DE10154776A1 - Gleichstromwandler und Verfahren zu seiner Herstellung - Google Patents

Abstract

Ein Gleichstromwandler umfaßt eine Reihenschaltung aus zwei Schaltelementen zwischen der positiven und der negativen Elektrode einer Gleichstromquelle, einen Transformator mit einer Primärwicklung, einer Sekundärwicklung, einer Tertiärwicklung und einer Quaternärwicklung, eine Reihenschaltung aus wenigstens einem Kondensator und der Primärwicklung parallel zu einem der Schaltelemente, eine an die Sekundärwicklung angeschlossene Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung zur Ausgabe einer Ausgangsgleichspannung und eine Schaltungsanordnung zur Bildung eines Ein/Aus-Signals von der Tertiärwicklung zum Anlegen an dasjenige Schaltelement, das mit dem positiven Pol der Gleichstromquelle verbunden ist. Die Quaternärwicklung wird als Stromquelle für eine Steuerschaltung verwendet, der Zeitpunkt des Positiv-Negativ-Nulldurchgangs der Spannung über der Quaternärwicklung wird von der Steuerschaltung erfaßt und ein Ein/Aus-Signal in diesem Moment an dasjenige Schaltelement angelegt wird, welches mit dem negativen Pol der Gleichstromquelle verbunden ist, so daß eine Gleichrichtung der Spannung an der Sekundärwicklung des Transformators erfolgt.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Gleichstromwandler in Halbbrückenkonfiguration zur Umsetzung von Gleichstrom in Gleichstrom bzw. Gleichspannung in Gleichspannung, und betrifft außerdem ein Verfahren zur Steuerung des Gleichstromwandlers.

Fig. 6 zeigt ein Beispiel des Standes der Technik. Der in Fig. 6 gezeigte Gleichstromwandler enthält eine Reihenschaltung aus einem MOSFET 1 (Metall-Oxyd-Halbleiter-Feldeffekttransistor) und einem MOSFET 2, die parallel an eine Gleichstromquelle 10 angeschlossen ist, sowie einer Reihenschaltung aus einem Kondensator 3, der Primärwicklung 5 eines Transformators und einem Snubberkondensator 21, von denen letzterer dem MOSFET 2 parallel geschaltet ist. Die Sekun­ därseite des Transformators 22 umfaßt zwei Wicklungen 8 und 9 und eine Gleichrichtungs- und Glättungsschaltung mit Dioden 12, 13 und einem Kondensator 14. Zur Erzielung einer konstanten geglätteten Ausgangsgleichspannung sind eine Meßschaltung 17 zum Messen der Ausgangs­ spannung und eine Frequenz- und Phasensteuerschaltung 19 vorgesehen, die eine Rückkopp­ lungsschleife bilden. Damit die Steuerschaltung die Gates der beiden MOSFETs 1 und 2 ansteu­ ern kann, enthält sie einen Hochspannungs-Treiber-IC 20.

Fig. 7 zeigt ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung von Fig. 6.

In einem Zeitabschnitt 1 wird der MOSFET eingeschaltet, woraufhin ein Resonanzstrom, dessen Frequenz durch den Kondensator 3 und die Streuinduktivität des Transformators 22 gegeben ist, und der Erregerstroms des Transformators 22 über die Gleichstromquelle 10, den Kondensator 3, die Primärwicklung 5 des Transformators und den MOSFET 1 fließen und den Kondensator 3 laden. Dabei liegt die Differenzspannung VP1 zwischen der Speisespannung Ed der Gleichstrom­ quelle 10 und der Spannung VC über dem Kondensator 3 an der Primärwicklung 5 des Transfor­ mators an. Die in der Sekundärwicklung 8 induzierte Spannung VS1 wird mittels der Diode 1 2 gleichgerichtet und vom Kondensator 14 geglättet, so daß Leistung an eine Last abgegeben werden kann. Die Spannung VS1 an der Sekundärwicklung des Transformators steigt proportio­ nal zur Spannung VP1 an der Primärwicklung, wie durch eine gepunktete Linie in Fig. 7 (zweit­ unterste Zeile) angezeigt. Die Diode 12 wird leitend, wenn die Sekundärspannung VS1 die Ausgangsspannung Vo erreicht, womit die Sekundärspannung VS1 auf die Ausgangsspannung Vo geklemmt wird. Die Differenzspannung zwischen der durch die gepunktete Linie dargestellten Spannung und der durch die ausgezogene Linie dargestellten Spannung in der zweituntersten Zeile in Fig. 7 liegt an der Streuinduktivität des Transformators 22 an.

Im Zeitabschnitt 2 fällt die Primärspannung VP1 des Transformators allmählich ab. Wenn die hierzu proportionale Sekundärspannung VS1 niedriger wird als die Ausgangsspannung Vo, sperrt die Diode 12, und der Diodenstrom ID12 wird null. Im MOSFET 1 fließt der Erregerstrom des Transformators 22, der im Zeitabschnitt 1 erregt wurde, kontinuierlich weiter.

Wenn der MOSFET 1 in dem Zeitabschnitt 3 abgeschaltet wird, kommutiert der Erregerstrom des Transformators 22 auf den Snubberkondensator 21 und die Ausgangskapazität der MOSFETs 1 und 2, und die Spannung VQ1 über dem MOSFET 1 nimmt allmählich zu, während die Spannung VQ2 über dem MOSFET 2 allmählich abnimmt.

Wenn die Spannung VQ2 über dem MOSFET 1 in dem Zeitabschnitt 4 die Speisespannung Ed erreicht, kommutiert der Erregerstrom des Transformators 22 auf die parasitäre Diode des MOSFETs 2. In diesem Moment fließen durch Einschalten des MOSFETs 2 der Resonanzstrom und der Erregerstrom des Transformators 22 über den Kondensator 3, den MOSFET 2 und die Primärwicklung 5 des Transformators, wodurch der Kondensator 3 entladen wird. Die Differenz­ spannung VP1 zwischen der Speisespannung Ed und der Spannung VC über dem Kondensator 3 liegt an der Primärwicklung 5 des Transformators 22 an, der deshalb entmagnetisiert wird. Die dabei in der Sekundärwicklung 9 des Transformators induzierte Spannung wird mittels der Diode 13 gleichgerichtet und mittels des Kondensators 14 geglättet und an die Last geliefert.

Da die Betriebsweise in den Zeitabschnitten 4 bis 6 die gleiche wie in den Zeitabschnitten 1 bis 3 ist, braucht sie nicht weiter beschrieben zu werden.

Durch Wiederholen der einzelnen Vorgänge von Zeitabschnitt 1 bis Zeitabschnitt 6 wird von der Gleichstromquelle 10 Leistung an die Last geliefert.

Unter Bezugnahme auf Fig. 8 soll nun die Betriebsweise für den Fall beschrieben werden, daß der Gleichstromwandler nur mit einer geringen Last belastet ist.

Wenn die Last gering ist, wird die Steuerschaltung 19 so eingestellt, daß die Schaltfrequenz nicht zunimmt, und der MOSFET 1 oder MOSFET 2 wird abgeschaltet, wenn eine vorbestimmte Zeit abgelaufen ist, nachdem der Sekundärstrom ID12 bzw. ID13 null geworden ist. Die Ströme IQ1 und IQ2 durch den MOSFET 1 bzw. 2 werden angenähert gleich dem Erregerstrom des Trans­ formators 22.

Bei dem obigen Stand der Technik schaltet jeder MOSFET abwechselnd mit einem Tastverhältnis von 50% zwischen Nennlast und Leerlauf (keine Last) und steuert den an die Last zu liefernden Strom durch Einstellen der Spannung an der Primärwicklung des Transformators bezüglich Änderungen der Last unter Verwendung der Meßschaltung 17 und der Steuerschaltung 19, so daß die Ausgangsspannung konstant bleibt.

Bei diesem Verfahren ändert sich jedoch der Wert des Erregerstroms, der durch die Erregerinduk­ tivität des Transformators fließt, kaum von Nennlast zu Leerlauf, so daß dieser Erregerstrom zu einem Blindstrom wird, Verluste in der Schaltungsimpedanz (dem Durchlaßwiderstand eines MOSFETs und dem Wicklungswiderstand des Transformators) erzeugt werden und als Ergebnis der Wirkungsgrad sinkt, wenn die Last gering ist.

Das Potential des Sourceanschlusses desjenigen MOSFETs, der mit dem positiven Pol der Gleichstromquelle 10 verbunden ist, unterscheidet sich von dem Potential des Sourceanschlusses desjenigen MOSFETs, der mit dem negativen Pol der Gleichstromquelle verbunden ist, weshalb es nötig ist, die Signale zum Ansteuern des MOSFETs, der mit dem positiven Pol verbunden ist, mittels eines Impulstransformators zu isolieren, oder einen teueren Hochspannungs-Treiber-IC mit Pegelschieberfunktion einzusetzen, was beides die Anordnung vergrößert und die Kosten erhöht.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, den Blindstrom so zu steuern, daß er niedrig wird, und die Verwendung teurer Komponenten zur Verringerung der Kosten zu vermeiden.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit einem Gleichstromwandler mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.

Weitere Vorteile und Merkmale der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeich­ nungen. Es zeigen:

Fig. 1 ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels der Erfindung,

Fig. 2 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung von Fig. 1,

Fig. 3 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung eines Fehlerstopverhinderungsbetriebs bei dem Gleichstromwandler von Fig. 1,

Fig. 4 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung eines Armkurzschlußverhinderungsbetriebs während des Übergangsbetriebs in Fig. 1,

Fig. 5 ein Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels der Erfindung,

Fig. 6 ein Schaltbild gemäß dem Stand der Technik,

Fig. 7 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Betriebsweise der Schaltung von Fig. 6, und

Fig. 8 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung von Fig. 6 bei geringer Last.

Fig. 1 zeigt ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Gleichstromwandlers gemäß der vorliegenden Erfindung.

Kennzeichnend gegenüber der bekannten Schaltung von Fig. 6 ist bei diesem Ausführungsbei­ spiel, das der hier mit 4 bezeichnete Transformator zusätzlich eine Tertiärwicklung 6 und eine Quaternärwicklung 7 aufweist. Die Tertiärwicklung 6 ist über einen Widerstand 16 mit dem Gate des MOSFETs 2 verbunden. Die Spannung VP4 der Quaternärwicklung 7 wird mittels einer Diode 11 und eines Kondensators 15 halbwellengleichgerichtet, um dann als Speisespannung für die Steuerschaltung 18 zu dienen. Die Quaternärwicklung 7 ist außerdem mit der Steuerschaltung 18 zur Erfassung des Umschaltens der an ihr induzierten Spannung verbunden. Der Snubberkonden­ sator, der zum MOSFET 2 parallel geschaltet ist, ist hier nicht dargestellt.

Fig. 2 zeigt das Zeitdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise des Gleichstromwandlers von Fig. 1.

In dem Zeitabschnitt 1 wird der MOSFET 1 eingeschaltet, nachdem das Schutzintervall (Kurzschlußverhinderungszeit) Td abgelaufen ist, nachdem die Spannung VP4 an der Quaternär­ wicklung 7 des Transformators den Nulldurchgang von negativ zu positiv durchlaufen hat. Hierauf fließen der Resonanzstrom des Kondensators 3 und der Streuinduktivität des Transforma­ tors 4 und der Erregerstrom des Transformators 4 über die Gleichstromquelle 10, den Kondensa­ tor 3, die Primärwicklung 5 des Transformators und den MOSFET 1, wodurch der Kondensator 3 geladen wird. Dabei liegt die Differenzspannung VP1 zwischen der Speisespannung Ed und der Spannung VC über dem Kondensator 3 an der Primärwicklung 5 an, und die in der Sekundär­ wicklung 8 des Transformators 4 induzierte Spannung wird mittels der Diode 12 und des Kondensators 14 gleichgerichtet und geglättet und an die Last angelegt.

Die Meßschaltung 17 erzeugt einen sekundärseitigen Ausgangsspannungsmeßwert, der der Differenz zwischen einem vorbestimmten Wert und der sekundärseitigen Ausgangsspannung Vo entspricht. Diese Differenz wird der Steuerschaltung als Spannungssollwert eingegeben. Die Steuerschaltung 18 bildet ein Referenzsignal, das linear mit der Zeit ansteigt, nachdem die Spannung VP1 der Primärwicklung 5 den Spannungsnulldurchgang von negativ zu positiv durchlaufen hat. In der Steuerschaltung 18 werden das Referenzsignal und der Spannungssoll­ wert miteinander verglichen. Die Steuerschaltung 18 schaltet den MOSFET 1 ab, wenn der Wert des Referenzsignals die Ausgangsspannung übersteigt. Wenn jedoch aufgrund des Zustands der Last die Spannung VP4 an der Quaternärwicklung 7 abfällt (die Spannung VP3 an der Tertiär­ wicklung 6 ansteigt), bevor das Referenzsignal die Ausgangsspannung übersteigt, erfaßt die Steuerschaltung 18 den Zeitpunkt, zu dem VP4 den Nulldurchgang von positiv zu negativ durchläuft und schaltet den MOSFET 1 ab. Hierdurch wird ein Armkurzschluß verhindert, d. h. ein Kurzschluß, der dadurch zustande kommt, daß beide MOSFETs 1 und 2 gleichzeitig eingeschaltet sind. Wenn der MOSFET 1 gesperrt wird, wechselt die Spannung VP1 der Primärwicklung 5 von positiv zu negativ. Die Spannungen VP3 und VP4, die zur Spannung VP1 der Primärwicklung 5 proportional sind, werden in der Tertiärwicklung 6 bzw. der Quaternärwicklung 7 induziert. Die Polarität der Spannung VP3 an der Tertiärwicklung 6 ist positiv und diejenige der Spannung VP4 an der Quaternärwicklung 7 ist negativ. Zum Zeitpunkt, zu dem der MOSFET 1 sperrt, ist der Strom ID12 durch die Diode 12 null, so daß der MOSFET 1 lediglich den Erregerstrom des Transformators 4 unterbrechen muß.

In dem Zeitabschnitt 2, wenn der MOSFET 1 ausgeschaltet ist, kommutiert der Erregerstrom des Transformators 4 zur Ausgangskapazität der MOSFETs 1 und 2, und die Spannung an den MOSFETs 1 und 2 steigt bzw. fällt allmählich.

In dem Zeitabschnitt 3, wenn die Spannung am MOSFET 1 die Speisespannung Ed erreicht, kommutiert der Erregerstrom des Transformators 4 zur parasitären Diode des MOSFETs 2. Wenn dabei die Spannung VP3 an der Tertiärwicklung 6 die Gateschwellenspannung des MOSFETs 2 übersteigt, wird der MOSFET 2 eingeschaltet, der Resonanzstrom und der Erregerstrom des Transformators 4 fließen über den Kondensator 3, den MOSFET 2 und die Primärwicklung 5, und der Kondensator 3 wird entladen. Die Differenzspannung VP1 zwischen der Speisespannung Ed und der Spannung VC über dem Kondensator 3 liegt an der Primärwicklung 5 an, und die in der Sekundärwicklung 9 induzierte Spannung wird durch die Diode 13 und den Kondensator 14 gleichgerichtet und geglättet und an die Last angelegt. Wenn der Resonanzstrom abnimmt, fällt auch die Spannung VP3 an der Tertiärwicklung 6. Sobald die Spannung VP3 unter den Gate­ schwellenwert des MOSFETs 2 fällt, wird der MOSFET 2 gesperrt. Zu dem Zeitpunkt, zu dem der MOSFET 2 sperrt, ist der Strom ID13 durch die Diode 13 null, so daß der MOSFET 2 lediglich den Erregerstrom des Transformators 4 zu unterbrechen braucht.

Wenn der MOSFET 2 in dem Zeitabschnitt 4 abschaltet, weist die Spannung VP1 an der Primärwicklung 5 einen Nulldurchgang von negativ zu positiv auf. Spannungen proportional zur Spannung an der Primärwicklung 5 werden in der Tertiärwicklung 6 und der Quaternärwicklung 7 induziert. Die Polarität der Spannung VP3 an der Tertiärwicklung 6 ist negativ und diejenige der Spannung VP4 an der Quaternärwicklung 7 ist positiv. Der Erregerstrom des Transformators 4 wird auf die parasitäre Kapazität von Kondensator 3 sowie MOSFET 1 und 2 kommutiert, und die Spannung am MOSFET 1 nimmt allmählich ab, die am MOSFET 2 allmählich zu. In dem Zeitab­ schnitt 1, wenn die Spannung VQ2 am MOSFET 2 die Speisespannung Ed erreicht, kommutiert der Erregerstrom des Transformators 4 zur parasitären Diode des MOSFETs 1. Durch an­ schließendes Wiederholen dieser Folge von Vorgängen wird Leistung von der Gleichstromquelle 10 an die Last geliefert.

Als Ausgangsstufe der Meßschaltung 17 wird allgemein ein Fotokoppler verwendet, um die Signale von der Sekundärseite elektrisch zu isolieren. Der minimale Meßwert der Ausgangsspan­ nung kann dabei nicht unter die Sättigungsspannung des sekundärseitigen Transistors des Fotokopplers fallen. Wenn aber der Minimalwert des Referenzspannungssignals kleiner als der Minimalwert der gemessenen Ausgangsspannung ist, schaltet der MOSFET 1 immer bei jedem Schaltzyklus ein/aus, so daß die sekundärseitige Ausgangsspannung einen Sollwert überschreiten kann, wenn die Last gering ist oder sich plötzlich ändert.

Zur Lösung dieses Problems wird ein Offset derart geschaffen, daß der Minimalwert des Referenzspannungssignals größer als der von der Meßschaltung 17 ausgegebene Minimalwert wird, und daß, falls der Ausgangswert der Spannungsmeßschaltung 17 kleiner als der Minimal­ wert des Referenzspannungssignals wird, der MOSFET 1 gesteuert wird, nicht einzuschalten, um das Schalten nicht fortzusetzen, wodurch ein zu hoher Wert der sekundärseitigen Ausgangsspan­ nung verhindert werden kann.

Unter Bezugnahme auf Fig. 3 soll die Betriebsweise der Steuerschaltung 18 zur Steuerung eines Fehlerstopps des Gleichstromwandlers gemäß der vorliegenden Erfindung beschrieben werden.

Fig. 3 zeigt in dem Zeitabschnitt 1 einen Zustand, wo sich die Last plötzlich ändert, die Aus­ gangsspannung Vo zunimmt und der Spannungssollwert aufgrund der Regelung abnimmt (Schaltstop). In dem Zeitabschnitt 1 ist ferner dargestellt, daß die MOSFETs 1 und 2 in einem Zustand gestoppt werden, bei dem Ladung im Kondensator 3 im Schaltungsbetriebszustand verbleibt. Der Kondensator 3 wird allmählich über die Schaltungsimpedanz entladen. Der Zeitabschnitt 2 zeigt den Zustand, wo die erste Fehlerstopsperrschaltung, die den Stop des Spannungsschaltens der Quaternärwicklung 7 aktiviert, einen Fehlerbetrieb feststellt. Wenn dabei der Kondensator 3 nicht ausreichend entladen wurde, nimmt die an die Primärwicklung 5 anzulegende Spannung ab, und selbst wenn ein Treibersignal an den MOSFET 1 angelegt wird, nimmt auch die in der Tertiärwicklung 6 und der Quaternärwicklung 7 induzierte Spannung ab, so daß in einigen Fällen das Schalten nicht aufrechterhalten werden kann.

Der Zeitabschnitt 3 zeigt den Zustand, wo die Ausgangsspannung Vo zum Normalwert zurück­ kehrt, der Spannungssollwert ansteigt und der Kondensator 3 ausreichend entladen wird. Wenn nun ein Treibersignal (zweites Fehlerstopsperrsignal) an den MOSFET 1 zum Zeitpunkt einer Flanke des Rechtecksignals mit vorbestimmter Frequenz (der Anstiegsflanke in diesem Fall) angelegt wird, wird in der Tertiärwicklung 6 und der Quaternärwicklung 7 eine ausreichende jeweilige Spannung erzeugt, und der MOSFET 1 und der MOSFET 2 können wiederholt schalten. Zur Förderung der Entladung des Kondensators 3 kann ihm ein Entladungswiderstand parallel geschaltet werden.

Fig. 4 ist ein Zeitdiagramm, das den intermittierenden Betrieb des Gleichstromwandlers gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.

Dieser intermittierende Betrieb dient der Verringerung der Verluste, die an den einzelnen Teilen auftreten, sowie zur Steuerung der Eingangsleistung, so daß diese niedrig wird, durch beabsich­ tigtes Stoppen des Schaltens des MOSFETs, wenn die Last gering ist. Wenn beim intermittieren­ den Betrieb das Schaltstopintervall kurz ist, hört die Spannungsänderung an der Tertiärwicklung 6 nicht sofort auf, selbst wenn der Schaltbetrieb des MOSFETs 1 gestoppt wird, so daß der MOSFET 2 weiterhin schaltet. Wenn der MOSFET 2 eingeschaltet ist, wenn das Schaltstopinter­ vall zu Ende ist und der MOSFET 1 eingeschaltet wird, fließt ein starker Strom über den Pfad von Gleichstromquelle 10, MOSFET 2 zu MOSFET 1 (Armkurzschluß), der die Schaltung zerstören kann. Daher wird die Spannung an der Quaternärwicklung 7 von der Steuerschaltung 18 überwacht und, wenn der MOSFET 2 ausgeschaltet ist (wenn die Spannung VP4 eine normale Spannung ist oder wenn das Schalten der Spannung an der Quaternärwicklung 7 gestoppt ist), wird ein Neustartsignal ausgegeben und der MOSFET eingeschaltet.

Fig. 5 zeigt das Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels der Erfindung.

Dieses Ausführungsbeispiel zeichnet sich durch eine Sperrschwingerschaltung aus, die dazu verwendet wird, eine Halbwellengleichrichtung der an der Sekundärwicklung des hier mit 24 bezeichneten Transformators erzeugten Spannung auszuführen. Daher wird Leistung von der Gleichstromquelle 10 zur Last nur dann geliefert, wenn der MOSFET 1 ausgeschaltet ist. Im übrigen ist die Betriebsweise dieses zweiten Ausführungsbeispiels die gleiche wie die des ersten Ausführungsbeispiels von Fig. 1, so daß weitere Einzelheiten nicht wiederholt werden.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine Pulsweitensteuerung zusätzlich zur Änderung der Schaltfrequenz nach Maßgabe von Änderungen der Eingangsspannung und der Last durchgeführt, so daß die Einschaltzeit des Schaltelements, das mit dem negativen Pol verbunden ist, verringert werden kann, wenn die Last gering ist und als Folge der Verlust verringert werden kann, der durch Blindstrom in der Schaltungsimpedanz entsteht. Hierdurch kann der Abfall des Wirkungs­ grads bei geringer Last vermieden bzw. gesteuert werden. Wenn das Schaftelement an der Hochspannungsseite (positiver Pol der Gleichstromquelle) angesteuert wird, bedarf es keines relativ teuren Hochspannungs-Treiber-ICs oder Impulstransformators, so daß die Kosten verrin­ gert werden können und die Schaltung mit geringerer Größe ausgebildet werden kann.

Dadurch, daß dafür gesorgt wird, daß der Meßwert der sekundärseitigen Ausgangsspannung niedriger als der Minimalwert der Referenzspannung ist, wird das Schaltelement auf seiten des negativen Pols der Gleichstromquelle gesperrt und unnötiges Schalten gestoppt, wenn die sekundärseitige Ausgangsspannung im Begriff ist, einen Sollwert zu übersteigen. Dadurch kann die Erzeugung von Verlusten im Schaltelement verringert werden, und eine Überspannung der sekundärseitigen Ausgangsspannung kann verhindert werden.

Wenn festgestellt wird, daß der Meßwert der sekundärseitigen Ausgangsspannung die Referenz­ spannung übersteigt, wird andererseits ein Treibersignal an das mit dem negativen Pol der Gleichstromquelle verbundene Schaltelement an der Anstiegsflanke oder Abfallflanke eines Rechteckwellensignals, welches mit einer vorbestimmten Frequenz schwingt, angelegt, um einen Fehlerstop des Gleichstromwandlers zu verhindern, so daß eine Stromversorgung mit hoher Zuverlässigkeit implementiert werden kann.

Claims (7)

1. Gleichstromwandler umfassend:
eine Reihenschaltung aus zwei Schaltelementen (1, 2), die zwischen die positive Elekt­ rode und die negative Elektrode einer Gleichstromquelle (10) geschaltet ist,
einen Transformator (4) mit einer Primärwicklung (5), einer Sekundärwicklung (8), einer Tertiärwicklung (6) und einer Quaternärwicklung (7),
eine Reihenschaltung aus wenigstens einem Kondensator (3) und der Primärwicklung (5), die einem der Schaftelemente (1, 2) parallel geschaltet ist,
eine an die Sekundärwicklung (8) angeschlossene Gleichrichtungs- und Glättungsschal­ tung (12-14) zur Ausgabe einer Ausgangsgleichspannung, und
eine Schaltungsanordnung (16) zur Bildung eines Ein/Aus-Signals von der Tertiärwick­ lung (6) zum Anlegen an dasjenige Schaltelement (2), das mit dem positiven Pol der Gleichstrom­ quelle (10) verbunden ist,
wobei die Quaternärwicklung (7) als Stromquelle für eine Steuerschaltung (18) verwen­ det wird, der Zeitpunkt des Übergangs der Spannung über der Quaternärwicklung (7) von positiv zu negativ von der Steuerschaltung (18) erfaßt wird und ein Ein/Aus-Signal in diesem Moment an dasjenige Schaltelement (1) angelegt wird, welches mit dem negativen Pol der Gleichstromquelle (10) verbunden ist, so daß eine Halbweggleichrichtung oder Vollweggleichrichtung der positi­ ven/negativen Spannung an der Sekundärwicklung des Transformators erfolgt und eine Aus­ gangsgleichspannung (Vo) erhalten wird.

2. Verfahren zur Steuerung des Gleichstromwandlers nach Anspruch 1, bei dem das mit dem negativen Pol der Gleichstromquelle (10) verbundene Schaltelement (1) nach Ablauf eines Kurzschlußverhinderungsintervalls nach einem Nulldurchgang der Spannung an der Quaternär­ wicklung (7) des Transformators (4) eingeschaltet wird, eine Referenzspannung, die proportional mit der Zeit vom Einschaltmoment des Schaltelements oder vom Nulldurchgang der Spannung an der Quaternärwicklung ansteigt, mit dem Meßwert der Ausgangsspannung an der Sekundärseite verglichen wird, wobei, wenn die Referenzspannung den Meßwert übersteigt, das genannte Schaltelement (1) abgeschaltet wird, so daß die Ausgangsgleichspannung (Vo) konstant gehalten wird.

3. Verfahren nach Anspruch 2, bei dem ein vorbestimmter Offset geschaffen wird, der­ art, daß der Minimalwert der Referenzspannung größer wird als der Minimalwert des Meßwerts der Ausgangsgleichspannung.

4. Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, bei dem, wenn festgestellt wird, daß der Meß­ wert der Ausgangsgleichspannung die Referenzspannung übersteigt, ein Treibersignal an das mit dem negativen Pol der Gleichstromquelle (10) verbundene Schaltelement (1) zum Zeitpunkt des Anstiegs oder Abfalls eines Rechtecksignals vorbestimmter Frequenz angelegt wird, um einen Fehlerstop des Gleichstromwandlers zu verhindern.

5. Verfahren zur Steuerung eines Gleichstromwandlers gemäß Anspruch 1, bei dem das Auftreten Spannungsübergangs von positiv zu negativ oder von negativ zu positiv an der Quaternärwicklung (7) des Transformators (4) erfaßt wird und, wenn kein solch Spannungsüber­ gang erfaßt wird, ein Treibersignal an dasjenige Schaltelement (1) angelegt wird, das mit dem negativen Pol der Gleichstromquelle (10) verbunden ist, um einen Fehlerstop des Gleichstrom­ wandlers zu verhindern.

6. Verfahren zur Steuerung eines Gleichstromwandlers gemäß Anspruch 1, bei dem, wenn der Einschaltzustand des mit dem positiven Pol der Gleichstromquelle (10) verbundenen Schaltelements (2) anhand der Spannung an der Quaternärwicklung (7) des Transformators (4) festgestellt wird, während das mit dem negativen Pol der Gleichstromquelle (10) verbundene Schaltelement (1) eingeschaltet ist, das mit dem negativen Pol der Gleichstromquelle (10) verbundene Schaltelement (1) abgeschaltet wird, um einen Armkurzschluß zu verhindern.

7. Verfahren zur Steuerung eines Gleichstromwandlers gemäß Anspruch 1, bei dem, wenn anhand der Spannung an der Quaternärwicklung (7) des Transformators (4) festgestellt wird, daß das mit dem positiven Pol der Gleichstromquelle (10) verbundene Schaltelement (2) ausgeschaltet ist, mit Bezug auf die Zeitlage des Umschaltens eines intermittierenden Signals, das intermittierend schwingt und das mit dem positiven Pol der Gleichstromquelle (10) verbun­ dene Schaltelement (2) von einer Schaltstopperiode zu einer Schaltperiode ansteuert, das intermittierende Signal von der Schaltstopperiode zur Schaltperiode umgeschaltet wird, um einen Armkurzschluß zu verhindern.