CN104052276A - 自动调整用于开关调节器的零交叉电路的系统和方法 - Google Patents

Abstract

本发明的各种实施例提供能够操作而无需直接感测感应器电流的自适应和精确的零交叉电路。某些实施例容许调整零交叉状况，同时消除对消隐时间的需求。在某些实施例中，这通过探测关闭开关对降压转换器的开关节点电压的影响来实现。一些实施例使用计数器来延长或缩短感应器和零值交叉与开关事件的影响之间的延迟时间。在一个实施例中，开关事件的影响包含据以确定降压转换器感应器中流动的电流的方向的开关节点电压的方向的改变。

Description

自动调整用于开关调节器的零交叉电路的系统和方法

相关专利申请的交叉引用

本申请要求Matthew Dale Thompson、Hongguang Dong、和Cory Arnold于2013年3月15日提交的名称为“Systems and Methods to Auto-Adjust ZeroCross Circuits for Switching Regulators”的美国临时申请系列No.61/790809的优选权益，于此通过引用并入了该申请的全部。

技术领域

本发明涉及开关调节器，并且更具体地，涉及探测和调整开关调节器中的零交叉的系统、设备、和方法。

背景技术

用于移动设备应用的开关调节器设计倾向于减小组件尺寸和研发以容许设计者减小电路在板上占据的面积，特别是通过缩小感应器的尺寸来减小电路在板上占据的面积，的越来越高的开关频率执行的调节器。

开关调节器设计者一直在寻求容许减小与控制电路系统（circuitry）相同的封装结构中的外部组件以及嵌入的例如LC滤波器的尺寸而不危及效率的方案。降压开关调节器特别是当以不连续传导模式操作时，对于相对高的负载电流提供提高的效率。然而，不连续传导模式操作典型地需要实施一些类型的电流感测电路系统来探测并理想地防止反向电流从滤波器的输出端经过感应器流回至同步整流器中和至地。随着开关频率继续增高，设计精确地监视反向感应器电流的合适的电流感测电路的任务日益变得更加困难。

感测和最小化反向电流的现存方法涉及复杂并且因此昂贵的电路系统。一个常规方法使用与输出感应器串联的感测电阻器。一个方法使用模仿感应器的时间常数以及感应器的寄生电阻的RC网络来探测经过感应器的电流何时达到零。其它方法使用开关调节器内的功率FET的导通电阻R_{DS_ON}来测量跨功率FET的电压，以推导从其流过的感应器电流。

虽然使用R_{DS_ON}作为感测电阻器容许消除将进一步劣化效率的另一电阻组件，但是此途径受到传播延迟的影响，并且在导通同步整流器的功率FET后，能感测到跨功率FET的电压之前，等待输出感应器处的开关节点电压时，需要消隐时间。传播延迟使得响应于探测到零交叉而防止反向电流经过感应器流回至调节器中的此方法在高于大约6MHz的频率不切实际。开关调节器设计者所需的是克服上述限制的工具。

发明内容

本发明的各种实施例提供能够在一系列负载和环境状况下操作的自适应和精确的零交叉调整电路。在高的开关频率，特别是，某些实施例介绍了调整零交叉状况，同时消除了对消隐时间的需要，的简单且有效的方式。

在一些实施例中，通过探测诸如关闭开关的开关事件对降压转换器的开关节点电压的影响，以及经由计数器通过合适地延长或缩短开关事件对开关节点电压的影响和实际零交叉之间的延迟来调整随后的循环中的开关事件，来自动调整零交叉状况。开关事件的影响包含据以确定降压转换器感应器中流动的电流的方向的开关节点电压的方向的改变。

在某些实施例中，延迟模块接收来自电流感测电路的第一控制信号，该电流感测电路通过探测节点电压信号何时超过预订阈值电压来间接感测电流。作为响应，延迟模块生成用于降压转换器的第二控制信号以以最小化第一控制信号和实际开关事件之间的时间延迟的方式来控制降压转换器的开关。

已经于此总体描述了本发明的某些特征和有点；然而，考虑到图样、说明书、以及其权利要求，对于本领域技术人员来说，于此介绍的附加特征、优点、以及实施例将是明显的。因而，应当理解，本发明的范围不限制于此发明内容部分中公开的特定实施例。

附图说明

将参照本发明的实施例，可以在附图中示例其范例。这些图意图是示例性的，而不是限制性的。虽然在这些实施例的背景中总体描述了本发明，但是应当理解，其不是意图将本发明的范围限制于这些特定实施例。

图（“Fig.”）1是现有技术开关调节器电路设计的示意图；

图2是对于在不连续传导模式中，NMOS晶体管关闭太晚的场景，图1中的开关节点电压和对应的感应器电流的行为的示例；

图3是对于在不连续传导模式中，NMOS晶体管关闭太早的场景，图1中的开关节点电压和对应的感应器电流的行为的示例；

图4是根据本发明的各种实施例的包括自动调整零交叉电路的开关调节器系统的总体框图；

图5是根据本发明的各种实施例的包括自动调整零交叉电路的开关调节器的示意图；

图6是根据本发明的各种实施例的自动调整零交叉电路的可能实施的示意图；

图7是根据本发明的各种实施例的自动调整零交叉电路的另一可能的实施的示意图；

图8是根据本发明的各种实施例的用于调整开关调节器中的零交叉状况的示例过程的流程图。

具体实施方式

在随后的描述中，为了解释，提出了具体细节，以提供对本发明的理解。然而，对于本领域技术人员来说，能够实践本发明，而无需这些细节，是明显的。本领域技术人员将认识到，可以以各种方式和使用各种手段来执行以下描述的本发明的实施例。本领域技术人员也将认识到，附加的修改、应用、以及实施例在其范围内，其是本发明可以提供效用的附加领域。因而，以下描述的实施例是示例本发明的特定实施例并且意在避免使本发明模糊。

说明书中对“一个实施例”或“实施例”的引用意在结合实施例描述的特定特征、结构、特性或功能包含在本发明的至少一个实施例中。说明书中各种地方的短语“在一个实施例中”、“在实施例中”等的出现不必然指相同的实施例。

此外，图中的组件之间或方法步骤之间的连接不限于直接实现的连接。而是，可以不脱离本发明的教导，修改组件或方法步骤之间的在图中示例的连接，或通过向其添加中间组件或方法步骤来对其进行另外的改变。

在此文件中，“正感应器电流”指被从感应器朝向输出电压或负载引导的电流流动。相反地，“负感应器电流”指被从输出电压或负载朝向调节器往回引导至感应器中的电流流动。于此可以互换地使用“调节器”、“开关调节器”、以及“降压转换器”，其是“延迟模块”和“零交叉延迟模块”。虽然此文件参照降压转换器，但是本发明不限于此，因为本发明的各种实施例能够等同地适用于本领域技术人员认识到的其它开关调节器和电源。

图1是现有技术开关调节器电路设计的示意图。调节器100包括占空比控制器102、PMOS晶体管104、以及NMOS晶体管106。每一个晶体管104、106并联连接至例如防止由感应负载（未示出）的开关引起的电流猝发（burst）的肖特基二极管的相应的反体二极管（back body diode）108和110。将二极管108、110的极性选择为使得PMOS反体二极管108的阳极连接至PMOS晶体管104的源极，而其阴极连接至PMOS晶体管104的漏极。相反，NMOS反体二极管110的阳极连接至NMOS晶体管106的漏极，而其阴极连接至NMOS晶体管106的源极。将由例如具有3.7V的标称输出电压值的Li离子电池提供的输入电压Vin120施加至PMOS晶体管104的源极，而NMOS晶体管106的源极连接至地。

如图1中示出的，以反馈配置实施占空比控制器102，使得占空比控制器102在其输入端122接收输出电压V_OUT140，并且输出控制晶体管104和106的栅极的栅极驱动信号P_GATE124和N_GATE126。两个晶体管104、106的漏极彼此连接并且连接至开关电压节点LX130。节点LX130连接至感应器L136的第一端子。另一端子连接至输出电压节点140，输出电压节点140经由输出电容器150交流（AC）耦合至地。另外，“零交叉”电路（未示出）防止电流从节点V_OUT140经过感应器L136流回。输出电压V_OUT140用于驱动外部设备，外部设备诸如是具有低于输入电压120的电压需要（例如，1.2V）的微控制器或传感器（未示出）。

详细地，占空比控制器102监视V_OUT140并通过经由栅极驱动信号P_GATE124和N_GATE126控制降压调节器100的占空比来将V_OUT140调整至期望的电压值。当P_GATE驱动信号124从高状态转变至低状态（例如，从V_IN至0V）时，PMOS晶体管104导通，并且当P_GATE驱动信号124转变至高状态时，PMOS晶体管104关闭。相反地，当N_GATE驱动信号126转变至高状态时，NMOS晶体管106导通，并且当N_GATE驱动信号126转变至低状态时，NMOS晶体管106关闭。重复的开关驱动经过感应器L136和负载的电流。晶体管104和106交替地导通，以在开关节点LX130处生成方波形电压信号。在开关节点130处生成的方波电压V_LX可以具有恒定的开关频率和等于输入电压V_IN120的幅度。占空比控制器102通过调整晶体管104和106对于给定开关频率的导通时间和关闭时间的比率，独立于V_IN120或任何DC负载电流来调整V_OUT140。节点LX130处的电压V_LX由形成LC滤波器的感应器136和输出电容器150过滤以获得DC电压输出V_OUT140。将滤波器感应器L136的电感值和滤波器电容器150的电容值C_OUT选择为将V_OUT140上的纹波限制于由降压调节器100的负载和反馈的需要所确定的可接受的范围。

在操作期间，在连续导通模式（CCM）中，即，当流过感应器136的电流在斜坡上升（ramp up）或斜坡下降（ramp down）时，大多数时间，PMOS晶体管104或NMOS晶体管106导通。但是，在开关过程期间使两个晶体管同时都导通是不期望的，因为容许两个晶体管都传导电流将会使电源直接短路至地，并且导致电流猝发，已知为直通（shoot-through）电流，其使电路效率大大变糟。电路100的效率能够定义为：

P_OUT/P_IN＝（I_L×V_OUT）/V_IN×I_IN），

其中，I_L是感应器电流，I_IN是由电源传送的输入电流，且P_OUT为传送至负载的功率。另外，电流猝发可以损坏电路组件（例如，晶体管）。在CCM中，在每一个开关转变期间，存在PMOS晶体管104和NMOS晶体管106同时关闭的情况，在转变之间产生“死时间”，即为了防止直通电流。为了确保在转变期间，没有电源短路至地的时间情况，在一个晶体管导通之前，另一个晶体管应当关闭足够长的时间，例如，1-3ns。与产生防止直通电流的死时间间隔相关联的此规划已知为“先断后合（beak beforemake）”。二极管108、110携带在此短间隔期间流过感应器L136的任何电流。

相比而言，在不连续传导模式中（DCM），在PMOS晶体管104导通之前，NMOS晶体管106关闭达某时间段，并且反之亦然，在该时间期间，经过感应器136的电流理想地达到0A。特别是对于低负载电流，输出电容器150仅相对慢地放电并且开关操作是不连续的，直到反馈环请求下一个脉冲为止，使得PMOS晶体管104的脉冲在较长的时间段上展开。结果，功率晶体管104、106中的减小的开关损耗显著增高了此操作模式中的效率。然而，在轻负载状况下，经过感应器136的电流往往下降到0A以下，例如，在每次纹波电流变为负时。得到的经过感应器136的反向电流典型地由零交叉电路探测并且由图1中未示出的反馈控制器控制，以防止电流流回至NMOS晶体管106中以及与其相关联的传导和开关损耗。

图2是对于在DCM中，NMOS晶体管关闭太晚的场景，图1中的开关节点电压和对应的感应器电流的行为的总体示例。假设在时间t＝t₀202，NMOS晶体管和PMOS晶体管初始关闭，则当反馈控制器导通PMOS晶体管时，将输入电压V_IN206施加至感应器，并且从而至节点LX204处的电压。得到的跨感应器的电压降使得输出电压节点V_OUT采取等于V_IN－V_L的值。因为输出电容器C_OUT实际上不传导DC电流，跨感应器的电压V_L保持在相当恒定的DC值，引起显示出恒定上升斜率230的感应器电流I_L220。当在时间t＝t₁222，反馈控制器关闭PMOS晶体管并且在短的死时间之后导通NMOS晶体管时，NMOS晶体管在时间t＝t₂232导通。感应器电流I_L220开始以恒定斜坡240下降，形成图2中示出的感应器电流I_L220的三角波形。此三角“纹波电流”被引至图1中示出的输出电容器C_OUT，其给负载传送DC负载电流。

理想地，反馈控制器在时间t＝t₃242，确切地，当I_L220与0A阈值交叉时，关闭NMOS晶体管。然而，如果反馈控制器关闭NMOS晶体管晚了（在时间t＝t₄252），则感应器电流I_L220将在NMOS晶体管关闭之前越过零交叉，并且反转方向变为负，直至在时间t＝t₄252，NMOS晶体管关闭为止。负电流将初始经由同步整流器的NMOS晶体管流至地，因为感应器将在NMOS晶体管关闭之后如继续传送电流的附加电流源那样起作用。一旦NMOS晶体管实际上在时间t＝t₄252关闭，则这将引起节点电压V_LX204从0V升高至比供应电压V_IN206（例如，3.5V）高等于跨PMOS反体二极管的电压降（例如，0.7V）的量，达到峰值（例如，4.2V）。负感应器电流246将继续流过PMOS体二极管（例如，进入电池的内电阻）并且节点电压V_LX204在负感应器电流246降低的时间期间将维持在其峰值，直至在时间t＝t₅262，不再有电流流过感应器（因为感应器实际上被短路）为止。此时，节点电压V_LX220降低至期望的输出电压V_OUT264。

图3示出了对于在不连续传导模式中，NMOS晶体管关闭太早的场景，图1中的开关节点电压和对应的感应器电流的行为。与图2相比，在图3中，零交叉电路在感应器电流320达到其零值之前关闭NMOS晶体管，使得感应器电流346在时间t＝t₃342将仍然为正。当NMOS和PMOS晶体管同时关闭时，根据楞次定律，感应器将抵抗电流流动的变化，并且迫使电流在另一路经中继续流动。如果节点电压V_LX304试图达到地电位（0V）以下，则其将由NMOS反体二极管捕获并且使一个NMOS体二极管电压360降低至地以下，如图3中所示。正电流将继续流过NMOS反体二极管进入感应器346和负载。节点电压V_LX304将维持在地以下，而感应器中的正电流朝向零降低，此时，节点电压V_LX304上升至输出电压V_OUT364，因为感应器实际上再次被短路。

图4是根据本发明的各种实施例的包括自动调整零交叉电路的开关调节器系统的总体框图。开关调节器系统400包括开关网络402、反馈控制电路404、自动调整电路406、感应器410、以及输出电容器414。开关网络402包括开关调节器的元件，诸如降压转换器、升压转换器、或其任何组合。应当注意，感应器410和输出电容器414可以是开关网络402内部或外部的电气组件。

将反馈控制电路404耦合为接收来自自动调整电路406的控制信号并输出电压V_OUT412。反馈控制电路404包括响应于两个信号而控制开关网络402的控制逻辑电路。输出电压V_OUT534用于驱动具有低于输入电压504的电压需要的外部设备（未示出）。自动调整电路406包括感测节点LX408处的电流或电压的电路系统。

操作中，开关调节器系统400利用流过感应器410的电流在阈值以上或以下时存在的不同状况，阈值在此范例中为0A。自动调整电路406内的感测电路系统响应于开关网络402内的触发事件而感测节点LX408的电压是增高还是降低。开关网络402内的触发事件典型地与开关事件相关联。在一个实施例中，事件是诸如n沟道或p沟道类型的MOSFET的半导体MOSFET设备的关闭。另外，自动调整电路防止电流从节点V_OUT412经过感应器L410流回。

图5是根据本发明的各种实施例的包括自动调整零交叉电路的开关调节器的示意图。开关调节器500包括控制逻辑电路560、门（gate）缓冲器506、516、PMOS晶体管508、NMOS晶体管518、感测电路540、零交叉延迟模块550、感应器532、以及输出电容器536。PMOS晶体管508和NMOS晶体管518还包括反体二极管510和520。

控制逻辑电路560包括输入端子562、564，以接收输出电压信号534和相应的控制信号554，输出电压信号534和相应的控制信号554被耦合为形成两个区别的反馈环。在控制逻辑电路560的输出端子566、568处生成的信号分别经由门驱动信号P_ON566和N_ON568控制门缓冲器506和516。在此范例中，门缓冲器506驱动PMOS晶体管508，而门缓冲器516驱动NMOS晶体管518。PMOS晶体管508和NMOS晶体管518的漏极耦合至开关电压节点LX530，开关电压节点LX530耦合至感应器L532的第一端子。感应器L532是一个端子耦合至输出电压节点534的内部或外部感应器。

感测电路540耦合为接收电压节点LX530并包括例如比较器的感测电路系统以处理在输入端子542处传送的信息。在输出端子544处，感测电路540输出传递至零交叉延迟模块550的输入端子546的延迟控制信号。在第二输入端子552处，延迟模块550接收门驱动号N_ON568。在一个实施例中，延迟模块550是包括升降计数器（up-down counter）的校准电路。零交叉延迟模块550的输出端子554以反馈配置耦合至控制逻辑电路560的输入端子564。

操作中，感测电路540观测节点电压530以探测由NMOS晶体管518的关闭事件引起的节点电压530的变化。在最简单的实施中，感测电路540构成的感测电路系统包括比较器电路，该比较器电路被配置为通过将节点电压530与一个或多个已知参考电位进行比较来探测节点电压530的变化。例如，在NMOS晶体管518关闭之后，可以将PMOS晶体管508和NMOS晶体管518的漏极与两个转换器（一个在＋200mV而另一个在－200mV）进行比较。取决于转换器中的哪一个赢得至锁存器（latch）的赛跑，能够进行关于节点电压530的方向的确定。在连续传导模式中，当开关调节器500操作在两个晶体管508、518在PMOS晶体管510导通之前关闭时的死时间中时，感测电路540可以执行感测操作。

在一个实施例中，节点电压530的探测的方向指示关闭事件后节点电压530所采取的方向。此方向也表示流过感应器532的感应器电流的方向。根据方向信息，感测电路540确定延迟的类型，例如，NMOS晶体管518是在经过感应器532的电流与预定值（例如，0A）交叉之前还是之后被关闭。需要注意，可以使用诸如偏移电压的任何其它阈值。可以对阈值进行设定或编程并且通过合适的校准程序对其进行调整。

在一个实施例中，NMOS晶体管518的关闭事件后节点电压530的降低指示NMOS晶体管518在经过感应器532的电流与0A交叉之前，即太早，关闭。这也指示经过感应器532的电流为正的。

相比而言，节点电压530的增大指示NMOS晶体管518在经过感应器532的电流与0A交叉之后，即太晚，关闭，指示经过感应器532的电流为负的。然而，零交叉的定时的任何失配引起由跨电压节点530和反体二极管510、520的电压降伴随的经过感应器L532的电流流动，导致引起不必要的功率损耗的反体二极管电流。因此，期望避免任何过早或过晚的晶体管关闭状况。

一旦确定了延迟的类型，则感测电路540向零交叉延迟模块550输出控制信号。在一个实施例中，一旦确定了NMOS晶体管518关闭太早，则延迟模块550将随后的循环中的延迟时间延长预定量来将NMOS的关闭时间调整为较接近感应器电流的实际零交叉，以避免反向感应器电流情形。相反，如果节点电压530增高，指示NMOS晶体管关闭太晚，则将延迟时间缩短预定量来对其进行调整。在一个实施例中，在每次PMOS晶体管508导通时禁用延迟模块554，例如通过取消控制信号554来禁用延迟模块554。

在一个实施例中，延迟模块550响应于感测电路540探测到节点电压530的变化，通过采用升降计数器调整延迟时间来实现校准。校准过程继续，直到电路找到最接近理想零交叉电流阈值的设定。在稳态，计数器将在阈值附近的最低有效位之间来回颤振（dither），由此LSB可编程延迟（例如，1ns）的时间步骤和感应器电流的斜率确定零交叉的精度。

本领域技术人员将理解，基于上述原理，使用NMOS晶体管的关闭信号仅是触发事件的一个范例。表示过早或过晚晶体管关闭或感应器电流反转的效应的合适的信号能够用作触发信号。一个替代是使用NMOS晶体管的导通信号，其能够被视为关闭信号的延迟的版本。可以预见，监视在NMOS晶体管520关闭之后，节点电压530是上升还是下降的原理也适用于对其它电流感测零交叉电路进行自动整修或自动校准，包含“无意识电流感测”和感测电阻器类型的架构。

度量NMOS关闭时感应器电流是正还是负的一个替代方式是测量节点电压530是在PMOS栅极转变为低状态之前还是之后上升。应当注意，如果延迟模块550的调整发生在感测电路540探测的随后循环中，而不是探测的时刻，则感测电路540本身中的传播延迟对于开关调节器500的操作不是关键的。

在一个实施例中，通过以使得获得经过感应器532的谷电流的更精确的表示的方式使用传感器来提高零探测精度。在此范例中，增高的精度是通过通过测量跨反体二极管510、520（或其部分）的电压降或经过反体二极管510、520（或其部分）的成比例的电流来确定节点电压530偏离预定值多远而实现的，该电压降或成比例的电流随温度呈现相对恒定和可预测的改变。此途径中减小的速度的潜在的下降趋势在一个实施例中通过在后续的循环中实施该改变而被超过（outweigh）。

在一个实施例中，通过调整节点530处的开关频率，而不是调整零交叉信号的时间延迟，在开关调节器500中实现了准方波开关。因为节点530处的开关频率影响纹波电流，所以能够将此频率降低至将确保感应器电流与预定阈值（例如，0A）交叉的水平而不管实际负载电流。在此范例中，当PMOS晶体管508关闭时，经过感应器136的电流将是正的并且将降低节点530处的电压。NMOS晶体管518理想地在节点530处的电压确切为0V时导通。

相反地，当NMOS晶体管518关闭时，已经修改了节点530处的开关频率，使得经过感应器316的电流稍微为负，这将增高节点530处的电压。PMOS晶体管508理想地在节点530处的电压确切等于输入电压V_IN504时导通。结果，减小了开关损耗并提高了效率。

图6是根据本发明的各种实施例的自动调整零交叉电路的可能实施的示意图。自动调整零交叉电路600包括零交叉延迟模块650、传感器602、以及计数器610。在此范例中，计数器610实施为将零交叉延迟编程为升和降的6位升/降计数器。

在一个实施例中，传感器602探测节点电压630在NMOS晶体管关闭之后是否降低至预定阈值以下。在此范例中，一旦传感器602探测到节点电压630下降至比地电位644低等于导通晶体管608需要的基极-发射极电压的大约一半的值时，采取从节点电压630流至输出电压的正感应器电流。作为响应，计数器610以增高零交叉时间延迟以便相应地调整零交叉的方式将零交叉延迟模块650编程为调整零交叉信号660。

在一个实施例中，如果节点电压630未下降至预定阈值以下，则传感器602未被激活。而是，假设节点电压630增高，即假设感应器电流664具有负值，使得计数器610将零交叉延迟模块650编程为调整零交叉信号660以减少零交叉时间延迟。在此范例中，在感应器电流664维持恒定（例如，0A）的情况下，不利用传感器602，并且自动调整零交叉电路600将在NMOS晶体管关闭时在感应器中采取正电流并且将如同增高了节点电压630那样运作。

在一个实施例中，通过观测节点电压630，传感器602探测开关调节器应当以CCM还是DCM操作。在CCM中，负载电流足够高，使得感应器电流不下降至0A以下。传感器602探测到死时间期间节点电压630变为负。在此情况下，计数器610计数（count out）至最大延迟时间，例如，CCM中规则操作的开关频率的三倍。反馈环经由V_OUT控制在零交叉延迟时间到期前NMOS关闭而PMOS导通，使得信号ZX维持而不受影响。在一个实施例中，以P_ON信号取消信号ZX，使得防止信号ZX采取高状态。

当负载电流变得充分低，使得感应器电流与零交叉时，自动调整零交叉电路600进入DCM，提高效率。因为在NMOS关闭时感应器电流为负，所以在死时间期间节点电压630增高，并且计数器610开始计数以以使得引起零交叉信号660减少零交叉时间延迟的方式来对零交叉延迟模块650进行编程。

最终，零交叉延迟模块650将在此程度上考虑ZX信号660领先于P_ON信号662，使得NMOS将由ZX信号660而不是P_ON信号662关闭。ZX信号660将在P_ON信号662向PMOS发送用于导通的信号之前关闭NMOS。PMOS和NMOS将保持关闭，直至反馈环经由P_ON信号662发送V_OUT太低的信号，这引起PMOS再次导通。零交叉延迟模块650将调整，使得在感应器电流稍微在0A以上时，其将以ZX信号660关闭NMOS。

图7是根据本发明的各种实施例的自动调整零交叉电路的另一可能的实施的示意图。图7演示了图6中的升/降计数器的位可以用于通过自动调整电流感测比较器的偏移或传播延迟来调整任何类型的零交叉电流感测电路。

图8是根据本发明的各种实施例的用于调整开关调节器中的零交叉状况的示例过程的流程图。调整零交叉状况的过程在步骤802在开光调节器内的开关关闭时开始。开关可以是诸如NMOS晶体管的半导体晶体管设备。

在步骤804，由例如感测电路接收开关节点电压。

在步骤806，如果开关节点电压大于第一预定阈值电压，则在步骤808，减少开关时间。

否则，如果如在步骤810示出的，开关节点电压低于第二预订阈值电压，则在步骤812，增加开关时间。

应当注意，第一预定阈值可以等于第二预定阈值，并且可以不脱离本发明的范围，将较少或附加的步骤与于此示例的步骤结合。流程图或于此描述内的框的布置不暗示特定顺序。

应当理解，前述范例和实施例是示范性的，并且是为了清楚以及理解而不是限制本发明的范围。意图在阅读说明书并研究附图时，对本领域技术人员明显的对其的所有的置换、增强、等同物、组合及提高包含在本发明的范围内。因此意图权利要求包含落入本发明的真实精神和范围内的所有的该修改、置换及其等同物。

Claims (19)

1.一种自适应零交叉电路，包括：

传感器，被配置为响应于开关事件而接收节点电压信号，所述传感器探测所述节点电压信号的变化，并且作为响应，生成第一控制信号；以及

零交叉延迟模块，被耦合为接收所述第一控制信号并输出第二控制信号，所述第二控制信号能够被配置为减少所述开关事件和第二事件之间的延迟时间。

2.根据权利要求1所述的电路，其中，所述传感器包括关于所述节点电压信号的方向信息。

3.根据权利要求1所述的电路，其中，所述变化包括所述节点电压超过第一预定阈值[第一预定阈值比地电位低]。

4.根据权利要求1所述的电路，其中，所述传感器包括被配置为探测所述变化并输出所述第一控制信号的比较器。

5.根据权利要求1所述的电路，其中，所述第二控制信号是延迟信号。

6.根据权利要求1所述的电路，其中，所述零交叉延迟模块包括计数器，所述计数器被配置为在所述开关事件后的开关循环中缩短所述开关事件与所述第二事件之间的时间。

7.根据权利要求6所述的电路，其中，所述计数器通过调整循环内NMOS晶体管的关闭时间来调整所述开关事件。

8.根据权利要求1所述的电路，其中，所述第二事件包括感应器电流与预定值的交叉。

9.根据权利要求8所述的电路，其中，所述第二控制信号能够被配置为以引起所述交叉的方式使开关频率变化。

10.根据权利要求1所述的电路，还包括电流感测电路，所述电流感测电路包括感测比较器，所述零交叉延迟模块被配置为调整所述感测比较器的偏移或传播延迟之一。

11.一种电流感测系统，包括：

开关网络，耦合至具有开关节点电压的开关节点，所述开关网络生成开关事件；

储存元件，耦合于所述开关节点与输出节点之间，所述储存元件被配置为向所述输出节点传送功率；

零交叉电路，耦合至所述开关网络，所述零交叉电路响应于所述开关事件而探测节点电压信号的变化，并生成调整所述开关节点电压超过第一预定阈值与所述开关事件之间的时间延迟的控制信号；以及

控制逻辑电路，耦合至所述开关网络，所述控制逻辑电路响应于输出电压和所述控制信号而控制所述开关网络。

12.一种调整零交叉状况的方法，所述方法包括：

响应于开关事件而在第一循环中探测节点电压的变化；

基于所述变化，确定所述开关事件与第二事件之间的时间延迟；以及

基于所述时间延迟，通过调整所述开关事件的开关时间来在第二循环中减小所述时间延迟。

13.根据权利要求12所述的方法，其中，探测所述变化包括确定节点电压信号是否超过第一预定值。

14.根据权利要求12所述的方法，其中，调整开关时间包括调整计数器以在所述第二循环内使开关的关闭时间变化。

15.根据权利要求12所述的方法，其中，所述第二事件包括感应器电流与预定值的交叉。

16.根据权利要求12所述的方法，其中，所述开关事件包括关闭NMOS设备。

17.根据权利要求12所述的方法，还包括感测电流。

18.根据权利要求17所述的方法，还包括确定所述节点电压偏离第二预定值多远。

19.根据权利要求18所述的方法，还包括基于反体二极管电压来确定感应器电流中的局部最小值。