于所述多个调整步骤中的每一个的所述基准信号的定时，使得各个放大器的经调节的电源电压与各个放大器的输入信号在时间上对齐。

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