CN106602870B - 功率转换方法和功率转换器 - Google Patents

功率转换方法和功率转换器 Download PDF

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Abstract

提出了功率转换方法和功率转换器。公开了一种功率转换器和用于操作功率转换器的方法。在实施例中，用于操作功率转换器的该方法包括：在多个驱动循环中的至少一个驱动循环之前维持第一电子开关关断并且电感器被去磁化持续暂停时段，预磁化与第一电子开关串联连接的电感器，以及使用通过预磁化存储在电感器中的能量来对第一电子开关的寄生电容进行放电。该方法还包括在对寄生电容进行放电之后，接通第一电子开关持续接通时段。

Description

功率转换方法和功率转换器
技术领域
本公开内容涉及功率转换器和功率转换方法，尤其涉及在轻负载条件下操作功率转换器。
背景技术
开关模式功率转换器(开关模式电源，SMPS)被广泛地用于汽车、工业或消费电子应用中的功率转换。开关模式功率转换器包括至少一个电子开关和至少一个电感器。由功率转换器接收到的输入功率并且因此由功率转换器提供的输出功率能够由至少一个电子开关的开关模式操作来控制。电感器用作缓冲器，该缓冲器当电子开关处于开状态时磁性地存储从功率转换器的输入接收到的能量并且当电子开关处于关状态时将所存储的能量转发到输出。
电感器的尺寸构成功率转换器的总体尺寸的重大部分。因此，为了减小总体尺寸，可能期望的是减小电感器的尺寸。因为电感器磁性地存储能量的能力随着尺寸减小而降低，所以减小电感器尺寸使得有必要提高开关频率。至少一个电子开关的开关模式操作与损耗相关联，该损耗通常被称为开关损耗。这些开关损耗随着开关频率增大而增大。基本上，期望具有低开关损耗以获得功率转换器的高效率。具体地，期望甚至在其中功率转换器的输出功率显著低于额定功率的低负载情况下具有高效率。
发明内容
一个示例涉及一种方法。该方法包括：在功率转换器的多个驱动循环中的至少一个驱动循环中，预磁化与第一电子开关串联连接的电感器，使用通过预磁化存储在电感器中的能量来对第一电子开关的寄生电容进行放电，并且在对寄生电容进行放电之后，接通第一电子开关导通时段。另外，该方法包括在功率转换器的多个驱动循环中的至少一个驱动循环之前，维持第一电子开关在一暂停时段中被关断并且电感器被去磁化。
另一示例涉及一种功率转换器。该功率转换器包括与第一电子开关串联连接的电感器、以及控制电路。该控制电路被配置为在多个驱动循环中的至少一个驱动循环中，用以预磁化电感器，使用通过预磁化存储在电感器中的能量来对第一电子开关的寄生电容进行放电，并且在对寄生电容进行放电之后，接通第一电子开关导通时段。另外，该控制电路被配置为在多个驱动循环中的至少一个驱动循环之前维持第一电子开关被关断并且电感器被去磁化持续暂停时段。
附图说明
下面参考附图解释示例。附图用于说明某些原理，使得仅仅示出了用于理解这些原理必要的方面。附图不是按比例绘制的。在附图中相同的附图标记指代相似的特征。
图1示出了根据一个示例的具有升压拓扑的功率转换器；
图2A-2B示出了如何能够实现功率转换器中的电子开关的示例；
图3示出了功率转换器中的控制电路的一个示例；
图4A-4D示出了图示功率转换器的一个操作模式(轻负载模式) 的信号波形，其中在该操作模式中在循环时段之前存在暂停时段；
图5-6示出了图示基于图4A-4D中示出的操作模式的不同操作模式的信号波形；
图7A-7C示出了图示基于图4A-4D中示出的操作模式的另一操作模式的信号波形；
图8示出了图示通过波谷开关来调节暂停时段的持续时间的信号波形；
图9图示了在采用波谷开关的情况下在功率转换器的输出功率上的暂停时段的持续时间；
图10图示了根据一个示例的功率的输出功率上的开关频率；
图11图示了根据另一示例的功率的输出功率上的开关频率；
图12示出了基于输入电压的功率转换器的输入电流的时序图；
图13示出了功率转换器中的控制电路的另一示例；
图14A-14B示出了图示具有PFC(功率因子校正)能力的功率转换器中的输入电压的变化和输入功率的对应的变化的时序图；
图15A-15B示出了常规功率转换器和根据图4A-12中示出的方法之一操作的功率转换器两者中的正弦输入电压的相位角上的开关频率；
图16示出了根据另一示例的具有升压拓扑的功率转换器；
图17A-17C示出了图示图16中示出的功率转换器的一种操作方式的时序图；以及
图18示出了根据一个示例的具有降压拓扑的功率转换器。
具体实施方式
在下面的详细描述中，对附图进行引用。该附图形成本说明书的一部分并且通过图示的方式示出了在其中可以实践本发明的具体示例。要理解，本文描述的各个示例的特征可以彼此进行组合，除非另行特别指出。
图1示出了根据一个示例的功率转换器(开关模式电源，SMPS)。功率转换器(其还可以被称为电压转换器)包括被配置为接收输入电压VIN和输入电流IIN的输入，和被配置为提供输出电压VOUT和输出电流IOUT的输出。(在图1中以虚线图示的)负载Z能够被连接到输出以接收输出电压VOUT和输出电流IOUT。根据一个示例，功率转换器被配置为调节输出电压VOUT和输出电流IOUT中的一个使得输出电压VOUT和输出电流IOUT中的一个的信号电平基本上等于预定义参考电平。
图1中示出的功率转换器包括升压拓扑。然而，利用升压拓扑实现功率转换器仅仅是示例。本文下面解释的操作模式也能够被使用在具有诸如降压拓扑的另一拓扑或者降压升压拓扑的功率转换器中。下面更详细地解释这一点。
参考图1，图1中示出的功率转换器包括诸如扼流圈的电感器(电感存储元件)2以及与电感器2串联连接的第一电子开关31。具有电感器2和第一电子开关31的串联电路被连接到输入。具体地，串联电路被连接在输入的第一输入节点11与第二输入节点12之间。输出电压VOUT可跨电容器4而变化，电容器4在下文中将被称为输出电容器4。输出电容器4被连接到输出。具体地，输出电容器4被连接在输出的第一输出节点13与第二输出节点14之间。整流器32、52被连接在电感器2与输出电容器4之间。具体地，在该示例中，整流器32、 52被连接在电感器2和第一电子开关31的公共的电路节点15与第一输出节点13之间。整流器32、52包括第二电子开关32和与第二电子开关32并联连接的诸如二极管的整流器元件52。该整流器在下文中将被称为同步整流器(SR)。
根据一个示例，诸如二极管的整流器元件52能够与第一电子开关 31并联连接。在第一电子开关31和第二电子开关32的上下文中，“并联连接”意指与相应的开关31、32的负载路径并联连接。第一电子开关31能够通过在控制节点处接收第一驱动信号S31来控制，并且第二电子开关32能够通过在控制节点处接收第二驱动信号S32来控制。第一电子开关31和第二电子开关32中的每个能够是常规电子开关，例如为MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)、IGBT(绝缘栅型双极性晶体管)、BJT(双极性结晶体管)、JFET(结场效应晶体管)、HEMT(高电子迁移率晶体管)、等等。图2A示出了被实现为MOSFET的第一电子开关31和第二电子开关32的一个示例。在图 3中，附图标记3表示第一电子开关31和第二电子开关32中的一个。参考图2A，MOSFET包括栅极节点G、漏极节点D和源极节点S。 MOSFET的负载路径是在漏极节点D与源极节点S之间的内部电流路径，MOSFET的控制节点是栅极节点。图2A中示出的MOSFET 被绘制为n型增强MOSFET。然而，这仅仅是示例；也能够使用另一类型的MOSFET，例如n型消耗型MOSFET或p型增强或消耗型 MOSFET。MOSFET包括内部二极管，其通常被称为体二极管。该体二极管能够被用作与相应的开关3并联连接的整流器元件(参见图1 中的附图标记51、52)，使得当电子开关3被实现为MOSFET时不需要额外的整流器元件。即，MOSFET形成相应的电子开关3和与相应的电子开关并联连接的整流器元件5(即，与第一电子开关31并联连接的整流器元件51或与第二电子开关32并联连接的整流器元件 52)。
图2B示出了被示出为诸如GaN HEMT的HEMT的电子开关3 的一个示例。HEMT包括栅极节点G、漏极节点D和源极节点S。HEMT 的负载路径是在漏极节点D与源极节点S之间的内部电流路径， MOSFET的控制节点是栅极节点。除了MOSFET，HEMT不包括在漏极节点D与源极节点S之间的内部二极管，使得形成整流器元件5 的额外的元件与HEMT的负载路径并联连接。
参考图1，功率转换器还包括控制电路6，其被配置为生成通过第一电子开关31的控制节点接收到的第一驱动信号S31，以及通过第二电子开关32的控制节点接收到的第二驱动信号S32。控制电路6被配置为基于输出信号SOUT来驱动第一电子开关31和第二电子开关32。输出信号SOUT表示要被调节的输出参数的信号电平。例如，该输出参数是输出电压VOUT或输出电流IOUT。在下文中，仅仅为了解释的目的，假设功率转换器被配置为调节输出电压VOUT。在这种情况下，输出信号SOUT表示输出电压VOUT的电压电平。
基本上，由控制电路6控制的功率转换器被配置为通过第一电子开关31的开关模式操作(锁定操作)来调节输出电压VOUT。每次控制电路6接通第一电子开关31时，从输入部11、12接收到的能量被磁性地存储在电感器2中。当控制电路6关断第一电子开关31时，先前存储在电感器2中的能量经由同步整流器32、52分别被传递到输出 13、14，即，被传递到输出电容器4和负载Z。经由同步整流器32、 52的该能量传递可以包括接通第二电子开关32。从输入11、12接收到的并且被传递到输出13、14的平均输入功率能够通过调节第一电子开关31的接通时段的持续时间来调节。第一电子开关31的“接通时段”是其中电子开关31被接通的那些时间时段。例如，在输入电压 VIN的给定电压电平处，从输入11、12接收到的平均输入功率随着那些接通时段的持续时间增加而增大。
图3示意性地图示了控制电路6的一个示例。具体地，图2示出了根据一个示例的控制电路6的框图。应当指出，这样的框图图示了控制电路的功能框而非控制电路的实现方式。这些功能框能够使用专用电路来实现。根据另一示例，控制电路能够使用硬件和软件(例如微控制器和运行在微控制器上的软件)来实现。参考图3，控制电路 6包括误差滤波器61，其接收输出信号SOUT和参考信号SREF。误差滤波器61被配置为将输出信号SOUT与参考信号SREF进行比较并且被配置为基于该比较来生成误差信号SERR。具体地，误差滤波器51可以基于在误差信号SREF与输出信号SOUT之间的差SREF-SOUT来生成误差信号SERR。误差滤波器61可以具有比例(P)特征、积分(I)特征和比例积分(PI)特征中的一个。驱动电路62接收误差信号SERR并且被配置为基于误差信号SERR来驱动第一电子开关31和第二电子开关32。
通过控制电路6来调节输出电压VOUT可以包括在误差信号SERR指示输出电压VOUT已经减小时增大从输入11、12接收到的输入功率。这抵消输出电压VOUT的进一步减小并且有助于调节输出电压VOUT可的电压电平，使得其基本上等于由参考信号SREF表示的电压电平。同样地，控制电路6可以控制第一电子开关31使得在误差信号SERR指示输出电压VOUT已经增大时从输入11、12接收到的输入功率减小。这抵消输出电压VOUT的进一步增大并且有助于调节输出电压VOUT的电压电平使得其基本上等于由参考信号SREF表示的电压电平。输出电压VOUT的变化可以由负载Z的变化的功率消耗导致。
不可避免地，操作功率转换器与功率损耗相关联。即，平均输出功率不是精确地等于平均输入功率而是小于平均输入功率。这是由于在功率转换器中发生的损耗。例如，那些损耗包括传导损耗而且包括开关损耗。“传导损耗”是从功率转换器中的开关和导体的欧姆电阻得到的损耗。“开关损耗”是与电子开关31、32的开关模式操作相关联的损耗，即，与接通和关断电子开关31、32相关联的损耗。因为每个开关操作与能量的损耗相关联，与开关模式操作相关联的功率损耗随着开关频率增大而增大。
功率转换器的效率能够被定义为在输出功率(其是由负载Z接收到的功率)与总体输入功率之间的比率。“总体输入功率”不仅包括在输入11、12处接收到的输入功率而且还包括由控制电路6驱动电子开关31、32需要的功率。开关损耗能够被宽泛地认为是与输出功率无关，使得在给定开关频率处功率转换器的效率随着输出功率减小而减小。
诸如图1中示出的升压转换器的升压转换器能够在关键传导模式中操作。在该操作模式中，功率转换器中的至少一个电子开关(例如图1中示出的第一电子开关31)的接通时段被调节为依赖于输出功率。在第一开关31已经关断之后，感测通过电感器2的电流IIN，并且当该电流IIN达到零时第一电子开关31再次接通。在接通第一电子开关 31与再次接通第一电子开关31之间的持续时间随着输出功率并且因此接通时段减小而减小。因此，为该时间时段的倒数的开关频率随着输出功率减小而增大。这随着输出功率减小而进一步降低功率转换器的效率。
因此期望具有甚至在低负载条件下的功率转换器的高效率，低负载条件是当功率转换器的输出功率显著低于功率转换器的最大输出功率或额定输出功率时。参考图4A-4D解释操作功率转换器以甚至在低负载条件下获得高效率的一种方式。这些图示出了第一驱动信号 S31、第二驱动信号S32、在第一电子开关31两端的电压V31以及输入电流IIN(其是通过电感器2的电流)的信号波形。为了解释的目的，假设第一驱动信号S31和第二驱动信号S32中的每个能够具有接通相应的开关的第一信号电平，或者关断相应的开关的第二信号电平。在下文中，第一电平将被称为接通电平，并且第二电平将被称为关断电平。仅仅为了解释的目的，在图4A-4B中示出的信号示意图中，接通电平是高信号电平，并且断开电平是低信号电平。根据图4A-4D中图示的驱动方案来操作功率转换器包括下面解释的八个时间上相继的阶段(时间间隔)I-VIII。
在第一阶段I中，第一驱动信号S31和第二驱动信号S32中的每个具有断开电平，使得第一开关31和第二开关32中的每个被关断(处于断开状态)。另外，输入电流IIN在第一阶段I中为零。在第一阶段 I中，在第一电子开关31两端的电压V31基本上等于输入电压VIN，并且在第二电子开关32两端的电压V32基本上等于输出电压VOUT减去输入电压VIN(VOUT-VIN)。后者基于如下假设：在功率转换器进入图4A-4D中示出的驱动方案之前其正在以其中输出电容器4已经被充电的操作模式工作。
在跟着第一阶段I的第二阶段II中，第二驱动信号S32接通第二电子开关32持续接通时段TONII，而第一电子开关31仍然处于断开状态。在该第二阶段II中，电流IIN在与图1中指示的方向相反的方向上流经电感器2。在该方向上流动的输入电流IIN将在下文中被称为负输入电流IIN。在第二电子开关32的该接通时段TONII内，输入电流IIN的电流电平增大。该增大基本上与电压差VOUT-VIN成比例并且与电感器2的电感的倒数成比例。即，
其中VOUT表示输出电压的电压电平，VIN表示输入电压的电压电平，并且L表示电感器2的电感。
在跟着第二阶段II的第三阶段III中，第一电子开关31和第二电子开关32两者处于断开状态。借助于在第二阶段期间已经被磁性地存储在电感器2中的能量，电感器2使得输入电流IIN继续在第三阶段 III中流动。在第三阶段III中，电流IIN使得第一电子开关31的寄生电容C31被放电。该寄生电容已经在第二阶段中被充电，使得在第二阶段II中在第一电子开关31两端的电压V31基本上等于输出电压 VOUT。在第三阶段III中，输入电流IIN对第一电子开关31的寄生电容 C31进行放电。在第三阶段III的结束，寄生电容C31已经被放电使得电压V31基本上下降到零。更精确地，电压V31下降到与第一电子开关31并联连接的整流器元件33的反向正向电压。这是因为整流器元件33在跟着第三阶段III的第四阶段IV中在寄生电容C31已经被放电之后接管负输入电流IIN。电压V31然后等于-VF31，其中VF31是整流器元件33的正向电压。例如，整流器元件33是二极管。
第五阶段V当第一电子开关31接通时开始。当输入电流IIN仍然为负时，第一电子开关31接通。为了保持传导损耗低，可以期望在寄生电容C31已经被放电之后并且负输入电流IIN开始流经整流器元件 33之后，尽可能快地接通第一电子开关31。在第五阶段中，电压V31由第一电子开关的导通电阻乘以输入电流IIN的电流电平来给出。第一电子开关31的“导通电阻”是第一电子开关31处于接通状态的电阻，并且主要取决于第一电子开关31的类型和具体设计。根据一个示例，该电压V31的幅值低于正向电压VF31。仅仅为了说明的目的，该电压在第五阶段V中被绘制为零。当寄生电容C31已经被放电时接通第一电子开关31，使得能够当第一电子开关31两端的电压V31基本上为零时接通第一电子开关31。这有助于减少开关损耗并且被成为零电压开关(ZVS)。
在第五阶段期间，电感器2完全地去磁化并且电流IIN下降到零。在电感器2已经完全被去磁化之后，在第六阶段VI中，输入电压VIN使得输入电流IIN在如图1所示的方向上流动，并且使得电感器2磁化但是具有与第二阶段II中的极性相反的极性。第六阶段中的电流IIN的时间导数基本上由下式给出:
其中L是电感器2的电感。基本上，输出电压VOUT通过控制该第六阶段VI的持续时间来控制。第六阶段的持续时间在下文中被称为第一开关31的导通时间。根据一个示例，该导通时间的持续时间由误差信号SERR控制。
第七阶段VII当第一电子开关31关断并且第二电子开关32仍然处于断开状态时开始。在第七阶段VII中，电感器2使得输入电流IIN继续流动。与第二电子开关32并联连接的整流器元件34在第七阶段 VII中接管输入电流IIN。在该阶段中，在第六阶段VI期间被磁性地存储在电感器2中的能量的部分经由与第二电子开关32并联连接的整流器元件34被传递到输出13、14。当第二电子开关32接通时该能量传递在第八阶段VIII中继续。接通第二电子开关32使得整流器元件 34被旁路，并且有助于减少在从电感器2到输出13、14的能量传递期间的传导损耗。第八阶段VIII当来自电感器2的能量已经完全被传递到输出13、14时结束，即，当输入电流IIN已经下降到零时结束。第八阶段VIII中的输入电流IIN的时间导数基本上由等式(1)给出。为了在第八时段VIII的结束检测何时电感器2已经被去磁化，控制电路可以监测在(图1中示出的)与电感器磁性地耦合的辅助绕组8两端的辅助电压VAUX。
在参考图4A-4D解释的驱动方案中，第一电子开关31中的开关损耗与第一电子开关31执行零电压开关(ZVS)时一样低。另外，通过引入第一阶段I，开关频率能够被调节。具体地，开关频率能够被调节为低于预定义频率阈值。在下文中，在第二阶段II的开始与第八阶段VIII的结束之间的时间时段将被称为循环时段TCYC，并且第一阶段I将被称为暂停时段TPAUSE。
在图4A-4D中示出的驱动方案中，阶段II-V中和阶段VI-VIII中的输入电流IIN的信号波形基本上为三角形，而在第一阶段I中输入电流IIN基本上为零。图4A-4D中示出的操作模式可以因此被称为间歇三角形电流模式(ITCM)或突发脉冲(burst)TCM。
图4A-4C中示出的驱动方案能够以几种不同的方式来使用从而以轻负载模式或部分辅助模式(LLM)来驱动(控制)功率转换器。下面参考图5、6和7A-7C解释一些示例。这些图均示出了输入电流 IIN的时序图。
参考图5，驱动LLM中的功率转换器包括在以上参考图4A-4D 解释的类型的多个驱动循环中驱动功率转换器。这些驱动循环中的每个包括驱动阶段II-VIII，并且各个驱动循环由暂停时段TPAUSE分开。参考图4A-4C，在第六阶段VI中从输入11、12接收能量(输入功率)。在图5中示出的方法中，平均输入功率能够以若干方式来调节。“平均输入功率”是在第六阶段V中从输入11、12接收到的能量除以包括驱动时段的持续时间TCYC加在驱动循环之前的暂停时段的持续时间TPAUSE的持续时间。平均输入功率能够通过改变暂停时段的持续时间TPAUSE和/或第六阶段VI的持续时间TONVI来调节。例如，在输入电压VIN的给定电压电平和第六阶段VI的给定持续时间处，平均输入功率随着暂停时段的持续时间TPAUSE增大而减小。
根据一个示例，根据图4A-4D中示出的驱动方案来驱动功率转换器包括在每个驱动循环中，将第六阶段VI的时间时段TONVI选择为基本上恒定的，并且将暂停时段的持续时间TPAUSE选择为变化的。根据另一示例，根据图4中示出的驱动方案来驱动功率转换器包括使第六阶段VI的持续时间变化，而暂停时段的持续时间TPAUSE基本上恒定。根据另一示例，暂停时段的持续时间TPAUSE和第五阶段V的持续时间两者都是变化的以便使平均输入功率变化。
参考图6，根据图4 A-4 C中示出的驱动方案来驱动功率转换器包括多个驱动循环，每个驱动循环包括在一个暂停时段I之后的阶段II 到VIII。在该方法中，平均输入功率由在多个驱动循环中从输入11、 12接收到的能量除以多个驱动循环的持续时间加上在多个驱动循环之前的暂停时段的持续时间给出。在下文中，具有多个驱动循环的时间时段将被称为突发脉冲时段，TBU表示突发脉冲时段的持续时间。换言之，在该方法中的平均输入功率能够通过将在多个驱动循环中接收到的能量除以与暂停时段TPAUSE相等的持续时间加上突发脉冲时段TBU来计算。在该方法中，平均输入功率能够通过改变暂停时段 TPAUSE的持续时间，通过改变在一个暂停时段之后的驱动循环的数量并且通过改变各个驱动循环的第六阶段的持续时间TONVI来改变。根据一个示例，在一个暂停时段之后的驱动循环的数量是固定的，各个驱动循环的第五阶段的持续时间是固定的，并且暂停时段TPAUSE的持续时间是变化的。根据另一示例，暂停时段TPAUSE的持续时间是固定的，各个驱动循环的第六阶段的持续时间是固定的，但是跟着一个暂停时段的驱动循环的数量是变化的。
图7A-7C图示了为图6中示出的方法的修改的方法。在该方法中，每个驱动循环的第六阶段VI的持续时间是固定的，但是在一个暂停时段之后的驱动循环的数量和暂停时段的持续时间是变化的，使得一个暂停时段TPAUSE加上在一个暂停时段之后的多个驱动循环的持续时间的总体持续时间是基本上固定的。换言之，暂停时段TPAUSE的持续时间是一个驱动循环的持续时间的倍数。图7A-7C示出了其中总体持续时间是一个驱动循环的持续时间的十倍的方法。在该方法中，暂停时段TPAUSE的持续时间能够在一个驱动循环的持续时间和九个驱动循环的持续时间之间变化，然而在一个驱动循环与九个驱动循环之间可以为暂停时段。图7 A示出了其中九个驱动循环跟随一个暂停时段的示例，图7 B示出了其中七个驱动循环跟随一个暂停时段的示例，并且图7 C示出了其中一个驱动循环跟随一个暂停时段的示例。
参考图8解释用于调节暂停时段的持续时间的方法的一个示例，图8示出了第一驱动信号S31和第二驱动信号S32、输入电流IIN和在第二电子开关32两端的电压V32的时序图。参考图8，电压V32基本上在阶段II中为零，在阶段III-VI中基本上等于-VOUT，并且在阶段VII和VIII中基本上为零。在阶段VIII之后，在稳态中，在第一电子开关31和第二电子开关32公共的电路节点处的电位等于输入电压VIN，使得在第二电子开关32两端的电压V32等于VIN-VOUT。在 VIN<VOUT时，该电压V32是负的。然而，紧跟着阶段VIII的结束和第一阶段I的开始之后，即紧跟着关断第二电子开关32之后，在电路处的电位不等于VIN而是在VIN附近振荡。该振荡的幅度在开始基本上为VOUT-VIN并且之后下降。在电路节点15处的该振荡电位导致在第二电子开关32两端的电压V32的振荡。具体地，电压V32在 VOUT-VIN附近振荡，VOUT-VIN是在稳态中具有的电压V32。时段性地，电压V32包括局部极小值或波谷。振荡归因于寄生电容，例如电容 C31、C32和电感。那些电容可以包括电感器2和寄生电感，例如线路电感。
根据一个示例，控制电路6被配置为在暂停时段TPAUSE中监测在第二电子开关两端的电压V32，和在暂停时段TPAUSE(第一阶段I) 的结束和第二阶段II的开始当存在第二电子开关32两端的电压V32 的波谷时对第二电子开关32的两个接通。在这种情况下，暂停时段TPAUSE的持续时间是从几个时间时段中选择的，其中这些时间时段中的每个时间时段由在一个波谷的时间上位置与暂停时段的开始之间的时间差给出。该振荡的频率能够被认为是基本上恒定的。在这种情况下，暂停时段TPAUSE的持续时间是振荡的一个时段TOSC(参见图8) 的倍数。
为了解释的目的，假设波谷具有顺序号，其中顺序号反映在暂停时段TPAUSE的开始之后的各自的波谷的时间上位置。例如，出现在暂停时段TPAUSE的开始之后的第一波谷具有顺序号“1”，第二波谷具有顺序号“2”，等等。
根据一个示例，控制电路6被配置为监测输出功率POUT并且被配置为取决于输出功率POUT的电平而选择暂停时段TPAUSE的持续时间。具体地，控制电路6被配置为取决于输出功率POUT的电平而选择在其处暂停时段结束的波谷的顺序号。在下文中，在其处暂停时段结束的波谷将被称为“终止暂停时段TPAUSE的波谷”。输出功率反映负载的功率消耗，其可以变化。输出功率POUT由输出电流IOUT乘以输出电压VOUT给出。为了监测功率消耗，控制电路6可以基于输出电流IOUT和输出电压VOUT来计算输出功率。备选地，假设输出电压VOUT被控制为基本上恒定的，控制电路6可以仅仅监测输出电流IOUT以便监测输出功率POUT。
图9图示了控制电路6可以如何取决于输出功率POUT而调节暂停时段TPAUSE的一个示例。图9示出了取决于输出功率POUT而终止暂停时段的波谷的顺序号，其中输出功率在示意图中从左向右下降。在该示例中，波谷号“0”意指在第二阶段II的开始之前没有暂停时段被引入(或者暂停时段TPAUSE或阶段I的持续时间为零)。没有暂停时段的操作模式也被称为三角形电流模式(TCM)。在TCM中操作升压转换器是已知的，并且例如被公开在对其进行引用的美国专利号8026704B2中。
在图9中示出的示例中，控制电路在输出功率下降到预定义阈值 POUT-TH以下时开始引入暂停时段，即，开始ITCM。另外，存在在阈值POUT-TH与最小输出功率POUT-MIN之间的几个功率范围，其中一个波谷号与这些功率范围中的每个相关联。波谷号与这些功率范围相关联使得一个功率范围越靠近POUT-MIN，相关联的暂停时段的持续时间越长。例如，一个功率范围越靠近POUT-MIN，相关联的波谷号越高。根据一个示例，控制电路6考虑一个功率范围到波谷号的分配中的迟滞以便防止当输出功率POUT接近在两个相邻的功率范围之间的边界时在两个波谷号之间的频率变化。这样的迟滞曲线以虚线被示出在图9 中。
根据一个示例，阈值POUT-TH是最大输出功率POUT-MAX的50％或更少，其中最大输出功率POUT-MAX是功率转换器能够供应的最大功率。根据另一示例，从POUT-MAX到POUT-MIN的完整功率范围被划分到各范围中并且每个范围与波谷号相关联，其中在这些范围中的最高范围中没有引入暂停时段。
如图9所示取决于输出功率POUT而选择终止暂停时段TPAUSE的波谷可以被使用在如图5所示的驱动方案中，其中暂停时段TPAUSE在每个循环时段TCYC之前，或者被使用在如图6所示的驱动方案中，其中暂停时段在循环时段TCYC的序列之前。第二阶段II的持续时间可以在该方法中是固定的，并且输出电压VOUT能够如之前所解释的来控制。即，输出电压VOUT通过取决于误差信号SERR而调节第一开关 31的导通时间来控制。首先，当基于图9中示出的示意图的控制电路 6引入暂停时段TPAUSE或延长暂停时段TPAUSE，并且第一开关31的导通时间保持不变时，输出电压VOUT可以稍微下降。这是因为首先在第一开关31的导通时间期间从输入11、12接收到的能量保持不变，并且暂停时段TPAUSE的持续时间加上至少一个循环时段TCYC的持续时间增加，使得平均输入功率减小。然而，输出功率的减小引起误差信号SERR的变化(增大或减小，取决于误差信号SERR是如何被生成的)，使得在延长暂停时段TPAUSE之后，第一开关31的导通时间增大以便保持输出电压VOUT基本上恒定。以这种方式，通过延长暂停时段TPAUSE，开关频率不仅通过更长的暂停时段TPAUSE而且通过更长的第一开关31的导通时间来减小，并且由于更长的第一开关31的导通时间(阶段VI)而得到更长的去磁化时间(阶段VII和VIII)。
通过延长暂停时段TPAUSE，开关频率fSW能够被调节并且具体地被限制。例如，开关频率是暂停时段TPAUSE加上循环时段TCYC的倒数(fSW＝1/(TPAUSE+TCYC)。在图6中示出的驱动方案中，存在由循环时段TCYC的倒数给出的另外的开关频率。通过延长暂停时段TPAUSE，在负载的给定功率消耗处，循环时段中的每个循环时段由于以上解释的原因而变得更长，使得开关频率的下降还导致该另外的开关频率的下降。
图10示意性地图示了在图9中示出的方法中的在POUT-TH与最小功率之间的功率范围中的开关频率。参考图9并且如以上所解释的，延迟暂停时段TPAUSE的持续时间导致开关频率fSW的减小(并且导致另外的开关频率1/TCYC的减小，如果有的话)。随着输出功率减小，开关频率增大，因为第一开关31的导通时间(阶段VI)和去磁化时间(阶段VII和VIII)变得更短。参考图10，功率范围能够被选择使得在每个功率范围中的开关频率基本上处于相同的频率范围中。然而，这仅仅是示例。
根据另一示例，如图11中示出的，与波谷号相关联的功率范围能够甚至被选择使得平均开关频率随着输出功率POUT减小而减小。平均开关频率由图11中的虚线图示。在该示例中，在每个功率范围的下端处的开关频率下降到在相应的功率范围的上端处的开关频率以下。根据输出功率POUT的开关频率fSW的这种性能可以有助于增大在轻负载的效率并且分别将跨整个负载范围和输出功率范围POUT的效率曲线变平。
在图9中示出的示例中，波谷号随着输出功率POUT减小以1的步长增大。然而，这仅仅是示例。根据另一示例，波谷号当输出功率减小时以n的步长增大，其中n是高于1的整数。图11中示出的方法可以采用以n的步长的波谷号的增大。
在参考图9-11解释的方法中，在POUT-TH与POUT-MIN之间的功率范围中的每个与暂停时段的持续时间相关联。在这些示例中，这些持续时间中的每个是寄生振荡的时段TOSC的倍数，并且更具体地由该时段TOSC乘以与相应的功率范围相关联的波谷号出。参考图9-11解释的方法不限于在波谷中接通，即，与功率范围相关联的暂停时段不限于振荡时段TOSC的倍数。相反，其他持续时间也可以与各个功率范围相关联。
根据另一示例，控制电路被配置为监测开关频率fSW并且被配置为在每次开关频率fSW达到预定义频率阈值时延长暂停时段TPAUSE。延长暂停时段TPAUSE可以包括使波谷号增加1或n。
如以上所解释的，在暂停时段(阶段I)中，在电路节点15处的电位在输入电压附近振荡，其中该振荡的最大幅度由VOUT-VIN给出， VOUT-VIN是在稳态中的第二电子开关两端的电压。借助于与第一电子开关31并联连接的整流器元件51，在电路节点15处的电位不能够下降到零以下并且更具体地为-VF51，其中-VF51是整流器元件31的负正向电压。在电路节点15处的电位可以在VIN<VOUT-VIN时达到零，即，在VIN<VOUT/2时达到零。在电路节点15处的电位等于在第一电子开关31两端的电压V31。如果在暂停时段TPAUSE中存在其中该电压V31 变为零的时刻，则用于接通第一电子开关31的ZVS条件能够在不使电感器2预磁化的情况下实现。因此，根据一个示例，控制电路被配置为将输入电压VIN的电压电平与输出电压VOUT的电压电平进行比较，并且被配置为仅仅在输入电压VIN的电压电平大于输出电压VOUT的电压电平0.5倍(VIN>VOUT/2)时使用图4中示出的开关方案。在这些条件下，在第一电子开关31两端的电压V31不能够在暂停时段 TPAUSE中下降到零，使得ZVS条件能够仅仅通过对电感器2预磁化来获得。如果VIN<VOUT/2，则阶段II-V可以被省略使得第一电子开关 31紧跟在暂停时段TPAUSE之后(在阶段VI中)被接通。
图12通过示出在暂停时段(阶段I)和相继的循环时段中的输入电流IIN示意性地图示了驱动方案。如能够看到的，如果VIN<VOUT/2，则阶段II-V在跟着暂停时段的循环时段中被省略，使得第六阶段VI 紧跟着第一阶段I。根据一个示例，阶段II-V仅仅在紧跟着暂停时段(阶段I)的循环时段中被省略。因此，在每个循环时段TCYCLE之前包括暂停时段TPAUSE的如图5所示的驱动方案中，只要输入电压VIN的瞬时电平低于输出电压VOUT的电平的50％(VIN<VOUT/2)，阶段 II-V就在每个循环时段TCYCLE中被省略。然而，在其中几个相继的循环时段TCYCLE跟随一个暂停时段TPAUSE的图6和图7A-7C中示出的方案中，阶段II-V在紧跟着暂停时段TPAUSE的那个驱动循环中被省略而在不是紧跟着暂停时段(即，紧跟着先前驱动循环)的其他驱动循环中的每个中存在阶段II-V。
使用在图12中的左边示出的驱动方案，能够以如以上解释的相同的方式来控制输出电压VOUT。另外，能够使用相同类型的突发脉冲循环，例如图5中示出的类型或图6中示出的类型。另外，频率能够基本上以如以上解释的相同的方式来控制，其中的不同在于其中在第一开关31两端的电压变为零的那些时间可以定义暂停时段TPAUSE的结束，而非电压V32的波谷。
根据一个示例，输入电压VIN是直流电压。根据另一示例，输入电压VIN是经整流的正弦电压。这种经整流的正弦电压能够通过使用桥接整流器10从正弦电网电压VAC获得。这样的桥接整流器以虚线被示出在图1中。
根据一个示例，输入电压VIN是经整流的正弦电压并且功率转换器具有PFC(功率因子校正)能力。在这种情况下，功率转换器被配置为不仅控制输出电压VOUT的电压电平，而且控制输入电流IIN的波形。控制输入电流IIN的波形可以包括控制波形基本上与输入电压VIN同相。
控制电路6的一个示例被示出在图13中，控制电路6被配置为生成误差信号SERR使得输出电压的电压电平和输入电流IIN的波形两者被控制。该控制电路6基于图1中示出的控制电路6并且包括第一误差滤波器61，其接收表示输出电压VOUT的(测得的)电压电平的信号SOUT和表示输出电压VOUT的期望电压电平的参考信号SREF。该误差滤波器61可以如本文以上参考图1所解释的来实现。在该误差滤波器的输出处，第一误差信号SERR1可获得。第一乘法器63将第一误差信号乘以输入电压信号SVIN，其表示输入电压VIN。基于该乘法，乘法器输出输入电流参考信号SIN-REF，其定义期望的输入电流。如果例如输入电压VIN是经整流的正弦电压，则电流参考信号是具有由输入电压VIN定义的相位和频率和由第一误差信号SERR1定义的幅度的正弦信号。减法器65将经滤波的输入电流信号SIIN从输入电流参考信号SIN-REF减去。输入电流信号SIIN表示输入电流IIN并且由滤波器 64滤波。该滤波器可以具有低通特征。另一滤波器66接收减法器65 的输出信号并且提供由驱动器接收到的误差信号SERR。该滤波器66 可以具有P、PI和PID特征中的一个。
图13中示出的控制电路包括两个控制环，用于控制输出电压 VOUT的第一控制环和用于控制输入电流IIN的第二控制环。例如，如果输入电压VIN是具有100Hz的频率的时段性的经整流的正弦电压，则输入电流参考信号SIN-REF是具有100Hz的频率的时段性信号。为了使控制电路能够控制输入电流使得其跟随输入电流参考信号SIN-REF，开关频率fSW显著高于参考信号的频率。例如，开关频率为至少10 kHz。
图14A和14B图示了在功率转换器接收经整流的正弦输入电压 VIN并且控制输入电流IIN与输入电压VIN同相时的输入电压VIN和输入功率PIN的时序图。如能够看到的，输入功率PIN(其为输入电压 VIN乘以输入电流IIN)具有正弦方波，使得输入功率在诸如零的最小值与最大值之间时段性地变化。图1中示出的输出电容器使得能够针对负载绘制基本上恒定的输出功率POUT，尽管输入功率是变化的。
变化的输入电流IIN结合变化的输入功率PIN导致在输入电压VIN的每个时段上的开关频率fSW的显著变化，其中频率在其上变化的范围进一步取决于输出功率POUT。
在图15A和15B中的每个中，示意图101图示了在常规方法(即，不采用暂停时段的方法)中的输入电压VIN的一个时段上的给定输出功率处的开关频率的变化。输入电压是图14A中示出的类型的输入电压。图15A和15B示出了不同的负载情形。在图15A中，输出功率POUT是功率转换器的最大输出功率的20％，而在图15B中，输出功率是最大输出功率的80％。图15A和15B不是按比例绘制的。即，在图15A中示出的情形中的最大开关频率fSW-20能够高于在图15B中示出的情形中的最大开关频率fSW-80。例如，fSW-20＝250kHz并且 fSW-20＝150kHz。同样地，在图15A中示出的情形中的最小开关频率 fSW-20能够高于在图15B中示出的情形中的最小开关频率fSW-80。然而，通过采用参考图12解释的开关方案，那些变化能够被减小，如由图 15A和15B中的示意图102和103所示。在两个示例中，开关频率被限制，其中限制在两个示例中是不同的。频率可以由参考图9解释的方法限制，其中的不同在于输入功率PIN被划分在功率范围中并且暂停时段TPAUSE的持续时间取决于瞬时输入功率而制定。根据另一示例，控制电路监测开关频率并且在每次频率达到预定义频率限制时延长暂停时段。在每种情况下，暂停时段可以被插入在每个循环时段之前(如图5所示)或者在循环时段的序列之前(如图6所示)。由图 15A和15B图中的曲线102和103图示的减小的开关频率表示由 fSW＝1/(TPAUSE+TCYC)给出的开关频率，尽管在采用如图6所示的驱动方案时可以存在由1/TCYC给出的另一较高的开关频率。在每种情况下，在紧跟着暂停时段的循环时段中的阶段II-V的存在能够依赖于如参考图12解释的输入电压的瞬时电平来做出。
图16示出了根据另一拓扑的功率转换器。根据该拓扑的功率转换器被配置为接收诸如正弦电压的交流电压作为输入电压VIN。该功率转换器与图1中示出的功率转换器的不同在于其额外地包括被串联连接在输出节点13、14之间的第三开关71和第四开关72。第三开关 71和第四开关72公共的电路节点被连接到第二输入节点12，其中第三开关71被连接在第二输入节点12与第一输出节点14之间，并且第四开关72被连接在第二输入节点12与第一输出节点13之间。如已经参考图1所解释的，对于第一开关31和第二开关32共用的电路节点被连接到电感器2。控制电路5生成驱动第三开关71的第三驱动信号 S71和驱动第四开关72的第四驱动信号S72。
下面参考图17A-17C解释图16中示出的功率转换器的一种操作方式。图17A示出了在输入电压VIN的一个时段期间的正弦输入电压 VIN的信号波形，图17B示出了第三驱动信号S71的信号波形，并且图17C示出了第四驱动信号S72的信号波形。仅仅为了解释的目的，假设第三驱动信号S41或第四驱动信号S42的高信号电平接通相应的开关41、42并且其低信号电平关断相应的开关。
参考图17A，在一个时段中的输入电压VIN包括当输入电压VIN的信号电平为正时的正半波和当信号电平为负时的负半波。在正半波中，控制电路5接通第三开关71并关断第四开关72。在该正半波中，功率转换器电路以与图1中示出的功率转换器电路相同的方式操作。即，控制电路5通过第一电子开关31的开关模式操作来控制平均输入功率。第二电子开关32在该操作模式中用作同步整流器。
在第二半波中，控制电路5关断第三开关71并接通第四开关72。在该操作模式中，第一电子开关31和第二电子开关32的作用与它们在正半波中的作用相比较发生变化。即，在该操作模式中，第二电子开关32用于控制平均输入功率并且第一电子开关31用作同步整流器。即，在负半波期间，第二电子开关32以与图1中示出的功率转换器电路中的第一电子开关31相同的方式操作，并且第一电子开关31以与图1中示出的功率转换器电路中的第二电子开关32相同的方式操作。第三电子开关71和第四电子开关72能够是常规电子开关，例如MOSFET、IGBT、JFET、BJT或HEMT。
参考上文，参考图4A-4C解释的驱动方案不限于被使用在具有升压拓扑的功率转换器中，而是也可以被应用具有其他拓扑的功率转换器。
图18示出了利用降压拓扑实现的功率转换器的一个示例。在该转换器中，第一电子开关31和第二电子开关32被串联连接在输入节点11、12之间，并且电感器2被连接在对第一电子开关31和第二电子开关32公共的电路节点和第一输出节点13之间。在这种类型的转换器中，平均输入功率能够通过控制第一电子开关31的开关模式操作来控制。第二电子开关32用作同步整流器。在这种类型的功率转换器中也能够使用参考图4 A-4C 解释的操作模式。
尽管已经公开了本发明的各种示例性实施例，但是对于本领域技术人员将显而易见的是，能够在不脱离本发明的精神和范围的情况下进行将实现本发明的优点中的一些优点的各种改变和修改。对于本领域明智的技术人员而言将显而易见的是，执行相同功能的其他组件可以被适当地替代。应当提到，参考具体附图解释的特征可以与其他附图的特征进行组合，即使在其中并没有明确地提到这一点的情况中。另外，本发明的方法可以使用适当的处理器指令以全部软件实现方式或者以利用硬件逻辑和软件逻辑的组合来实现相同的结果的混合实现方式来实现。对本发明构思的这样的修改旨在由随附权利要求涵盖。
为了便于描述而使用诸如“之下”、“下面”、“下”、“之上”、“上”等等的空间相对术语以解释一个元件相对于第二元件的定位。这些术语旨在包含除了与在附图中描绘的取向不同的取向之外的设备的不同取向。另外，诸如“第一”、“第二”等等的术语还被用于描述各个元件、区域、区段、等等并且也不旨在为限制性的。类似的术语在说明书中指代类似的元件。如本文中所使用的，术语“具有”、“含有”、“包含”、“包括”等是开放式的术语，其指示陈述的元件或结构的存在，但不排除额外的元件或特征。词语“一”、“一个”和“所述”旨在包括复数指代以及单数指代，除非上下文另行清楚指示。
鉴于变型和应用的上述范围，应当理解本发明不受前面的描述限制，其也不受附图限制。相反，本发明仅仅由随附权利要求和其法律等效形式限制。

Claims (24)

1.一种用于功率转换的方法，包括：
在功率转换器的多个驱动循环中的至少一个驱动循环中，预磁化与第一电子开关串联连接的电感器，使用通过所述预磁化存储在所述电感器中的能量来对所述第一电子开关的寄生电容进行放电，并且在对所述寄生电容进行放电之后，接通所述第一电子开关持续接通时段；以及
在所述功率转换器的所述多个驱动循环中的至少一个驱动循环之前，在暂停时段中维持所述第一电子开关关断以及所述电感器被去磁化。
2.根据权利要求1所述的方法，其中预磁化所述电感器包括将所述电感器通过第二电子开关耦合到所述功率转换器的输出。
3.根据权利要求1所述的方法，其中维持所述第一电子开关关断以及所述电感器被去磁化包括：
在所述多个驱动循环中的每个驱动循环之前维持所述第一电子开关关断并且所述电感器被去磁化。
4.根据权利要求1所述的方法，其中维持所述第一电子开关关断以及所述电感器被去磁化包括：
在具有几个相继的驱动循环的突发脉冲之前维持所述第一电子开关关断以及所述电感器被去磁化。
5.根据权利要求1所述的方法，其中所述方法还包括：
在所述功率转换器的输入处接收输入电压并且在所述功率转换器的输出处提供输出电压；
监测所述输入电压；以及
在所述输入电压的输入电压值高于预定义阈值的情况下以第一操作模式操作所述功率转换器。
6.根据权利要求5所述的方法，其中以所述第一操作模式操作所述功率转换器包括在所述多个驱动循环中的每个驱动循环中：
预磁化所述电感器；
使用通过预磁化存储在所述电感器中的能量来对所述第一电子开关的所述寄生电容进行放电；以及
在对所述寄生电容进行放电之后，接通所述第一电子开关持续接通时段。
7.根据权利要求5所述的方法，其中所述预定义阈值为所述输出电压的输出电压值的0.5倍。
8.根据权利要求5所述的方法，还包括：
在所述输入电压值低于所述预定义阈值的情况下以第二操作模式操作所述功率转换器。
9.根据权利要求8所述的方法，其中以所述第二操作模式操作所述功率转换器包括，在紧跟着所述暂停时段的驱动循环中：
在所述暂停时段的结束处接通所述第一电子开关持续接通时段。
10.根据权利要求8所述的方法，其中在所述第二操作模式中，维持所述第一电子开关关断以及所述电感器被去磁化包括：
在所述多个驱动循环中的每个驱动循环之前维持所述第一电子开关关断以及所述电感器被去磁化。
11.根据权利要求8所述的方法，其中在所述第二操作模式中，维持所述第一电子开关关断以及所述电感器被去磁化包括：
在具有几个相继的驱动循环的突发脉冲之前维持所述第一电子开关关断以及所述电感器被去磁化。
12.根据权利要求2所述的方法，还包括：
在所述暂停时段中，监测跨所述第二电子开关的电压并检测所述电压的波谷；以及
在一个波谷的时间处接通所述第二电子开关。
13.根据权利要求1所述的方法，还包括：
监测所述功率转换器的输出功率并且基于所述输出功率来调节所述暂停时段的持续时间。
14.根据权利要求13所述的方法，其中调节所述暂停时段的持续时间包括，当所述输出功率减小时延长所述暂停时段的持续时间。
15.根据权利要求1所述的方法，还包括：
监测所述功率转换器的开关频率并且基于所述开关频率来调节所述暂停时段的持续时间。
16.根据权利要求15所述的方法，其中调节所述暂停时段的持续时间包括，当所述开关频率增大时延长所述暂停时段的持续时间。
17.根据权利要求8所述的方法，还包括：
在所述第二操作模式中，监测所述功率转换器的输出功率并且基于所述输出功率来调节所述暂停时段的持续时间。
18.根据权利要求17所述的方法，其中调节所述暂停时段的持续时间包括当所述输出功率减小时延长所述暂停时段的持续时间。
19.根据权利要求9所述的方法，还包括：
在所述第二操作模式中，监测所述功率转换器的开关频率并且基于所述开关频率来调节所述暂停时段的持续时间。
20.根据权利要求19所述的方法，其中调节所述暂停时段的持续时间包括，当所述开关频率增大时延长所述暂停时段的持续时间。
21.根据权利要求1所述的方法，其中所述功率转换器包括升压拓扑。
22.根据权利要求1所述的方法，其中所述功率转换器包括降压拓扑。
23.一种功率转换器，包括：
电感器，其与第一电子开关串联连接；以及
控制电路，
其中所述控制电路被配置为控制以下操作：在多个驱动循环中的至少一个驱动循环中，
预磁化所述电感器，
使用通过预磁化存储在所述电感器中的能量来对所述第一电子开关的寄生电容进行放电，以及
在对所述寄生电容进行放电之后，接通所述第一电子开关持续接通时段，并且
其中所述控制电路被配置为：
在所述多个驱动循环中的至少一个驱动循环之前，维持所述第一电子开关关断以及所述电感器被去磁化持续暂停时段。
24.一种功率转换器，包括：
用于进行以下操作的装置：在多个驱动循环中的至少一个驱动循环中，预磁化与第一电子开关串联连接的电感器，使用通过预磁化存储在所述电感器中的能量来对所述第一电子开关的寄生电容进行放电，以及在对所述寄生电容进行放电之后，接通所述第一电子开关持续接通时段；以及
用于在所述多个驱动循环中的至少一个驱动循环中在暂停时段中维持所述第一电子开关关断以及所述电感器被去磁化的装置。
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