CN101867294A - 不对称零电压切换全桥功率变换器 - Google Patents

不对称零电压切换全桥功率变换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了全桥功率变换器，该变换器在转换效率提高的情况下提供直流输出功率，并且公开了操作全桥功率变换器的方法，该方法在转换效率提高的情况下提供直流输出功率。在公开的实施方式中，全桥的开关被操作来减少导通损耗并且提供零电压切换。

Description

不对称零电压切换全桥功率变换器
对相关申请的交叉引用
本申请要求2009年4月16日提交的题为“不对称零电压切换全桥功率变换器”的美国临时专利申请号61/170,076的优先权，基于各种目的，上述申请所公开的内容在此作为一个整体被引入本文作为参考。
发明背景
许多直流到直流的功率变换器拓扑，例如正向变换器、回扫式变换器、SEPIC、全桥变换器等，在领域中都是已知的。这种变换器的功率转换效率通常在70％至95％的范围。功率转换效率较低的一个原因是在切换变换器的功率晶体管时能量的浪费。为了减少能量的浪费，许多功率变换器的设计都尝试着在开关上的电压接近零伏特时，将它们的功率晶体管切换至导通状态，这通常被称为“零电压切换”。然而，用于全桥变换器拓扑的真正的零电压切换设计一直难以实现。基本的全桥变换器只是简单地将变压器的能量转储至初级线圈的开关波形的两个中点，而不进行选择性转向。因此，基本的全桥变换器更倾向于“硬切换”，这意味着给定的功率晶体管在其传导端子(例如漏端子和源端子)之间存在相当大的电压时被导通，从而导致大量的功率损耗。
发明内容
作为其发明的一部分，发明人已经设计了用于桥开关的更加有效的切换序列以更好地实现零电压切换。该切换序列也能够适于减少在一些开关的体二极管中的导通损耗，尤其在较低的工作周期值下。
本发明的第一个示例性实施方式涉及提供直流输出功率的全桥功率变换器。该示例性的功率变换器包括接收待转功率源的输入端口、提供直流输出功率的输出端口、桥电路和变压器。该桥电路包括在第一节点上串联连接的第一开关和第二开关，及在第二节点上串联连接的第三开关和第四开关。第一开关和第二开关的串联组合与输入端口并联连接，而第三开关和第四开关的串联组合与输入端口并联连接。变压器包括连接在第一节点和第二节点上的初级线圈和至少一个次级线圈。示例性的功率变换器还包括连接在变压器的至少一个次级线圈上的整流电路，和在该整流电路与输出端口之间连接的输出电感器。在多个连续时间段内，第一至第四开关中的各个开关在导通和不导通的交替状态之间切换多次，其中切换第一开关和第二开关使它们不会同时处于导通状态，切换第三开关和第四开关使它们不会同时处于导通状态，切换第二开关和第四开关使它们不会同时处于导通状态，切换第一开关和第三开关使它们不会同时处于导通状态。
本发明的第二个示例性实施方式涉及提供直流输出功率的全桥功率变换器。该示例性的功率变换器包括接收待转功率源的输入端口、提供直流输出功率的输出端口、桥电路和变压器。该桥电路包括第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管和第四晶体管。各个晶体管都有第一传导端子、第二传导端子和调制端子。该调制端子可以接收控制信号，该控制信号具有第一状态和第二状态，其中第一状态使晶体管处于导通状态，此时电流能够从其第一传导端子传导至其第二传导端子，第二状态使晶体管处于不导通状态，此时电流不能从其第一传导端子传导至其第二传导端子。第一晶体管和第二晶体管中各自都有一个传导端子连接在第一节点上，另一个传导端子连接在输入端口的相应的端子上。第三晶体管和第四晶体管中各自都有一个传导端子连接在第二节点上，另一个传导端子连接在输入端口的相应的端子上。变压器包括连接在第一节点和第二节点上的初级线圈和至少一个次级线圈。示例性的功率变换器还包括连接在变压器的至少一个次级线圈上的整流电路，和连接在该整流电路和输出端口之间的输出电感器。在多个连续时间段内，第一晶体管至第四晶体管各自在导通和不导通的交替状态之间切换多次，其中切换第一晶体管和第二晶体管使它们不会同时处于导通状态，切换第三晶体管和第四晶体管使它们不会同时处于导通状态，切换第二晶体管和第四晶体管使它们不会同时处于导通状态，切换第一晶体管和第三晶体管使它们同时处于导通状态。
本发明的第三个示例性实施方法涉及提供直流输出功率的全桥功率变换器的操作方法。该功率变换器包括接收待转功率源的输入端口、提供直流输出功率的输出端口、桥电路和变压器。该桥电路包括在第一节点上串联连接的第一开关和第二开关，及在第二节点上串联连接的第三开关和第四开关。第一开关和第二开关的串联组合与输入端口并联连接，第三开关和第四开关的串联组合与输入端口并联连接。变压器包括连接在第一节点和第二节点上的初级线圈和至少一个次级线圈。示例性的功率变换器还包括连接在变压器的至少一个次级线圈上的整流电路，和在该整流电路与输出端口之间连接的输出电感器。示例性方法包括：将第一开关置于导通状态，之后将第三开关置于不导通状态，之后将第四开关置于导通状态，之后将第四开关置于不导通状态，之后将第三开关置于导通状态，之后将第一开关置于不导通状态，之后将第二开关置于导通状态，之后将第二开关置于不导通状态。
本发明的实施方式的进一步详细说明将通过下面的详细说明部分并参考附图来提供。
附图简述
图1是根据本发明实施方式的示例性的全桥直流-输出变换器的示意图。
图2是根据本发明实施方式的用于开关控制信号和图1所示的变换器的变压器的初级电压和初级电流的示例性时序图。
图3是根据本发明实施方式的产生用于图1所示的变换器的示例性开关控制信号的示例性电路。
图4和图5是根据本发明各实施方式的用于图1所示的变换器的示例性桥电路。
图6和图7是根据本发明各实施方式的用于图1所示的变换器的变压器和整流电路的另一个示例性实施方式。
具体实施方式
基于本发明的技术将在下文参照附图更为全面地描述，其中附图显示了本发明的示例性实施方式。然而，本发明可以以不同的形式来实现，并且不应该解释为仅限于本文所阐述的实施方式。而是可以提供这些实施方式以便本公开可以全面、完整并充分地向本领域的技术人员表达本发明的范围。在整个说明书中，相同的参考数字始终用于表示相同的元件。对于不同的实施方式，元件可以有不同的相互关系及不同的位置。
本文所使用的术语仅用于本发明的说明目的，并且不应该被解释为限制本发明的意义或范围。如本说明书所用，单数的形式可以包括复数的形式，除非就上下文而言明确地指明一个特例。同样地，用于本说明书的措辞“包括”(comprise)和/或“包括”(comprising)既不限定提及的形状、数量、步骤、行动、操作、构件、元件和/或它们的组合，也不排除存在或增加一个或多个其他不同的形状、数量、步骤、行动、操作、构件、元件和/或它们的组合或增加它们。例如“第一”、“第二”等这类术语用于描述各种部件。然而，显然各部件不应该被这些术语所限定。这些术语仅用于一个部件与另一个部件的区分。因此，被描述的第一部件也可以指第二部件，而不会偏离本发明的范围。本文中便于描述所使用的，例如“顶部”、“底部”、“上部”、“左”、“右”、“上面”、“下面”等与空间有关的术语，可以用于描述一个元件或与另一个元件的特征关系或如图所示的特征。可以理解为，与空间有关的术语旨在包含除了本附图中描述的方向之外的使用或操作中的器件的不同方向。
还可以理解为，当元件，例如电子元件，被描述为被“连接至”或“电子连接至”另一元件，可能是直接连接至其他元件，或可能在连接中存在一个或多个中介元件连接。相反，当一个元件被称为“直接连接至”另一个元件或层时，则没有中介元件存在。需要了解的是，本申请的权利要求可以被修改，以列举出说明书中描述的或附图所示的示例性关系，对其的支持由原始申请所提供。本文使用的术语“和/或”包括一个或多个列举的相关术语的任何组合或所有组合。
图1是根据本发明实施方式的示例性的全桥直流-输出变换器100的示意图。变换器100包括接收待转换的功率源(在电压Vin下)的输入端口101；在电压Vout下提供直流输出功率的输出端口102；将输入功率应用于变压器T1的桥电路110；连接至变压器T1的次级侧的整流电路120；连接在整流电路120和输出端口102之间的输出电感器Lout；和与输出端口102并联连接的输出电容器Cout。变压器T1包括初级线圈、第一次级线圈(上部次级线圈)、第二次级线圈(下部次级线圈)和变压器线圈结构自然产生的寄生漏电感LLK。整流电路120包括连接在上部次级线圈和输出电感器Lout之间的第一二极管D1；和连接在下部次级线圈和输出电感器Lout之间的第二二极管D2。在各个变压器线圈的一个端子上给出了一个大的圆点标记，用来显示该线圈相对于其他线圈的方向。可以分配给各个线圈一个电压名称，例如Vpr用于表示初级线圈。不失一般性，线圈的电压名称的正侧将分配至有大圆点的端子。当电压施加到变压器的初级线圈上时，将在各个次级线圈上按照变压器的匝数比1∶N的关系产生电压。在本文所示的示意图中，除非在其交叉处显示有一个小点，否则彼此交叉的导线不会有电接触。
桥电路110包括串联连接在第一节点N1上的第一开关S1和第二开关S2；串联连接在第二节点N2上的第三开关S3和第四开关S4。S1～S4的各个开关包括半导体开关器件(例如，MOSFET、BJT、IGBT等等)，该开关器件有与开关传导端子(例如，MOSFET的源极和漏极、BJT和IGBT的发射极和集电极)并联的寄生电容并且可能有一个寄生传导二极管作类似布置。如果该寄生传导二极管不存在于开关的半导体器件中，那么二极管或整流器可以被并联连接在该半导体器件的传导端子上。各个半导体器件还具有调制端子(例如，栅极、基极等等)，控制信号将被应用于该调制端子，以控制该器件的传导端子之间电流的流动。在图1中，调制端子示意性地由通过开关旁边的箭头符号来显示。开关S1和开关S2的串联组合与输入端口101并联，并且开关S3和开关S4的串联组合也与输入端口101并联。节点N1和节点N2的各个节点电连接至变压器T1的初级线圈的端子。如以下详述中所述，节点之一，如节点N2，可以通过谐振电感器LR的方式被连接至初级线圈，以增加用于变换器100的零电压切换的范围。如果使用谐振电感器LR，在连接至变压器T1的电感器的端子上(D3的正极被连接至LR、D3的负极被连接至输入端101的正侧、D4的正极被连接至输入端101的负侧、D4的负极被连接至LR)，可以添加二极管D3和D4来限制电感器端子上的正电压和负电压偏移(excursion)。如果不使用谐振电感器LR，则可以使用直接连接105(由虚线所示)。
谐振电感器LR可以被连接至N1或N2中的任何一个节点上；图1说明电感器被连接至节点N2。对等地，开关S1和开关S2的组合的位置可以与开关S3和开关S4的组合的位置互换。相应地，应该理解，在本发明的权利要求部分和发明内容简述部分中列举出的第一开关、第二开关、第三开关、第四开关、第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管和第四晶体管，包含这些配置中的各个配置。也就是说，权利要求部分和发明内容简述部分中列举出的第一开关和第一晶体管的开关操作(例如，对其的控制信号)可被应用于开关S1或开关S3；权利要求部分和发明内容简述部分中列举出的第二开关和第二晶体管的开关操作(例如，对其的控制信号)可被应用于开关S2或开关S4；权利要求部分和发明内容简述部分中列举出的第三开关和第三晶体管的开关操作(例如，对其的控制信号)可被应用于开关S3或开关S1；权利要求部分和发明内容简述部分中列举出的第四开关和第四晶体管的开关操作(例如，对其的控制信号)可被应用于开关S4或开关S2。
当在导通状态时，开关S1～开关S4的半导体器件可能在其传导端子之间有0.15V或更少的压降。该电压被转移至开关的传导端子。开关S1～开关S4的寄生传导二极管(如果存在)，当导通时，有约0.6V～0.8V的压降；添加到开关S1～开关S4的整流器，当导通时，可能有低至约0.3V的压降。当开关的半导体器件导通时，寄生二极管或添加的整流器将不导通，或者仅传导一个很小量的流经开关的电流(例如，不到1％)。通常，开关的半导体器件旨在控制电流在开关的特定方向上的流动(例如，向变压器T1提供功率的方向)。寄生二极管或添加的整流器被定位为以相反的方向导通，从而当正向偏置时，使电流流动，当半导体器件不导通时，限制该半导体器件两端的电压，从而起到一种安全机制的作用。在通过其调制端子处的控制信号而被置于导通状态时，流经半导体器件的电流通常能够在任何方向上流动(双向导通)。相反，寄生二极管和添加的整流器各自仅在一个方向上导通(单向导通)。本文为了简化描述，当开关S1～开关S4被称为被闭合、导通或处于导通状态时，这意味着开关半导体器件处于导通状态；当开关S1～开关S4被称为被断开、不导通或处于不导通状态时，这意味着开关半导体器件处于不导通状态，并且如果开关的传导端子之间存在的电压允许这类导通的话，那么寄生二极管(如果存在)或添加的二极管/整流器(如果存在)可以传导电流。
开关S2和开关S3可以同时被闭合(置于导通状态)可以使电源和正电压应用于变压器T1的初级线圈，并且使电流流入该初级线圈的圆点端子(正值的Ipr)。这使电流流出变压器的上部次级线圈的圆点端子并且穿过二极管D1到达输出电感器Lout。电流被传送到输出电容器Cout和输出端口102的负载，并且返回至该上部次级线圈的非圆点端子。另一方面，开关S 1和开关S4可以同时被闭合(置于导通状态)以使负电压应用于初级线圈，并且使电流流出该初级线圈的圆点端子(负值的Ipr)。这使电流流出变压器的下部次级线圈的非圆点端子并且穿过二极管D2至输出电感器Lout。该电流被发送到输出电容Cout和输出端口102的负载，并且返回至下部次级线圈的圆点端子。因此，无论将正电压或负电压应用于变压器的初级线圈，都可以提供功率给输出端口102。
在输出端口102的电压可以通过控制输出电感器Lout提供的功率的量来调节，这反过来又可以通过控制开关对(S2/S3和S1/S4)导通的持续时间来控制。当功率不提供给电感器Lout时，开关S1和S3两者都被置于导通状态，以使变压器线圈两端的电压接近零伏特，使得电感器Lout具有一个续流电流路径(free-wheeling current path)通过二极管D1和D2中的一个或两个。这种接近于零电压的条件可以通过将开关S2和S4置于导通状态来实现。电感器Lout的续流电流被反射回初级线圈，保持电流流动并且将能量储存在变压器的漏感LLK及谐振电感器LR上(如果存在)。各开关对中被用来针对续流而在初级线圈上提供零电压的各个开关(例如，S1和S3、或S2和S4)在该开关置于导通状态时，允许电流沿着任一方向流过传导端子。这有别于与开关有关的体二极管，它只允许电流在一个方向上通过其传导端子。因此，这些晶体管的导通状态为双向导通状态。
下面参考图2所示的时序图提供一个示例性的切换序列，该序列显示了开关S1～开关S4的调制端子的控制信号、变压器初级线圈上的电压Vpr和流经该变压器的初级线圈的电流Ipr的时序图。在时序图中显示了t0～t8的八个时间点。在时间点t0和t8之间发生了一个完整的开关周期。在时间点t0之前，开关S1的控制信号处于导通状态，而控制开关S2～开关S4的控制信号处于断开状态。在时间点t0，开关S4被导通，并且开关S1和开关S4两者通过LLK和LR(如果存在)使功率和负极性的电压施加到初级线圈上，这使功率通过二极管D2传到电感器Lout。在这段时间内，能量被存储在电感LLK和电感器LR(如果存在)中。
开关S4然后在时间点t1被断开，一个很短的持续时间后，在时间点t2开关S3可能被导通。在这个很短的持续时间中，穿过电感器Lout的电流Iout流经下部次级线圈并被作为从开关S1流入连接至节点N2的电容器的电流反射回初级线圈，从而因为开关S4被断开，而将节点N2的电压从零升高至输入电压水平。因此，开关S3能够在零电压的条件或者是接近零电压的条件下被导通(即，零电压切换)。电感LLK和电感器LR(如果存在)中的能量能够在这个转变过程中起到协助的作用。由于有来自电感器Lout的反射电流Iout，电压转变相对较快且有力。
由于开关S1和开关S3在时间点t2和t3之间处于导通状态，电感器Lout被允许续流，达到对输出电压Vout的理想的控制。电感器Lout的电流流经两个次级线圈，但由于变压器作用，主要是流经二极管D2。在这段持续时间内，各个电感LLK、电感器LR(如果有的话)和输出电感器Lout的能量都会降低。在这段时间内，现有技术的全桥变换器不会使开关S3处于导通状态(ON状态)，相反会依靠开关S3的寄生二极管来输送电流。然而，作为其发明的一部分，本发明人已经认识到这样的配置会导致体二极管中导电的损耗，这对于小工作周期条件是很严重的。这同样会导致在各个电感LLK、电感器LR(如果存在)和输出电感器Lout的能量的快速耗散，这减少了在时间点t3和t4之间的下一个时间段实现零电压切换的可能性。以5A的反射的续流电流、开关S3的体二极管的正向的0.7V的压降，和各个开关S1和开关S3的70mΩ的导通电阻为例，在这个时间段内在开关S1和开关S3中的功率耗散约为3.5瓦特，然而现有的技术的全桥变换器将会耗散5.25瓦特。因此，在这个时间段内，本发明减少了约33％的这些导通损耗。
接下来，在时间点t3开关S1可以被断开，在接下来的一个很短的持续时间后，在时间点t4开关S2可以被导通。在这第二次很短的持续时间内，由在变压器的漏感LLK和在可选择的谐振电感器LR中的能量支持的电流现在从连接至节点N1的电容流出，并且流入开关S3(仍然在导通状态)，因此将节点N1的电压从输入电压水平降低至接近零伏特(因为开关S1是断开的)。因此，在时间点t4，开关S2能够在零电压的情况或接近零电压的情况下被导通(即，零电压切换)。与之前的时在间点t1和t2之间的电压转变相反，在这个转变过程中，有相对较少的或几乎没有电感器Lout电流反射回初级线圈，并且这个电压转变不会与之前的电压转变一样快速或有力。这个电压转变主要是基于从漏感LLK和谐振电感器LR(如果存在)到连接至节点N1的电容的能量的共振转移。
在时间点t4和t5之间，开关S2和开关S3两个都是导通的，正极性电压和功率通过LLK和LR(如果存在)的方式被应用于初级线圈，且功率经由二极管D1传输至电感器Lout。在此期间，能量被存储在电感LLK和电感器LR(如果存在)中。
在时间点t5开关S2可以被断开，然后在接下来的一个很短的持续时间后，在时间点t6开关S 1可以被导通。在这个很短的持续时间内，通过电感器Lout的电流Iout流经上部次级线圈并作为从开关S3流入连接至节点N1的电容的电流而被反射回初级线圈，从而由于开关S2是断开的而将节点N1的电压从零升高至输入电压水平。因此，开关S1能够在零电压下的情况或者是接近零电压的情况下导通(即，零电压切换)。在电感LLK和电感器LR(如果存在)中的能量能够在这个转变过程中起到协助的作用。由于有来自电感器Lout的反射电流的存在，此电压转变相对较快且有力。
由于开关S1和开关S3在时间点t6和t7之间处于导通状态，允许电感器Lout续流，以达到对输出电压Vout的理想的控制。电感器Lout的电流流经两个次级线圈，但由于变压器作用，主要是通过二极管D1流通。在这段持续时间内，各个电感LLK、电感器LR(如果有的话)和输出电感器Lout中的能量都会降低。在这段时间内，现有的技术全桥变换器不会使开关S1处于导通状态(ON状态)，相反会依靠开关S1的寄生二极管来输送电流。然而，作为其发明的一部分，发明人已经认识到这样的配置会导致体二极管中导电的损耗，这对于小工作周期情况是很严重的。这还会导致在各个电感LLK、电感器LR(如果存在)和输出电感器Lout中的能量的快速耗散，这减少了在时间点t7和t8之间的下一个时间段实现零电压的可能性。以5A的反射的续流电流、对于开关S1的体二极管的一个正向的0.7V的压降、和开关S1和开关S3中各个开关的70mΩ的导通电阻为例，在这个时间段内在开关S1和开关S3中的功率耗散约为3.5瓦特，然而现有的技术的全桥变换器将会耗散5.25瓦特。因此，在这个时间段内，本发明减少了约33％的这些导通损耗。
接下来，在时间点t7开关S3可以被断开，在接下来的一个很短的持续时间后，在时间点t8开关S4可以被导通。在这第二次很短的持续时间内，由在变压器的漏感LLK和在可选择的谐振电感器LR中的能量支持的电流，现在从连接至节点N2的电容流出，并且流入开关S1(仍然在导通状态)，因此将节点N2的电压从输入电压水平降低至接近零伏特(因为开关S3是断开的)。因此，在时间点t8，开关S4能够在零电压的情况(即，零电压切换)或接近零电压的情况下被导通。与之前的时在间点t5和t6之间的电压转变相反，在这个转变过程中，有相对较少的电流或几乎没有电感器Lout电流反射回初级线圈，并且这个电压转变不会与之前的电压转变一样快速或有力。这个电压转变主要是基于从漏感LLK和谐振电感器LR(如果存在)到连接至节点N2的电容的能量的共振转移。时间点t8对应于时间点t0，成为一个完整的切换周期。
在上述实施例中，需要了解的是桥电路110的每一边都可以作为不对称半桥拓扑来操作，其中一边包括开关S1和S2，另一边包括开关S3和S4。在各个半桥中，一个开关(S2或S4)在一个工作周期D内被操作，该周期D介于0和0.5(50％)之间，并且另一个开关(S1或S3)在一个工作周期(1-D-Δ)内，其中Δ是两个电压转换的死区时间(dead time)(例如，t1～t2和t7～t8)。并且(1-D-Δ)的值总是大于0.5(50％)，并且有可能达到1.00(100％)。在一个半桥中的开关的操作是与另一半桥相应的开关操作发生180度的相位移。也就是说，开关S2的控制信号的波形与开关S4的控制信号的波形发生180度的相位移，或者延迟0.5*(t8～t0)的时间。类似地，开关S1的控制信号的波形与开关S3的控制信号的波形发生180度的相位移，或者延迟0.5*(t8～t0)的时间。下面将提供产生开关S1～开关S4的控制信号的示例性电路。需要了解的是开关控制信号的一个边沿可以通过一个时钟信号或类似的信号来设定，而另一个边沿可以基于D或(1-D-Δ)来调制，具体视情况而定。在一个典型的实施中，控制信号的上升沿可以由时钟信号设定，而下降沿可以被调制电路来调制，以根据调节输出电压至理想值的需要来改变工作周期值D。
还需要了解的是，上述配置使存储在变压器的初级线圈的漏感LLK和该初级侧的谐振电感器LR(如果存在)的能量能够使该初级线圈的“开路”中点电压升至正输入电压(图2中的+Vin)或降至负输入电压(-Vin)，并允许桥开关的零电压导通。
还需要了解的是开关S1和开关S3(上部桥路开关)在开关周期中的大部分中同时被导通，总计约为(1-2D-2Δ)。此时间对应于t2～t3和t6～t7的持续时间，这是输出电感器Lout续流的持续时间。相比之下，现有技术的全桥直流输出变换器的上部桥开关被配置为非重叠导通状态，且接近0.5(50％)的工作周期。因此，现有的技术的全桥直流输出变换器依靠上部桥开关的体二极管来传导反射的负载电流Iout和变压器的漏感电流。作为其发明的一部分，发明人已经认识到通过体二极管的这些电流的传导会产生巨大的功率损耗，尤其是在工作周期为低值的情况下，其中续流持续时间占据了大量的开关周期。通过在电感器Lout的续流持续时间的相当一部分(例如，通常大于90％)内，开关S1和开关S3两个都处于导通状态，上述这些损耗可以通过本发明的上述实施方式大大地减少。
虽然这些示例性实施方式被说明为下部开关S2和开关S4具有工作周期D及上部开关S1和开关S3具有工作周期(1-D-Δ)，但需要了解的是也可以使用相反的布置(例如，下部的开关S1和开关S3具有工作周期(1-D-Δ)及上部的开关S2和开关S4具有工作周期D)。相应地，应该认识到，在权利要求部分和发明内容简述部分中列举的上述第一开关、第二开关、第三开关、第四开关、第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管和第四晶体管的开关操作，涵盖了各个配置。也就是说，权利要求部分和发明内容简述部分中列举出的第一开关和第一晶体管的开关操作(例如，对其的控制信号)可被应用于开关S1或开关S2；权利要求部分和发明内容简述部分中列举出的第二开关和第二晶体管的开关操作(例如，对其的控制信号)可被应用于开关S2或开关S1；权利要求部分和发明内容简述部分中列举出的第三开关和第三晶体管的开关操作(例如，对其的控制信号)可被应用于开关S3或开关S4；权利要求部分和发明内容简述部分中列举出的第四开关和第四晶体管的开关操作(例如，对其的控制信号)可被应用于开关S4或开关S3。一般来说，桥电路100的开关S1～开关S4的开关操作(例如，对其的控制信号)对于顶部-底部的开关对(一对可以为S1和S2、另一对可以为S3和S4)来说，可以将顶部与底部互换；对于右-左的开关对(一对可以为S1和S3、另一对可以为S2和S4)来说，可以将左与右互换。也可以是这些互换的组合(例如，这些组合同等于进行180度旋转或双对角线互换，S1与S4、S2与S3)。然而，例如，S1与S4或S2与S3之类的开关操作(例如，控制信号)的单对角线互换是不允许的。
从上述描述来看，需要了解的是，操作变换器100的示例性方法包括以下步骤：将开关S1置于导通状态、之后将开关S3置于不导通状态、之后将开关S4置于导通状态、之后将开关S4置于不导通状态、之后将开关S3置于导通状态、之后将开关S1置于不导通状态、之后将开关S2置于导通状态、之后将开关S2置于不导通状态。
图3表示示例性电路200，该电路用于产生上述变换器100的开关S1～开关S4的示例性控制信号。电路200包括：分压网络，用于将输出电压抽样；参考；误差放大器，将抽样的输出电压与上述参考对比；反馈网络，产生误差信号。上述误差信号提供了开关工作周期D的代表，该开关工作周期目的应当是将输出电压Vout调节至理想值。电路200还含：振荡器；脉宽调制器；锁存器；逻辑门(例如，或门)，被配置为在逻辑门产生输出(图3中最右边的信号)，该输出包括一系列的脉冲，各个脉冲的宽度都随着(1-D)的理想值而变化。上述脉宽调制器能够从振荡器或逻辑门的输出接收触发信号，其中该触发信号结束先前的调制周期并且启动一个新的调制周期。在图3所示的实施例中，上述脉宽调制器可以以反转的形式输出工作周期信号，在调制周期的初始部分，将低电压用于工作周期的持续时间“D”，在调制周期的后面部分，将高电压脉冲用于1-D的持续时间。(在输送到开关之前，如下文所述的后来的电路将上述调制信号反转。)虽然，上述脉宽调制器提供了其不反转的形式的输出调制信号。在任何情况下，可以产生两个调制周期(例如，两个高电压脉冲)用于变换器100的各个开关周期。开关电源领域中的技术人员能够将上述部件排列来提供这样的脉冲调制信号，或构想该部件的另一个排列来提供上述脉冲信号。参照图3B，将上述该脉冲信号提供给一个逻辑电路(例如，双稳态触发器，2或门和2或非门)，该逻辑电路可以产生两套用于两个半桥的初始控制信号。每一套初始控制信号都有一个D宽的脉冲信号及一个(1-D)宽的脉冲信号。上述两套初始控制信号，相对于彼此有一个180度的相移(例如，开关周期的一半)。然后将该初始信号提供给各延迟元件，该延迟元件能够通过可调的延迟量来延迟信号的前沿，进而产生了最终控制信号。用于“D”信号的上述延迟元件的可调延迟可以在图中记为δ1，及用于“1-D”信号的上述延迟元件的可调延迟可以在图中记为δ2。δ1与δ2之和为Δ(如图2所示)。δ1和δ2的数值可以相同也可以不同。上述延迟元件可以提供先前描述的用于零电压切换的短持续时间t1～t2、t3～t4、t5～t6和t7～t8。开关电源领域中的技术人员能够将上述部件排列来提供这样的初始调制信号和最终控制信号，或构想该部件的另一个排列来提供这些信号。
图4是桥电路110的实施方式110’，其中开关S1～开关S4可以通过绝缘栅场效应晶体管(IGBT)来实现。图5是桥电路110的实施方式110”，其中开关S1～开关S4可以通过金属氧化物场效应晶体管(MOSFET)来实现。(电容和体二极管，无论是寄生或分立的器件，均明确地包括在内。)转回图1，虽然变压器T1通过连接至整流电路120的两个次级线圈来实现，但是，如图6所示，需要了解的是，变压器T1可以通过一个次级线圈作为连接至全波桥整流电路120’的修改的变压器T1’来实现。作为另一种实现方式，如图7所示，上述修改的变压器T1’可以连接至有两个二极管的整流电路120”，该整流电路120”可以连接至两个输出电感器Lout1和Lout2。尽管各个整流电路120、120’和120”使用二极管作为整流部件来说明，需要了解的是，同步整流器(例如，同步开关晶体管)或同步整流器与二极管的组合可能用于替代图中显示的二极管D1、D2和DB。相应地，应该认识到，术语“整流电路”包含使用二极管、同步整流器、其他的整流器件或其组合的实现。
列举的“一个”、“一种”和“上述”旨在表示一个或多个，除非明确表示与之相反。
本文所采用的术语和表达均被用作描述且不限制的术语，并且在使用这些术语及表达时没有任何意图排除所显示和描述的特征的等同特征，应认识到，各种修改都可能包括在本发明的要求的范围内。
此外，本发明的一个或多个实施方式的一个或多个特征均可以与本发明的其他实施方式的一个或多个特征来结合，而不会偏离本发明的范围。
虽然已经就所阐释的实施方式具体说明了本发明，但需要了解的是，作出的各种变更、修改、改写以及等价的安排，都可以是基于本公开的，并且旨在处于本发明和所附的权利要求的范围之内。

Claims (22)

1.一种提供直流输出功率的全桥功率变换器，所述功率变换器包括：
接收待转换的功率源的输入端口；
提供直流输出功率的输出端口；
桥电路，所述桥电路具有在第一节点串联连接的第一开关和第二开关以及在第二节点串联连接的第三开关和第四开关，所述第一开关和所述第二开关的串联组合与所述输入端口并联连接，所述第三开关和所述第四开关的串联组合与所述输入端口并联连接；
变压器，所述变压器具有连接到所述第一节点和所述第二节点的初级线圈和至少一个次级线圈；
整流电路，所述整流电路连接到所述变压器的所述至少一个次级线圈；和
输出电感器，所述输出电感器连接在所述整流电路和所述输出端口之间；以及
其中，在多个连续时间段内，每个开关在交替的导通和不导通状态之间切换多次，其中，切换所述第一开关和所述第二开关使它们不同时处于导通状态，切换所述第三开关和所述第四开关使它们不同时处于导通状态，切换所述第二开关和所述第四开关使它们不同时处于导通状态，切换所述第一开关和所述第三开关使它们不同时处于导通状态。
2.如权利要求1所述的功率变换器，其中，所述第一开关和所述第三开关中的每一个在其导通状态下都比其不导通状态花费更多的时间。
3.如权利要求1所述的功率变换器，其中，所述第二开关和所述第四开关中的每一个在其不导通状态下都比其导通状态花费更多的时间。
4.如权利要求1所述的功率变换器，其中，所述桥电路包括以下用于所述开关的开关时序：
所述第一开关处于导通状态；
之后，所述第三开关处于不导通状态；
之后，所述第四开关处于导通状态；
之后，所述第四开关处于不导通状态；
之后，所述第三开关处于导通状态；
之后，所述第一开关处于不导通状态；
之后，所述第二开关处于导通状态；和
之后，所述第二开关处于不导通状态。
5.如权利要求1所述的功率变换器，其中，流入所述输出电感器的电流周期性地反射至所述变压器的初级线圈，并且当所述第一开关和所述第三开关中的至少一个开关处于导通状态时，所反射的电流被所述第一开关和所述第三开关中的所述至少一个开关传导。
6.如权利要求1所述的功率变换器，其中，所述初级线圈的电压在时间上为不对称的形状。
7.如权利要求1所述的功率变换器，其中，所述初级线圈的电压在中点值和在所述中点值两边的两个极值之间切换，并且从所述中点值到一极值的切换时间不同于从该极值到所述中点值的切换时间。
8.如权利要求1所述的功率变换器，还包括在第三节点上与所述变压器的初级线圈串联连接的电感器，该电感器位于所述初级线圈与所述第一节点和所述第二节点中的一个节点之间。
9.如权利要求8所述的功率变换器，还包括在所述第三节点和所述输入端口之间连接的整流器。
10.如权利要求1所述的功率变换器，其中，所述变压器包括连接至所述整流电路的第一次级线圈，和连接至所述整流电路的第二次级线圈。
11.一种提供直流输出功率的全桥功率变换器，所述功率变换器包括：
接收待转换的功率源的输入端口；
提供直流输出功率的输出端口；
桥电路，所述桥电路包括第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管和第四晶体管，其中每个晶体管都有第一传导端子、第二传导端子和用以接收控制信号的调制端子，所述控制信号具有第一状态，该状态使晶体管处于导通状态，这时电流可以从该晶体管的第一传导端子传导至其第二传导端子，所述控制信号还具有第二状态，该状态使晶体管处于不导通状态，这时电流不能从该晶体管的第一传导端子传导至其第二传导端子，所述第一晶体管和所述第二晶体管每一个都使其传导端子中的一个连接在第一节点上，使其传导端子中的另一个连接在所述输入端口的相应端子上，所述第三晶体管和所述第四晶体管每一个都使其传导端子中的一个连接在第二节点上，使其传导端子中的另一个连接在所述输入端口的相应端子上；
变压器，所述变压器具有连接至所述第一节点和所述第二节点的初级线圈和至少一个次级线圈；
整流电路，所述整流电路连接至所述变压器的所述至少一个次级线圈；和
输出电感器，所述输出电感器连接在所述整流电路和所述输出端口之间；以及
其中，在多个连续时间段内，每个所述晶体管在交替的导通和不导通状态之间切换多次，其中，切换所述第一晶体管和所述第二晶体管使它们不同时处于导通状态，切换所述第三晶体管和所述第四晶体管使它们不同时处于导通状态，切换所述第二晶体管和所述第四晶体管使它们不同时处于导通状态，切换所述第一晶体管和所述第三晶体管使它们同时处于导通状态。
12.如权利要求11所述的功率变换器，其中，所述第一晶体管和所述第三晶体管具有连接至所述输入端口的同一端子的传导端子，所述第三晶体管和所述第四晶体管具有连接至所述输入端口的同一端子的传导端子。
13.如权利要求11所述的功率变换器，其中，所述第一晶体管和所述第三晶体管每一个都在其导通状态比不导通状态花费更多的时间。
14.如权利要求11所述的功率变换器，其中，所述第二晶体管和所述第四晶体管每一个都在其不导通状态比导通状态花费更多的时间。
15.如权利要求11所述的功率变换器，其中，所述桥电路包括以下用于所述晶体管的开关时序：
所述第一晶体管处于导通状态；
之后，所述第三晶体管处于不导通状态；
之后，所述第四晶体管处于导通状态；
之后，所述第四晶体管处于不导通状态；
之后，所述第三晶体管处于导通状态；
之后，所述第一晶体管处于不导通状态；
之后，所述第二晶体管处于导通状态；以及
之后，所述第二晶体管处于不导通状态。
16.如权利要求11所述的功率变换器，其中，流入所述输出电感器的电流周期性地反射至所述变压器的初级线圈，并且当所述第一晶体管和所述第三晶体管中的至少一个处于导通状态时，所反射的电流被所述第一晶体管和所述第三晶体管中的所述至少一个传导。
17.如权利要求11所述的功率变换器，其中，所述初级线圈的电压在时间上为不对称形状。
18.如权利要求11所述的功率变换器，其中，所述初级线圈的电压在中点值和所述中点值两边的两个极值之间转换，并且从所述中点值到一极值的切换时间不同于从该极值到所述中点值的切换时间。
19.如权利要求11所述的功率变换器，还包括在第三节点上与所述变压器的初级线圈串联的电感器，该电感器位于所述初级线圈与所述第一节点和所述第二节点中的一个节点之间。
20.如权利要求19所述的功率变换器，还包括在所述第三节点和所述输入端口之间连接的整流器。
21.如权利要求11所述的功率变换器，其中，所述变压器包括连接至所述整流电路的第一次级线圈，和连接至所述整流电路的第二次级线圈。
22.一种操作全桥功率变换器的方法，所述功率变换器具有接收待转换的功率源的输入端口；提供直流输出功率的输出端口；桥电路，所述桥电路具有在第一节点上串联连接的第一开关和第二开关以及在第二节点上串联连接的第三开关和第四开关，所述第一开关和所述第二开关的串联组合与所述输入端口并联，所述第三开关和所述第四开关的串联组合与所述输入端口并联；变压器，所述变压器具有连接至所述第一节点和所述第二节点的初级线圈和至少一个次级线圈；连接至所述变压器的所述至少一个次级线圈的整流电路；和在所述整流电路与所述输出端口之间连接的输出电感器，
所述方法包括：
将所述第一开关置于导通状态；
之后将所述第三开关置于不导通状态；
之后将所述第四开关置于导通状态；
之后将所述第四开关置于不导通状态；
之后将所述第三开关置于导通状态；
之后将所述第一开关置于不导通状态；
之后将所述第二开关置于导通状态；以及
之后将所述第二开关置于不导通状态。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104871422A (zh) * 2012-12-21 2015-08-26 斯堪的诺维亚系统公司 电容器充电器系统、功率调制器及谐振功率变换器

Families Citing this family (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8400797B2 (en) * 2010-07-23 2013-03-19 Lien Chang Electronic Enterprise Co., Ltd. Power conversion system with zero-voltage start-up mechanism, and zero-voltage start-up device
JP5857212B2 (ja) * 2010-09-15 2016-02-10 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ
US9397579B2 (en) * 2011-07-15 2016-07-19 O2Micro Inc Full-bridge switching DC/DC converters and controllers thereof
WO2013057653A2 (en) * 2011-10-18 2013-04-25 Koninklijke Philips Electronics N.V. Electrical energy supply system
TW201347383A (zh) * 2012-05-07 2013-11-16 Skynet Electronic Co Ltd 利用電流迴流電路實現輕負載電壓調節機制的ｌｌｃ串聯諧振轉換器
KR101330414B1 (ko) * 2012-07-23 2013-11-15 엘에스산전 주식회사 엘엘씨 컨버터의 비대칭 스위칭 구동 방법
TWI465027B (zh) 2012-09-19 2014-12-11 Ind Tech Res Inst 全橋式準諧振直流－直流轉換器及其驅動方法
KR101397728B1 (ko) * 2012-12-21 2014-05-20 한국과학기술원 전원 공급 장치
US20150055374A1 (en) * 2013-08-22 2015-02-26 Fujitsu Telecom Networks Limited Switching power supply apparatus corresponding to zero voltage switching system
JP2015042080A (ja) * 2013-08-22 2015-03-02 富士通テレコムネットワークス株式会社 スイッチング電源装置
JPWO2015029374A1 (ja) * 2013-08-26 2017-03-02 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 制御回路、スイッチング回路、電力変換装置、充電装置、車両、および、制御方法
CN105099230B (zh) * 2014-04-16 2018-07-31 华为技术有限公司 谐振变换器和其同步整流变换电路
KR101628133B1 (ko) * 2014-07-04 2016-06-08 현대자동차 주식회사 펄스폭 변조 공진 컨버터 및 이를 이용한 차량용 충전기
CN105006970A (zh) * 2014-08-25 2015-10-28 深圳市均益安联光伏系统工程有限责任公司 一种pv-led系统的拓扑电路
KR20160110708A (ko) 2015-03-11 2016-09-22 순천향대학교 산학협력단 풀-브리지 dc-dc 컨버터
US9735678B2 (en) 2015-09-04 2017-08-15 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Voltage converters with asymmetric gate voltages
JP2017175793A (ja) * 2016-03-24 2017-09-28 株式会社デンソー Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US10103620B1 (en) * 2017-10-19 2018-10-16 BravoTek Electronics Co., Ltd. SIBO boost converter and operation method thereof
US10574129B2 (en) * 2018-05-04 2020-02-25 Raytheon Company System and method for adaptively controlling a reconfigurable power converter
CN109752668B (zh) * 2018-12-06 2021-03-12 兰州空间技术物理研究所 一种带正压遥测的负压输出dc/dc变换器
US11502613B2 (en) * 2020-08-18 2022-11-15 Lear Corporation DC-DC converter that applies a dual active bridge rectifier topology
US20230207188A1 (en) * 2021-12-27 2023-06-29 Indian Institute Of Technology Kanpur Differential transformer based voltage converter and method thereof

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5963436A (en) * 1997-09-12 1999-10-05 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Switching power supply apparatus and controlling method for the same
US20050041439A1 (en) * 2003-08-21 2005-02-24 Delta Electronics, Inc. Full bridge power converters with zero-voltage switching
CN101345480A (zh) * 2007-12-03 2009-01-14 崇贸科技股份有限公司 离线式功率转换器的同步调整电路

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4860189A (en) 1988-03-21 1989-08-22 International Business Machines Corp. Full bridge power converter circuit
US4866592A (en) * 1988-03-30 1989-09-12 Fuji Electric Co., Ltd. Control system for an inverter apparatus
US5198969A (en) 1990-07-13 1993-03-30 Design Automation, Inc. Soft-switching full-bridge dc/dc converting
US5132888A (en) 1991-01-07 1992-07-21 Unisys Corporation Interleaved bridge converter
US5157592A (en) 1991-10-15 1992-10-20 International Business Machines Corporation DC-DC converter with adaptive zero-voltage switching
US5418703A (en) 1993-08-31 1995-05-23 International Business Machines Corp. DC-DC converter with reset control for enhanced zero-volt switching
DE19828038A1 (de) * 1998-06-24 1999-12-30 Philips Corp Intellectual Pty Schaltnetzteil
CA2249755C (en) 1998-10-02 2006-12-12 Praveen K. Jain Full bridge dc-dc converters
JP3317950B2 (ja) * 2000-01-24 2002-08-26 甲府日本電気株式会社 アクティブクランプフォアワードコンバータ
US6483723B2 (en) * 2000-11-07 2002-11-19 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Switching power supply
US6466458B2 (en) * 2001-02-12 2002-10-15 Delta Electronics, Inc. Asymmetrical full bridge DC-to-DC converter
US6483724B1 (en) 2002-02-15 2002-11-19 Valere Power, Inc. DC/DC ZVS full bridge converter power supply method and apparatus
US6650558B1 (en) 2002-05-06 2003-11-18 Lockhead Martin Corporation Asymmetrical drive circuit for full-wave bridge
US6815937B2 (en) * 2002-10-24 2004-11-09 The University Of Hong Kong Stepping inductor for fast transient response of switching converter
WO2005015716A2 (en) 2003-08-09 2005-02-17 Astec International Limited Soft switched zero voltage transition full bridge converter
WO2005015717A2 (en) 2003-08-09 2005-02-17 Astec International Limited A circuit for reducing losses at light load in a soft switching full bridge converter
WO2005099316A2 (en) 2004-04-01 2005-10-20 Microsemi Corporation Full-bridge and half-bridge compatible driver timing schedule for direct drive backlight system
JP2008086114A (ja) * 2006-09-27 2008-04-10 Tdk Corp スイッチング電源装置および電圧検出回路
JP4790826B2 (ja) * 2009-03-10 2011-10-12 株式会社日立製作所 電源装置およびハードディスク装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5963436A (en) * 1997-09-12 1999-10-05 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Switching power supply apparatus and controlling method for the same
US20050041439A1 (en) * 2003-08-21 2005-02-24 Delta Electronics, Inc. Full bridge power converters with zero-voltage switching
CN101345480A (zh) * 2007-12-03 2009-01-14 崇贸科技股份有限公司 离线式功率转换器的同步调整电路

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104871422A (zh) * 2012-12-21 2015-08-26 斯堪的诺维亚系统公司 电容器充电器系统、功率调制器及谐振功率变换器
CN104871422B (zh) * 2012-12-21 2018-12-04 斯堪的诺维亚系统公司 电容器充电器系统、功率调制器及谐振功率变换器

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