JP4285278B2

JP4285278B2 - 半導体電力変換装置

Info

Publication number: JP4285278B2
Application number: JP2004059957A
Authority: JP
Inventors: 修治加藤; 真一小川; 庄一郎古関
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2004-03-04
Filing date: 2004-03-04
Publication date: 2009-06-24
Anticipated expiration: 2024-03-04
Also published as: JP2005253190A

Description

本発明は半導体電力変換装置に係り、特に、直流側に接続した変動負荷の電力変換周期が交流系統側の交流電圧の周期の整数倍の電力変動周期を有する半導体電力変換装置に関する。

一般に商用系統の交流電力はある決まった範囲の周波数で供給されており、例えば東京都などでは５０Ｈｚである。商用の交流系統から供給された交流電力をコンバータで直流に変換し、直流電力を負荷に供給する技術が広く用いられている。コンバータの直流側に接続した変動負荷の電力は、系統側の商用周波数とは無関係に、直流変動負荷の必要に応じて変動する。

特許文献１には、コンバータの出力電圧の変動成分を抽出し、生成した振動成分を制御電圧から減算する振動抑制回路を備えたコンバータが開示されている。

特開平９−２３３８２０号公報（「００４３」段落、「００４４」段落、「００４５」段落）

本発明の発明者は、直流変動負荷の電力変動周波数と系統側の交流電圧の周波数とが、一致している場合、もしくは直流変動負荷の電力変動周期が系統側の交流電圧の整数倍の場合には、以下に説明するように系統の交流電流に直流電流が重畳してしまうことを、新たに明らかにした。

以下、系統側の交流電流に直流電流成分が重畳するメカニズムを、系統周波数が５０Ｈｚの場合を例に説明する。コンバータへ入力する電力は実効値ベースで（数１）式のように表現できる。

Ｐ_in＝３・Ｉ_s・Ｖ_s・cos（σ） …（数１）
（数１）式で、Ｐ_inはコンバータの交流側入力電力、Ｉ_s はコンバータの交流系統側の交流電流、Ｖ_s は系統の交流電圧、σは位相差を表す。ここで、コンバータに接続される直流変動負荷の電力Ｐ_out が系統の周波数と同じ５０Ｈｚで振動する場合を考えると、直流変動負荷の電力Ｐ_outは（数２）式のように表現できる。

Ｐ_out＝Ｐ₁・sin（ω₅₀・ｔ） …（数２）
（数２）式で、Ｐ₁ はピーク電力、ω₅₀は２・π・５０を、ｔは時間を表す。定常状態では、コンバータへ入力する電力と、コンバータが出力する電力とが等しいので、Ｐ_in＝Ｐ_outとできるので（数３）式に示すようになる。

Ｉ_s＝Ｐ₁／（３＊Ｖ_s）・（cos（σ））・sin（ω₅₀・ｔ） …（数３）
コンバータの各相の系統側交流電流は√２・Ｉ_sで変調されるので、各相の系統側交流電流ｉ_u〜ｉ_wは（数４）式〜（数６）式で表現できる。

ｉ_u＝Ｉ_O・sin（ω₅₀・ｔ−γ）・sin（ω₅₀・ｔ） …（数４）
ｉ_v＝Ｉ_O・sin（ω₅₀・ｔ−γ−２・π／３）・sin（ω₅₀・ｔ） …（数５）
ｉ_w＝Ｉ_O・sin（ω₅₀・ｔ−γ−４・π／３）・sin（ω₅₀・ｔ） …（数６）
（数４）式〜（数６）式でｉ_uはＵ相系統側交流電流、ｉ_vはＶ相系統側交流電流、ｉ_wはＷ相系統側交流電流、γはｉ_uと電力との位相差、Ｉ_Oは√２・Ｐ₁／（３＊Ｖ_s）・
（cos（σ））・sin（ω₅₀・ｔ）を表す。ここで、Ｕ相系統側交流電流ｉ_u を例にとり、交流電流に重畳する電流を考える。流分が最も大きいのは、γ＝０の時である。また、コンバータは力率１制御を行うとしてα＝γ＝０、cos(σ) ＝１と仮定すると、Ｕ相系統側交流電流ｉ_uは（数７）式に示すようになる。

ｉ_u＝Ｉ_O・sin²（ωｔ）
＝Ｉ_O・（１−cos（２ωｔ））／２
＝１／２・Ｉ_O−Ｉ_O・cos（２ωｔ） …（数７）
（数７）式でｉ_uの直流分をｉ_uDCと書き直すと、（数８）式に示すようになり、系統側交流電流に直流電流成分が重畳することがわかる。

ｉ_uDC＝１／２・Ｉ_O …（数８）
このように、系統電流に直流電流が重畳すると、系統に設けたトランスの励磁インダクタンスに直流電流が重畳してトランスが偏磁する問題を生じる。

本発明の目的は、交流系統に接続されたコンバータで、直流変動負荷の電力変動周期が系統側の交流電圧の整数倍になっている場合に、系統側の交流電流に重畳する直流電流成分を抑制してトランスの偏磁を防止した半導体電力変換装置を提供することにある。

本発明の半導体電力変換装置は、系統側の電流を検出して、直流変動負荷の電力変動周期の整数倍の期間の移動平均を演算し、この演算結果がゼロとなるようにＰＩ制御を行って、コンバータの系統側入力電圧補正値を演算し、系統側の入力電圧指令値と系統側入力電圧補正値の差分をとった値を新規の系統側の入力電圧指令値とする。

系統側の電流を検出して、直流変動負荷の電力変動周期の実数倍の期間の移動平均を演算し、演算結果がゼロとなるようにＰＩ制御を行うことにより、コンバータの系統側入力電圧補正値を演算し、系統側の入力電圧指令値と系統側入力電圧補正値の差分をとった値を新規の系統側の入力電圧指令値とすることにより系統側交流電流に重畳する直流電流を抑制し、交流系統とコンバータとの間に設置したトランスの偏磁を抑制できる。

以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施例を説明する各図面では、同一の機能を有する要素には同一の符号をつけてある。

図１は本実施例の半導体電力変換器の主要部を示す。図１を用いて本実施例の構成を説明する。コンバータ１の交流入力側がトランス２を介して、３相の交流系統３に接続し、コンバータ１の他方は、Ｐ側直流端子１７Ｐと、Ｎ側直流端子１７Ｎとを介して、直流変動負荷４に接続している。

コンバータ１の主要部の構成を図２に示す。本実施例のコンバータ１は、６アーム構成のＩＧＢＴ変換器であり、電力半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ１０と、ＩＧＢＴ１０の主電極に逆並列に接続したダイオード１１とで１つのアームを構成している。各ＩＧＢＴ１０の制御電極であるゲートには、図示しない制御回路からゲート駆動信号を入力する。各ＩＧＢＴ１０はＰＷＭ変調したゲート駆動信号に基づきスイッチングを行う。ここで、各ＩＧＢＴ１０にＰＷＭ変調したゲート駆動信号を入力して各ＩＧＢＴ１０をスイッチングさせて、交流電力を直流電力に変換する際に、直流コンデンサ１５に印加されている直流電圧がパルス変調波となって、逆にコンデンサ側から各交流端子１６Ｕ、１６Ｖ、１６Ｗ側に伝達されて、各交流端子に交流電圧が印加される。

コンバータ１のＰ側直流端子１７ＰとＮ側直流端子１７Ｎの間には、直流変動負荷４が接続される。図示していない制御回路には、交流端子１６Ｕ〜１６Ｗ側の３相交流配線に配置した電流検出器１８と、直流コンデンサ１５の端子間に配置した電圧検出器１９とから検出信号が入力されている。図２では電流検出器１８を３相の各交流配線に３つ配置したが、２つの電流検出器を用いて、（数９）式で他の１相の電流を算出しても良い。

ｉ_U＝０−ｉ_V−ｉ_W …（数９）
（数９）式でｉ_UはＵ相交流電流、ｉ_VはＶ相交流電流、ｉ_WはＷ相交流電流を表す。

次に本実施例のコンバータ１の制御を比較例を用いながら説明する。まず、比較例のコンバータ制御を図３を用いて説明する。比較例では、コンバータ１が出力する直流電圧値を検出し、検出した電圧を電圧指令値に一致させるようにコンバータの入力側交流電圧を調整する。具体的には、直流電圧指令値と直流電圧検出値の偏差を求め、ＡＣ−ＡＶＲがその差分値をゼロにするようにＰＩ制御を行い系統側の交流電流指令値を決定する。比較例では、ＡＣ−ＡＣＲが、交流電流指令値と検出した交流電流との偏差がゼロになるようにＰＩ制御を行い、系統側のコンバータ交流電圧指令値を決定し、この電圧指令値に基づいて、ＰＷＭ変調したパルス信号をＩＧＢＴ１０のゲートへ出力する。このような制御は交流電流値および交流電圧値をｄｑ変換した後に行うこともできる。

次に、図４を用いて直流成分を抑制する本実施例の制御方法を説明する。本実施例が比較例と異なる点は、交流電圧検出値を移動平均した結果を用いて作成した補正電圧指令値も制御に用いることである。本実施例では、交流電流を検出し、検出した交流電流の移動平均を演算する。本実施例では交流電流をサンプリングする回数は、系統の交流電流の１周期当り２回から１０２４回、好ましくは１６回から２５６回である。このようにして検出した交流電流を変動周期の整数倍の期間、好ましくは１倍から１０倍、より好ましくは１倍から５倍の期間移動平均する。従って、先に説明したように直流変動負荷の変動周期が、交流系統側の交流電圧の周期の整数倍の場合には、移動平均した演算結果は、系統側交流電流に重畳した直流分を表している。次に、検出した直流分をゼロにするようにＰＩ制御を行い、直流電流をゼロにするための系統側の交流電圧指令値の電圧補正指令値を演算する。

本実施例では系統側の交流電圧指令値から、補正電圧指令値を差し引き、新たな電圧指令値を演算して、その電圧指令値に基づいてＩＧＢＴを動作させて、交流系統に流出する直流電流を抑制する。このように本実施例では、交流系統に流出する直流電流を抑制できるので、交流系統３とコンバータ１との間に設置されたトランス２の偏磁を防止できる。

図５は、移動平均を行った本実施例と移動平均をしない比較例とを示す。図５の縦軸は励磁電流の最も直流電流が大きな相の直流成分を示し、横軸は交流電力である。交流系統と同じ周期の電力変動が大きくなると励磁電流の直流電流成分が増大するが、本実施例の偏磁抑制制御を行うと直流電流成分を抑制できる。

図６（ａ）は、図４に示すように移動平均による偏磁抑制した本実施例の場合のトランス２の２次側電流波形と、励磁電流波形と１次側電流波形を示し、図６（ｂ）は、図３に示すように移動平均を実施しない比較例の場合のトランス２の２次側電流波形と、励磁電流波形と１次側電流波形である。なお、図６に示した各励磁電流波形は、トランス１次側電流と２次側電流の差から求めた。図６（ａ）に示すように、偏磁抑制制御をしない場合は、励磁電流波形は、電流の山あるいは谷を基準にして左右対称な形状になっているが、励磁電流波形が電流ゼロを示す軸よりもマイナス側に偏っていて、直流成分を含んでいることが分かる。一方、本実施例の偏磁抑制制御を実施した場合は、励磁電流は電流ゼロを示す軸のプラス側とマイナス側とで同じ面積を示す形状になっていて、代わりに波形が左右非対称となっている。

実施例１の半導体電力変換器の主要部の説明図。実施例１のコンバータの主要部の説明図。比較例のコンバータ制御の制御ブロック図。実施例１のコンバータ制御の制御ブロック図。実施例１と比較例との励磁電流直流成分の説明図。実施例１と比較例との励磁電流波形の説明図。

符号の説明

１…コンバータ、２…トランス、３…交流系統、４…直流変動負荷、１０…ＩＧＢＴ、１１…ダイオード、１５…直流コンデンサ、１６Ｕ、１６Ｖ、１６Ｗ…交流端子、１７Ｐ…Ｐ側直流端子、１７Ｎ…Ｎ側直流端子、１８…電流検出器、１９…電圧検出器。

Claims

交流を直流に変換する半導体変換器の出力の電力周期が、交流の電圧周期の整数倍である半導体電力変換装置において、
前記半導体変換器の入力側交流電流を検出し、該検出した入力側交流電流を前記半導体変換器の出力電力周期で移動平均を演算することにより直流分を抽出し、該抽出した直流分をゼロにするＰＩ制御を行って前記半導体変換器のコンバータの系統側入力電圧補正値を演算し、該系統側入力電圧補正値と系統側入力電圧指令の差分をとった値を新規な系統側入力電圧指令値とすることを特徴とする半導体電力変換装置。