JPH0753315B2 - インバ−タ式抵抗溶接機の電源制御装置 - Google Patents
インバ−タ式抵抗溶接機の電源制御装置Info
- Publication number
- JPH0753315B2 JPH0753315B2 JP62197502A JP19750287A JPH0753315B2 JP H0753315 B2 JPH0753315 B2 JP H0753315B2 JP 62197502 A JP62197502 A JP 62197502A JP 19750287 A JP19750287 A JP 19750287A JP H0753315 B2 JPH0753315 B2 JP H0753315B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- value
- inverter
- current
- magnetic saturation
- welding machine
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、インバータ式抵抗溶接機の溶接トランスにお
ける磁気飽和を自動的に抑制する電源制御装置に関す
る。
ける磁気飽和を自動的に抑制する電源制御装置に関す
る。
（従来の技術） 最近、インバータ式抵抗溶接機が開発され普及しつつあ
る。インバータ式溶接機は、従来の交流式抵抗溶接機に
比べて使用周波数が高いため、溶接トランスのコアの断
面積を小さくすることができ、溶接トランスの小型・軽
量化を図るのち有利である。
る。インバータ式溶接機は、従来の交流式抵抗溶接機に
比べて使用周波数が高いため、溶接トランスのコアの断
面積を小さくすることができ、溶接トランスの小型・軽
量化を図るのち有利である。
しかし、インバータのスイッチング動作をする複数個の
トランジスタ各々のコレクタ・エミッタ電圧（ＶCE）や
スイッチング速度のバラツキ、溶接トランスの二次側に
設けた２個の整流用ダイオードの順方向電圧（ＶF）の
バラツキ等により、溶接トランスのコアに流れる磁束が
流れる向きによって等しくならなくなり、さらに使用周
波数に応じてコアを小さくすることで溶接トランスの正
・負極どちらか一方の極性で磁気飽和に達するという偏
磁現象が生じ易かった。この偏磁現象が発生した状態で
電流をそのまま流し続けると、溶接トランスに直流成分
を重畳させて流したような状態になり、蓄積された残留
磁束により偏磁現象がさらに進み、磁気飽和により過大
電流が流れてトランジスタやダイオードを破壊させた
り、溶接トランスを焼損させたりして極めて危険であっ
た。
トランジスタ各々のコレクタ・エミッタ電圧（ＶCE）や
スイッチング速度のバラツキ、溶接トランスの二次側に
設けた２個の整流用ダイオードの順方向電圧（ＶF）の
バラツキ等により、溶接トランスのコアに流れる磁束が
流れる向きによって等しくならなくなり、さらに使用周
波数に応じてコアを小さくすることで溶接トランスの正
・負極どちらか一方の極性で磁気飽和に達するという偏
磁現象が生じ易かった。この偏磁現象が発生した状態で
電流をそのまま流し続けると、溶接トランスに直流成分
を重畳させて流したような状態になり、蓄積された残留
磁束により偏磁現象がさらに進み、磁気飽和により過大
電流が流れてトランジスタやダイオードを破壊させた
り、溶接トランスを焼損させたりして極めて危険であっ
た。
そこで、従来は、この偏磁現象を防止ないし抑制する方
法として、直流分の重畳による残留磁束が発生してもト
ランス・コアで磁気飽和が起こらないようにコアのサイ
ズを大きくし飽和点を高く取ったり、残留磁束が発生し
ないようにカット・コアの接続面にギャップを設けた
り、あるいは正・負極性間の磁束のアンバランス分を見
込んで溶接トランスの一次電流波形を観測しながら偏磁
現象が生じないように電源制御部を手動調整していた。
法として、直流分の重畳による残留磁束が発生してもト
ランス・コアで磁気飽和が起こらないようにコアのサイ
ズを大きくし飽和点を高く取ったり、残留磁束が発生し
ないようにカット・コアの接続面にギャップを設けた
り、あるいは正・負極性間の磁束のアンバランス分を見
込んで溶接トランスの一次電流波形を観測しながら偏磁
現象が生じないように電源制御部を手動調整していた。
（発明が解決しようとする問題点） しかし、磁気飽和点を高くするためにトランス・コアの
サイズを大きくすることは溶接トランスの小型・軽量化
に相反する結果となり、残留磁束を発生させないように
カット・コアにギャップを設けることは磁気抵抗が増し
鉄損が増加してトランスの発熱が生じ易くなるという不
都合を来す。
サイズを大きくすることは溶接トランスの小型・軽量化
に相反する結果となり、残留磁束を発生させないように
カット・コアにギャップを設けることは磁気抵抗が増し
鉄損が増加してトランスの発熱が生じ易くなるという不
都合を来す。
また、手動調整により両極性間の磁束のバランスをとっ
てもそれは一時的なものであって、周囲温度の変化に伴
ってインバータ・トランジスタの動作点が変化してバラ
ンスが崩れたり、あるいは溶接トランス，インバータ・
トランジスタ，整流用ダイオード等の部品，素子を必要
に応じて改変または交換することでバランスが崩れたり
したときは再調整をしなければならず手間がかかってい
た。
てもそれは一時的なものであって、周囲温度の変化に伴
ってインバータ・トランジスタの動作点が変化してバラ
ンスが崩れたり、あるいは溶接トランス，インバータ・
トランジスタ，整流用ダイオード等の部品，素子を必要
に応じて改変または交換することでバランスが崩れたり
したときは再調整をしなければならず手間がかかってい
た。
さらにまた、誤って容量の小さい溶接トランスを使用し
た場合、トランスの正・負両極性で磁気飽和が起こり、
過大電流が流れてトランスを焼損させてしまうというこ
ともあった。
た場合、トランスの正・負両極性で磁気飽和が起こり、
過大電流が流れてトランスを焼損させてしまうというこ
ともあった。
本発明は、かかる問題点に鑑みてなされたもので、溶接
トランスで磁気飽和が発生した時それを速やかに抑制す
るよう自動的に調整するインバータ式抵抗溶接機の電源
制御装置を提供することを目的とする。
トランスで磁気飽和が発生した時それを速やかに抑制す
るよう自動的に調整するインバータ式抵抗溶接機の電源
制御装置を提供することを目的とする。
（問題点を解決するための手段） 上記の目的を達成するために、本発明のインバータ式抵
抗溶接機の電源制御装置は、商用交流を整流して直流に
し、前記直流をインバータにより所定周波数のパルス状
高周波交流に返還し、前記高周波交流を溶接トランスに
通したのち整流器に通して再び直流にし、この直流を溶
接電極を介して被溶接材に供給するようにしたインバー
タ式抵抗溶接機において、前記溶接トランスの一次電流
を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信
号を受け取り、前記一次電流の各パルスの立上がり部と
立下がり部との間の中間部について前記中間部の前半部
分の中の複数のサンプル地を基に前記サンプル値より以
後の前記中間部の残りの部分の値を予想し、前記中間部
の残りの部分の中の所定点の予想値と前記所定点の実際
の値との誤差を割り出し、その誤差に応じた出力信号を
前記溶接トランスの磁気飽和状態を表す磁気飽和検出信
号として発生する磁気飽和検出手段と、前記磁気飽和検
出手段からの前記磁気飽和検出信号に応じて前記インバ
ータのスイッチング動作を制御するインバータ制御手段
とを具備する構成とした。
抗溶接機の電源制御装置は、商用交流を整流して直流に
し、前記直流をインバータにより所定周波数のパルス状
高周波交流に返還し、前記高周波交流を溶接トランスに
通したのち整流器に通して再び直流にし、この直流を溶
接電極を介して被溶接材に供給するようにしたインバー
タ式抵抗溶接機において、前記溶接トランスの一次電流
を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信
号を受け取り、前記一次電流の各パルスの立上がり部と
立下がり部との間の中間部について前記中間部の前半部
分の中の複数のサンプル地を基に前記サンプル値より以
後の前記中間部の残りの部分の値を予想し、前記中間部
の残りの部分の中の所定点の予想値と前記所定点の実際
の値との誤差を割り出し、その誤差に応じた出力信号を
前記溶接トランスの磁気飽和状態を表す磁気飽和検出信
号として発生する磁気飽和検出手段と、前記磁気飽和検
出手段からの前記磁気飽和検出信号に応じて前記インバ
ータのスイッチング動作を制御するインバータ制御手段
とを具備する構成とした。
（作用） 第４図は１サイクル分の一次電流波形を示す。この電流
波形は正・負両極性間で相似形をなしており、立上り
部、中間部、立下り部の３つの部分に分けることができ
る。磁気飽和が生じていないときには実線で示すように
中間部はある一定の傾きの直線となる。しかし、磁気飽
和が生ずると、立上り部、立下り部は殆ど変化しない
が、中間部は破線で示すように角または突起が出て傾き
は一定とならず変化する。このような角ないし突起が一
方の極性のパルスにのみ出れば偏磁現象で、両極性のパ
ルスに出れば両極で磁気飽和を起こしていることにな
る。いずれの場合も、このような角ないし突起はパルス
中間部の後半部分に出る。
波形は正・負両極性間で相似形をなしており、立上り
部、中間部、立下り部の３つの部分に分けることができ
る。磁気飽和が生じていないときには実線で示すように
中間部はある一定の傾きの直線となる。しかし、磁気飽
和が生ずると、立上り部、立下り部は殆ど変化しない
が、中間部は破線で示すように角または突起が出て傾き
は一定とならず変化する。このような角ないし突起が一
方の極性のパルスにのみ出れば偏磁現象で、両極性のパ
ルスに出れば両極で磁気飽和を起こしていることにな
る。いずれの場合も、このような角ないし突起はパルス
中間部の後半部分に出る。
本発明では電流検出手段によって一次電流をモニタし、
磁気飽和検出手段においてその各パルス波形に上記の角
ないし突起が出ているかどうかを検出することで磁気飽
和が生じているかどうかを検出する。各パルスの中間部
の前半部分は、磁気飽和が発生している時としていない
時とでそれほど変わらない。したがって、そのような前
半部分に属する複数のサンプル値より割り出された後半
部分の予想値は、磁気飽和が発生している時としていな
い時とでそれほど変わらない基準値となり得る。一方、
実際の後半部分の値は、磁気飽和が発生している時とし
ていない時とでは角や突起がでるか出ないかの大きな違
いになる。したがって、そのような予想値（基準値）と
実際の値との間には、磁気飽和が発生していない時は実
質的な誤差が出ず、磁気飽和が発生している時は誤差が
出るという関係が存在することになる。
磁気飽和検出手段においてその各パルス波形に上記の角
ないし突起が出ているかどうかを検出することで磁気飽
和が生じているかどうかを検出する。各パルスの中間部
の前半部分は、磁気飽和が発生している時としていない
時とでそれほど変わらない。したがって、そのような前
半部分に属する複数のサンプル値より割り出された後半
部分の予想値は、磁気飽和が発生している時としていな
い時とでそれほど変わらない基準値となり得る。一方、
実際の後半部分の値は、磁気飽和が発生している時とし
ていない時とでは角や突起がでるか出ないかの大きな違
いになる。したがって、そのような予想値（基準値）と
実際の値との間には、磁気飽和が発生していない時は実
質的な誤差が出ず、磁気飽和が発生している時は誤差が
出るという関係が存在することになる。
しかして、磁気飽和検出手段はそのような誤差に対応し
た出力信号を発生し、インバータ制御手段がそれに応答
したインバータのスイッチング制御を行うことにより、
磁気飽和はすみやかに抑制される。
た出力信号を発生し、インバータ制御手段がそれに応答
したインバータのスイッチング制御を行うことにより、
磁気飽和はすみやかに抑制される。
（実施例） 以下、第１図ないし第３図を参照して本発明の実施例を
説明する。
説明する。
第１図は、本発明の一実施例によるインバータ式抵抗溶
接機のシステムの主要な構成を示す。
接機のシステムの主要な構成を示す。
三相の商用交流電源端子10に整流回路12の入力端子が接
続され、整流回路12の出力端子には直流が得られる。こ
の直流は、コイル14とコンデンサ16とからなる平滑回路
で平滑されてからインバータ回路18に入力される。この
インバータ回路18は、GTOまたはGTRをスイッチング素子
とする周知のもので、入力した直流を高周波のスイッチ
ング動作によってパルス状（矩形波）の高周波交流に変
換する。インバータ回路18のスイッチングひいてはその
高周波交流出力のパルス幅は、後述するようにインバー
タ・ドライブ回路30を介してパルス幅制御回路32により
制御される。
続され、整流回路12の出力端子には直流が得られる。こ
の直流は、コイル14とコンデンサ16とからなる平滑回路
で平滑されてからインバータ回路18に入力される。この
インバータ回路18は、GTOまたはGTRをスイッチング素子
とする周知のもので、入力した直流を高周波のスイッチ
ング動作によってパルス状（矩形波）の高周波交流に変
換する。インバータ回路18のスイッチングひいてはその
高周波交流出力のパルス幅は、後述するようにインバー
タ・ドライブ回路30を介してパルス幅制御回路32により
制御される。
インバータ回路18より出力された高周波交流は従来のも
のよりも小型化された溶接トランス20の一次側に供給さ
れ、その二次側には降圧された高周波交流が得られ、こ
れは一対のダイオード22a,22bからなる整流回路24によ
り直流に整流される。そして、この直流の電流Ｉが溶接
電極26a,26bを介して被溶接材28a,28bに供給される。
のよりも小型化された溶接トランス20の一次側に供給さ
れ、その二次側には降圧された高周波交流が得られ、こ
れは一対のダイオード22a,22bからなる整流回路24によ
り直流に整流される。そして、この直流の電流Ｉが溶接
電極26a,26bを介して被溶接材28a,28bに供給される。
パルス幅制御回路32は、パルス幅変調（PWM）方式によ
りインバータ回路18の高周波交流出力のパルス幅を制御
するもので、シーケンス回路36からスタート信号STを受
けると周波数発生器34から例えば一定周波数の三角波信
号SFを変調波として入力してPWM信号ＳPWMを生成し、こ
の信号によってインバータ回路18のGTOOたはGTRをオン
・オフ制御する。
りインバータ回路18の高周波交流出力のパルス幅を制御
するもので、シーケンス回路36からスタート信号STを受
けると周波数発生器34から例えば一定周波数の三角波信
号SFを変調波として入力してPWM信号ＳPWMを生成し、こ
の信号によってインバータ回路18のGTOOたはGTRをオン
・オフ制御する。
さて、本実施例によれば、溶接トランス20で磁気飽和が
生じた時に自動的にインバータ出力のパルス幅を可変制
御してその磁気飽和を抑制する装置が設けられている。
生じた時に自動的にインバータ出力のパルス幅を可変制
御してその磁気飽和を抑制する装置が設けられている。
先ず、溶接トランス20の磁気飽和を検出するため、溶接
トランス20の一次コイルとインバータ回路18の出力端子
との間の配線（一次導体）にトロイダル・コイルもしく
はカレント・トランスなどの電流センサ38が設けられ
る。電流センサ38の出力信号は一次電流検出回路40に供
給され、回路40は一次電流ＩPに対応する出力信号SIを
磁気飽和検出回路42に供給する。後述するように、磁気
飽和検出回路42は溶接トランス20の磁気飽和状態を示す
検出信号MSを発生し、この信号MSに応答してパルス幅制
御回路32は磁気飽和が生じている時には一次電流ＩPの
パルス幅を調整するようにインバータ回路18のスイッチ
ング動作を制御する。
トランス20の一次コイルとインバータ回路18の出力端子
との間の配線（一次導体）にトロイダル・コイルもしく
はカレント・トランスなどの電流センサ38が設けられ
る。電流センサ38の出力信号は一次電流検出回路40に供
給され、回路40は一次電流ＩPに対応する出力信号SIを
磁気飽和検出回路42に供給する。後述するように、磁気
飽和検出回路42は溶接トランス20の磁気飽和状態を示す
検出信号MSを発生し、この信号MSに応答してパルス幅制
御回路32は磁気飽和が生じている時には一次電流ＩPの
パルス幅を調整するようにインバータ回路18のスイッチ
ング動作を制御する。
第２図は、磁気飽和検出回路42の構成例を示す。この例
はマイクロコンピュータを利用したもので、一次電流Ｉ
Pを表す検出回路40の出力信号SIは、バッファ44を通っ
てからアナログ−ディジタル（A/D）変換器46によりデ
ィジタル信号に変換されてCPU48に入力される。CPU48
は、ROM50に格納されている演算プログラムにしたがっ
て一次電流ＩPの各パルスについて所定の演算を実行
し、その演算結果として磁気飽和検出信号MS（MS＋,MS
−）を生成する。RAM52には、一次電流Ipのサンプル値
およびCPU48では演算途中のデータ等が一時的に格納さ
れる。
はマイクロコンピュータを利用したもので、一次電流Ｉ
Pを表す検出回路40の出力信号SIは、バッファ44を通っ
てからアナログ−ディジタル（A/D）変換器46によりデ
ィジタル信号に変換されてCPU48に入力される。CPU48
は、ROM50に格納されている演算プログラムにしたがっ
て一次電流ＩPの各パルスについて所定の演算を実行
し、その演算結果として磁気飽和検出信号MS（MS＋,MS
−）を生成する。RAM52には、一次電流Ipのサンプル値
およびCPU48では演算途中のデータ等が一時的に格納さ
れる。
次に、第３図につき磁気飽和検出回路42の動作（演算方
法）を説明する。図示のような一次電流ＩPの正パルス
の瞬時値は、A/D変換により所定周期毎のサンプル値と
してはCPU48に取り込まれる。CPU48は、このパルスの中
間部についてその前半部分より複数のサンプル値、例え
ば、A,B,Cを選び、それら３点を通る直線Ｌを割り出
す。次に、後半部分に存在するピーク値付近のサンプル
値Ｐを選択するとともに、そのサンプル値Ｐの時刻tDに
対応する直線Ｌ上の点Ｄを予想値として割り出す。そし
て、それら実際の値Ｐと予想値Ｄとの誤差ΔＩP＋（ＩP
P＋−ＩPD＋）を求め、この誤差に応じた出力信号MS＋
を正パルスに対する磁気飽和検出信号として発生する。
またCPU48は、一次電流ＩPの負パルスに対しても、上記
と同様な演算によって誤差ΔＩP−（ＩPP−−ＩPD−）
を求め、この誤差に応じた磁気飽和検出信号MS−を発生
する。
法）を説明する。図示のような一次電流ＩPの正パルス
の瞬時値は、A/D変換により所定周期毎のサンプル値と
してはCPU48に取り込まれる。CPU48は、このパルスの中
間部についてその前半部分より複数のサンプル値、例え
ば、A,B,Cを選び、それら３点を通る直線Ｌを割り出
す。次に、後半部分に存在するピーク値付近のサンプル
値Ｐを選択するとともに、そのサンプル値Ｐの時刻tDに
対応する直線Ｌ上の点Ｄを予想値として割り出す。そし
て、それら実際の値Ｐと予想値Ｄとの誤差ΔＩP＋（ＩP
P＋−ＩPD＋）を求め、この誤差に応じた出力信号MS＋
を正パルスに対する磁気飽和検出信号として発生する。
またCPU48は、一次電流ＩPの負パルスに対しても、上記
と同様な演算によって誤差ΔＩP−（ＩPP−−ＩPD−）
を求め、この誤差に応じた磁気飽和検出信号MS−を発生
する。
しかして、溶接トランス20で磁気飽和ないし偏磁現象が
生じていなければ、正負両パルスについての誤差ΔＩP
＋（ＩPP＋−ＩPD＋），ΔＩP−（ＩPP−−ＩPD−）は
それぞれほぼ零で、インバータのスイッチング制御に特
に変化は生じない。
生じていなければ、正負両パルスについての誤差ΔＩP
＋（ＩPP＋−ＩPD＋），ΔＩP−（ＩPP−−ＩPD−）は
それぞれほぼ零で、インバータのスイッチング制御に特
に変化は生じない。
しかし、偏磁現象が発生して、例えば正極性パルスの中
間部に角ないし突起が出ると、誤差ΔＩP＋（ＩPP＋−
ＩPD＋）が大きくなり、一方誤差ΔＩP−（ＩPP−−ＩP
D−）はほぼ零のままである。その結果、パルス幅制御
回路32は正パルスのパルス幅を小さくし負パルスのパル
ス幅は変化させないようなPWM信号ＳPWMをインバータ回
路18に与え、これにより溶接トランス20の偏磁現象は速
やかに抑制され、インバータ・トランジスタやダイオー
ド等の破損には至らずに済む。
間部に角ないし突起が出ると、誤差ΔＩP＋（ＩPP＋−
ＩPD＋）が大きくなり、一方誤差ΔＩP−（ＩPP−−ＩP
D−）はほぼ零のままである。その結果、パルス幅制御
回路32は正パルスのパルス幅を小さくし負パルスのパル
ス幅は変化させないようなPWM信号ＳPWMをインバータ回
路18に与え、これにより溶接トランス20の偏磁現象は速
やかに抑制され、インバータ・トランジスタやダイオー
ド等の破損には至らずに済む。
また、正負両極で磁気飽和が起こった時は、誤差ΔＩ
P+,ΔＩP−のそれぞれが大きくなり、パルス幅制御回路
32は正負両パルスのそれぞれのパルス幅を小さくするよ
うなPWM信号ＳPWMをインバータ回路に18与える。これに
よって、溶接トランス20の磁気飽和は速やかに抑制さ
れ、この場合もインバータ・トランジスタやダイオード
等の破損が防止される。
P+,ΔＩP−のそれぞれが大きくなり、パルス幅制御回路
32は正負両パルスのそれぞれのパルス幅を小さくするよ
うなPWM信号ＳPWMをインバータ回路に18与える。これに
よって、溶接トランス20の磁気飽和は速やかに抑制さ
れ、この場合もインバータ・トランジスタやダイオード
等の破損が防止される。
以上、好適な実施例を説明したが、本発明はそれに限定
されず、その技術的思想の範囲内で種々の変形・変更が
可能である。
されず、その技術的思想の範囲内で種々の変形・変更が
可能である。
例えば、上記の実施例では、一次電流ＩPの中間部のレ
ベルについて実際の値と予想値との誤差を求めたが、面
積についての誤差を求めるようにしてもよい。そうする
と、磁気飽和ないし偏磁現象が生じている時は第３図の
斜線部Ｑで示すような面積が実際の面積値と予想面積値
との誤差として得られ、この誤差面積を表す信号を磁気
飽和検出信号とすることができる。
ベルについて実際の値と予想値との誤差を求めたが、面
積についての誤差を求めるようにしてもよい。そうする
と、磁気飽和ないし偏磁現象が生じている時は第３図の
斜線部Ｑで示すような面積が実際の面積値と予想面積値
との誤差として得られ、この誤差面積を表す信号を磁気
飽和検出信号とすることができる。
（発明が効果） 以上のように、本発明によれば、溶接トランスで磁気飽
和が生じた時に、それを一次電流の各パルスについての
予想値と実際の値との誤差によって検出し、過大電流に
発展する前にインバータのスイッチング動作を制御して
調整するようにしたので、小型・軽量型の溶接トランス
を使用してもインバータトランジスタやダイオードある
いは溶接トランス等の破損を防止することができる。ま
た、調整を自動的に行うので、手動調整の手間が要らな
くなり、各種部品，素子を改変または交換した場合にも
再調整をしなくて済み、誤って容量の小さい溶接トラン
スを使用した場合にもトランスの焼損等を防止すること
ができる。
和が生じた時に、それを一次電流の各パルスについての
予想値と実際の値との誤差によって検出し、過大電流に
発展する前にインバータのスイッチング動作を制御して
調整するようにしたので、小型・軽量型の溶接トランス
を使用してもインバータトランジスタやダイオードある
いは溶接トランス等の破損を防止することができる。ま
た、調整を自動的に行うので、手動調整の手間が要らな
くなり、各種部品，素子を改変または交換した場合にも
再調整をしなくて済み、誤って容量の小さい溶接トラン
スを使用した場合にもトランスの焼損等を防止すること
ができる。
第１図は、本発明の一実施例によるインバータ抵抗溶接
機システムの主要な構成を示すブロック図、 第２図は、第１図の磁気飽和検出回路42の構成例を示す
ブロック図、 第３図は、磁気飽和検出回路42の動作（演算方法）を説
明するための一次電流の波形図、 第４図は、１サイクル分の一次電流波形と偏磁現象を示
す波形図である。 図面において、 18……インバータ回路、 20……溶接トランス、 26a,26b……溶接電極、 28a,28b……被溶接材、 32……パルス幅制御回路、 34……周波数発生器、 36……シーケンス回路、 38……電流センサ、 40……一次電流検出回路、 42……磁気飽和検出回路。
機システムの主要な構成を示すブロック図、 第２図は、第１図の磁気飽和検出回路42の構成例を示す
ブロック図、 第３図は、磁気飽和検出回路42の動作（演算方法）を説
明するための一次電流の波形図、 第４図は、１サイクル分の一次電流波形と偏磁現象を示
す波形図である。 図面において、 18……インバータ回路、 20……溶接トランス、 26a,26b……溶接電極、 28a,28b……被溶接材、 32……パルス幅制御回路、 34……周波数発生器、 36……シーケンス回路、 38……電流センサ、 40……一次電流検出回路、 42……磁気飽和検出回路。
Claims (4)
- 【請求項１】商用交流を整流して直流にし、前記直流を
インバータにより所定周波数のパルス状高周波交流に変
換し、前記高周波交流を溶接トランスに通したのち整流
器に通して再び直流にし、この直流を溶接電極を介して
被溶接材に供給するようにしたインバータ式抵抗溶接機
において、 前記溶接トランスの一次電流を検出する電流検出手段
と、 前記電流検出手段の出力信号を受け取り、前記一次電流
の各パルスの立上がり部と立下がり部との間の中間部に
ついて前記中間部の前半部分の中の複数のサンプル値を
基に前記サンプル値より以後の前記中間部の残りの部分
の値を予想し、前記中間部の残りの部分の中の所定点の
予想値と前記所定点の実際の値との誤差を割り出し、そ
の誤差に応じた出力信号を前記溶接トランスの磁気飽和
状態を表す磁気飽和検出信号として発生する磁気飽和検
出手段と、 前記磁気飽和検出手段からの前記磁気飽和検出信号に応
じて前記インバータのスイッチング動作を制御するイン
バータ制御手段と、 を具備することを特徴とするインバータ式抵抗溶接機の
電源制御装置。 - 【請求項２】前記サンプル値より以後の前記中間部の残
りの部分の予想値は前記複数のサンプル値を結ぶ直線上
の値であることを特徴とする特許請求の範囲第１項に記
載のインバータ式抵抗溶接機の電源制御装置。 - 【請求項３】前記サンプル値より以後の前記中間部の残
りの部分の予想値は前記複数のサンプル値を結ぶ直線を
包絡線とする仮想電流値波形の面積の値であり、前記実
際の値は実際の電流値を包絡線とする実際の電流値波形
の面積の値であることを特徴とする特許請求の範囲第１
項に記載のインバータ式抵抗溶接機の電源制御装置。 - 【請求項４】前記中間部の残りの部分の中の所定点は前
記パルスのピーク値付近の点であることを特徴とする特
許請求の範囲第１項ないし第３項のいずれかに記載にイ
ンバータ式抵抗溶接機の電源制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62197502A JPH0753315B2 (ja) | 1987-08-07 | 1987-08-07 | インバ−タ式抵抗溶接機の電源制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62197502A JPH0753315B2 (ja) | 1987-08-07 | 1987-08-07 | インバ−タ式抵抗溶接機の電源制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6440182A JPS6440182A (en) | 1989-02-10 |
| JPH0753315B2 true JPH0753315B2 (ja) | 1995-06-07 |
Family
ID=16375537
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62197502A Expired - Fee Related JPH0753315B2 (ja) | 1987-08-07 | 1987-08-07 | インバ−タ式抵抗溶接機の電源制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0753315B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2611598C2 (ru) * | 2012-03-26 | 2017-02-28 | Конинклейке Филипс Н.В. | Устройство медицинской визуализации |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS519217A (ja) * | 1974-07-15 | 1976-01-24 | Hitachi Ltd |
-
1987
- 1987-08-07 JP JP62197502A patent/JPH0753315B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS519217A (ja) * | 1974-07-15 | 1976-01-24 | Hitachi Ltd |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6440182A (en) | 1989-02-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4876433A (en) | Inverter controlled-type power source for arc welding | |
| JP2000015443A (ja) | アーク加工用電源装置 | |
| JPH0753313B2 (ja) | インバ−タ式抵抗溶接機の電源制御装置 | |
| JPH0753315B2 (ja) | インバ−タ式抵抗溶接機の電源制御装置 | |
| JPH01215465A (ja) | アーク電源装置 | |
| JPH0753314B2 (ja) | インバ−タ式抵抗溶接機の電源制御装置 | |
| JPH0728538B2 (ja) | Ｐｗｍインバータの制御装置 | |
| JP2572433B2 (ja) | アーク溶接、切断用電源 | |
| JPH039894Y2 (ja) | ||
| US20230283200A1 (en) | Variable pwm frequency responsive to power increase event in welding system | |
| JPS62290356A (ja) | スイツチング電源 | |
| JP2512911B2 (ja) | ア−ク溶接機 | |
| JP2905540B2 (ja) | パルスアーク溶接用電源 | |
| JPS58159979A (ja) | ア−ク溶接用電源装置 | |
| JP2604263B2 (ja) | マグネトロン駆動装置 | |
| JP2000042751A (ja) | 抵抗溶接機の制御装置 | |
| JPS6213737Y2 (ja) | ||
| JPH10216936A (ja) | ア−ク加工用電源装置 | |
| JP2831785B2 (ja) | 抵抗溶接機の制御装置 | |
| JP2903609B2 (ja) | アーク加工用電源 | |
| JPH08340679A (ja) | 高周波変圧器の偏磁防止回路 | |
| RU2018424C1 (ru) | Источник питания сварочной дуги постоянного тока | |
| JPH05305453A (ja) | インバータ制御式電気抵抗溶接機 | |
| JPH09117153A (ja) | インバータ装置 | |
| JPS58107265A (ja) | 溶接用電源装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |