JP4415722B2 - 電圧変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、例えば車載用途に好適に用いられる電圧変換装置に係わり、特に、入力電圧を異なる出力電圧に変換する複数の電圧変換回路を並列に接続して動作させるようにした電圧変換装置に関する。

電気自動車や、エンジンとモータとを組み合わせて動力源としたハイブリッド型自動車が知られている。これらの自動車は、通常、モータに接続された高圧バッテリと、トランスを介して低圧側に配置される低圧バッテリとを備える２バッテリ型車両として構成されることが多い。例えばハイブリッド型自動車の場合、高圧バッテリは、車両加速時においてモータを駆動してエンジンをアシストする一方、車両減速時においてはモータの回生作用（発電機として機能させること）によって充電されるようになっている。他方、低圧バッテリは、車両の補機（各種の計器、駆動回路、制御回路等）の電源として利用されるようになっている。

上記のような２バッテリ型車両においては、高圧バッテリから低圧バッテリへの電力供給は、ＤＣ−ＤＣコンバータを用いて行われる。このＤＣ−ＤＣコンバータは、直流の入力電圧をスイッチング素子よりなるスイッチング回路によってパルス電圧に変換したのち、このパルス電圧をトランスによって降圧し、このトランスの出力電圧を整流回路および平滑化回路等によって再び直流電圧に変換するという機能を有するものである。

この種のＤＣ−ＤＣコンバータは燃料電池車にも適用され得る。この燃料電池車では、必要とする電力量が大きいことから、ＤＣ−ＤＣコンバータを複数設けて、これらを並列運転することが考えられる。燃料電池車の場合、いわゆる１０・１５モードにおいては、ＤＣ−ＤＣコンバータが２０〜３０％程度の低い負荷率（最大出力電力に対する出力電力の比）で動作する場合が多い。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータの並列運転を常時行うようにした場合には、上記のような軽負荷運転時には、各ＤＣ−ＤＣコンバータにおける変換回路部分の効率が低下して損失が大きくなる。この結果、燃費が低下し、航続距離が短くなる。

そこで、本出願人は、例えば特許文献１において、マスタとスレーブの２つの充電器を設けて各充電器の出力端を共通接続すると共に、高出力電力領域ではマスタおよびスレーブの双方を動作させる一方、低出力電力領域ではスレーブを停止させマスタのみを動作させるようにしたバッテリ充電装置を提案している。この装置によれば、軽負荷時においても高効率の運転が可能である。
特開２０００−２９９１３６号公報

上記したバッテリ充電装置では、マスタは全出力電力領域にわたって常時動作するようになっていることから、たとえスレーブが故障したとしても、マスタが単独で動作すればよいので問題はない。一方、スレーブは単独で動作するようになっていないため、万一、何らかの原因でマスタが故障した場合には、本来正常に動作可能であるはずのスレーブまでもが停止してしまうおそれがあり、不合理である。すなわち、従来の並列運転型のバッテリ充電装置では、マスタが故障した場合に適切な運転状態を確保することが困難であり、改善の余地があった。

本発明はかかる問題に鑑みてなされたもので、その目的は、適切な運転状態を常に確保することができる電圧変換装置を提供することにある。

本発明の電圧変換装置は、入力端子および出力端子と、入力端子から入力された電圧を入力パルス電圧に変換するスイッチング回路と、入力パルス電圧を変圧して出力パルス電圧を出力するトランスとを含むと共に入力端子と出力端子との間に接続されて配置され、入力端子から入力された電圧を異なる電圧に変換する主変換回路と、入力端子と出力端子との間に主変換回路と並列に接続されて配置され、入力端子に入力された電圧を異なる電圧に変換する副変換回路と、主変換回路および副変換回路の出力電流の和が基準電流を越えた状態では主変換回路および副変換回路の双方を動作させる一方、出力電流の和が基準電流以下の状態では副変換回路に対して停止制御を行う第１の制御回路と、主変換回路のトランスからの出力パルス電圧を検出するパルス検出回路と、パルス検出回路の検出結果に基づいて主変換回路が故障状態にあるか否かを判断し、故障と判断したときに、第１の制御回路による副変換回路に対する停止制御を無効にする第２の制御回路とを備えている。

本発明の電圧変換装置では、主変換回路および副変換回路の出力電流の和（すなわち、総合出力電流）が基準電流を越えた状態（高出力領域）では、主変換回路および副変換回路の双方が動作し、出力電流の和が基準電流以下の状態（低出力領域）では副変換回路が動作を停止し、主変換回路のみが動作する。一方、主変換回路のトランスからの出力パルス電圧の有無が検出され、この検出結果に基づいて、主変換回路が故障状態にあるか否かが判断される。故障と判断したときには、出力電流の和の大きさに係わりなく、副変換回路の停止が抑止され、電圧変換動作が継続して行われる。

本発明の電圧変換装置において、第２の制御回路は、パルス検出回路によって出力パルス電圧が検出されなかったときに主変換回路が故障状態にあると判断するように構成可能である。主変換回路が、トランスから出力された出力パルス電圧を整流する整流回路を備える場合には、パルス検出回路によって、その整流回路の入力端から出力パルス電圧を検出するように構成可能である。あるいは、主変換回路が、トランスから出力された出力パルス電圧を整流する整流回路と、チョークコイルとコンデンサとを含んで構成され整流回路により整流された電圧波形を平滑化する平滑化回路とを備える場合には、そのチョークコイルと磁気結合するパルス検出用コイルをさらに設け、このパルス検出回路によって、パルス検出用コイルの一端から出力パルス電圧を検出するように構成することも可能である。また、主変換回路は、入力端子から入力された電圧を利用してスイッチング回路の駆動用電源として動作する主補助電源を有することが好ましい。副変換回路は、入力端子から入力された電圧を利用して副変換回路自身のみならず第１および第２の制御回路の電源としても動作する副補助電源を有することが好ましい。この副補助電源により、たとえ主変換回路がまったく動作しなくなったとしても、副変換回路および第２の制御回路の動作電力が確保される。

本発明の電圧変換装置によれば、高出力領域では主変換回路および副変換回路の双方を動作させ、低出力領域では副変換回路が動作を停止させて主変換回路のみを動作させる制御を行う一方において、主変換回路のトランスからの出力パルス電圧に基づいて主変換回路が故障状態にあると判断したときには、出力領域の如何に係わりなく副変換回路の停止を抑止するようにしたので、主変換回路の故障という事態が生じた場合であっても、副変換回路による運転が可能になる。

以下、本発明を実施するための最良の形態（以下、単に実施の形態という。）について、図面を参照して詳細に説明する。

図１は本発明の一実施の形態に係る電圧変換装置の構成を表すものである。本実施の形態の電圧変換装置は、高圧バッテリ１０から出力される入力直流電圧Ｖinを、より低い出力直流電圧Ｖout に変換して低圧バッテリ１１に供給するセンタタップ型カソードコモン接続のＤＣ−ＤＣコンバータとして機能するものであり、例えば燃料電池車等の車両に搭載されて好適なものである。

この電圧変換装置は、入力端子Ｔ１，Ｔ２と出力端子Ｔ３，Ｔ４との間に並列接続された主変換回路１および副変換回路２と、副変換回路２に接続された第１の制御回路３および第２の制御回路４と、第２の制御回路４に接続されたパルス検出回路５とを備えている。入力端子Ｔ１，Ｔ２は高圧バッテリ１０に接続され、出力端子Ｔ３，Ｔ４は負荷１３が接続された低圧バッテリ１１に接続されている。

主変換回路１はマスタとして機能するもので、それ自体で、入力端子Ｔ１，Ｔ２から入力された入力直流電圧Ｖinを異なる電圧（出力電圧Ｖout ）に変換するＤＣ−ＤＣコンバータとして機能するようになっている。副変換回路２はスレーブとして機能するもので、それ自体で、主変換回路１と同様の電圧変換を行うＤＣ−ＤＣコンバータとして機能するようになっている。主変換回路１は負荷１３の消費電力の大小にかかわらず、高出力電力領域から低出力電力領域にわたって、常に動作するようになっている。一方、副変換回路２は、高出力電力領域においてのみ動作するようになっている。このような回路選択制御は、後述するように、第１の制御回路３によって行われる。以下、主変換回路１および副変換回路２について詳細に説明する。

まず、主変換回路１について説明する。

主変換回路１は、１次側高圧ラインＨ１と１次側低圧ラインＬ１との間に設けられたスイッチング回路１０１と、１次側巻線ＣＡ１およびこれと磁気結合する２次側巻線ＣＢ１，ＣＣ１を有するトランス１０２とを備えている。１次側高圧ラインＨ１の入力端子Ｔ１と１次側低圧ラインＬ１の入力端子Ｔ２との間には、高圧バッテリ１０から出力される入力直流電圧Ｖinが印加されるようになっている。主変換回路１はまた、トランス１０２の２次側に設けられた整流回路１０３と、この整流回路１０３に接続された平滑化回路１０４とを備えている。主変換回路１はさらに、スイッチング制御回路１０６と、１次側低圧ラインＬ１に設けられた電流検出トランス１０７と、この電流検出トランス１０７に接続された電流電圧変換回路１０８と、１次側高圧ラインＨ１に設けられた主補助電源１０９とを備えている。

スイッチング回路１０１は、高圧バッテリ１０からの入力直流電圧Ｖinをほぼ矩形波状のパルス電圧に変換する単相スイッチング回路である。このスイッチング回路１０１は、スイッチング制御回路１０６から供給されるスイッチング信号ＳＧ１１〜ＳＧ１４によってそれぞれ駆動される４つのスイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ１４をフルブリッジ接続してなるスイッチング回路である。スイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ１４としては、例えばＭＯＳ-ＦＥＴ(Metal Oxide Semiconductor - Field Effect Transistor) やＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolor Transistor) 等が用いられる。スイッチング制御回路１０６は、主補助電源１０９から電流供給を受けて動作するようになっている。

スイッチング素子Ｓ１１はトランス１０２の１次側巻線ＣＡ１の一端と１次側高圧ラインＨ１との間に設けられ、スイッチング素子Ｓ１２は１次側巻線ＣＡ１の他端と１次側低圧ラインＬ１との間に設けられている。スイッチング素子Ｓ１３は１次側巻線ＣＡ１の上記他端と１次側高圧ラインＨ１との間に設けられ、スイッチング素子Ｓ１４は１次側巻線ＣＡ１の上記一端と１次側低圧ラインＬ１との間に設けられている。

スイッチング回路１０１では、スイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２がオンすることにより、１次側高圧ラインＨ１から順にスイッチング素子Ｓ１１、１次側巻線ＣＡ１およびスイッチング素子Ｓ１２を通って１次側低圧ラインＬ１に至る第１の電流経路に電流が流れる一方、スイッチング素子Ｓ１３，Ｓ１４がオンすることにより１次側高圧ラインＨ１から順にスイッチング素子Ｓ１３、１次側巻線ＣＡ１およびスイッチング素子Ｓ１４を通って１次側低圧ラインＬ１に至る第２の電流経路に電流が流れるようになっている。

トランス１０２の一対の２次側巻線ＣＢ１，ＣＣ１はセンタタップＣで互いに接続され、このセンタタップＣが接地ラインＬＧ１を介して出力端子Ｔ４に導かれている。つまり、このＤＣ−ＤＣコンバータはセンタタップ型である。トランス１０２は、スイッチング回路１０１によって変換されたパルス電圧を降圧し、一対の２次側巻線ＣＢ１，ＣＣ１の各端部から、互いに１８０度位相が異なるパルス電圧を出力するようになっている。この場合の降圧の度合いは、１次側巻線ＣＡ１と２次側巻線ＣＢ１，ＣＣ１との巻数比によって定まる。

整流回路１０３は、一対のダイオードＤ１１、Ｄ１２からなる単相全波整流回路である。ダイオードＤ１１のアノードはトランス１０２の２次側巻線ＣＢ１の一端に接続され、ダイオードＤ１２のアノードは２次側巻線ＣＣ１の一端に接続されている。ダイオードＤ１１、Ｄ１２の各カソード同士は出力ラインＬＯ１に共通に接続されている。つまり、この整流回路１０３はカソードコモン接続の構造を有しており、トランス１０２の交流出力電圧の各半波期間をそれぞれダイオードＤ１１、Ｄ１２によって個別に整流して整流電圧を得るようになっている。

トランス１０２の２次側巻線ＣＣ１と整流回路１０３とが接続された位置Ｘ（具体的には、ダイオードＤ１２のアノード）における電圧Ｖａａ（以下、トランス出力電圧Ｖａａという。）は、パルス検出回路５に入力されるようになっている。パルス検出回路５は、このトランス出力電圧Ｖａａに基づき、パルス電圧の有無を検出するようになっている。その詳細は後述する。

平滑化回路１０４は、出力ラインＬＯ１に挿入配置されたチョークコイル１０４Ｌと、出力ラインＬＯ１（具体的にはチョークコイル１０４Ｌの一端）と接地ラインＬＧ１との間に接続された平滑コンデンサ１０４Ｃとを含んで構成されている。接地ラインＬＧ１の端部には出力端子Ｔ４が設けられている。このような構成の平滑化回路１０４では、整流回路１０３で整流された直流電圧を平滑化して出力直流電圧Ｖout を生成し、これを出力端子Ｔ３，Ｔ４から低圧バッテリ１１に給電するようになっている。

電流検出トランス１０７は、１次側低圧ラインＬ１に挿入接続された１次側巻線ＣＤ１と、一端が接地接続されて１次側巻線ＣＤ１と磁気結合する２次側巻線ＣＥ１とを有する。この電流検出トランス１０７は、１次側低圧ラインＬ１に流れる電流に対応した電流Ｉ１を２次側巻線ＣＥ１で検出するようになっている。

電流電圧変換回路１０８は、電流検出トランス１０７の２次側巻線ＣＥ１の一端（接地側とは反対側）にアノードが接続された整流ダイオード１０８Ｄと、２次側巻線ＣＥ１の他端（接地側）と整流ダイオード１０８Ｄのカソードとの間に並列接続された抵抗器１０８Ｒおよびコンデンサ１０８Ｃとを有する。この電流電圧変換回路１０８は、電流検出トランス１０７で検出した電流Ｉ１を整流ダイオード１０８Ｄによって半波整流した上でコンデンサ１０８Ｃによりピークホールドし、これにより得られた直流の電流検出電圧Ｖｓ１を出力するようになっている。

主補助電源１０９は、入力端子Ｔ１，Ｔ２に入力される入力直流電圧Ｖinを変換して直流電圧Ｖcc１を生成する電源回路であり、例えばフライバックコンバータ回路によって構成される。このフライバックコンバータ回路は高出力電力を得るには不向きだが、小型で回路構成も比較的簡易であり、制御回路など低消費電力な回路の駆動電源として適している。なお、主補助電源１０９により生成された直流電圧Ｖcc１は、スイッチング制御回路１０６の動作電源として利用されるようになっている。

次に、副変換回路２について説明する。なお、図１において、副変換回路２の構成要素には、主変換回路１における対応する構成要素の符号に「１００」または「１０」を加えた符号を付し、適宜説明を省略する。

副変換回路２の回路構成は、主変換回路１と同様であり、１次側高圧ラインＨ２と１次側低圧ラインＬ２との間に設けられたスイッチング回路２０１と、１次側巻線ＣＡ２およびこれと磁気結合する２次側巻線ＣＢ２，ＣＣ２を有するトランス２０２と、トランス２０２の２次側に設けられた整流回路２０３と、この整流回路２０３に接続された平滑化回路２０４とを備えている。副変換回路２はさらに、スイッチング制御回路２０６と、１次側低圧ラインＬ２に設けられた電流検出トランス２０７と、この電流検出トランス２０７に接続された電流電圧変換回路２０８と、１次側高圧ラインＨ２に設けられた副補助電源２０９とを備えている。

スイッチング回路２０１、トランス２０２、整流回路２０３、平滑化回路２０４、スイッチング制御回路２０６、電流検出トランス２０７、電流電圧変換回路２０８および副補助電源２０９は、それぞれ、主変換回路１におけるスイッチング回路１０１、トランス１０２、整流回路１０３、平滑化回路１０４、スイッチング制御回路１０６、電流検出トランス１０７、電流電圧変換回路１０８および主補助電源１０９と同様の構成および機能を有している。例えば、電流電圧変換回路２０８は、電流検出トランス２０７で検出した電流Ｉ２を整流ダイオード２０８Ｄによって半波整流した上でコンデンサ２０８Ｃによりピークホールドし、これにより得られた直流の電流検出電圧Ｖｓ２を出力するようになっている。また、副補助電源２０９は、入力端子Ｔ１，Ｔ２に入力される入力直流電圧Ｖinを変換して直流電圧Ｖcc２を生成するようになっている。この直流電圧Ｖcc２は、スイッチング制御回路２０６の動作電源として利用されるほか、第１の制御回路３および第２の制御回路４の電源としても利用されるようになっている。

次に、第１の制御回路３、第２の制御回路４およびパルス検出回路５について詳細に説明する。

第１の制御回路３は、反転論理比較器３１と、抵抗器３２と、抵抗器３０Ｒ１，３０Ｒ２とを有する。反転論理比較器３１のプラス側入力端には基準電圧Ｒｅｆ１が入力されている。反転論理比較器３１のマイナス側入力端には、主変換回路１の電流電圧変換回路１０８から出力された電流検出電圧Ｖｓ１が抵抗器３０Ｒ１を介して入力されると共に、副変換回路２の電流電圧変換回路１０８から出力された電流検出電圧Ｖｓ２が抵抗器３０Ｒ２を介して入力されるようになっている。すなわち、反転論理比較器３１のマイナス側入力端には、電流検出電圧Ｖｓ１と電流検出電圧Ｖｓ２との和を抵抗器３０Ｒ１，３０Ｒ２の抵抗比率に応じて分圧した電圧が入力されるようになっている。反転論理比較器３１は、この分圧電圧を基準電圧Ｒｅｆ１と比較するためのものである。反転論理比較器３１の出力端は、抵抗器３２を介して、副補助電源２０９による直流電圧Ｖcc２にプルアップされている。結局、第１の制御回路３は、この電圧変換装置の総合出力電流（主変換回路１および副変換回路２の出力電流の和Ｉ）が、ある基準電流Ｉ０を越えた状態では主変換回路１および副変換回路２の双方を動作させる一方、出力電流の和Ｉが基準電流Ｉ０以下の状態では副変換回路２に対して停止制御を行うようになっている。なお、上記の基準電流Ｉ０は、この電圧変換装置の総出力領域を低出力領域と高出力領域とに区分けする際の境界値であり、例えば５０アンペアに設定される。上記の基準電圧Ｒｅｆ１としては、基準電流Ｉ０に対応する値が設定される。

第２の制御回路４は、反転論理比較器４１と、抵抗器４２，４３と、ＮＰＮトランジスタ４４とを有する。反転論理比較器４１のプラス側入力端には基準電圧Ｒｅｆ２が入力され、マイナス側入力端は、パルス検出回路５の出力端に接続されている。反転論理比較器４１の出力端は、抵抗器４３を介して、エミッタが接地されたＮＰＮトランジスタ４４のベースに接続されると共に、抵抗器４２を介して、副補助電源２０９による直流電圧Ｖcc２にプルアップされている。ＮＰＮトランジスタ４４のコレクタは、第１の制御回路３の出力端と共に、副変換回路２のスイッチング制御回路２０６における制御入力端子（図示せず）に接続されている。この第２の制御回路４は、パルス検出回路５の検出結果に基づいて主変換回路１が故障状態にあるか否かを判断し、故障と判断したときに、第１の制御回路３による副変換回路２に対する停止制御を無効にするように動作するものである。

パルス検出回路５は、ダイオード５０と、一端がダイオード５０のカソードに接続され、他端が第２の制御回路４における反転論理比較器４１のマイナス側入力端に接続された抵抗器５１と、カソードが抵抗器５１の上記他端に接続されアノードが接地されたツェナーダイオード５２と、抵抗器５１の上記他端と接地との間に接続されたコンデンサ５３とを有する。ダイオード５０のアノードには、主変換回路１におけるトランス１０２の２次側巻線ＣＣ１と整流回路１０３との間の位置Ｘから取り出されたトランス出力電圧Ｖａａが入力されるようになっている。ダイオード５０は、トランス出力電圧Ｖａａの正側部分のみを通過させるためのものであり、コンデンサ５３は抵抗器５１の出力を積分して平滑化するためのものである。その結果、トランス出力電圧Ｖａａがパルス状である場合には、正の直流電圧がパルス検出回路５から出力されるようになっている。すなわち、パルス検出回路５は、主変換回路１のトランス１０２からのトランス出力電圧Ｖａａを監視し、その出力電圧が接地レベルであるか正の直流レベルであるかによって、トランス１０２からパルス電圧が出力されているか否か、言い換えると、スイッチング制御回路１０６が正常に動作しているか否か、を検出するようになっている。

次に、以上のような構成の電圧変換装置の動作を説明する。まず、その基本動作（電圧変換動作）を説明する。

スイッチング回路１０１は、入力端子Ｔ１，Ｔ２から供給される入力直流電圧Ｖinをスイッチングしてパルス電圧を作り出し、これをトランス１０２の１次側巻線ＣＡ１に供給する。トランス１０２の２次側巻線ＣＢ１，ＣＣ１からは、変圧（ここでは、降圧）されたパルス電圧が取り出される。

整流回路１０３は、このパルス電圧をダイオードＤ１１，Ｄ１２によって全波整流する。これにより、センタタップＣ（接地ラインＬＧ１）とダイオードＤ１１，Ｄ１２の接続点（出力ラインＬＯ１）との間に整流出力が発生する。

平滑化回路１０４は、接地ラインＬＧ１と出力ラインＬＯ１との間に生じる整流出力を平滑化して、出力端子Ｔ３，Ｔ４から出力直流電圧Ｖout として出力する。この出力直流電圧Ｖout は低圧バッテリ１１に給電され、その充電に供される。

次に、図２を参照して、本実施の形態の電圧変換装置における特徴的な動作について説明する。なお、図２は、この電圧変換装置の要部の波形を、主変換回路１が正常状態の場合と故障状態の場合とに分けて図示したものである。ここで、（Ａ）は、主変換回路１のトランス出力電圧Ｖａａを示し、（Ｂ）は、パルス検出回路５の出力電圧であるパルス検出電圧Ｖｂを示し、（Ｃ）は、第２の制御回路４の反転論理比較器４１の出力電圧である判定電圧Ｖｄを示し、（Ｄ）は、第１の制御回路３の出力電圧、すなわち、反転論理比較器３１の出力電圧である停止制御電圧Ｖｅを示す。なお、図中の符号Ｇは接地レベルを表す。

主変換回路１の電流検出トランス１０７は、１次側低圧ラインＬ１を流れるパルス電流を検出し、それに見合った大きさのパルス状の電流Ｉ１を出力する。電流電圧変換回路１０８は、電流検出トランス１０７から出力された電流Ｉ１を整流ダイオード１０８Ｄにより半波整流すると共に抵抗器１０８Ｒおよびコンデンサ１０８Ｃにより直流電圧に変換することにより電流検出電圧Ｖｓ１を生成し、これを第１の制御回路３における反転論理比較器３１のマイナス側入力端子に接続された抵抗器３０Ｒ１に供給する。この電流検出電圧Ｖｓ１は、主変換回路１の出力電流の大きさに比例するものと言える。

同様に、副変換回路２の電流検出トランス２０７は、１次側低圧ラインＬ２を流れるパルス電流を検出し、それに見合った大きさのパルス状の電流Ｉ２を出力する。電流電圧変換回路２０８は、電流検出トランス２０７から出力された電流Ｉ２を整流ダイオード２０８Ｄにより半波整流すると共に抵抗器２０８Ｒおよびコンデンサ２０８Ｃにより直流電圧に変換することにより電流検出電圧Ｖｓ２を生成し、これもまた、第１の制御回路３における反転論理比較器３１のマイナス側入力端子に接続された抵抗器３０Ｒ２に供給する。この電流検出電圧Ｖｓ２は、副変換回路２の出力電流の大きさに比例するものと言える。

こうして、第１の制御回路３の反転論理比較器３１のマイナス側入力端子には、電流検出電圧Ｖｓ１と電流検出電圧Ｖｓ２との和を抵抗器３０Ｒ１，３０Ｒ２の抵抗比率に応じて分圧した電圧が印加される。反転論理比較器３１は、電流検出電圧Ｖｓ１と電流検出電圧Ｖｓ２との和を抵抗器３０Ｒ１，３０Ｒ２の抵抗比率に応じて分圧した電圧を基準電圧Ｒｅｆ１と比較する。基準電圧Ｒｅｆ１は、この電圧変換装置の総出力を高出力領域と低出力領域とに区画するための境界値である。例えば、その境界値に対応する出力電流の値を５０アンペアとした場合、基準電圧Ｒｅｆ１は、５０アンペアという電流を電圧に換算した値に設定される。

反転論理比較器３１は、電流検出電圧Ｖｓ１と電流検出電圧Ｖｓ２との和を抵抗器３０Ｒ１，３０Ｒ２の抵抗比率に応じて分圧した電圧が基準電圧Ｒｅｆ１を越えているときは、ローレベル（Ｌｏ＝０ボルト）の停止制御電圧Ｖｅを出力する一方、電流検出電圧Ｖｓ１と電流検出電圧Ｖｓ２との和を抵抗器３０Ｒ１，３０Ｒ２の抵抗比率に応じて分圧した電圧が基準電圧Ｒｅｆ１以下のときは、ハイレベル（Ｈｉ＝Ｖｃｃ２＝５Ｖ）の停止制御電圧Ｖｅを出力する。ここで、ローレベルの停止制御電圧Ｖｅは、電圧変換装置の出力状態が高出力領域にあり、主変換回路１および副変換回路２の双方を動作させることを意味する。これに対して、ハイレベルの停止制御電圧Ｖｅは、電圧変換装置の出力状態が低出力領域にあり、副変換回路２を停止させて主変換回路１のみを動作させることを意味する。

ここで、仮に、このような停止制御電圧Ｖｅがそのままスイッチング制御回路２０６に入力されたとすると、このスイッチング制御回路２０６は、停止制御電圧Ｖｅのレベルに応じて、副変換回路２を停止させるか否かの制御を行うことになる。具体的には、停止制御電圧Ｖｅがハイレベルの場合には、スイッチング回路２０１に対するスイッチング信号ＳＧ２１〜ＳＧ２４の供給を停止して副変換回路２を停止させる。これに対して、停止制御電圧Ｖｅがローレベルの場合には、スイッチング回路２０１に対するスイッチング信号ＳＧ２１〜ＳＧ２４の供給を続行し、副変換回路２の運転を継続させる。

一方、パルス検出回路５は、主変換回路１のトランス出力電圧Ｖａａを抵抗器５１およびコンデンサ５３からなる積分回路によって積分し、図２（Ｂ）に示したような直流のパルス検出電圧Ｖｂを得る。このパルス検出電圧Ｖｂは、第２の制御回路４の反転論理比較器４１のマイナス側入力端子に入力される。

図２（Ａ）に示したように、主変換回路１が正常な状態においては、トランス出力電圧Ｖａａは接地レベルＧを中心値とするパルス状の交流波形を示し、これがパルス検出回路５に入力される。パルス検出回路５では、トランス出力電圧Ｖａａの正側部分のみがダイオード５０を通過し、さらに、抵抗器５１およびコンデンサ５３によって積分（平滑化）される。これにより、トランス出力電圧Ｖａａがパルス状である場合には、パルス検出回路５から出力されるパルス検出電圧Ｖｂは、正の直流電圧となる。これに対して、主変換回路１が故障している状態においては、トランス出力電圧Ｖａａが接地レベルＧと同じになるので、パルス検出電圧Ｖｂもまた接地レベルＧと一致する。したがって、パルス検出電圧Ｖｂが正の直流電圧の場合には主変換回路１は正常動作していることが分かり、パルス検出電圧Ｖｂが接地レベルの場合には主変換回路１が故障していることが分かる。

なお、上記の積分回路と接地ラインとの間には、逆方向接続されたツェナーダイオード５２が存在しているので、たとえパルス検出電圧Ｖｂが過大となったとしても、電流が接地ラインに流れ、パルス検出回路５の回路素子の破壊が回避される。

第２の制御回路４の反転論理比較器４１は、そのマイナス側入力端子に入力されたパルス検出電圧Ｖｂを基準電圧Ｒｅｆ２と比較し、パルス検出電圧Ｖｂが基準電圧Ｒｅｆ２を超えているときは、ローレベル（Ｌｏ）の判定電圧Ｖｄを出力する。これに対して、パルス検出電圧Ｖｂが基準電圧Ｒｅｆ２を超えていないときは、ハイレベル（Ｈｉ）の判定電圧Ｖｄを出力する。ここで、基準電圧Ｒｅｆ２を接地レベルＧと等しく設定したとすると、図２（Ｃ）に示したように、主変換回路１が正常動作している場合（パルス検出電圧Ｖｂが接地レベルＧ以外の場合）には、反転論理比較器４１はローレベルの判定電圧Ｖｄを出力する。これに対して、主変換回路１が故障している場合（パルス検出電圧Ｖｂが接地レベルＧの場合）には、反転論理比較器４１はハイレベルの判定電圧Ｖｄを出力する。この判定電圧Ｖｄは、ＮＰＮトランジスタ４４のベースに印加される。

ＮＰＮトランジスタ４４は、ベースに印加される判定電圧Ｖｄがローレベルの場合（すなわち、主変換回路１が正常動作している場合）には、オフ状態を保つ。この結果、第１の制御回路３の反転論理比較器３１の出力電圧がそのまま停止制御電圧Ｖｅとしてスイッチング制御回路２０６に供給される。したがって、反転論理比較器３１のマイナス側入力端への入力電圧（すなわち、電流検出電圧Ｖｓ１と電流検出電圧Ｖｓ２との和を抵抗器３０Ｒ１，３０Ｒ２の抵抗比率に応じて分圧した電圧）が基準電圧Ｒｅｆ１を越えているとき（電圧変換装置の出力状態が高出力領域にあるとき）には、停止制御電圧Ｖｅがローレベルとなり、主変換回路１および副変換回路２の双方が動作する。これに対して、反転論理比較器３１のマイナス側入力端への入力電圧が基準電圧Ｒｅｆ１以下のとき（電圧変換装置の出力状態が低出力領域にあるとき）には、停止制御電圧Ｖｅがハイレベルとなり、副変換回路２が停止して主変換回路１のみが動作することになる。

一方、ＮＰＮトランジスタ４４は、ベースに印加される判定電圧Ｖｄがハイレベルの場合（すなわち、主変換回路１が故障している場合）には、オン状態となる。この結果、第１の制御回路３の出力端の電位は、反転論理比較器３１の出力レベルの如何にかかわらず、強制的に接地レベル（ローレベル）に引き下げられる。このため、スイッチング制御回路２０６には、ローレベルの停止制御電圧Ｖｅが供給される。すなわち、反転論理比較器３１の出力レベルが無視されて、第１の制御回路３による副変換回路２の停止制御が無効にされる。したがって、電流検出電圧Ｖｓ１，Ｖｓ２の和の値の如何にかかわらず（電圧変換装置の出力状態が高出力領域にあるか低出力領域にあるかを問わず）、副変換回路２は常に動作することになる。すなわち、主変換回路１が故障した場合においても、副変換回路２によって電圧変換動作を継続することができる。

このように、本実施の形態の電圧変換装置によれば、第１の制御回路３が、主変換回路１および副変換回路２の出力電流の和Ｉが基準電流Ｉ０を越えた状態では主変換回路１および副変換回路２の双方を動作させる一方、出力電流の和Ｉが基準電流Ｉ０以下の状態では副変換回路２に対して停止制御を行うようにすると共に、第２の制御回路４が、パルス検出回路５の検出結果に基づいて主変換回路１が故障状態にあるか否かを判断し、故障と判断したときに、第１の制御回路３による副変換回路２に対する停止制御を無効にするようにしたので、主変換回路１が故障した場合においても、副変換回路２によって電圧変換動作を継続することができる。

また、本実施の形態の電圧変換装置によれば、副変換回路２および第２の制御回路４の動作に必要な電力を副変換回路２の副補助電源２０９から供給するようにしたので、たとえ主変換回路１がまったく動作しなくなったとしても、副変換回路２および第２の制御回路４が正常に動作することができる。このため、第２の制御回路４により、第１の制御回路３による副変換回路２に対する停止制御を無効にして、副変換回路２による電圧変換動作を確保することができる。

［変形例］
次に、上記実施の形態の変形例について説明する。

上記実施の形態では、主変換回路１が故障しているか否かを調べるためにパルス検出回路５に入力する電圧（トランス出力電圧Ｖａａ）を、主変換回路１のトランス１０２の直後（整流回路１０３の直前）の位置Ｘから取り出す場合について説明したが、これに代えて、他の部分から取り出すことも可能である。例えば、図３に示したように、主変換回路１の２次側に、チョークコイル１０４Ｌと磁気結合するパルス検出用コイル１０４Ｌ２を設けることにより、チョークコイル１０４Ｌおよびパルス検出用コイル１０４Ｌ２によりパルス検出トランス１１４を構成し、このパルス検出用コイル１０４Ｌ２からのトランス出力電圧Ｖａｂをパルス検出回路５に入力するようにしてもよい。その他の部分の構成は図１の場合と同様である。なお、この図３において、図１に示した構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付している。

本変形例の電圧変換装置においても、上記第１の実施の形態（図１）と同様の作用および効果を得ることができる。すなわち、主変換回路１が故障した場合には、パルス検出トランス１１４からのトランス出力電圧Ｖａｂにはパルス波形が含まれなくなり、接地レベル（ローレベル）となるので、これがパルス検出回路５によって検出される。第２の制御回路４は、パルス検出回路５の検出結果に基づいて主変換回路１が故障状態にあるか否かを判断し、故障と判断したときに、第１の制御回路３による副変換回路２に対する停止制御を無効にする。この結果、主変換回路１が故障した場合においても、副変換回路２によって電圧変換動作を継続することができる。

以上、実施の形態およびその変形例を挙げて本発明を説明したが、本発明はこれらに限定されず、種々の変形が可能である。例えば、上記実施の形態では、パルス検出回路５に入力すべき電圧（トランス出力電圧Ｖａａ）をダイオードＤ１２のアノード（位置Ｘ）から取り出すようにしたが、これに代えて、ダイオードＤ１１のアノード（位置Ｙ）から取り出すようにしてもよい。

また、上記実施の形態および変形例では、１次側低圧ラインＬ１（Ｌ２）に電流検出トランス１０７（２０７）を設けるようにしたが、これに代えて、１次側高圧ラインＨ１（Ｈ２）に電流検出トランス１０７（２０７）を設けるようにしてもよい。

また、上記実施の形態および変形例では、反転論理比較器３１のマイナス側入力端に、電流検出電圧Ｖｓ１と電流検出電圧Ｖｓ２との和を抵抗器３０Ｒ１，３０Ｒ２の抵抗比率に応じて分圧した電圧が入力されるようにしたが、これに代えて、例えば、電流電圧変換回路１０８のコンデンサ１０８Ｃ（図１）の他端を、接地ラインではなく電流電圧変換回路２０８の出力端（コンデンサ２０８Ｃの接地側と反対側）に接続すると共に、第１の制御回路３のオペアンプ３１のマイナス側入力端に電流電圧変換回路１０８の出力端を接続するようにしてもよい。この場合、第１の制御回路３の反転論理比較器３１のマイナス側入力端には、電流検出電圧Ｖｓ１と電流検出電圧Ｖｓ２との和がそのまま入力されることとなるので、基準電圧Ｒｅｆ１として、基準電流Ｉ０に相当する電圧を採用すればよい。

また、上記実施の形態および変形例では、スイッチング回路１０１，１０２が４つのスイッチング素子を用いたフルブリッジ型である場合について説明したが、これに代えて、例えば、単一のスイッチング素子を用いたフォワード型や、２つのスイッチング素子を用いたハーフブリッジ型としてもよい。

また、上記実施の形態および変形例では、副変換回路２が１つの場合について説明したが、副変換回路を２以上設けるようにしてもよい。この場合には、例えば、次のようにして並列駆動型の電圧変換装置を構成することができる。すなわち、主変換回路１のほかに２つの副変換回路２Ａ，２Ｂ（図示せず）を設けると共に、出力領域を高出力領域、中出力領域および低出力領域の３つに区分する。そして、図１に示した第１の制御回路３と同様の並列駆動制御回路を設け、これにより、高出力領域では主変換回路１および２つの副変換回路２Ａ，２Ｂの３つを並列動作させ、中出力領域では主変換回路１および副変換回路２Ａの２つを並列動作させ、低出力領域では主変換回路１のみを動作させるようにする。さらに、２つの副変換回路２Ａ，２Ｂの少なくとも一方に、図１に示したパルス検出回路５および第２の制御回路４と同様のパルス検出回路および制御回路を設ける。この制御回路により、主変換回路１が故障した場合には並列駆動制御回路による副変換回路２Ａ，２Ｂの少なくとも一方に対する停止制御を無効にする。この結果、主変換回路１が故障した場合においても、副変換回路２Ａ，２Ｂの少なくとも一方によって電圧変換動作を継続することができる。副変換回路が３以上の場合も同様に本発明を適用可能である。

本発明の一実施の形態に係る電圧変換装置の構成を表す回路図である。 図１の電圧変換装置の動作を説明するための波形図である。 電圧変換装置の変形例の構成を表す回路図である。

符号の説明

１…主変換回路、２…副変換回路、３…第１の制御回路、４…第２の制御回路、５…パルス検出回路、１０…高圧バッテリ、１１…低圧バッテリ、１３…負荷、１０１，２０１…スイッチング回路、１０２，２０２…トランス、１０３，２０３…整流回路、１０４，２０４…平滑化回路、１０６，２０６…スイッチング制御回路、１０７，２０７…電流検出トランス、１０８，２０８…電流電圧変換回路、１０９…主補助電源，２０９…副補助電源、１１４…パルス検出トランス、Ｔ１，Ｔ２…入力端子、Ｔ３，Ｔ４…出力端子、Ｖａａ，Ｖａｂ…トランス出力電圧、Ｖｂ…パルス検出電圧、Ｖｄ…判定電圧、Ｖｅ…停止制御電圧、Ｖｓ１，Ｖｓ２…電流検出電圧。

Claims (6)

1. 入力端子および出力端子と、
   前記入力端子から入力された電圧を入力パルス電圧に変換するスイッチング回路と、前記入力パルス電圧を変圧して出力パルス電圧を出力するトランスとを含むと共に、前記入力端子と前記出力端子との間に接続されて配置され、前記入力端子から入力された電圧を異なる電圧に変換する主変換回路と、
   前記入力端子と前記出力端子との間に前記主変換回路と並列に接続されて配置され、前記入力端子に入力された電圧を異なる電圧に変換する副変換回路と、
   前記主変換回路および前記副変換回路の出力電流の和が基準電流を越えた状態では前記主変換回路および前記副変換回路の双方を動作させる一方、前記出力電流の和が前記基準電流以下の状態では前記副変換回路に対して停止制御を行う第１の制御回路と、
   前記主変換回路のトランスからの前記出力パルス電圧を検出するパルス検出回路と、
   前記パルス検出回路の検出結果に基づいて前記主変換回路が故障状態にあるか否かを判断し、故障と判断したときに、前記第１の制御回路による前記副変換回路に対する停止制御を無効にする第２の制御回路と
   を備えたことを特徴とする電圧変換装置。
2. 前記第２の制御回路は、前記パルス検出回路によって前記出力パルス電圧が検出されなかったときに、前記主変換回路が故障状態にあると判断する
   ことを特徴とする請求項１に記載の電圧変換装置。
3. 前記主変換回路は、前記トランスから出力された出力パルス電圧を整流する整流回路を備え、
   前記パルス検出回路は、前記整流回路の入力端において前記出力パルス電圧を検出する
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電圧変換装置。
4. 前記主変換回路は、前記トランスから出力された出力パルス電圧を整流する整流回路と、チョークコイルとコンデンサとを含んで構成され前記整流回路により整流された電圧波形を平滑化する平滑化回路と、前記チョークコイルと磁気結合するパルス検出用コイルとをさらに備え、
   前記パルス検出回路は、前記パルス検出用コイルの一端において前記出力パルス電圧を検出する
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電圧変換装置。
5. 前記主変換回路は、前記入力端子から入力された電圧を利用して前記スイッチング回路の駆動用電源として動作する主補助電源を有する
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載の電圧変換装置。
6. 前記副変換回路は、前記入力端子から入力された電圧を利用して前記副変換回路ならびに第１および第２の制御回路の電源として動作する副補助電源を有する
   ことを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の電圧変換装置。
   
   

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