JP2008086114A - スイッチング電源装置および電圧検出回路 - Google Patents

Abstract

【課題】電源装置のスイッチング動作が停止した場合であっても直流入力電圧を検出することが可能なスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】電圧検出部２０は、トランス２１と、スイッチング素子２４と、一対の検出信号線Ｗ１，Ｗ２とを有する。トランス２１は、１次側巻線２１Ａおよび２次側巻線２１Ｂを有する。１次側巻線２１Ａの一端は入力端子Ｔ１に、１次側巻線２１Ａの他端はスイッチング素子２４の一端に、スイッチング素子２４の他端は入力端子Ｔ２にそれぞれ接続されている。一方、２次側巻線２１Ｂの一端は検出信号線Ｗ１の一端に、２次側巻線２１Ｂの他端は検出信号線Ｗ２の一端にそれぞれ接続されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流入力電圧をスイッチングして得られるスイッチング出力を電圧変換トランスの出力巻線に取り出すように構成されたスイッチング電源装置、およびそのようなスイッチング電源装置等に用いられる電圧検出回路に関する。

一般に、ハイブリッドカー（Hybrid Electric Vehicle ）には、ワイパー、ヘッドライト、ルームライト、オーディオ機器、空調機および各種計器類等の車両搭載機器を駆動するための電源として、例えば１２ボルト程度の低圧の直流電圧を出力する低圧バッテリ（以下、低圧バッテリという。）が搭載されると共に、モータを駆動するための電源として、例えば４００Ｖ程度の高圧の直流電圧を出力する高圧バッテリが搭載されている。通常、このような低圧バッテリに対する充電は、エンジンの回転を利用して駆動される交流発電機からの交流出力電圧を整流して高圧の直流電圧を得ると共に、この直流入力電圧をスイッチング電源装置を用いてより低圧の直流電圧に変換してから低圧バッテリに供給することで行われる。なお、高圧バッテリに対する充電は、上記したエンジン側からの直流入力電圧を高圧バッテリに供給することで行われる。このスイッチング電源装置は、例えば特許文献１に記載されているように、直流入力電圧をインバータ回路によって交流電圧に一旦変換したのち、その交流電圧を電圧変換トランスで変圧すると共に整流回路等によって再び直流電圧に変換することで電圧変換を行うものである。

ところで、エンジン側から供給される直流入力電圧がスイッチング電源装置の内部回路の耐圧を超えると内部回路を破壊する虞がある。そのため、内部回路が破壊されないように、その直流入力電圧を常に監視しておくことが重要となる。このことは、上記ハイブリッドカーに搭載されたスイッチング電源装置に限られるものではなく、一般的なスイッチング電源装置にも当てはまるものである。

例えば、特許文献２では、直流入力電圧を検出するための電圧検出回路が設けられている。この電圧検出回路は、電圧変換トランスの出力巻線に発生する電圧を検出した後、演算により直流入力電圧を推定するようになっている。

特開２００３−２５９６３７号公報 特開２００３−３３０１５号公報

しかし、特許文献２の技術では、ひとたび、スイッチング電源装置のスイッチング動作が停止し、出力巻線に電圧が発生しなくなると、直流入力電圧を検出することができなくなる。このように、特許文献２の技術では、直流入力電圧を常に検出することが極めて困難であるという問題がある。

本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その第１の目的は、電源装置のスイッチング動作が停止した場合であっても直流入力電圧を検出することが可能なスイッチング電源装置を提供することにある。

また、本発明の第２の目的は、スイッチング電源装置等に好適に利用可能な電圧検出回路を提供することにある。

本発明のスイッチング電源装置は、第１電源から入力される直流入力電圧をスイッチングして交流電圧に変換すると共に、この交流電圧を変圧し整流して得られる直流出力電圧を第２電源に出力する電源本体部と、電圧検出用トランスと、スイッチング素子と、検出信号線とを有する電圧検出部とを備え、上記電圧検出用トランスが、スイッチング素子のオン・オフに応じて直流入力電圧が断続的に印加される１次側の第１トランスコイルと、上記検出信号線に接続された２次側の第２トランスコイルとを含むようにしたものである。

本発明のスイッチング電源装置では、電圧検出部において、スイッチング素子がスイッチング動作してオン状態になると、第１電源からの直流入力電圧がパルス状の電圧に変換され、第１トランスコイルに電流が流れる。すると、この第１トランスコイルの電流により、第２トランスコイルにパルス状の電圧が誘起される。ここで、第１トランスコイルを流れる電流は、第１電源からの直流入力電圧の情報を含んでいるので、第２トランスコイルに誘起される電圧も第１電源からの直流入力電圧の情報を含むこととなる。このように、第１電源からの直流入力電圧の情報を含んだ電圧が、電圧検出部によって第１電源の出力端から直接検出される。

本発明のスイッチング電源装置では、上記電圧検出部が１つのスイッチング素子を有すると共に、第１トランスコイルとこの１つのスイッチング素子とを第１電源の両端間に互いに直列接続させるように、すなわち、いわゆるフォワード型の構成とすることが可能である。この場合において、上記電圧検出部が、電圧検出用トランスに蓄積されたエネルギーを放出する放出回路を有するようにするのが好ましい。このように構成した場合、放出回路によって蓄積されたエネルギーが放出されて熱消費され、電圧検出用トランスのコアがリセットされるため、例えば直流入力電圧が０Ｖとなった場合であっても、直流入力電圧の情報を含んだ電圧を検出可能となる。

また、上記電圧検出部が第１トランスコイルの両端側に配置された２つのスイッチング素子を有すると共に、これら第１トランスコイルと２つのスイッチング素子とを第１電源の両端間に互いに直列接続させるように、すなわち、いわゆるダブル・フォワード型の構成とすることも可能である。この場合において、上記電圧検出部が、電圧検出用トランスに蓄積されたエネルギーを第１電源へ回生する回生回路を有するようにするのが好ましい。このように構成した場合、回生回路によって電圧検出用トランスのコアがリセットされるため、例えば直流入力電圧が０Ｖとなった場合であっても、直流入力電圧を検出可能となる。また、蓄積されたエネルギーが第１電源に回生されるため、上記放出回路を設けた場合と比べ、電力損失が低減される。

本発明のスイッチング電源装置では、上記スイッチング素子がオン状態のときの検出信号線の出力電圧を保持する保持部と、この保持部で保持された電圧の絶対値が基準電圧の絶対値よりも大きい場合に、上記電源本体部のスイッチング動作を停止させるための制御信号を出力する比較部とを備えるようにしてもよい。このように構成した場合、電圧検出部によって検出された直流入力電圧の情報を含む電圧に基づいて、電源本体部のスイッチング動作を停止させることが可能となる。

本発明のスイッチング電源装置では、上記第１トランスコイルの極性と第２トランスコイルの極性とを、互いに同じ向きとなるように磁気結合してもよい。また、上記スイッチング素子が、第２電源からの電源供給を利用して駆動されているようにするのが好ましい。このように構成した場合、安定した電源である第２電源から電源供給を受けるため、電圧検出部の動作が安定化する。

本発明の電圧検出回路は、直流電圧を検出する回路であって、電圧検出用トランスと、スイッチング素子と、検出信号線とを備え、上記電圧検出用トランスが、スイッチング素子のオン・オフに応じて直流電圧が断続的に印加される１次側の第１トランスコイルと、上記検出信号線に接続された２次側の第２トランスコイルとを含むようにしたものである。

本発明の電圧検出回路では、スイッチング素子がスイッチング動作すると、検出対象の直流電圧がパルス状の電圧に変換され、第１トランスコイルに電流が流れる。すると、この第１トランスコイルの電流により、第２トランスコイルにパルス状の電圧が誘起される。ここで、第１トランスコイルを流れる電流は、上記直流電圧の情報を含んでいるので、第２トランスコイルに誘起される電圧も上記直流電圧の情報を含むこととなる。このように、検出対象の直流電圧の情報を含んだ電圧が、直接検出される。

本発明のスイッチング電源装置によれば、第１電源から第１トランスコイルに直流入力電圧を印加すると共に、この第１電源からの直流入力電圧の情報を含んだ電圧を第１電源の出力端から直接検出するようにしたので、電源本体部のスイッチング動作が停止した後であっても、直流入力電圧を検出することが可能となる。

また、本発明の電圧検出回路によれば、第１トランスコイルに検出対象の直流電圧を印加すると共に、この直流電圧の情報を含んだ電圧を直接検出するようにしたので、検出対象の直流電圧が０Ｖとなっても、直流電圧を検出することができる。よって、この電圧検出回路を例えばスイッチング電源装置に適用した場合、電源装置のスイッチング動作が停止した後であっても直流入力電圧を検出することができ、スイッチング電源装置等に好適に利用することが可能となる。

以下、本発明を実施するための最良の形態（以下、単に実施の形態という。）について、図面を参照して詳細に説明する。

［第１の実施の形態］
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表すものである。このスイッチング電源装置は、高圧バッテリＨＢ（第１電源）から供給される高圧の直流入力電圧Ｖｉｎを、より低い直流出力電圧Ｖｏｕｔに変換して、低圧バッテリＬＢ（第２電源）に供給するＤＣ−ＤＣコンバータとして機能するものであり、後述するように２次側がセンタタップ型カソードコモン接続のスイッチング電源装置である。

このスイッチング電源装置は、電源本体部１０と、電源本体部１０に並列に接続された電圧検出部２０（電圧検出回路）と、電圧検出部２０に接続された保持部２６と、保持部２６に接続された比較部２７と、電源本体部１０に接続された制御回路１７とを備えている。

最初に、電源本体部１０の構成について説明する。

電源本体部１０は、１次側巻線１１Ａおよび２次側巻線１１Ｂ，１１Ｃを含んで構成された３巻線型のトランス１１を有している。トランス１１の１次側には平滑コンデンサ１２、インバータ回路１３および共振用インダクタ１４が、２次側には整流回路１５および平滑回路１６がそれぞれ設けられている。平滑コンデンサ１２およびインバータ回路１３は１次側高圧ラインＬ１Ｈと１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に、共振用インダクタ１４はインバータ回路１３と１次側巻線１１Ａとの間にそれぞれ設けられている。

また、１次側高圧ラインＬ１Ｈに入力端子Ｔ１が、１次側低圧ラインＬ１Ｌに入力端子Ｔ２がそれぞれ設けられており、これら入力端子Ｔ１，Ｔ２が高圧バッテリＨＢの出力端子と接続されるようになっている。また、平滑回路１６の高圧側のラインである出力ラインＬ０に出力端子Ｔ３が、平滑回路１６の低圧側のラインである接地ラインＬＧに出力端子Ｔ４がそれぞれ設けられており、これら出力端子Ｔ３，Ｔ４が低圧バッテリＬＢの入出力端子と接続されるようになっている。

インバータ回路１３は、高圧バッテリＨＢから出力される直流入力電圧Ｖｉｎをほぼ矩形波状の単相交流電圧に変換する単相インバータ回路である。このインバータ回路１３は、制御回路１７から供給されるスイッチング信号によってそれぞれ駆動される４つのスイッチング素子１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄをフルブリッジ接続してなるフルブリッジ型のスイッチング回路である。これらスイッチング素子１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄとしては、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor ）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolor Transistor ）などの素子が用いられる。

スイッチング素子１３Ａは、トランス１１の１次側巻線１１Ａの一端と１次側高圧ラインＬ１Ｈとの間に設けられ、スイッチング素子１３Ｂは１次側巻線１１Ａの他端と１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に設けられている。スイッチング素子１３Ｃは１次側巻線１１Ａの他端と１次側高圧ラインＬ１Ｈとの間に設けられ、スイッチング素子１３Ｄは１次側巻線１１Ａの一端と１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に設けられている。上記した共振用インダクタ１４は、スイッチング素子１３Ａ，１３Ｄの接続点と１次側巻線１３Ａの一端との間に接続されている。

これより、インバータ回路１３は、スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂのオン動作により、１次側高圧ラインＬ１Ｈから順にスイッチング素子１３Ａ、１次側巻線１１Ａおよびスイッチング素子１３Ｂを通って１次側低圧ラインＬ１Ｌに至る第１の電流経路に電流が流れる一方、スイッチング素子１３Ｃ，１３Ｄのオン動作により、１次側高圧ラインＬ１Ｈから順にスイッチング素子１３Ｃ、１次側巻線１１Ａ、共振用インダクタ１４およびスイッチング素子１３Ｄを通って１次側低圧ラインＬ１Ｌに至る第２の電流経路に電流が流れるようになっている。

トランス１１は、１次側巻線１１Ａおよび２次側巻線１１Ｂ，１１Ｃの極性が互いに同じ向きとなるように磁気結合された磁気素子である。トランス１１の一対の２次側巻線１１Ｂ，１１ＣはセンタタップＣで互いに接続され、このセンタタップＣが接地ラインＬＧを介して出力端子Ｔ４に接続されている。つまり、このスイッチング電源装置はセンタタップ型のものである。これより、このトランス１１は、インバータ回路１３によって変換された交流電圧を変圧（降圧）し、一対の２次側巻線１１Ｂ，１１Ｃの各端部Ａ，Ｂから、互いに１８０度位相が異なる交流電圧ＶＯ１，ＶＯ２を出力するようになっている。なお、この場合の変圧の度合いは、１次側巻線１１Ａと２次側巻線１１Ｂ，１１Ｃとの巻数比によって定まる。

なお、共振用インダクタ１４は、コイル部品を実際に配置してもよいが、これに代えて、またはこれと共に、トランス１１のリーケージインダクタンス（図示せず）や配線などを含めた直列インダクタンスを利用して構成してもよい。

整流回路１５は、一対のダイオード１５Ａ，１５Ｂからなる単相全波整流型のものである。ダイオード１５Ａのアノードは２次側巻線１１Ｂの一端Ａに、ダイオード１５Ｂのアノードは２次側巻線１１Ｃの一端Ｂにそれぞれ接続されている。ダイオード１５Ａ，１５Ｂの各カソード同士は、接続点Ｄにおいて互いに接続されると共に、出力ラインＬＯに接続されている。つまり、この整流回路１５はカソードコモン接続の構造を有しており、トランス１１の交流出力電圧ＶＯ１，ＶＯ２の各半波期間をそれぞれダイオード１５Ａ，１５Ｂによって個別に整流して直流電圧を得るようになっている。

平滑回路１６は、チョークコイル１６Ａと平滑コンデンサ１６Ｂとを含んで構成されている。チョークコイル１６Ａは、出力ラインＬＯに挿入配置されており、その一端は接続点Ｄに、その他端は出力端子Ｔ３にそれぞれ接続されている。平滑コンデンサ１６Ｂは、チョークコイル１６Ａの他端と接地ラインＬＧとの間に接続されている。平滑回路１６は、このような構成により、整流回路１５で整流された直流電圧を平滑化して直流出力電圧Ｖｏｕｔを生成し、これを出力端子Ｔ３，Ｔ４から低圧バッテリＬＢに給電するようになっている。

次に、電圧検出部２０およびその他の部分の構成について説明する。

電圧検出部２０は、トランス２１（電圧検出用トランス）、放出回路２２、スイッチング素子２４、ドライブ回路２５および一対の検出信号線Ｗ１，Ｗ２を有している。

トランス２１は、１次側巻線２１Ａ（第１トランスコイル）および２次側巻線２１Ｂ（第２トランスコイル）を含み、１次側巻線２１Ａの極性と２次側巻線２１Ｂの極性とが、互いに同じ向きとなるように磁気結合されてなる２巻線型のフォワードトランスである。１次側巻線２１Ａの一端は放出回路２２を介して高圧バッテリＨＢの出力端子の一端に接続され、１次側巻線２１Ａの他端はスイッチング素子２４を介して高圧バッテリＨＢの出力端子の他端に接続されている。すなわち、１次側巻線２１Ａおよびスイッチング素子２４は、高圧バッテリＨＢの両端間に互いに直列接続されている。一方、２次側巻線２１Ｂの一端は検出信号線Ｗ１の一端に、２次側巻線２１Ｂの他端は検出信号線Ｗ２の一端にそれぞれ接続されている。また、検出信号線Ｗ１および検出信号線Ｗ２のそれぞれの他端は保持部２６に接続されている。

放出回路２２は、抵抗器２２Ａ、コンデンサ２２Ｂおよびダイオード２２Ｃを有している。抵抗器２２Ａの一端は、１次側巻線２１Ａの一端、コンデンサ２２Ｂの一端および高圧バッテリＨＢの一端に接続され、抵抗器２２Ａの他端は、コンデンサ２２Ｂの他端およびダイオード２２Ｃのカソードに接続されている。また、ダイオード２２Ｃのアノードは、１次側巻線２１Ａの他端およびスイッチング素子２４の一端に接続されている。このような構成により放出回路２２は、詳細は後述するが、トランス２１に蓄積されたエネルギーを放出し、熱消費するようになっている。

スイッチング素子２４は、ダイオード２２Ｃのアノードおよび１次側巻線２１Ａと、高圧バッテリＨＢの他端との間に配置されており、低圧バッテリＬＢとは別個に電源供給されるドライブ回路２５によってそのオン・オフ動作が制御されるようになっている。なお、このスイッチング素子２４としては、スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄと同様に、例えばＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどの素子が用いられる。

保持部２６は、例えば、検出信号線Ｗ１およびＷ２の間にコンデンサＣが接続されると共に、検出信号線Ｗ１にダイオード２６Ａが挿入配置された回路である。具体的には、ダイオード２６Ａのアノードが２次側巻線２１Ｂの一端に接続され、カソードがコンデンサ２６Ｂの一端に接続され、コンデンサ２６Ｂの他端が２次側巻線２１Ｂの他端に接続されている。この保持部２６は、詳細は後述するが、検出信号線Ｗ１と検出信号線Ｗ２との間に誘起された電圧Ｖ２のうちピーク電圧Ｖｐを所定の時間保持すると共に、その保持している電圧Ｖｐを比較部２７に供給するようになっている。

比較部２７は、例えば、コンパレータを含んで構成されており、保持部２６から入力された電圧Ｖｐの絶対値と基準電圧Ｖｒｅｆの絶対値との大小関係を判定し、保持部２６から入力された電圧Ｖｐの絶対値の方が大きい場合に、制御回路１７からインバータ回路１３へ出力されるスイッチング信号を停止させるための制御信号Ｓを、制御回路１７へ出力するようになっている。

次に、図１〜図６を参照して、以上のような構成のスイッチング電源装置の動作について詳細に説明する。以下、電源本体部１０の動作、本発明の特徴部分の１つである電圧検出部２０の動作原理、および電圧検出部２０の周辺回路の動作について、順次説明する。

まず、図１を参照して、電源本体部１０の動作について説明する。

インバータ回路１３のスイッチング素子１３Ａ，１３Ｂがオンすると、スイッチング素子１３Ａからスイッチング素子１３Ｂの方向に電流が流れ、トランス１１の２次側巻線１１Ｂ，１１Ｃに現れる電圧ＶＯ１，ＶＯ２がダイオード１５Ｂに対して逆方向となり、ダイオード１５Ａに対して順方向となる。このため、２次側巻線１１Ｂからダイオード１５Ａを通って出力ラインＬＯに電流が流れる。

次に、スイッチング素子１３Ｂがオフし、スイッチング素子１３Ｃがオンすると、トランス１１の２次側巻線１１Ｃに現れる電圧［−ＶＯ２］は、ダイオード１５Ｂに対して順方向となる。このため、２次側巻線１１Ｃからダイオード５２を通って出力ラインＬＯに電流が流れる。

スイッチング素子１３Ｃ，１３Ｄがオンすると、スイッチング素子１３Ｃからスイッチング素子１３Ｄの方向に電流が流れ、トランス１１の２次側巻線１１Ｂ，１１Ｃに現れる電圧［−ＶＯ１］、［−ＶＯ２］がダイオード５２に対して順方向になる一方、ダイオード１５Ａに対して逆方向となる。このため、２次側巻線１１Ｃからダイオード１５Ｂを通って出力ラインＬＯに電流が流れる。

次に、スイッチング素子１３Ｃがオフし、スイッチング素子１３Ｂがオンすると、トランス１１の２次側巻線１１Ｂに現れる電圧［−ＶＯ１］はダイオード１５Ａに対して順方向となる。このため、２次側巻線１１Ｂからダイオード１５Ａを通って出力ラインＬＯに電流が流れる。

このようにして、電源本体部１０は、高圧バッテリＨＢから供給された直流入力電圧Ｖｉｎを直流出力電圧Ｖｏｕｔに変圧（降圧）し、その変圧した直流出力電圧Ｖｏｕｔを低圧バッテリＬＢに給電する。

次に、図２〜図６を参照して、電圧検出回路２０の動作原理およびその周辺回路の動作について説明する。

ここで、図２（Ａ）〜（Ｆ）は、直流入力電圧Ｖｉｎが内部回路が破壊されない範囲内（以下、「安全な範囲内」とする）のうち下方にあるときの各波形図の一例を、図３（Ａ）〜（Ｆ）は、直流入力電圧Ｖｉｎが安全な範囲内のうち上方にあるときの各波形図の一例を、図４（Ａ）〜（Ｆ）は、直流入力電圧Ｖｉｎが安全な範囲の上限である基準電圧Ｖｒｅｆの絶対値よりも大きくなったときの各波形図の一例をそれぞれ表すものである。また、図５は、スイッチング素子２４がオンしたとき（後述するタイミングｔ１〜ｔ２，ｔ４〜ｔ５，ｔ７〜ｔ８間）の動作について、図６は、スイッチング素子２４がオフしたとき（後述するタイミングｔ２〜ｔ３，ｔ５〜ｔ６，ｔ８〜ｔ９間）の動作についてそれぞれ説明するためのものである。

なお、図２（Ａ），図３（Ａ），図４（Ａ）は、ドライブ回路２５からスイッチング素子２４へ出力されるスイッチング信号の電圧（スイッチング素子２４がＭＯＳ−ＦＥＴの場合、ゲート・ソース間に印加される電圧）Ｖｇｓを、図２（Ｂ），図３（Ｂ），図４（Ｂ）は、スイッチング素子２４の両端間の電圧（スイッチング素子２４がＭＯＳ−ＦＥＴの場合、ドレイン・ソース間の電圧）Ｖｄｓを、図２（Ｃ），図３（Ｃ），図４（Ｃ）は、１次側巻線２１Ａに流れる電流Ｉ１を、図２（Ｄ），図３（Ｄ），図４（Ｄ）は、２次側巻線２１Ｂに誘起される電圧（電圧検出部２０の出力電圧）Ｖ２を、図１（Ｅ），図３（Ｅ），図４（Ｅ）は、保持部２６によって保持された電圧（ピーク電圧）Ｖｐを、図２（Ｆ），図３（Ｆ），図４（Ｆ）は、比較部２７から制御回路１７へ出力される制御信号Ｓの電圧をそれぞれ表し、図１，図５，図６中に示した矢印が正方向を示している。

図２（Ａ），図３（Ａ），図４（Ａ），図５に示したように、タイミングｔ１，ｔ４またはｔ７において、ドライブ回路２５からパルス状のスイッチング信号が出力され、スイッチング素子２４がオンすると、図２（Ｂ），図３（Ｂ），図４（Ｂ）に示したように、スイッチング素子２４の両端間の電圧Ｖｄｓが０Ｖとなる。また、図５に示したように、入力端子Ｔ１、１次側巻線２１Ａ、スイッチング素子２４および入力端子Ｔ２へと至る電流経路Ｉａにより、電流が流れる。よって、１次側巻線２１Ａを流れる電流Ｉ１が、図２（Ｃ），図３（Ｃ），図４（Ｃ）に示したように、傾き（Ｖｉｎ／Ｌ１）の割合で増加していく。ここで、Ｌ１は１次側巻線２１Ａのインダクタンスである。これにより、スイッチング素子２４がオンの間、トランス２１に直流入力電圧Ｖｉｎが断続的に印加されてエネルギーが蓄積されると共に、図２（Ｄ），図３（Ｄ），図４（Ｄ）に示したように、ダイオード２６Ａのアノードと２次側巻線２１Ｂの他端との間に電圧Ｖ２が誘起される。ここで、電圧Ｖ２は、電流Ｉ１が増加している間は（ｎ２／ｎ１）×Ｖｉｎであり、電流Ｉ１が停止するとゼロになる。ここで、ｎ１は１次側巻線２１Ａの巻き数、ｎ２は２次側巻線２１Ｂの巻き数である。なお、電圧Ｖ２は、上記電流Ｉ１と同様、直流入力電圧Ｖｉｎの情報を含んでいるが、直流出力電圧Ｖｏｕｔの情報を含んでいない。

ピーク電圧Ｖｐの基となる電圧（ｎ２／ｎ１）×Ｖｉｎが２次側巻線２１Ｂに誘起されると、図２（Ｅ），図３（Ｅ），図４（Ｅ）に示したように、保持部２６は、その電圧からダイオード２６Ａの順方向電圧Ｖｆを減じた電圧（ピーク電圧Ｖｐ＝（（ｎ２／ｎ１）×Ｖｉｎ−Ｖｆ）を、所定の時間保持すると共に、比較部２７に出力する。

比較部２７は、保持部２６からピーク電圧Ｖｐが入力されると、そのピーク電圧Ｖｐと基準電圧Ｖｒｅｆとの大小関係を判定する。ここで、基準電圧Ｖｒｅｆは、安全な範囲内の上限の値Ｖｍａｘに順方向電圧Ｖｆを加えた値をｎ１／ｎ２で除した値から順方向電圧Ｖｆを減じた値（（ｎ２／ｎ１）×（Ｖｍａｘ＋Ｖｆ）−Ｖｆ）とする。

ここで、図２（Ｅ）や図３（Ｅ）に示したような大きさのピーク電圧Ｖｐが入力されると、比較部２７は、直流入力電圧Ｖｉｎは安全な範囲内にあると判定し、図２（Ｆ），図３（Ｆ）に示したように、制御回路１７からインバータ回路１３へ出力されるスイッチング信号を停止させるための制御信号Ｓを出力しない。一方、図４（Ｅ）に示したような大きさのピーク電圧Ｖｐが入力されると、比較部２７は、直流入力電圧Ｖｉｎは安全な範囲を超えていると判定し、図４（Ｆ）に示したように、タイミングｔ７において制御信号Ｓを出力する。制御回路１７は、例えば、この制御信号Ｓを受信すると、スイッチング信号の出力を停止する。このようにして、内部回路は過大な直流入力電圧Ｖｉｎから保護される。

また、スイッチング信号の出力を停止したのち、図２（Ｅ）や図３（Ｅ）に示したような大きさのピーク電圧Ｖｐが入力されると、比較部２７は、直流入力電圧Ｖｉｎは安全な範囲内に戻ったと判定して、例えば、制御信号Ｓの出力を停止し、その結果、制御回路１７からインバータ回路１３へスイッチング信号が出力される。

その後、図２（Ａ），図３（Ａ），図４（Ａ），図６に示したように、タイミングｔ２，ｔ５またはｔ８においてスイッチング素子２４がオフすると、図６に示したように、１次側巻線２１Ａから放出回路２２へと至る電流経路Ｉｂにより、電流が流れる。これにより、トランス２１に蓄積されたエネルギーが放出回路２２へ放出されると共に熱消費され、その結果、トランス２１のコアがリセットされる。

また、スイッチング素子２４がオフすると、１次側巻線２１Ａを流れる電流Ｉ１が、図２（Ｃ），図３（Ｃ），図４（Ｃ）に示したように、タイミングｔ３，ｔ６またはｔ９までの間、傾き［−（Ｖ２２Ｂ／Ｌ１）］の割合で減少していく。なお、Ｖ２２Ｂは、コンデンサ２２Ｂの両端間に印加されている電圧である。

このようにして本実施の形態のスイッチング電源装置では、電圧検出部２０において、スイッチング素子２４がスイッチング動作してオン状態になると、高圧バッテリＨＢからの直流入力電圧Ｖｉｎがパルス状の電圧に変換され、１次側巻線２１Ａに電流Ｉ１が流れる。すると、この１次側巻線２１Ａを流れる電流Ｉ１により、２次側巻線２１Ｂにパルス状の電圧Ｖ２が誘起される。ここで、１次側巻線２１Ａを流れる電流Ｉ１は、高圧バッテリＨＢからの直流入力電圧Ｖｉｎの情報を含んでいるので、２次側巻線２１Ｂに誘起される電圧Ｖ２も高圧バッテリＨＢからの直流入力電圧Ｖｉｎの情報を含むこととなる。このように、高圧バッテリＨＢからの直流入力電圧Ｖｉｎの情報を含んだ電圧が、電圧検出部２０によって高圧バッテリＨＢの出力端（入力端子Ｔ１，Ｔ２）から直接検出される。

以上のように、本実施の形態では、電圧検出部２０内の１次側巻線２１Ａを、スイッチング素子２４を介して高圧バッテリＨＢの出力端に接続された入力端子Ｔ１，Ｔ２に接続することにより、直流入力電圧Ｖｉｎの情報を含む電圧を高圧バッテリＨＢの出力端から直接検出するようにしたので、直流出力電圧Ｖｏｕｔが変動した場合であっても、直流入力電圧Ｖｉｎの値を精度良く検出することができる。また、電源本体部１０のスイッチング動作が停止した場合であっても、電圧検出部２０が直流入力電圧Ｖｉｎの情報を含む電圧を検出することができる。

また、電圧検出部２０において、トランス２１と１つのスイッチング素子２４とが高圧バッテリＨＢの両端間に互いに直列接続されるようにし、いわゆるフォワード型の構成としたので、後述する第２の実施の形態におけるいわゆるダブル・フォワード型の構成と比べ、簡易な構成とすることができる。

また、図２〜図４のグラフから分かるように、電圧検出回路２０はほぼ完全な線形の入出力特性を有しているので、ピーク電圧Ｖｐを単純にコンパレータに入力するだけで直流入力電圧Ｖｉｎを精度良く検出することができる。したがって、上記特許文献２のように、わざわざ演算回路を用いてピーク電圧Ｖｐを補正する必要はなく、これにより、直流入力電圧Ｖｉｎの検出速度を向上させることができる。なお、直流入力電圧Ｖｉｎをより精度良く検出するには、検出された直流入力電圧Ｖｉｎの値が外部環境の温度変化に応じて変動しないことが好ましく、例えば、ピーク電圧Ｖｐが順方向電圧Ｖｆのゆらぎを無視できる程度に大きくなるように、ｎ１およびｎ２の値を設定することが好ましい。

また、直流出力電圧Ｖｏｕｔが変動したとしても、検出された直流入力電圧Ｖｉｎの値への影響は無いので、上記特許文献２のように、わざわざレギュレータを設けて直流出力電圧Ｖｏｕｔを安定化させる必要はない。よって、スイッチング電源装置の構成を簡素化することが可能となる。

また、電圧検出部２０内に、トランス２１に蓄積されたエネルギーを放出する放出回路２２を設けるようにしたので、トランス２１のコアをリセットさせることができる。よって、例えば直流入力電圧Ｖｉｎが０Ｖとなった場合であっても、直流入力電圧Ｖｉｎの情報を含んだ電圧を検出することが可能となる。

また、スイッチング素子２４がオン状態のときの検出信号線Ｗ１，Ｗ２の出力電圧（ピーク電圧Ｖｐ）を保持する保持部２６と、この保持部２６で保持されたピーク電圧Ｖｐの絶対値が基準電圧Ｖｒｅｆの絶対値よりも大きい場合に、電源本体部１０のスイッチング動作を停止させるための制御信号Ｓを出力する比較部２７とを備えるようにしたので、電圧検出部１０によって検出された直流入力電圧Ｖｉｎの情報を含む電圧に基づいて、電源本体部１０のスイッチング動作を停止させることが可能となる。

また、電源本体部１０を、高圧の直流入力電圧Ｖｉｎをより低い直流出力電圧Ｖｏｕｔに変換する降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにより構成したので、保持部２６や比較部２７を、低耐圧の素子を用いて構成することができる。よって、高耐圧の素子を用いて構成した場合と比べ、素子の部品コストを低減することが可能となる。

さらに、電圧検出部１０内において、トランス２１によって１次側（高圧側）と２次側（低圧側）との間を電気的に絶縁して分断するようにしたので、安全な構成とすることができる。

なお、本実施の形態では、電圧検出部２０において、１次側巻線２１Ａの他端と高圧バッテリＨＢの他端との間にスイッチング素子２４を設けるようにした場合について説明したが、１次側巻線２１Ａの一端と高圧バッテリＨＢの一端との間にスイッチング素子を設けるようにしてもよい。

［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。

図３は、本実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成を表すものである。この図において、図１に示した構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。このスイッチング電源装置は、第１の実施の形態のスイッチング電源装置において、電圧検出部２０の代わりに電圧検出部３０を設けるようにしたものである。

電圧検出部３０（電圧検出回路）は、トランス３１（電圧検出用トランス）、回生回路３２、２つのスイッチング素子３４１，３４２、これらスイッチング素子３４１，３４２にそれぞれ対応する２つのドライブ回路３５１，３５２および一対の検出信号線Ｗ３，Ｗ４を有している。

トランス３１は、第１の実施の形態のトランス２１と同様に、１次側巻線３１Ａ（第１トランスコイル）および２次側巻線３１Ｂ（第２トランスコイル）を含み、１次側巻線３１Ａの極性と２次側巻線３１Ｂの極性とが、互いに同じ向きとなるように磁気結合されてなる２巻線型のダブル・フォワードトランスである。１次側巻線３１Ａの一端はスイッチング素子３４２および回生回路３２を介して高圧バッテリＨＢの出力端子の一端に接続され、１次側巻線３１Ａの他端はスイッチング素子３４１および回生回路３２を介して高圧バッテリＨＢの出力端子の他端に接続されている。すなわち、１次側巻線３１Ａおよび２つのスイッチング素子３４１，３４２は、高圧バッテリＨＢの両端間に互いに直列接続されている。一方、２次側巻線３１Ｂの一端は検出信号線Ｗ３の一端に、２次側巻線３１Ｂの他端は検出信号線Ｗ４の一端にそれぞれ接続されている。また、検出信号線Ｗ３および検出信号線Ｗ４のそれぞれの他端は保持部２６に接続されている。

回生回路３２は、２つのダイオード３２Ａ，３２Ｂを有している。ダイオード３２Ａのアノードは１次側巻線３１Ａの他端に接続され、カソードはスイッチング素子３４２の一端および高圧バッテリＨＢの一端に接続されている。また、ダイオード３２Ｂのアノードはスイッチング素子３４１の他端および高圧バッテリＨＢの他端に接続され、カソードは１次側巻線３１Ａの一端に接続されている。このような構成により回生回路３２は、詳細は後述するが、トランス３１に蓄積されたエネルギーを高圧バッテリＨＢへ回生するようになっている。

スイッチング素子３４１は、ダイオード３２Ｂのアノードおよび高圧バッテリＨＢの他端と１次側巻線３１Ａの他端との間に配置されており、低圧バッテリＬＢとは別個に電源供給されるドライブ回路３５１によってそのオン・オフ動作が制御されるようになっている。一方、スイッチング素子３４２は、ダイオード３２Ａのカソードおよび高圧バッテリＨＢの一端と１次側巻線３１Ａの一端との間に配置されており、低圧バッテリＬＢとは別個に電源供給されるドライブ回路３５２によってそのオン・オフ動作が制御されるようになっている。なお、詳細は後述するが、スイッチング素子３４１，３４２は、互いに同期してスイッチング動作を行うようになっている。また、これらスイッチング素子３４１，３４２としては、第１の実施の形態のスイッチング素子２４と同様に、例えばＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどの素子が用いられる。

次に、図８〜図１２を参照して、本実施の形態のスイッチング電源装置の動作について詳細に説明する。以下、本発明の特徴部分の１つである電圧検出部２０の動作原理、および電圧検出部２０の周辺回路の動作について、順次説明する。なお、電源本体部１０の動作については第１の実施の形態で説明したものと同様であるので、説明を省略する。

ここで、図８（Ａ）〜（Ｆ）は、直流入力電圧Ｖｉｎが内部回路が破壊されない範囲内（以下、「安全な範囲内」とする）のうち下方にあるときの各波形図の一例を、図９（Ａ）〜（Ｆ）は、直流入力電圧Ｖｉｎが安全な範囲内のうち上方にあるときの各波形図の一例を、図１０（Ａ）〜（Ｆ）は、直流入力電圧Ｖｉｎが安全な範囲の上限である基準電圧Ｖｒｅｆの絶対値よりも大きくなったときの各波形図の一例をそれぞれ表すものである。また、図１１は、スイッチング素子３４１，３４２がオンしたとき（後述するタイミングｔ１１〜ｔ１２，ｔ１４〜ｔ１５，ｔ１７〜ｔ１８間）の動作について、図１２は、スイッチング素子３４１，３４２がオフしたとき（後述するタイミングｔ１２〜ｔ１３，ｔ１５〜ｔ１６，ｔ１８〜ｔ１９間）の動作についてそれぞれ説明するためのものである。

なお、図８（Ａ），図９（Ａ），図１０（Ａ）は、ドライブ回路３５１，３５２からそれぞれスイッチング素子３４１，３４２へ出力されるスイッチング信号の電圧（スイッチング素子３４１，３４２がＭＯＳ−ＦＥＴの場合、ゲート・ソース間に印加される電圧）Ｖｇｓ１，Ｖｇｓ２を、図８（Ｂ），図９（Ｂ），図１０（Ｂ）は、スイッチング素子３４１の両端間の電圧（スイッチング素子３４１がＭＯＳ−ＦＥＴの場合、ドレイン・ソース間の電圧）Ｖｄｓ１を、図８（Ｃ），図９（Ｃ），図１０（Ｃ）は、１次側巻線３１Ａに流れる電流Ｉ２を、図８（Ｄ），図９（Ｄ），図１０（Ｄ）は、２次側巻線３１Ｂに誘起される電圧（電圧検出部３０の出力電圧）Ｖ３を、図８（Ｅ），図９（Ｅ），図１０（Ｅ）は、保持部２６によって保持された電圧（ピーク電圧）Ｖｐを、図８（Ｆ），図９（Ｆ），図１０（Ｆ）は、比較部２７から制御回路１７へ出力される制御信号Ｓの電圧をそれぞれ表し、図７，図１１，図１２中に示した矢印が正方向を示している。

図８（Ａ），図９（Ａ），図１０（Ａ），図１１に示したように、タイミングｔ１１，ｔ１４またはｔ１７において、ドライブ回路３５１，３５２からそれぞれパルス状のスイッチング信号が出力され、スイッチング素子３４１，３４２がオンすると、図８（Ｂ），図９（Ｂ），図１０（Ｂ）に示したように、スイッチング素子３４１の両端間の電圧Ｖｄｓ１（および図示していないが、スイッチング素子３４２の両端間の電圧Ｖｄｓ２）が０Ｖとなる。また、図１１に示したように、入力端子Ｔ１、スイッチング素子３４２、１次側巻線３１Ａ、スイッチング素子３４１および入力端子Ｔ２へと至る電流経路Ｉｃにより、電流が流れる。よって、１次側巻線３１Ａを流れる電流Ｉ２が、図８（Ｃ），図９（Ｃ），図１０（Ｃ）に示したように、傾き（Ｖｉｎ／Ｌ１）の割合で増加していく。これにより、スイッチング素子３４１，３４２がオンの間、トランス３１に直流入力電圧Ｖｉｎが断続的に印加されてエネルギーが蓄積されると共に、図８（Ｄ），図９（Ｄ），図１０（Ｄ）に示したように、ダイオード２６Ａのアノードと２次側巻線３１Ｂの他端との間に電圧Ｖ３が誘起される。ここで、電圧Ｖ３は、電流Ｉ２が増加している間は（ｎ２／ｎ１）×Ｖｉｎであり、電流Ｉ２が停止するとゼロになる。ここで、ｎ１は１次側巻線３１Ａの巻き数、ｎ２は２次側巻線３１Ｂの巻き数である。なお、電圧Ｖ３は、上記電流Ｉ２と同様、直流入力電圧Ｖｉｎの情報を含んでいるが、直流出力電圧Ｖｏｕｔの情報を含んでいない。

ピーク電圧Ｖｐの基となる電圧（ｎ２／ｎ１）×Ｖｉｎが２次側巻線３１Ｂに誘起されると、図８（Ｅ），図９（Ｅ），図１０（Ｅ）に示したように、保持部２６は、その電圧からダイオード２６Ａの順方向電圧Ｖｆを減じた電圧（ピーク電圧Ｖｐ＝（（ｎ２／ｎ１）×Ｖｉｎ−Ｖｆ）を、所定の時間保持すると共に、比較部２７に出力する。

比較部２７は、保持部２６からピーク電圧Ｖｐが入力されると、そのピーク電圧Ｖｐと基準電圧Ｖｒｅｆとの大小関係を判定する。ここで、基準電圧Ｖｒｅｆは、安全な範囲内の上限の値Ｖｍａｘに順方向電圧Ｖｆを加えた値をｎ１／ｎ２で除した値から順方向電圧Ｖｆを減じた値（（ｎ２／ｎ１）×（Ｖｍａｘ＋Ｖｆ）−Ｖｆ）とする。

ここで、図８（Ｅ）や図９（Ｅ）に示したような大きさのピーク電圧Ｖｐが入力されると、比較部２７は、直流入力電圧Ｖｉｎは安全な範囲内にあると判定し、図８（Ｆ），図９（Ｆ）に示したように、制御信号Ｓを出力しない。一方、図１０（Ｅ）に示したような大きさのピーク電圧Ｖｐが入力されると、比較部２７は、直流入力電圧Ｖｉｎは安全な範囲を超えていると判定し、図１０（Ｆ）に示したように、タイミングｔ１７において制御信号Ｓを出力する。制御回路１７は、例えば、この制御信号Ｓを受信すると、スイッチング信号の出力を停止する。このようにして、内部回路は過大な直流入力電圧Ｖｉｎから保護される。

また、スイッチング信号の出力を停止したのち、図８（Ｅ）や図９（Ｅ）に示したような大きさのピーク電圧Ｖｐが入力されると、比較部２７は、直流入力電圧Ｖｉｎは安全な範囲内に戻ったと判定して、例えば、制御信号Ｓの出力を停止し、その結果、制御回路１７からインバータ回路１３へスイッチング信号が出力される。

その後、図８（Ａ），図９（Ａ），図１０（Ａ），図１２に示したように、タイミングｔ１２，ｔ１５またはｔ１８においてスイッチング素子３４１，３４２がオフすると、図１２に示したように、高圧バッテリＨＢの他端、ダイオード３２Ｂ、１次側巻線３１Ａ、ダイオード３２Ａおよび高圧バッテリＨＢの一端へと至る電流経路Ｉｄにより、電流が流れる。これにより、トランス３１に蓄積されたエネルギーが高圧バッテリＨＢ２へ回生され、その結果、トランス３１のコアがリセットされる。

また、スイッチング素子３４１，３４２がオフすると、１次側巻線３１Ａを流れる電流Ｉ２が、図８（Ｃ），図９（Ｃ），図１０（Ｃ）に示したように、タイミングｔ１３，ｔ１６またはｔ１９までの間、傾き［−（Ｖｉｎ／Ｌ１）］の割合で減少していく。なお、この電流Ｉ２は、１次側巻線３１Ａの経路を流れている間、直流入力電圧Ｖｉｎの情報を含んでいるが、直流出力電圧Ｖｏｕｔの情報を含んでいない。

以上のように、本実施の形態では、電圧検出部３０内の１次側巻線３１Ａを、２つのスイッチング素子３４１，３４２を介して高圧バッテリＨＢの出力端に接続された入力端子Ｔ１，Ｔ２に接続することにより、直流入力電圧Ｖｉｎの情報を含む電圧を高圧バッテリＨＢの出力端から直接検出するようにしたので、上記第１の実施の形態と同様の効果を得ることが可能となる。すなわち、直流出力電圧Ｖｏｕｔが変動した場合であっても、直流入力電圧Ｖｉｎの値を精度良く検出することができる。また、電源本体部１０のスイッチング動作が停止した場合であっても、電圧検出部２０が直流入力電圧Ｖｉｎの情報を含む電圧を検出することができる。

また、電圧検出部３０内に、トランス３１に蓄積されたエネルギーを高圧バッテリＨＢへ回生する回生回路３２を設けるようにしたので、トランス３１のコアをリセットさせることができる。よって、例えば直流入力電圧Ｖｉｎが０Ｖとなった場合であっても、直流入力電圧Ｖｉｎの情報を含んだ電圧を検出することが可能となる。また、蓄積されたエネルギーを高圧バッテリＨＢに回生させることができるため、第１の実施の形態で説明した放出回路２２を設けた場合と比べ、電力損失を低減することが可能となる。

以上、第１および第２の実施の形態を挙げて本発明を説明したが、本発明はこれらの実施の形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。

例えば上記実施の形態では、低圧バッテリＬＢとは別個に電源供給されるドライブ回路２５，３５１，３５２によって、それぞれスイッチング素子２４，３４１，３４２を制御するようにした場合について説明したが、例えば図１３および図１４にそれぞれ示した電圧検出部２０Ａ，３０Ａのように、低圧バッテリＬＢから電源供給されるドライブ部２８，３８によって、スイッチング素子２４，３４１，３４２を制御するようにしてもよい。すなわち、低圧バッテリＬＢからの電源供給を利用してスイッチング素子２４，３４１，３４２を駆動するようにしてもよい。具体的には、ドライブ部２８は、ドライブ回路２８０と、１次側巻線２８１Ａおよび２次側巻線２８１Ｂを有するトランス２８１と、スイッチング素子２８２とを有している。１次側巻線２８１Ａの両端間に発生する電圧Ｖｇｓによってスイッチング素子２４のオン・オフ動作が制御されるようになっており、２次側巻線２８１Ｂの一端は出力端子Ｔ３に接続され、２次側巻線２８１Ｂの他端はスイッチング素子２８２の一端に接続され、スイッチング素子２８２の他端は出力端子Ｔ４に接続され、ドライブ回路２８０によってスイッチング素子２８２のオン・オフ動作が制御されるようになっている。一方、ドライブ部３８は、ドライブ回路３８０と、１次側巻線３８１Ａ，３８１Ｃおよび２次側巻線３８１Ｂを有するトランス３８１と、スイッチング素子３８２とを有している。１次側巻線３８１Ａの両端間に発生する電圧Ｖｇｓ１によってスイッチング素子３４１のオン・オフ動作が制御されると共に１次側巻線３８１Ｃの両端間に発生する電圧Ｖｇｓ２によってスイッチング素子３４２のオン・オフ動作が制御されようになっており、２次側巻線３８１Ｂの一端は出力端子Ｔ３に接続され、２次側巻線３８１Ｂの他端はスイッチング素子３８２の一端に接続され、スイッチング素子３８２の他端は出力端子Ｔ４に接続され、ドライブ回路３８０によってスイッチング素子３８２のオン・オフ動作が制御されるようになっている。このような構成により電圧検出部２０Ａ，３０Ａでは、安定した電源である低圧バッテリＬＢから電源供給を受けているので、上記実施の形態における効果に加え、電圧検出部の動作を安定化させることが可能となる。また、低圧側の第２電源からの電源供給を利用してスイッチング素子を駆動しているので、駆動素子であるドライブ部２８，３８内の素子を低耐圧の素子により構成することができ、部品コストを低減することが可能となる。

また、上記実施の形態では、２次側巻線２１Ｂ，３１Ｂに誘起された電圧Ｖ２，Ｖ３が保持部２６を介して比較部２７に入力されるように構成することにより、２次側巻線２１Ｂ，３１Ｂから比較部２７へ入力される電圧が常にピーク電圧Ｖｐと等しい値になっていたが、保持部２６を介さずに２次側巻線２１Ｂ，３１Ｂに誘起された電圧Ｖ２，Ｖ３が比較部２７に直接入力されるように構成してもよい。ただし、この場合は、比較部２７へ入力される電圧がピーク電圧Ｖｐと等しい値になるのは、スイッチング素子２４，３４１，３４２がオン状態の間だけなので、例えば、その間に比較部２７から制御回路１７に入力される信号だけを有効な信号として判定することの可能なサンプリング機構を制御回路１７に設けることが必要となる。

また、上記実施の形態では、スイッチング電源装置の回路構成を具体的に挙げて説明したが、回路構成はこれに限定されるものではない。例えば、インバータ回路を、８つのスイッチング素子を用いたフルブリッジ型、２つのスイッチング素子を用いたフォワード型、または２つもしくは４つのスイッチング素子を用いたハーフブリッジ型により構成してもよい。

また、上記実施の形態では、電源本体部１０が、高圧の直流入力電圧Ｖｉｎをより低い直流出力電圧Ｖｏｕｔに変換する降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにより構成されている場合について説明したが、逆に電源本体部を、低圧の直流入力電圧Ｖｉｎをより高い直流出力電圧Ｖｏｕｔに変換する昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにより構成してもよい。

さらに、上記実施の形態では、本発明の電圧検出回路の一例として、スイッチング電源装置の高圧側の直流入力電圧Ｖｉｎを検出する電圧検出部について説明したが、本発明の電圧検出回路は、この他にも一対の信号線間に発生している高圧の直流電圧をより低圧の直流電圧に降圧してから検出するのに好適なものに対して適用することが可能である。

本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 図１の電圧検出部の動作原理を説明するためのタイミング波形図である。 図１の電圧検出部の動作原理を説明するための他のタイミング波形図である。 図１の電圧検出部の動作原理を説明するための他のタイミング波形図である。 図１の電圧検出部の動作原理を説明するための回路図である。 図１の電圧検出部の動作原理を説明するための他の回路図である。 本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 図７の電圧検出部の動作原理を説明するためのタイミング波形図である。 図７の電圧検出部の動作原理を説明するための他のタイミング波形図である。 図７の電圧検出部の動作原理を説明するための他のタイミング波形図である。 図７の電圧検出部の動作原理を説明するための回路図である。 図７の電圧検出部の動作原理を説明するための他の回路図である。 第１の実施の形態の変形例に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。 第２の実施の形態の変形例に係るスイッチング電源装置の構成を表す回路図である。

符号の説明

１０…電源本体部、１１，２１，２８１，３１，３８１…トランス、１１Ａ，２１Ａ，２８１Ａ，３１Ａ，３８１Ａ，３８１Ｃ…１次側巻線、１１Ｂ，２１Ｂ，２８１Ｂ，３１Ｂ，３８１Ｂ…２次側巻線、１２…平滑コンデンサ、１３…インバータ回路、１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄ，２４，２８２，３４１，３４２，３８２…スイッチング素子、１４…共振用インダクタ、１５…整流回路、１５Ａ，１５Ｂ，２２Ｃ，２６Ａ，３２Ａ，３２Ｂ…ダイオード、１６…平滑回路、１６Ａ…チョークコイル、１６Ｂ…平滑コンデンサ、１７…制御回路、２０，２０Ａ、３０，３０Ａ…電圧検出部、２２…放出回路、２２Ａ…抵抗器、２２Ｂ，２６Ｂ…コンデンサ、２５，２８０，３５１，３５２，３８０…ドライブ回路、２６…保持部、２７…比較部、２８，３８…ドライブ部、３２…回生回路、ＨＢ…高圧バッテリ、ＬＢ…低圧バッテリ、Ｔ１，Ｔ２…入力端子、Ｔ３，Ｔ４…出力端子、Ｌ１Ｈ…１次側高圧ライン、Ｌ１Ｌ…１次側低圧ライン、ＬＯ…出力ライン、ＬＧ…接地ライン、Ｗ１，Ｗ２…検出信号線、Ｖｉｎ…直流入力電圧、Ｖｏｕｔ…直流出力電圧、Ｖ２，Ｖ３…電圧、Ｖｇｓ，Ｖｇｓ１，Ｖｇｓ２…ゲート電圧、Ｖｄｓ，Ｖｄｓ１…ドレイン電圧、Ｖｆ…ダイオードの順方向電圧、Ｖｒｅｆ…基準電圧、Ｖｐ…ピーク電圧（保持部の出力電圧）、Ｉ１，Ｉ２…電流、Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃ，Ｉｄ…電流経路、Ｓ…制御信号、ｎ１…１次側巻線の巻き数、ｎ２…２次側巻線の巻き数、ｔ１〜ｔ９，ｔ１１〜ｔ１９…タイミング。

Claims (9)

1. 第１電源から入力される直流入力電圧をスイッチングして交流電圧に変換すると共に、この交流電圧を変圧し整流して得られる直流出力電圧を第２電源に出力する電源本体部と、
   電圧検出用トランスと、スイッチング素子と、検出信号線とを有する電圧検出部と
   を備え、
   前記電圧検出用トランスが、
   前記スイッチング素子のオン・オフに応じて前記直流入力電圧が断続的に印加される１次側の第１トランスコイルと、
   前記検出信号線に接続された２次側の第２トランスコイルとを含む
   ことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記電圧検出部は、１つの前記スイッチング素子を有し、
   前記第１トランスコイルと前記１つのスイッチング素子とが、前記第１電源の両端間に互いに直列接続されている
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記電圧検出部は、前記電圧検出用トランスに蓄積されたエネルギーを放出する放出回路を有する
   ことを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記電圧検出部は、前記第１トランスコイルの両端側に配置された２つの前記スイッチング素子を有し、
   前記第１トランスコイルと前記２つのスイッチング素子とが、前記第１電源の両端間に互いに直列接続されている
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記電圧検出部は、前記電圧検出用トランスに蓄積されたエネルギーを前記第１電源へ回生する回生回路を有する
   ことを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。
6. 前記スイッチング素子がオン状態のときの前記検出信号線の出力電圧を保持する保持部と、
   前記保持部で保持された電圧の絶対値が基準電圧の絶対値よりも大きい場合に、前記電源本体部のスイッチング動作を停止させるための制御信号を出力する比較部とを備えた
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
7. 前記第１トランスコイルの極性と前記第２トランスコイルの極性とが、互いに同じ向きとなるように磁気結合されている
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
8. 前記スイッチング素子が、前記第２電源からの電源供給を利用して駆動されている
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項７のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
9. 直流電圧を検出する回路であって、
   電圧検出用トランスと、
   スイッチング素子と、
   検出信号線と
   を備え、
   前記電圧検出用トランスが、
   前記スイッチング素子のオン・オフに応じて前記直流電圧が断続的に印加される１次側の第１トランスコイルと、
   前記検出信号線に接続された２次側の第２トランスコイルとを含む
   ことを特徴とする電圧検出回路。

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