JPH05305453A - インバータ制御式電気抵抗溶接機 - Google Patents
インバータ制御式電気抵抗溶接機Info
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- JPH05305453A JPH05305453A JP4107667A JP10766792A JPH05305453A JP H05305453 A JPH05305453 A JP H05305453A JP 4107667 A JP4107667 A JP 4107667A JP 10766792 A JP10766792 A JP 10766792A JP H05305453 A JPH05305453 A JP H05305453A
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- polarity
- primary
- inverter
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 インバータの出力波形の正負の通電時間にア
ンバランスが生じても速やかに補正することを可能にす
る。 【構成】 直流励磁がある場合は、この直流励磁に応じ
た出力が、演算手段１７から出力され、所定のタイミン
グでサンプリング手段１８によってサンプリングされて
積分手段１９に取込まれる。この積分手段の出力は極性
切換手段２０によって一次電流の極性と同じ極性となる
ように極性が切換られて、パルス波発生手段２２から出
力されるパルス波と加算手段２４において加算され、合
成パルス波が得られる。この合成パルスは、基準入力と
二次電流との偏差に応じた変調信号とを用いて変調手段
２８においてパルス幅変調される。このパルス幅変調波
に基づいて制御手段２９によってインバータ手段４の点
弧が制御される。
ンバランスが生じても速やかに補正することを可能にす
る。 【構成】 直流励磁がある場合は、この直流励磁に応じ
た出力が、演算手段１７から出力され、所定のタイミン
グでサンプリング手段１８によってサンプリングされて
積分手段１９に取込まれる。この積分手段の出力は極性
切換手段２０によって一次電流の極性と同じ極性となる
ように極性が切換られて、パルス波発生手段２２から出
力されるパルス波と加算手段２４において加算され、合
成パルス波が得られる。この合成パルスは、基準入力と
二次電流との偏差に応じた変調信号とを用いて変調手段
２８においてパルス幅変調される。このパルス幅変調波
に基づいて制御手段２９によってインバータ手段４の点
弧が制御される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はインバータ制御式電気抵
抗溶接機に関するものである。
抗溶接機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般にインバータ制御式電気抵抗溶接機
は、通常の三相交流（５０〜６０Ｈｚ）を、整流器及び
インバータによって高周波（数ＫＨｚ）に変換し、この
高周波電力を溶接トランスによって変圧し、変圧された
電力を整流することによって溶接電流を得ている。この
ため、高速制御が可能であり、溶接電流のリップルが小
さいという特徴がある。
は、通常の三相交流（５０〜６０Ｈｚ）を、整流器及び
インバータによって高周波（数ＫＨｚ）に変換し、この
高周波電力を溶接トランスによって変圧し、変圧された
電力を整流することによって溶接電流を得ている。この
ため、高速制御が可能であり、溶接電流のリップルが小
さいという特徴がある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】このインバータ制御式
電気抵抗溶接機（以下、単に溶接機ともいう）において
は、電流の制御は、インバータの導通期間を変化させ
る、いわゆるパルス幅制御によるのが一般的であるがイ
ンバータの出力波形の正負の通電期間に差を生ずること
があり、特に出力電流を急激に変化させるときはそれが
著しくなることがある。この現象が起こると変圧器は直
流励磁されることになり、過大電流が流れてインバータ
のスイッチ素子が破損することになる。
電気抵抗溶接機（以下、単に溶接機ともいう）において
は、電流の制御は、インバータの導通期間を変化させ
る、いわゆるパルス幅制御によるのが一般的であるがイ
ンバータの出力波形の正負の通電期間に差を生ずること
があり、特に出力電流を急激に変化させるときはそれが
著しくなることがある。この現象が起こると変圧器は直
流励磁されることになり、過大電流が流れてインバータ
のスイッチ素子が破損することになる。
【０００４】これを防止するため、従来は直流励磁によ
る過大電流が流れ始めたのを検出した時点で速やかにイ
ンバータを遮断するか、或いは一次電圧を積分して直流
分が生じた時に正負のアンバランスを生じさせて修正す
る方法が行なわれていた。しかるに前者の方法は多少な
りとも過大電流が流れることを前提としたものであり、
素子の破損を避けるためには相当な余裕をもった素子を
使用する必要があり、不経済であった。又、後者の方法
は即応性に欠けるものであった。本発明は上記事情を考
慮してなされたものであって、インバータの出力波形の
正負の通電期間にアンバランスが生じても、速やかに補
正することのできるインバータ制御式電気抵抗溶接機を
提供することを目的とする。
る過大電流が流れ始めたのを検出した時点で速やかにイ
ンバータを遮断するか、或いは一次電圧を積分して直流
分が生じた時に正負のアンバランスを生じさせて修正す
る方法が行なわれていた。しかるに前者の方法は多少な
りとも過大電流が流れることを前提としたものであり、
素子の破損を避けるためには相当な余裕をもった素子を
使用する必要があり、不経済であった。又、後者の方法
は即応性に欠けるものであった。本発明は上記事情を考
慮してなされたものであって、インバータの出力波形の
正負の通電期間にアンバランスが生じても、速やかに補
正することのできるインバータ制御式電気抵抗溶接機を
提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明によるインバータ
制御式電気抵抗溶接機は、三相交流を整流する第１の整
流手段と、この第１の整流手段によって整流された電力
を所定の周波数の高周波電力に変換するインバータ手段
と、高周波電力を変圧する変圧手段と、この変圧手段に
よって変圧された電力を整流して溶接電流を得る第２の
整流手段と、変圧手段の一次電流を検出する一次電流検
出手段と、二次電流である溶接電流を検出する二次電流
検出手段と、一次電流と極性が揃うように二次電流の極
性を切換える第１の極性切換手段と、この第１の極性切
換手段によって極性が切換えられた二次電流を一次電流
に換算した一次換算二次電流を求め、この一次換算二次
電流と、一次電流検出器によって検出された一次電流と
の差を演算する演算手段と、この演算手段の出力を所定
のタイミングでサンプリングするサンプリング手段と、
このサンプリング手段の出力を積分する積分手段と、一
次電流と極性が揃うように積分手段の出力の極性を切換
える第２の極性切換手段と、所定の周波数のパルス波を
発生するパルス波発生手段と、このパルス波発生手段の
出力と第２の極性切換手段の出力とを加算して合成パル
ス波を出力する加算手段と、基準入力と二次電流との偏
差に応じた変調信号によって合成パルス波のパルス幅を
変調する変調手段と、この変調手段の出力に基づいてイ
ンバータ手段の点弧を制御する制御手段とを備えている
ことを特徴とする。
制御式電気抵抗溶接機は、三相交流を整流する第１の整
流手段と、この第１の整流手段によって整流された電力
を所定の周波数の高周波電力に変換するインバータ手段
と、高周波電力を変圧する変圧手段と、この変圧手段に
よって変圧された電力を整流して溶接電流を得る第２の
整流手段と、変圧手段の一次電流を検出する一次電流検
出手段と、二次電流である溶接電流を検出する二次電流
検出手段と、一次電流と極性が揃うように二次電流の極
性を切換える第１の極性切換手段と、この第１の極性切
換手段によって極性が切換えられた二次電流を一次電流
に換算した一次換算二次電流を求め、この一次換算二次
電流と、一次電流検出器によって検出された一次電流と
の差を演算する演算手段と、この演算手段の出力を所定
のタイミングでサンプリングするサンプリング手段と、
このサンプリング手段の出力を積分する積分手段と、一
次電流と極性が揃うように積分手段の出力の極性を切換
える第２の極性切換手段と、所定の周波数のパルス波を
発生するパルス波発生手段と、このパルス波発生手段の
出力と第２の極性切換手段の出力とを加算して合成パル
ス波を出力する加算手段と、基準入力と二次電流との偏
差に応じた変調信号によって合成パルス波のパルス幅を
変調する変調手段と、この変調手段の出力に基づいてイ
ンバータ手段の点弧を制御する制御手段とを備えている
ことを特徴とする。
【０００６】
【作用】このように構成された本発明のインバータ制御
式電気抵抗溶接機によれば、直流励磁が無い場合は、一
次電流通電期間の一次電流と一次換算二次電流との差が
略零となるため演算手段の出力が零となる。このため加
算手段の出力である合成パルス波がパルス発生手段から
出力されるパルス波と同じものとなって、このパルス波
が変調信号によって変調手段においてパルス幅変調さ
れ、このパルス幅変調波に基づいて制御手段によってイ
ンバータの点弧が制御される。
式電気抵抗溶接機によれば、直流励磁が無い場合は、一
次電流通電期間の一次電流と一次換算二次電流との差が
略零となるため演算手段の出力が零となる。このため加
算手段の出力である合成パルス波がパルス発生手段から
出力されるパルス波と同じものとなって、このパルス波
が変調信号によって変調手段においてパルス幅変調さ
れ、このパルス幅変調波に基づいて制御手段によってイ
ンバータの点弧が制御される。
【０００７】次に直流励磁がある場合は、この直流励磁
に応じた出力が演算手段から出力され、所定のタイミン
グでサンプリング手段によってサンプリングされて積分
手段に取込まれる。この積分手段の出力は第２の極性切
換手段によって一次電流の極性と同じ極性となるように
極性が切換られてパルス波発生手段から出力されるパル
ス波と加算手段において加算され、合成パルス波が得ら
れる。この合成パルスは、基準入力と二次電流との偏差
に応じた変調信号を用いて変調手段においてパルス幅変
調される。このパルス幅変調波に基づいて制御手段によ
ってインバータ手段の点弧が制御される。これにより、
インバータ手段の出力波形の正負の通電時間にアンバラ
ンスが生じても速やかに補正することができる。
に応じた出力が演算手段から出力され、所定のタイミン
グでサンプリング手段によってサンプリングされて積分
手段に取込まれる。この積分手段の出力は第２の極性切
換手段によって一次電流の極性と同じ極性となるように
極性が切換られてパルス波発生手段から出力されるパル
ス波と加算手段において加算され、合成パルス波が得ら
れる。この合成パルスは、基準入力と二次電流との偏差
に応じた変調信号を用いて変調手段においてパルス幅変
調される。このパルス幅変調波に基づいて制御手段によ
ってインバータ手段の点弧が制御される。これにより、
インバータ手段の出力波形の正負の通電時間にアンバラ
ンスが生じても速やかに補正することができる。
【０００８】
【実施例】本発明によるインバータ制御式電気抵抗溶接
機（以下、単に溶接機ともいう）の一実施例を図１及び
図２を参照して説明する。この実施例の溶接機は図１に
示すように整流器２と、インバータ回路４と、変圧器６
と、整流器８と、溶接電極１０と、一次電流検出器１２
と、二次電流検出器１４と、極性切換回路１６と、減算
器１７と、サンプル回路１８と、積分器１９と、極性切
換回路２０と、のこぎり波発生回路２２と、加算器２４
と、誤差増幅器２６と、比較器２８と、ドライブ信号発
生器２９とを備えている。
機（以下、単に溶接機ともいう）の一実施例を図１及び
図２を参照して説明する。この実施例の溶接機は図１に
示すように整流器２と、インバータ回路４と、変圧器６
と、整流器８と、溶接電極１０と、一次電流検出器１２
と、二次電流検出器１４と、極性切換回路１６と、減算
器１７と、サンプル回路１８と、積分器１９と、極性切
換回路２０と、のこぎり波発生回路２２と、加算器２４
と、誤差増幅器２６と、比較器２８と、ドライブ信号発
生器２９とを備えている。
【０００９】整流器２は入力される三相交流を整流す
る。インバータ回路４は例えば４個のＮＰＮトラジスタ
Ｔ1 ，Ｔ2 ，Ｔ3 ，Ｔ4 からなっており、ドライブ信号
発生器から出力されるドライブ信号Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 ，
Ｓ4 を上記トラジスタＴ1 ，Ｔ2 ，Ｔ3 ，Ｔ4 の各々の
ベースに印加することによって、整流器２によって整流
された電力を所定の周波数の高周波電力に変換する。こ
のインバータ回路４によって得られた高周波電力は変圧
器６によって変圧される。そして、この変圧された電力
は整流器８によって整流され溶接電流（二次電流）とし
て用いられる。
る。インバータ回路４は例えば４個のＮＰＮトラジスタ
Ｔ1 ，Ｔ2 ，Ｔ3 ，Ｔ4 からなっており、ドライブ信号
発生器から出力されるドライブ信号Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 ，
Ｓ4 を上記トラジスタＴ1 ，Ｔ2 ，Ｔ3 ，Ｔ4 の各々の
ベースに印加することによって、整流器２によって整流
された電力を所定の周波数の高周波電力に変換する。こ
のインバータ回路４によって得られた高周波電力は変圧
器６によって変圧される。そして、この変圧された電力
は整流器８によって整流され溶接電流（二次電流）とし
て用いられる。
【００１０】一次電流検出器１２はインバータ回路４か
ら出力される高周波電流（一次電流）を検出し、二次電
流検出器１４は整流器８によって整流された溶接電流
（二次電流）を検出する。検出された一次及び二次電流
を図２（ｂ）及び図２（ａ）に各々示す。図２（ａ）に
おいて、一次電流の休止期間に二次電流が流れるのは変
圧器６の二次側インダクタンスに蓄積されたエネルギー
が二次側の整流器８を介して放出されるからである。極
性切換回路１６は交流である一次電流と極性が揃うよう
に、一次電流が正極性の期間では二次電流をそのまま通
過させ、一次電流が負極性の期間では二次電流を反転さ
せる。
ら出力される高周波電流（一次電流）を検出し、二次電
流検出器１４は整流器８によって整流された溶接電流
（二次電流）を検出する。検出された一次及び二次電流
を図２（ｂ）及び図２（ａ）に各々示す。図２（ａ）に
おいて、一次電流の休止期間に二次電流が流れるのは変
圧器６の二次側インダクタンスに蓄積されたエネルギー
が二次側の整流器８を介して放出されるからである。極
性切換回路１６は交流である一次電流と極性が揃うよう
に、一次電流が正極性の期間では二次電流をそのまま通
過させ、一次電流が負極性の期間では二次電流を反転さ
せる。
【００１１】減算器１７は一次電流検出器１２によって
検出された一次電流と、二次電流検出器１４によって検
出された二次電流の一次側に換算された一次換算二次電
流との差を求める（図２（ｃ）参照）。この減算器１７
の出力は、直流励磁が無い場合には一次電流通電期間の
一次電流と二次電流が略比例関係にあるため、略零とな
る。しかし、直流励磁が有る場合には偏った側の半波の
一次電流が大となるため、一次電流と一次換算二次電流
との差は略零とならず、上記大となった分が減算器１７
の出力となる。この一次電流の増大は各一次電流の通電
終了直前に最も顕著となる。このためサンプル回路１８
は各一次電流の通電終了直前のタイミングで減算器１７
の出力をサンプリングする（図２（ｄ）参照）。
検出された一次電流と、二次電流検出器１４によって検
出された二次電流の一次側に換算された一次換算二次電
流との差を求める（図２（ｃ）参照）。この減算器１７
の出力は、直流励磁が無い場合には一次電流通電期間の
一次電流と二次電流が略比例関係にあるため、略零とな
る。しかし、直流励磁が有る場合には偏った側の半波の
一次電流が大となるため、一次電流と一次換算二次電流
との差は略零とならず、上記大となった分が減算器１７
の出力となる。この一次電流の増大は各一次電流の通電
終了直前に最も顕著となる。このためサンプル回路１８
は各一次電流の通電終了直前のタイミングで減算器１７
の出力をサンプリングする（図２（ｄ）参照）。
【００１２】積分器１９はサンプル回路１８の出力を積
分する（図２（ｅ）参照）。極性切換回路２０は一次電
流が正極性の期間では積分器１９の出力をそのまま通過
させ、一次電流が負極性の期間では積分器１９の出力を
反転させて出力する（図２（ｉ）参照）。のこぎり波発
生回路２２はインバータ回路４から出力される電力の周
波数の２倍の周波数ののこぎり波を発生する（図２
（ｆ）参照）。加算器２４は極性切換回路２０の出力と
のこぎり波発生回路２２の出力とを加算する（図２
（ｇ）参照）。
分する（図２（ｅ）参照）。極性切換回路２０は一次電
流が正極性の期間では積分器１９の出力をそのまま通過
させ、一次電流が負極性の期間では積分器１９の出力を
反転させて出力する（図２（ｉ）参照）。のこぎり波発
生回路２２はインバータ回路４から出力される電力の周
波数の２倍の周波数ののこぎり波を発生する（図２
（ｆ）参照）。加算器２４は極性切換回路２０の出力と
のこぎり波発生回路２２の出力とを加算する（図２
（ｇ）参照）。
【００１３】誤差増幅器２６は基準入力（電流指令）
と、二次電流との差に応じた変調信号（図２（ｇ）の破
線）を出力する。比較器２８は加算器２４から出力され
るパルス波形を、誤差増幅器２６から出力される変調信
号によって変調し、パルス幅変調波を出力する（図２
（ｈ）参照）。ドライブ信号発生回路２９は比較器２８
の出力であるパルス幅変調波に基づいてインバータ回路
４のトランジスタＴ1 ，Ｔ2 ，Ｔ3 ，Ｔ4 の開閉（点
弧）を各々制御するドライブ信号Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 ，Ｓ
4 を出力する。
と、二次電流との差に応じた変調信号（図２（ｇ）の破
線）を出力する。比較器２８は加算器２４から出力され
るパルス波形を、誤差増幅器２６から出力される変調信
号によって変調し、パルス幅変調波を出力する（図２
（ｈ）参照）。ドライブ信号発生回路２９は比較器２８
の出力であるパルス幅変調波に基づいてインバータ回路
４のトランジスタＴ1 ，Ｔ2 ，Ｔ3 ，Ｔ4 の開閉（点
弧）を各々制御するドライブ信号Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 ，Ｓ
4 を出力する。
【００１４】次に本実施例の動作を説明する。まず直流
励磁が無い時は、前述したように一次電流通電期間の一
次電流と一次換算二次電流との差は略零となるため、加
算器２４の出力はのこぎり波発生回路２２の出力と同一
となる。このため、のこぎり波発生回路２２から出力さ
れるのこぎり波を、誤差増幅器２６の出力である変調信
号によって変調したパルス幅変調波が比較回路２８から
出力される（図２（ｇ），（ｈ）、時間ｔ0 〜ｔ8 参
照）。すると、この比較器２８の出力に基づいてドライ
ブ信号発生器２９からドライブ信号Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 ，
Ｓ4 が出力され、インバータ回路４のトランジスタ
Ｔ1 ，Ｔ2 ，Ｔ3 ，Ｔ4 のオン，オフが制御される。例
えば、期間ｔ0 〜ｔ1 の間はトランジスタＴ1 ，Ｔ4 を
オンにするとともにトランジスタＴ2 ，Ｔ3 をオフに
し、期間ｔ1 〜ｔ2 の間はトランジスタＴ1 ，Ｔ2 ，Ｔ
3 ，Ｔ4 をオフにし、期間ｔ2 〜ｔ3 の間はトランジス
タＴ1 ，Ｔ4 をオフにするとともにトランジスタＴ2 ，
Ｔ3 をオンにするようにドライブ信号Ｓ1 ，Ｓ2 ，
Ｓ3 ，Ｓ4 を出力する。
励磁が無い時は、前述したように一次電流通電期間の一
次電流と一次換算二次電流との差は略零となるため、加
算器２４の出力はのこぎり波発生回路２２の出力と同一
となる。このため、のこぎり波発生回路２２から出力さ
れるのこぎり波を、誤差増幅器２６の出力である変調信
号によって変調したパルス幅変調波が比較回路２８から
出力される（図２（ｇ），（ｈ）、時間ｔ0 〜ｔ8 参
照）。すると、この比較器２８の出力に基づいてドライ
ブ信号発生器２９からドライブ信号Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 ，
Ｓ4 が出力され、インバータ回路４のトランジスタ
Ｔ1 ，Ｔ2 ，Ｔ3 ，Ｔ4 のオン，オフが制御される。例
えば、期間ｔ0 〜ｔ1 の間はトランジスタＴ1 ，Ｔ4 を
オンにするとともにトランジスタＴ2 ，Ｔ3 をオフに
し、期間ｔ1 〜ｔ2 の間はトランジスタＴ1 ，Ｔ2 ，Ｔ
3 ，Ｔ4 をオフにし、期間ｔ2 〜ｔ3 の間はトランジス
タＴ1 ，Ｔ4 をオフにするとともにトランジスタＴ2 ，
Ｔ3 をオンにするようにドライブ信号Ｓ1 ，Ｓ2 ，
Ｓ3 ，Ｓ4 を出力する。
【００１５】次に直流励磁が有る場合、例えば、一次電
流の正半波への偏磁が生じた場合は、減算器１７の出力
に図２の（イ）に示すように正の電圧が生じる。この正
の電圧は一次電流の通電終了直前のタイミングでサンプ
ル回路１８によってサンプルされ、積分器１９に取込ま
れる。すると、積分器１９の出力は正の電圧を生じる。
この積分器１９の出力は、極性切換回路２０および加算
器２４によって一次電流が正極性（正半波）のときはそ
のまま、負極性（負半波）のときは反転してのこぎり波
に加算される（図２（ｅ），（ｇ）の時刻ｔ9 〜ｔ15参
照）。これにより、余分に電流が流れた正半波に続く負
半波の期間では、加算器２４の出力は低下させられて
（図２（ｇ）の時刻ｔ10〜ｔ12参照）、上記負半波の導
通時間を長くし、更にその次の正半波の期間では加算器
２４の出力は上昇させられて、上記正半波の導通時間を
短くする。ここで偏磁が補正されればこの正半波の電流
は余分に流れないが、まだ補正されなければ、再度余分
な電流が流れ、これにより減算器１７の出力に、又、正
の電圧が生じ、この新たに生じた電圧が積分器１９に取
込まれて更に上乗せされ（図２（ｅ）参照）、上述の補
正が繰返される。
流の正半波への偏磁が生じた場合は、減算器１７の出力
に図２の（イ）に示すように正の電圧が生じる。この正
の電圧は一次電流の通電終了直前のタイミングでサンプ
ル回路１８によってサンプルされ、積分器１９に取込ま
れる。すると、積分器１９の出力は正の電圧を生じる。
この積分器１９の出力は、極性切換回路２０および加算
器２４によって一次電流が正極性（正半波）のときはそ
のまま、負極性（負半波）のときは反転してのこぎり波
に加算される（図２（ｅ），（ｇ）の時刻ｔ9 〜ｔ15参
照）。これにより、余分に電流が流れた正半波に続く負
半波の期間では、加算器２４の出力は低下させられて
（図２（ｇ）の時刻ｔ10〜ｔ12参照）、上記負半波の導
通時間を長くし、更にその次の正半波の期間では加算器
２４の出力は上昇させられて、上記正半波の導通時間を
短くする。ここで偏磁が補正されればこの正半波の電流
は余分に流れないが、まだ補正されなければ、再度余分
な電流が流れ、これにより減算器１７の出力に、又、正
の電圧が生じ、この新たに生じた電圧が積分器１９に取
込まれて更に上乗せされ（図２（ｅ）参照）、上述の補
正が繰返される。
【００１６】以上述べたように本実施例によれば、イン
バータの出力波形の正負の通電時間にアンバランスが生
じても、速やかに補正をすることができる。なお、上記
実施例において、二次電流検出器１４としてロゴスキー
コイルを使用する場合は、二次電流検出器１４と極性切
換回路１６との間に積分回路を設ける必要がある。
バータの出力波形の正負の通電時間にアンバランスが生
じても、速やかに補正をすることができる。なお、上記
実施例において、二次電流検出器１４としてロゴスキー
コイルを使用する場合は、二次電流検出器１４と極性切
換回路１６との間に積分回路を設ける必要がある。
【００１７】
【発明の効果】本発明によれば、インバータの出力波形
の正負の通電時間にアンバランスが生じても速やかに補
正をすることができる。
の正負の通電時間にアンバランスが生じても速やかに補
正をすることができる。
【図１】本発明によるインバータ制御式電気抵抗溶接機
の一実施例の構成を示すブロック図。
の一実施例の構成を示すブロック図。
【図２】実施例の動作を説明するタイミングチャート。
２ 整流器 ４ インバータ回路 ６ 変圧器 ８ 整流器 １０ 溶接電極 １２ 一次電流検出器 １４ 二次電流検出器 １６，２０ 極性切換回路 １７ 減算器 １８ サンプル回路 １９ 積分器 ２２ のこぎり波発生回路 ２４ 加算器 ２６ 誤差増幅器 ２８ 比較器 ２９ ドライブ信号発生器
Claims (1)
- 【請求項１】三相交流を整流する第１の整流手段と、こ
の第１の整流手段によって整流された電力を所定の周波
数の高周波電力に変換するインバータ手段と、前記高周
波電力を変圧する変圧手段と、この変圧手段によって変
圧された電力を整流して溶接電流を得る第２の整流手段
と、前記変圧手段の一次電流を検出する一次電流検出手
段と、二次電流である前記溶接電流を検出する二次電流
検出手段と、前記一次電流と極性が揃うように前記二次
電流の極性を切換える第１の極性切換手段と、この第１
の極性切換手段によって極性が切換えられた二次電流を
一次電流に換算した一次換算二次電流を求め、この一次
換算二次電流と、前記一次電流検出器によって検出され
た一次電流との差を演算する演算手段と、この演算手段
の出力を所定のタイミングでサンプリングするサンプリ
ング手段と、このサンプリング手段の出力を積分する積
分手段と、前記一次電流と極性が揃うように前記積分手
段の出力の極性を切換える第２の極性切換手段と、所定
の周波数のパルス波を発生するパルス波発生手段と、こ
のパルス波発生手段の出力と前記第２の極性切換手段の
出力とを加算して合成パルス波を出力する加算手段と、
基準入力と前記二次電流との偏差に応じた変調信号によ
って前記合成パルス波のパルス幅を変調する変調手段
と、この変調手段の出力に基づいて前記インバータ手段
の点弧を制御する制御手段とを備えていることを特徴と
するインバータ制御式電気抵抗溶接機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4107667A JP2783721B2 (ja) | 1992-04-27 | 1992-04-27 | インバータ制御式電気抵抗溶接機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4107667A JP2783721B2 (ja) | 1992-04-27 | 1992-04-27 | インバータ制御式電気抵抗溶接機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05305453A true JPH05305453A (ja) | 1993-11-19 |
| JP2783721B2 JP2783721B2 (ja) | 1998-08-06 |
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ID=14464958
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4107667A Expired - Fee Related JP2783721B2 (ja) | 1992-04-27 | 1992-04-27 | インバータ制御式電気抵抗溶接機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2783721B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5866866A (en) * | 1995-09-20 | 1999-02-02 | Miyachi Technos Corporation | Inverter seam resistance welding electric power supply apparatus |
| JP2006333569A (ja) * | 2005-05-24 | 2006-12-07 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 直流−直流変換装置の偏磁検出器 |
| WO2012129980A1 (zh) * | 2011-03-29 | 2012-10-04 | 江苏华鹏变压器有限公司 | 三相48脉波整流变压器 |
-
1992
- 1992-04-27 JP JP4107667A patent/JP2783721B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5866866A (en) * | 1995-09-20 | 1999-02-02 | Miyachi Technos Corporation | Inverter seam resistance welding electric power supply apparatus |
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| JP4591198B2 (ja) * | 2005-05-24 | 2010-12-01 | 富士電機システムズ株式会社 | 直流−直流変換装置の偏磁検出器 |
| WO2012129980A1 (zh) * | 2011-03-29 | 2012-10-04 | 江苏华鹏变压器有限公司 | 三相48脉波整流变压器 |
| US9013905B2 (en) | 2011-03-29 | 2015-04-21 | Jiangsu Huapeng Transformer Co., Ltd. | Three-phase 48-pulse rectifier transformer |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2783721B2 (ja) | 1998-08-06 |
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