JP2000014136A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
- Publication number
- JP2000014136A JP2000014136A JP10168599A JP16859998A JP2000014136A JP 2000014136 A JP2000014136 A JP 2000014136A JP 10168599 A JP10168599 A JP 10168599A JP 16859998 A JP16859998 A JP 16859998A JP 2000014136 A JP2000014136 A JP 2000014136A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transformer
- circuit
- voltage
- switch circuit
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Abstract
(57)【要約】
【課題】 出力電圧変動を抑制した高精度のＤＣ−ＤＣ
コンバータを提供する。 【解決手段】 トランスの１次巻線に供給される直流電
流を周期的にオンオフするスイッチ回路と、トランスの
１次巻線に印加される電圧を制限すると共にスイッチ回
路がオフのときにトランスの１次巻線に消磁電流を流す
クランプ回路と、トランスの２次側から出力される複数
の周期電流をそれぞれ整流すると共にスイッチ回路がオ
フのときにトランスの２次巻線にそれぞれ消磁電流を流
す複数の同期整流回路と、同期整流回路の出力に対応し
てそれぞれ設けられた複数の巻線と共通の磁心からなる
カップルドインダクタを備え、複数の同期整流回路の出
力電圧をそれぞれ平滑する複数の平滑回路と、平滑回路
のいずれか１つの出力電圧を検出し、その出力電圧が所
定の一定電圧になるようにスイッチ回路に指令を与える
ことでループ制御を行う制御回路とを有する構成とす
る。
コンバータを提供する。 【解決手段】 トランスの１次巻線に供給される直流電
流を周期的にオンオフするスイッチ回路と、トランスの
１次巻線に印加される電圧を制限すると共にスイッチ回
路がオフのときにトランスの１次巻線に消磁電流を流す
クランプ回路と、トランスの２次側から出力される複数
の周期電流をそれぞれ整流すると共にスイッチ回路がオ
フのときにトランスの２次巻線にそれぞれ消磁電流を流
す複数の同期整流回路と、同期整流回路の出力に対応し
てそれぞれ設けられた複数の巻線と共通の磁心からなる
カップルドインダクタを備え、複数の同期整流回路の出
力電圧をそれぞれ平滑する複数の平滑回路と、平滑回路
のいずれか１つの出力電圧を検出し、その出力電圧が所
定の一定電圧になるようにスイッチ回路に指令を与える
ことでループ制御を行う制御回路とを有する構成とす
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は入力された直流電圧
から複数の安定化直流電圧を出力する多出力のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータに関するものである。
から複数の安定化直流電圧を出力する多出力のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図３は従来のＤＣ−ＤＣコンバータの構
成を示す回路図である。
成を示す回路図である。
【０００３】図３において、従来のＤＣ−ＤＣコンバー
タは、２次側から多出力（図３では２出力）が得られる
トランスＴ１１と、トランスＴ１１の１次巻線に接続さ
れる直流電圧源Ｖ１１と、直流電圧源Ｖ１１の出力電圧
を安定化させるコンデンサＣ１１と、トランスＴ１１の
１次巻線に流れる電流のスイッチングを行うスイッチン
グトランジスタＱ１１と、トランスＴ１１の２次巻線か
ら出力される交流電圧を整流する第１の整流回路１１及
び第２の整流回路１２と、第１の整流回路１１及び第２
の整流回路１２の出力電圧をそれぞれ平滑化する第１の
平滑回路１３及び第２の平滑回路１４と、第１の平滑回
路１３の出力電圧ＶＯ１１を検出し、スイッチングトラ
ンジスタＱ１１を制御する制御回路１５とによって構成
されている。なお、図３ではスイッチングトランジスタ
Ｑ１１としてＭＯＳＦＥＴを用いた構成を示している。
タは、２次側から多出力（図３では２出力）が得られる
トランスＴ１１と、トランスＴ１１の１次巻線に接続さ
れる直流電圧源Ｖ１１と、直流電圧源Ｖ１１の出力電圧
を安定化させるコンデンサＣ１１と、トランスＴ１１の
１次巻線に流れる電流のスイッチングを行うスイッチン
グトランジスタＱ１１と、トランスＴ１１の２次巻線か
ら出力される交流電圧を整流する第１の整流回路１１及
び第２の整流回路１２と、第１の整流回路１１及び第２
の整流回路１２の出力電圧をそれぞれ平滑化する第１の
平滑回路１３及び第２の平滑回路１４と、第１の平滑回
路１３の出力電圧ＶＯ１１を検出し、スイッチングトラ
ンジスタＱ１１を制御する制御回路１５とによって構成
されている。なお、図３ではスイッチングトランジスタ
Ｑ１１としてＭＯＳＦＥＴを用いた構成を示している。
【０００４】第１の整流回路１１は、トランスＴ１１の
２次側から出力される交流電圧を整流するための２つの
ダイオードＤ１１、Ｄ１２によって構成され、第１の平
滑回路１３は、第１の整流回路１１の出力電圧を平滑化
するインダクタＬ１１−１及びコンデンサＣ１２と負荷
である抵抗器ＲＬ１１とによって構成されている。
２次側から出力される交流電圧を整流するための２つの
ダイオードＤ１１、Ｄ１２によって構成され、第１の平
滑回路１３は、第１の整流回路１１の出力電圧を平滑化
するインダクタＬ１１−１及びコンデンサＣ１２と負荷
である抵抗器ＲＬ１１とによって構成されている。
【０００５】同様に、第２の整流回路１２は、トランス
Ｔ１１の２次側から出力される交流電圧を整流するため
の２つのダイオードＤ１３、Ｄ１４によって構成され、
第２の平滑回路１４は、第２の整流回路１２の出力電圧
を平滑化するインダクタＬ１ １−２及びコンデンサＣ１
３と負荷である抵抗器ＲＬ１２とによって構成されてい
る。なお、インダクタＬ１１−１、Ｌ１１−２は複数
（図３では２つ）の巻線と共通の磁心からなるカップル
ドインダクタである。
Ｔ１１の２次側から出力される交流電圧を整流するため
の２つのダイオードＤ１３、Ｄ１４によって構成され、
第２の平滑回路１４は、第２の整流回路１２の出力電圧
を平滑化するインダクタＬ１ １−２及びコンデンサＣ１
３と負荷である抵抗器ＲＬ１２とによって構成されてい
る。なお、インダクタＬ１１−１、Ｌ１１−２は複数
（図３では２つ）の巻線と共通の磁心からなるカップル
ドインダクタである。
【０００６】このような構成において、図３に示したＤ
Ｃ−ＤＣコンバータは、制御回路１５によって第１の平
滑回路１３の出力電圧ＶＯ１１を検出し、第１の平滑回
路１３の出力電圧ＶＯ１１が一定になるようにスイッチ
ングトランジスタＱ１１のＯＮ／ＯＦＦ（デューティ
比）を制御している（以下、ループ制御と称す）。この
とき、インダクタＬ１１−１、Ｌ１１−２がカップルド
インダクタであるため、ループ制御を行っていない第２
の平滑回路１４の出力電圧ＶＯ１２も同時に制御され
る。
Ｃ−ＤＣコンバータは、制御回路１５によって第１の平
滑回路１３の出力電圧ＶＯ１１を検出し、第１の平滑回
路１３の出力電圧ＶＯ１１が一定になるようにスイッチ
ングトランジスタＱ１１のＯＮ／ＯＦＦ（デューティ
比）を制御している（以下、ループ制御と称す）。この
とき、インダクタＬ１１−１、Ｌ１１−２がカップルド
インダクタであるため、ループ制御を行っていない第２
の平滑回路１４の出力電圧ＶＯ１２も同時に制御され
る。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記した
ような従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは、図４に示すよ
うに平滑用のインダクタＬ１１−１に流れる電流ｉ
Ｌ１１が不連続であるため、第１の平滑回路の出力が無
負荷になると、スイッチングトランジスタＱ１１のＯＮ
時間(ＴＯＮ)が極端に狭くなってしまう。
ような従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは、図４に示すよ
うに平滑用のインダクタＬ１１−１に流れる電流ｉ
Ｌ１１が不連続であるため、第１の平滑回路の出力が無
負荷になると、スイッチングトランジスタＱ１１のＯＮ
時間(ＴＯＮ)が極端に狭くなってしまう。
【０００８】このとき、第２の平滑回路の出力に大きな
負荷電流が流れると、スイッチングトランジスタＱ１１
のＯＮ時間を広げることができないため、第２の平滑回
路の出力電圧が著しく低下するという問題があった。
負荷電流が流れると、スイッチングトランジスタＱ１１
のＯＮ時間を広げることができないため、第２の平滑回
路の出力電圧が著しく低下するという問題があった。
【０００９】本発明は上記したような従来の技術が有す
る問題点を解決するためになされたものであり、ループ
制御してない多出力のいずれかで負荷電流が増えた場合
でも、出力電圧の変動を抑制することができる高精度の
ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
る問題点を解決するためになされたものであり、ループ
制御してない多出力のいずれかで負荷電流が増えた場合
でも、出力電圧の変動を抑制することができる高精度の
ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電圧から他の複
数の直流電圧に変換する多出力のＤＣ−ＤＣコンバータ
であって、トランスの１次巻線に供給される直流電流を
周期的にオンオフするスイッチ回路と、前記トランスの
１次巻線に印加される電圧を制限すると共に前記スイッ
チ回路がオフのときに前記トランスの１次巻線に消磁電
流を流すクランプ回路と、前記トランスの２次側から出
力される複数の周期電流をそれぞれ整流すると共に前記
スイッチ回路がオフのときに前記トランスの２次巻線に
それぞれ消磁電流を流す複数の同期整流回路と、前記同
期整流回路の出力に対応してそれぞれ設けられた複数の
巻線と共通の磁心からなるカップルドインダクタを備
え、前記複数の同期整流回路の出力電圧をそれぞれ平滑
する複数の平滑回路と、前記平滑回路のいずれか１つの
出力電圧を検出し、該出力電圧が所定の一定電圧になる
ように前記スイッチ回路に指令を与えることでループ制
御を行う制御回路とを有するものである。
本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電圧から他の複
数の直流電圧に変換する多出力のＤＣ−ＤＣコンバータ
であって、トランスの１次巻線に供給される直流電流を
周期的にオンオフするスイッチ回路と、前記トランスの
１次巻線に印加される電圧を制限すると共に前記スイッ
チ回路がオフのときに前記トランスの１次巻線に消磁電
流を流すクランプ回路と、前記トランスの２次側から出
力される複数の周期電流をそれぞれ整流すると共に前記
スイッチ回路がオフのときに前記トランスの２次巻線に
それぞれ消磁電流を流す複数の同期整流回路と、前記同
期整流回路の出力に対応してそれぞれ設けられた複数の
巻線と共通の磁心からなるカップルドインダクタを備
え、前記複数の同期整流回路の出力電圧をそれぞれ平滑
する複数の平滑回路と、前記平滑回路のいずれか１つの
出力電圧を検出し、該出力電圧が所定の一定電圧になる
ように前記スイッチ回路に指令を与えることでループ制
御を行う制御回路とを有するものである。
【００１１】このとき、前記クランプ回路は、前記トラ
ンスの１次巻線と並列に接続される、前記スイッチ回路
がオンのときにオフし前記スイッチ回路がオフのときに
オンする第２のスイッチ回路及び前記第２のスイッチ回
路と直列に接続されるコンデンサを有するものであって
もよい。
ンスの１次巻線と並列に接続される、前記スイッチ回路
がオンのときにオフし前記スイッチ回路がオフのときに
オンする第２のスイッチ回路及び前記第２のスイッチ回
路と直列に接続されるコンデンサを有するものであって
もよい。
【００１２】また、前記スイッチ回路はＭＯＳＦＥＴで
構成されていてもよく、前記第２のスイッチ回路もＭＯ
ＳＦＥＴで構成されていてもよい。
構成されていてもよく、前記第２のスイッチ回路もＭＯ
ＳＦＥＴで構成されていてもよい。
【００１３】さらに、前記同期整流回路は、前記トラン
スの出力電流を整流する第１のＭＯＳＦＥＴと、前記ト
ランスの２次巻線に消磁電流を流すための第２のＭＯＳ
ＦＥＴと、を有していてもよく、前記同期整流回路は、
前記トランスの出力電流を整流するダイオードと、前記
トランスの２次巻線に消磁電流を流すための第３のＭＯ
ＳＦＥＴと、を有していてもよい。
スの出力電流を整流する第１のＭＯＳＦＥＴと、前記ト
ランスの２次巻線に消磁電流を流すための第２のＭＯＳ
ＦＥＴと、を有していてもよく、前記同期整流回路は、
前記トランスの出力電流を整流するダイオードと、前記
トランスの２次巻線に消磁電流を流すための第３のＭＯ
ＳＦＥＴと、を有していてもよい。
【００１４】上記のように構成されたＤＣ−ＤＣコンバ
ータは、トランスの１次巻線に印加される電圧を制限す
ると共にスイッチ回路がオフのときにトランスの１次巻
線に消磁電流を流すクランプ回路と、トランスの２次側
から出力される複数の周期電流をそれぞれ整流すると共
にスイッチ回路がオフのときにトランスの２次巻線にそ
れぞれ消磁電流を流す複数の同期整流回路と、同期整流
回路の出力に対応してそれぞれ設けられた複数の巻線と
共通の磁心からなるカップルドインダクタを備え、複数
の同期整流回路の出力電圧をそれぞれ平滑する複数の平
滑回路と、平滑回路のいずれか１つの出力電圧を検出
し、その出力電圧が所定の一定電圧になるようにスイッ
チ回路に指令を与えることでループ制御を行う制御回路
とを有することで、トランスの２次巻線に励磁電流及び
消磁電流がそれぞれ流れるため、ループ制御された平滑
回路にはマイナス側にも電流が流れ、従来のように不連
続になることがない。
ータは、トランスの１次巻線に印加される電圧を制限す
ると共にスイッチ回路がオフのときにトランスの１次巻
線に消磁電流を流すクランプ回路と、トランスの２次側
から出力される複数の周期電流をそれぞれ整流すると共
にスイッチ回路がオフのときにトランスの２次巻線にそ
れぞれ消磁電流を流す複数の同期整流回路と、同期整流
回路の出力に対応してそれぞれ設けられた複数の巻線と
共通の磁心からなるカップルドインダクタを備え、複数
の同期整流回路の出力電圧をそれぞれ平滑する複数の平
滑回路と、平滑回路のいずれか１つの出力電圧を検出
し、その出力電圧が所定の一定電圧になるようにスイッ
チ回路に指令を与えることでループ制御を行う制御回路
とを有することで、トランスの２次巻線に励磁電流及び
消磁電流がそれぞれ流れるため、ループ制御された平滑
回路にはマイナス側にも電流が流れ、従来のように不連
続になることがない。
【００１５】
【発明の実施の形態】次に本発明について図面を参照し
て説明する。
て説明する。
【００１６】図１は本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの構
成を示す回路図であり、図２は図１に示したＤＣ−ＤＣ
コンバータの動作の様子を示す波形図である。
成を示す回路図であり、図２は図１に示したＤＣ−ＤＣ
コンバータの動作の様子を示す波形図である。
【００１７】図１において、本発明のＤＣ−ＤＣコンバ
ータは、２次側から多出力（図１では２出力）が得られ
るトランスＴ１と、トランスＴ１の１次巻線に接続され
る直流電圧源Ｖ１と、直流電圧源Ｖ１の出力電圧を安定
化させるコンデンサＣ１と、トランスＴ１の１次巻線に
流れる電流のスイッチングを行うスイッチングトランジ
スタＱ１と、トランスＴ１の１次巻線に印加される電圧
を制限すると共にスイッチングトランジスタＱ１がオフ
のときにトランスＴ１の１次巻線に消磁電流を流すアク
ティブクランプ回路６と、トランスＴ１の２次巻線から
出力される交流電圧を整流する第１の整流回路１及び第
２の整流回路２と、第１の整流回路１及び第２の整流回
路２の出力電圧をそれぞれ平滑化する第１の平滑回路３
及び第２の平滑回路４と、第１の平滑回路３の出力電圧
ＶＯ１を検出し、スイッチングトランジスタＱ１を制御
する制御回路５とによって構成されている。なお、スイ
ッチングトランジスタＱ１にはコンデンサＣ３が並列に
接続されている。
ータは、２次側から多出力（図１では２出力）が得られ
るトランスＴ１と、トランスＴ１の１次巻線に接続され
る直流電圧源Ｖ１と、直流電圧源Ｖ１の出力電圧を安定
化させるコンデンサＣ１と、トランスＴ１の１次巻線に
流れる電流のスイッチングを行うスイッチングトランジ
スタＱ１と、トランスＴ１の１次巻線に印加される電圧
を制限すると共にスイッチングトランジスタＱ１がオフ
のときにトランスＴ１の１次巻線に消磁電流を流すアク
ティブクランプ回路６と、トランスＴ１の２次巻線から
出力される交流電圧を整流する第１の整流回路１及び第
２の整流回路２と、第１の整流回路１及び第２の整流回
路２の出力電圧をそれぞれ平滑化する第１の平滑回路３
及び第２の平滑回路４と、第１の平滑回路３の出力電圧
ＶＯ１を検出し、スイッチングトランジスタＱ１を制御
する制御回路５とによって構成されている。なお、スイ
ッチングトランジスタＱ１にはコンデンサＣ３が並列に
接続されている。
【００１８】アクティブクランプ回路６は直列に接続さ
れたコンデンサＣ２及びリセット用トランジスタＱ２に
よって構成されている。
れたコンデンサＣ２及びリセット用トランジスタＱ２に
よって構成されている。
【００１９】また、第１の整流回路１は、トランスＴ１
の２次側から出力される交流電圧を整流するためのＭＯ
ＳＦＥＴＱ３、及びスイッチングトランジスタＱ１がＯ
ＦＦの時にトランスＴ１の２次巻線に消磁電流を流すＭ
ＯＳＦＥＴＱ４によって構成され、第１の平滑回路３
は、第１の整流回路１の出力電圧を平滑化するインダク
タＬ１−１及びコンデンサＣ４と負荷である抵抗器Ｒ
Ｌ１とによって構成されている。
の２次側から出力される交流電圧を整流するためのＭＯ
ＳＦＥＴＱ３、及びスイッチングトランジスタＱ１がＯ
ＦＦの時にトランスＴ１の２次巻線に消磁電流を流すＭ
ＯＳＦＥＴＱ４によって構成され、第１の平滑回路３
は、第１の整流回路１の出力電圧を平滑化するインダク
タＬ１−１及びコンデンサＣ４と負荷である抵抗器Ｒ
Ｌ１とによって構成されている。
【００２０】同様に、第２の整流回路２は、トランスＴ
１の２次側から出力される交流電圧を整流するためのＭ
ＯＳＦＥＴＱ５、及びスイッチングトランジスタＱ１が
ＯＦＦの時にトランスＴ１の２次巻線に消磁電流を流す
ＭＯＳＦＥＴＱ６によって構成され、第２の平滑回路４
は、第２の整流回路２の出力電圧を平滑化するインダク
タＬ１−２及びコンデンサＣ５と負荷である抵抗器Ｒ
Ｌ２とによって構成されている。なお、インダクタＬ
１−１、Ｌ１−２は複数の巻線（図１では２つ）と共通
の磁心からなるカップルドインダクタである。また、図
１ではスイッチングトランジスタＱ１及びリセット用ト
ランジスタＱ２としてそれぞれＭＯＳＦＥＴを用いた構
成を示している。
１の２次側から出力される交流電圧を整流するためのＭ
ＯＳＦＥＴＱ５、及びスイッチングトランジスタＱ１が
ＯＦＦの時にトランスＴ１の２次巻線に消磁電流を流す
ＭＯＳＦＥＴＱ６によって構成され、第２の平滑回路４
は、第２の整流回路２の出力電圧を平滑化するインダク
タＬ１−２及びコンデンサＣ５と負荷である抵抗器Ｒ
Ｌ２とによって構成されている。なお、インダクタＬ
１−１、Ｌ１−２は複数の巻線（図１では２つ）と共通
の磁心からなるカップルドインダクタである。また、図
１ではスイッチングトランジスタＱ１及びリセット用ト
ランジスタＱ２としてそれぞれＭＯＳＦＥＴを用いた構
成を示している。
【００２１】このような構成において、次に本発明のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの動作について説明する。
Ｃ−ＤＣコンバータの動作について説明する。
【００２２】アクティブクランプ回路６は、スイッチン
グトランジスタＱ１がＯＦＦの期間にリセット用トラン
ジスタＱ２を介してトランスの１次巻線に消磁電流を流
すことでトランスコアをリセットする回路である。この
アクティブクランプ回路６によってスイッチングトラン
ジスタＱ１のＯＦＦ時のフライバック電圧がほぼ一定に
クランプされるため、ドレイン・ソース間が低耐圧のＭ
ＯＳＦＥＴをスイッチングトランジスタＱ１として使用
することができる。また、このことによってトランスＴ
１の１次巻線に接続する直流電圧源Ｖ１の出力電圧が広
い範囲で変動する場合でも対応することができる。
グトランジスタＱ１がＯＦＦの期間にリセット用トラン
ジスタＱ２を介してトランスの１次巻線に消磁電流を流
すことでトランスコアをリセットする回路である。この
アクティブクランプ回路６によってスイッチングトラン
ジスタＱ１のＯＦＦ時のフライバック電圧がほぼ一定に
クランプされるため、ドレイン・ソース間が低耐圧のＭ
ＯＳＦＥＴをスイッチングトランジスタＱ１として使用
することができる。また、このことによってトランスＴ
１の１次巻線に接続する直流電圧源Ｖ１の出力電圧が広
い範囲で変動する場合でも対応することができる。
【００２３】さらに、トランスコアがＢ−Ｈブレーン上
の第１象限と第３象限の間を均等に振れるため、コアの
利用率が高くなり、ＺＶＳ（Zero-Voltage-Switching）
により、充放電ロスが低減され、低ノイズ化が図れると
いう効果もある。
の第１象限と第３象限の間を均等に振れるため、コアの
利用率が高くなり、ＺＶＳ（Zero-Voltage-Switching）
により、充放電ロスが低減され、低ノイズ化が図れると
いう効果もある。
【００２４】一方、図１に示した第１の整流回路１及び
第２の整流回路２は、一般に同期整流回路と呼ばれてい
る。同期整流回路は、整流用のＭＯＳＦＥＴ（図１では
Ｑ３、Ｑ５）と転流用のＭＯＳＦＥＴ（図１ではＱ４、
Ｑ６）とを備え、スイッチングトランジスタＱ１がＯＮ
の時に整流用のＭＯＳＦＥＴがＯＮし、スイッチングト
ランジスタＱ１がＯＦＦの時に転流用のＭＯＳＦＥＴが
ＯＮするように動作する。
第２の整流回路２は、一般に同期整流回路と呼ばれてい
る。同期整流回路は、整流用のＭＯＳＦＥＴ（図１では
Ｑ３、Ｑ５）と転流用のＭＯＳＦＥＴ（図１ではＱ４、
Ｑ６）とを備え、スイッチングトランジスタＱ１がＯＮ
の時に整流用のＭＯＳＦＥＴがＯＮし、スイッチングト
ランジスタＱ１がＯＦＦの時に転流用のＭＯＳＦＥＴが
ＯＮするように動作する。
【００２５】このような構成ではトランスＴ１の２次巻
線に励磁電流及び消磁電流がそれぞれ流れるため、図２
に示すように平滑用のインダクタＬ１−１にはマイナス
側にも電流ｉＬ１が流れるようになる。
線に励磁電流及び消磁電流がそれぞれ流れるため、図２
に示すように平滑用のインダクタＬ１−１にはマイナス
側にも電流ｉＬ１が流れるようになる。
【００２６】したがって、インダクタＬ１−１に流れる
電流ｉＬ１が従来のように不連続にならないため、第１
の平滑回路３の出力が無負荷になってもスイッチングト
ランジスタＱ１のＯＮ時間(ＴＯＮ)はある程度広がった
状態になっている。よって、このときに第２の平滑回路
４の出力に大きな負荷電流が流れても第２の平滑回路４
の出力電圧ＶＯ２の低下が抑制されるため、出力電圧の
精度が良好なＤＣ−ＤＣコンバータを得ることができ
る。
電流ｉＬ１が従来のように不連続にならないため、第１
の平滑回路３の出力が無負荷になってもスイッチングト
ランジスタＱ１のＯＮ時間(ＴＯＮ)はある程度広がった
状態になっている。よって、このときに第２の平滑回路
４の出力に大きな負荷電流が流れても第２の平滑回路４
の出力電圧ＶＯ２の低下が抑制されるため、出力電圧の
精度が良好なＤＣ−ＤＣコンバータを得ることができ
る。
【００２７】なお、図１に示した第１の整流回路１の整
流用のＭＯＳＦＥＴＦＥＴＱ３及び第２の整流回路２の
整流用のＭＯＳＦＥＴＦＥＴＱ５はそれぞれ従来と同様
にダイオードであってもよい。また、スイッチングトラ
ンジスタＱ１及びリセット用トランジスタＱ２はスイッ
チ動作する素子であれば、ＭＯＳＦＥＴである必要はな
い。さらに、図１では２出力のＤＣ−ＤＣコンバータの
構成例を示しているが、３出力以上であっても同様の効
果を得ることができる。
流用のＭＯＳＦＥＴＦＥＴＱ３及び第２の整流回路２の
整流用のＭＯＳＦＥＴＦＥＴＱ５はそれぞれ従来と同様
にダイオードであってもよい。また、スイッチングトラ
ンジスタＱ１及びリセット用トランジスタＱ２はスイッ
チ動作する素子であれば、ＭＯＳＦＥＴである必要はな
い。さらに、図１では２出力のＤＣ−ＤＣコンバータの
構成例を示しているが、３出力以上であっても同様の効
果を得ることができる。
【００２８】
【発明の効果】本発明は以上説明したように構成されて
いるので、以下に記載する効果を奏する。
いるので、以下に記載する効果を奏する。
【００２９】トランスの１次巻線に印加される電圧を制
限すると共にスイッチ回路がオフのときにトランスの１
次巻線に消磁電流を流すクランプ回路と、トランスの２
次側から出力される複数の周期電流をそれぞれ整流する
と共にスイッチ回路がオフのときにトランスの２次巻線
にそれぞれ消磁電流を流す複数の同期整流回路と、同期
整流回路の出力に対応してそれぞれ設けられた複数の巻
線と共通の磁心からなるカップルドインダクタを備え、
複数の同期整流回路の出力電圧をそれぞれ平滑する複数
の平滑回路と、平滑回路のいずれか１つの出力電圧を検
出し、その出力電圧が所定の一定電圧になるようにスイ
ッチ回路に指令を与えることでループ制御を行う制御回
路とを有することで、トランスの２次巻線に励磁電流及
び消磁電流がそれぞれ流れるため、ループ制御された平
滑回路にはマイナス側にも電流が流れ、従来のように不
連続になることがない。
限すると共にスイッチ回路がオフのときにトランスの１
次巻線に消磁電流を流すクランプ回路と、トランスの２
次側から出力される複数の周期電流をそれぞれ整流する
と共にスイッチ回路がオフのときにトランスの２次巻線
にそれぞれ消磁電流を流す複数の同期整流回路と、同期
整流回路の出力に対応してそれぞれ設けられた複数の巻
線と共通の磁心からなるカップルドインダクタを備え、
複数の同期整流回路の出力電圧をそれぞれ平滑する複数
の平滑回路と、平滑回路のいずれか１つの出力電圧を検
出し、その出力電圧が所定の一定電圧になるようにスイ
ッチ回路に指令を与えることでループ制御を行う制御回
路とを有することで、トランスの２次巻線に励磁電流及
び消磁電流がそれぞれ流れるため、ループ制御された平
滑回路にはマイナス側にも電流が流れ、従来のように不
連続になることがない。
【００３０】したがって、ループ制御された平滑回路の
出力が無負荷になってもスイッチ回路のＯＮ時間はある
程度広がった状態になる。よって、このときにループ制
御されていない他の平滑回路の出力に大きな負荷電流が
流れても出力電圧の低下が抑制され、出力電圧の精度が
良好なＤＣ−ＤＣコンバータを得ることができる。
出力が無負荷になってもスイッチ回路のＯＮ時間はある
程度広がった状態になる。よって、このときにループ制
御されていない他の平滑回路の出力に大きな負荷電流が
流れても出力電圧の低下が抑制され、出力電圧の精度が
良好なＤＣ−ＤＣコンバータを得ることができる。
【図１】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回
路図である。
路図である。
【図２】図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータの動作の様
子を示す波形図である。
子を示す波形図である。
【図３】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す回路
図である。
図である。
【図４】図３に示したＤＣ−ＤＣコンバータの動作の様
子を示す波形図である。
子を示す波形図である。
１ 第１の整流回路 ２ 第２の整流回路 ３ 第１の平滑回路 ４ 第２の平滑回路 ５ 制御回路 ６ アクティブクランプ回路 Ｃ１〜Ｃ５ コンデンサ Ｌ１−１、Ｌ１−２ インダクタ Ｑ１〜Ｑ６ ＭＯＳＦＥＴ ＲＬ１、ＲＬ２ 抵抗器 Ｔ１ トランス Ｖ１ 直流電圧源
Claims (6)
- 【請求項１】 直流電圧から他の複数の直流電圧に変換
する多出力のＤＣ−ＤＣコンバータであって、 トランスの１次巻線に供給される直流電流を周期的にオ
ンオフするスイッチ回路と、 前記トランスの１次巻線に印加される電圧を制限すると
共に前記スイッチ回路がオフのときに前記トランスの１
次巻線に消磁電流を流すクランプ回路と、 前記トランスの２次側から出力される複数の周期電流を
それぞれ整流すると共に前記スイッチ回路がオフのとき
に前記トランスの２次巻線にそれぞれ消磁電流を流す複
数の同期整流回路と、 前記同期整流回路の出力に対応してそれぞれ設けられた
複数の巻線と共通の磁心からなるカップルドインダクタ
を備え、前記複数の同期整流回路の出力電圧をそれぞれ
平滑する複数の平滑回路と、 前記平滑回路のいずれか１つの出力電圧を検出し、該出
力電圧が所定の一定電圧になるように前記スイッチ回路
に指令を与えることでループ制御を行う制御回路と、を
有するＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 前記クランプ回路は、 前記トランスの１次巻線と並列に接続される、前記スイ
ッチ回路がオンのときにオフし前記スイッチ回路がオフ
のときにオンする第２のスイッチ回路及び前記第２のス
イッチ回路と直列に接続されるコンデンサを有する請求
項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】 前記スイッチ回路はＭＯＳＦＥＴから成
る請求項１または２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】 前記第２のスイッチ回路はＭＯＳＦＥＴ
から成る請求項１乃至３のいずれか１項記載のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ。 - 【請求項５】 前記同期整流回路は、 前記トランスの出力電流を整流する第１のＭＯＳＦＥＴ
と、 前記トランスの２次巻線に消磁電流を流すための第２の
ＭＯＳＦＥＴと、を有する請求項１乃至４のいずれか１
項記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項６】 前記同期整流回路は、 前記トランスの出力電流を整流するダイオードと、 前記トランスの２次巻線に消磁電流を流すための第３の
ＭＯＳＦＥＴと、を有する請求項１乃至５のいずれか１
項記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10168599A JP2000014136A (ja) | 1998-06-16 | 1998-06-16 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10168599A JP2000014136A (ja) | 1998-06-16 | 1998-06-16 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000014136A true JP2000014136A (ja) | 2000-01-14 |
Family
ID=15871051
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10168599A Pending JP2000014136A (ja) | 1998-06-16 | 1998-06-16 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000014136A (ja) |
Cited By (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103780063A (zh) * | 2012-10-24 | 2014-05-07 | 英飞凌科技股份有限公司 | 用于确定去磁零电流时间的方法和电路布置 |
| CN103795260A (zh) * | 2014-01-21 | 2014-05-14 | 广州金升阳科技有限公司 | 一种非互补反激有源钳位变换器 |
| CN104022657A (zh) * | 2014-06-27 | 2014-09-03 | 崇贸科技股份有限公司 | 控制电路以及控制方法 |
| CN104300795A (zh) * | 2014-10-11 | 2015-01-21 | 广州金升阳科技有限公司 | 一种反激变换器及其控制方法 |
| CN106817031A (zh) * | 2017-02-24 | 2017-06-09 | 昂宝电子（上海）有限公司 | 具有对于同步整流控制器的定时控制的系统和方法 |
| US9799440B2 (en) | 2013-03-29 | 2017-10-24 | Tamura Corporation | Coupled inductor |
| US10122284B2 (en) | 2012-04-12 | 2018-11-06 | On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms |
| US10193451B2 (en) | 2012-04-12 | 2019-01-29 | On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms |
| US10348213B2 (en) * | 2016-04-25 | 2019-07-09 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | DC-DC converter |
| US10411605B2 (en) | 2012-04-12 | 2019-09-10 | On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms |
| US10483856B2 (en) | 2016-05-23 | 2019-11-19 | On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | Systems and methods with prediction mechanisms for synchronization rectifier controllers |
| US10622903B2 (en) | 2012-04-12 | 2020-04-14 | On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms |
| CN111555624A (zh) * | 2020-04-26 | 2020-08-18 | 武汉华中数控股份有限公司 | 双输出软开关电路 |
| US11757366B2 (en) | 2020-05-29 | 2023-09-12 | On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | Systems and methods for synchronous rectification of power supply systems |
| US11764697B2 (en) | 2020-01-20 | 2023-09-19 | On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | Systems and methods for controlling synchronous rectification |
-
1998
- 1998-06-16 JP JP10168599A patent/JP2000014136A/ja active Pending
Cited By (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10411605B2 (en) | 2012-04-12 | 2019-09-10 | On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms |
| US11764684B2 (en) | 2012-04-12 | 2023-09-19 | On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms |
| US11588405B2 (en) | 2012-04-12 | 2023-02-21 | On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms |
| US11581815B2 (en) | 2012-04-12 | 2023-02-14 | On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms |
| US10622902B2 (en) | 2012-04-12 | 2020-04-14 | On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms |
| US10122284B2 (en) | 2012-04-12 | 2018-11-06 | On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms |
| US10622903B2 (en) | 2012-04-12 | 2020-04-14 | On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms |
| US10193451B2 (en) | 2012-04-12 | 2019-01-29 | On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms |
| US10411604B2 (en) | 2012-04-12 | 2019-09-10 | On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms |
| CN103780063A (zh) * | 2012-10-24 | 2014-05-07 | 英飞凌科技股份有限公司 | 用于确定去磁零电流时间的方法和电路布置 |
| US9799440B2 (en) | 2013-03-29 | 2017-10-24 | Tamura Corporation | Coupled inductor |
| US10224141B2 (en) | 2013-03-29 | 2019-03-05 | Tamura Corporation | Coupled inductor |
| CN103795260A (zh) * | 2014-01-21 | 2014-05-14 | 广州金升阳科技有限公司 | 一种非互补反激有源钳位变换器 |
| CN104022657A (zh) * | 2014-06-27 | 2014-09-03 | 崇贸科技股份有限公司 | 控制电路以及控制方法 |
| CN104300795A (zh) * | 2014-10-11 | 2015-01-21 | 广州金升阳科技有限公司 | 一种反激变换器及其控制方法 |
| US10348213B2 (en) * | 2016-04-25 | 2019-07-09 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | DC-DC converter |
| US10483856B2 (en) | 2016-05-23 | 2019-11-19 | On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | Systems and methods with prediction mechanisms for synchronization rectifier controllers |
| US10148189B2 (en) | 2017-02-24 | 2018-12-04 | On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | Systems and methods with timing control for synchronization rectifier controllers |
| CN106817031A (zh) * | 2017-02-24 | 2017-06-09 | 昂宝电子（上海）有限公司 | 具有对于同步整流控制器的定时控制的系统和方法 |
| US10651747B2 (en) | 2017-02-24 | 2020-05-12 | On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | Systems and methods with timing control for synchronization rectifier controllers |
| US11764697B2 (en) | 2020-01-20 | 2023-09-19 | On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | Systems and methods for controlling synchronous rectification |
| CN111555624A (zh) * | 2020-04-26 | 2020-08-18 | 武汉华中数控股份有限公司 | 双输出软开关电路 |
| US11757366B2 (en) | 2020-05-29 | 2023-09-12 | On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. | Systems and methods for synchronous rectification of power supply systems |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6760235B2 (en) | Soft start for a synchronous rectifier in a power converter | |
| US5132889A (en) | Resonant-transition DC-to-DC converter | |
| US5894412A (en) | System with open-loop DC-DC converter stage | |
| US6191960B1 (en) | Active clamp for isolated power converter and method of operating thereof | |
| US20030185021A1 (en) | Combined transformer-inductor device for application to DC-to-DC converter with synchronous rectifier | |
| JP2000014136A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| US8742295B2 (en) | Inverter output rectifier circuit | |
| US6642630B2 (en) | Multi-output switching power source circuit | |
| US10601331B2 (en) | Forward converter with self-driven BJT synchronous rectifier | |
| JP2000152615A (ja) | 循環コンデンサを使用する電源およびその操作方法 | |
| US6239993B1 (en) | Circuit associated with a power converter and method of operation thereof | |
| US6356461B1 (en) | Transformer flux observer for a full bridge power converter and method of operation thereof | |
| US7092260B2 (en) | Short-circuiting rectifier for a switched-mode power supply | |
| JP4403663B2 (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータ | |
| JP2002320385A (ja) | スイッチングコンバータ | |
| JPH11308858A (ja) | スイッチングレギュレータ電源回路 | |
| JP3586667B2 (ja) | アクティブクランプ方式多出力電源回路 | |
| JP2959570B1 (ja) | 多出力ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPS62268361A (ja) | スイツチング電源回路 | |
| JP2003319656A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH065387U (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH0312066Y2 (ja) | ||
| JPH0956155A (ja) | Ｆｅｔ整流回路 | |
| JPH01318552A (ja) | 多出力直流安定化電源装置 | |
| JPH07337012A (ja) | 多出力スイッチング電源回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050315 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050325 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050401 |
|
| R150 | Certificate of patent (=grant) or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080408 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110408 Year of fee payment: 6 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |