CN113489361A - 一种混合型三相四电平有源中点箝位变换器及其多步软开关spwm控制方法 - Google Patents
一种混合型三相四电平有源中点箝位变换器及其多步软开关spwm控制方法 Download PDFInfo
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Abstract
本发明公开了一种混合型三相四电平有源中点箝位变换器及其多步软开关SPWM控制方法。所提出的混合型变换器拓扑侧重点在于基于传统有源中点箝位式四电平拓扑，单相桥臂中一直承担交流侧输出的两个开关器件采用碳化硅基金属氧化物半导体场效应管，其余开关器件采用硅基绝缘栅双极型晶体管。所提出的多步软开关SPWM控制方法侧重点在于针对参考电压，规定了特定的开关状态和切换序列，通过多步软开关的调制方式使得所有的高频硬开关动作均由碳化硅基金属氧化物半导体场效应管承担，进而在实现全碳化硅基功率器件相近性能的情况下，降低了成本，极具工程推广前景。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，尤其涉及混合型多电平有源中点箝位型变换器领域。
背景技术
多电平变换器由于具有电压应力低、谐波含量低、控制方法灵活等优势广泛的应用于高电压大功率电能变换场合。尤其是有源中点箝位式多电平变换器，因其相比于飞跨电容型多电平变换器具有更高的功率密度、相比于级联H桥型电路不需要独立的直流源等优点逐渐成为学术和工业界的研究热点。另一方面，碳化硅等宽禁带半导体开关器件相比传统硅基半导体器件具有更低的开关损耗、更高的工作频率等优点，适应电力电子变换器高功率密度、高效率的发展方向。文献"An Extreme High Efficient Three-Level ActiveNeutral-Point-Clamped Converter Comprising SiC&Si Hybrid Power Stage"(IEEETransactions on Power Electronics,PP(99):1-1)和专利混合转换器系统(CN106936327A)提出了一种硅器件与碳化硅器件混合的有源中点箝位式三电平变换器。不同于传统有源中点箝位式变换器力求开关损耗均衡分布从而降低各开关器件的最高温升，这样的混合型变换器使碳化硅基功率器件承担高频开关动作，硅基功率器件低频开关，相比于传统全硅基器件的变换器提高了功率密度和效率，相比于全碳化硅器件的变换器，实现相近性能的情况下降低了成本。更多电平的变换器能够有效减小输出电压dv/dt，降低器件电压应力，减小交流侧电流谐波，实现更低的开关损耗、更高的功率密度和效率，因此，将混合型有源中点箝位变换器推广到更多电平有重要意义。但随着电平数的提高，电路拓扑更为复杂，直接从以上文献中的混合型有源中点箝位式三电平变换器推广并非易事，此外，将开关动作集中到碳化硅基功率器件同样需要调制方式的配合。另一方面，直流侧电容电压平衡问题更为突出，如何通过调制本身的手段实现电容电压平衡而不额外增加成本和损耗的控制方法也亟待研究。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的不足，本发明提出了一种混合型三相四电平有源中点箝位变换器及其多步软开关SPWM控制方法。所提出的混合型三相四电平有源中点箝位拓扑，单相桥臂中一直承担交流侧输出的两个开关器件采用碳化硅基金属氧化物半导体场效应管，其余开关器件采用硅基绝缘栅双极型晶体管，兼顾了高性能和低成本，兼具混合型变换器和四电平有源中点箝位变换器的优势。所提出的SPWM控制方法，通过采用特定的开关状态和切换序列，使碳化硅基器件承担高频开关动作，硅基功率器件低频开关或高频软开关动作，同时通过注入三相零序分量和微调电平作用时间的方法平衡直流侧三个电容电压，实现了对所述混合型三相四电平有源中点箝位变换器的多步软开关控制，通过多步软开关的调制方式使得所有的高频硬开关动作均由碳化硅基金属氧化物半导体场效应管承担，进而在实现全碳化硅基功率器件相近性能的情况下，降低了成本，极具工程推广前景
本发明的技术方案如下：
本发明首先提供了一种混合型三相四电平有源中点箝位式变换器，其包含一个直流母线、第一电容、第二电容、第三电容、三个四电平单相桥臂和交流侧；
所述的直流母线阳极连接至所述第一电容的正极性端并引出第一个直流母线功率端子，所述第二电容的正极性端连接至所述第一电容的负极性端并引出第二个直流母线功率端子，所述第三电容的正极性端连接至所述第二电容的负极性端并引出第三个直流母线功率端子，所述的直流母线阴极连接至所述第三电容的负极性端并引出第四个直流母线功率端子；
每个所述的四电平单相桥臂均第一开关管(Sx1)、第二开关管(Sx2)、第三开关管(Sx3)、第四开关管(Sx4)、第五开关管(Sx5)、第六开关管(Sx6)、第七开关管(Sx7)、第八开关管(Sx8)、第九开关管(Sx9)、第十开关管(Sx10)，其中第九开关管(Sx9)和第十开关管(Sx10)为碳化硅基金属氧化物半导体场效应管，第一开关管(Sx1)、第二开关管(Sx2)、第三开关管(Sx3)、第四开关管(Sx4)、第五开关管(Sx5)、第六开关管(Sx6)、第七开关管(Sx7)、第八开关管(Sx8)为硅基绝缘栅双极型晶体管；第五开关管(Sx5)的集电极连接至第一开关管(Sx1)的发射极，第九开关管(Sx9)的集电极连接至第五开关管(Sx5)的发射极，第十开关管(Sx10)的集电极连接至第九开关管(Sx9)的发射极，第四开关管(Sx4)的集电极连接至第十开关管(Sx10)的发射极，第八开关管(Sx8)的集电极连接至第四开关管(Sx4)的发射极；第二开关管(Sx2)的集电极连接至第一开关管(Sx1)和第五开关管(Sx5)的公共端，第二开关管(Sx2)的发射极连接至第三开关管(Sx3)的集电极，第三开关管(Sx3)的发射极连接至第十开关管(Sx10)和第四开关管(Sx4)的公共端，第六开关管(Sx6)的集电极连接至第五开关管(Sx5)和第九开关管(Sx9)的公共端，第六开关管(Sx6)的发射极连接至第七开关管(Sx7)的集电极，第七开关管(Sx7)的发射极连接至第四开关管(Sx4)和第八开关管(Sx8)的公共端；从第一开关管(Sx1)的集电极引出第一个单相桥臂功率端子，从第二开关管(Sx2)和第三开关管(Sx3)的公共端引出第二个单相桥臂功率端子，从第六开关管(Sx6)和第七开关管(Sx7)的公共端引出第三个单相桥臂功率端子，从第八开关管(Sx8)的发射极引出第四个单相桥臂功率端子；从第九开关管(Sx9)和第十开关管(Sx10)的公共端引出输出端子；
所述第一个单相桥臂功率端子连接至所述第一个直流母线功率端子，所述第二个单相桥臂功率端子连接至所述第二个直流母线功率端子，所述第三个单相桥臂功率端子连接至所述第三个直流母线功率端子，所述第四个单相桥臂功率端子连接至所述第四个直流母线功率端子；所述三个单相四电平桥臂输出端子连接至交流侧。
本发明另一方面公开了一种所述混合型三相四电平有源中点箝位式变换器的多步软开关SPWM控制方法，
首先，变换器每一个单相电路的四种输出电平分别定义为1L、2L、3L和4L；针对单相桥臂的四个输出电平，选择八种开关状态定义为S1、S2_P、S2_D、S2_N、S3_P、S3_D、S3_N和S4；根据如式1所示的开关函数，八种开关状态可以表示为如表1所示；
表1八种开关状态及对应的输出电平
所述多步软开关SPWM控制方法包括如下步骤：从基波频率的三相正弦参考电压出发，注入零序三相分量以平衡直流侧上下两电容电压，得到新的三相参考电压；确定两个主调制波并微调以控制直流侧中间电容电压为Vdc/3，计算得到两个辅助调制波与两个主调制波一起跟载波比较确定三相各桥臂的开关状态及切换时间，根据规定的开关状态切换方法，合成控制信号，加入死区时间后转化成相应30路PWM信号；
所述新的三相参考电压urefx,x＝a,b,c的计算方法如下如式2所示，三相基波频率的正弦波uori,x,x＝a,b,c叠加用于实现第一和第三电容平衡控制的零序分量uz后，得到的urefx,x＝a,b,c作为三相参考电压；
urefx＝uori,x+uz,x＝a,b,c (2)
零序分量的注入应满足以下原则：
a.新的三相参考电压urefx,x＝a,b,c，应在最大允许注入范围内，如式3所示，其中Δvdead为一个开关状态最小持续时间对应的电压幅值；
b.根据变换器三相输出电流iox,x＝a,b,c，通过式4计算得到该注入下的平均中点电流
假设3个母线电容容值为C1＝C2＝C2＝Cd，根据直流侧第一电容两端电压uc1、第一电容两端电压uc3、电容值Cd和开关周期Ts，通过式5计算得到参考中点电流
应取平均中点电流
最接近参考中点电流
的零序注入；
所述的每一相四个调制波分为两个主调制波v1,x、v2,x和两个辅助调制波v3,x、v4,x；两个主调制波的表达式如式6所示；两个辅助调制波分别与两个主调制波相差Δvdead而位于两主调制波之间，表达式如式7所示；其中，urefx为单相参考电压；
所述的微调以控制直流侧中间电容电压在Vdc/3的具体方法为各相微调两个主调制波的大小，如式8所示；其中，Δv为调整幅度；
一个开关周期内单相桥臂的开关状态通过如下方法确定：在单相桥臂参考电压正半周，选择2L、3L和4L三个输出电平合成参考电压，对应采用开关状态S2_N、S3_P、S3_D、S3_N和S4；在单相桥臂参考电压负半周，选择1L、2L和3L三个输出电平合成参考电压，对应采用开关状态S1、S2_P、S2_D、S2_N和S3_P；
各输出电平及开关状态的作用时间通过四个调制波和两个层叠的载波比较得到；其中两个层叠的载波分别对应于参考电压正极性和负极性时的调制，如式9所示；两个主调制波与载波交于四个点，这四个交点为输出电平切换时间节点，对正极性参考电压依次为2L→3L→4L→3L→2L，对负极性参考电压依次为1L→2L→3L→2L→1L；两个辅助调制波同样与载波交于四个点，这四个交点为多步调制切换时间节点，对正极性参考电压依次为S3_P→S3_D→S3_N、S3_N→S3_D→S3_P，对负极性参考电压依次为S2_P→S2_D→S2_N、S2_N→S2_D→S2_P；为保证调制的正确性和消除窄脉冲，所述的多步软开关调制有如式10所示的限制，Vdc为直流母线电压；
优选的，单相桥臂的开关状态切换的方法为：在单相桥臂参考电压正半周，切换顺序为S2_N→S3_P→S3_D→S3_N→S4→S3_N→S3_D→S3_P→S2_N；在单相桥臂参考电压负半周，切换顺序为S1→S2_P→S2_D→S2_N→S3_P→S2_N→S2_D→S2_P→S1；单相桥臂参考电压正负之间的切换，为
为保证对称性，其中两个相同开关状态各自的作用时间为该开关状态总作用时间的一半。
优选的，调整幅度Δv不超过直流母线电压Vdc的2％。优选的，Δvdead为两倍死区时间对应的电压幅值。
附图说明
图1为混合型三相四电平有源中点箝位式变换器单相电路拓扑示意图。
图2为混合型三相四电平有源中点箝位式变换器三相电路拓扑示意图。
图3为应用于所述变换器的多步软开关SPWM控制方法流程图。
图4为所述多步软开关SPWM控制方法采用的八种开关状态示意图。
图5为所述多步软开关SPWM控制方法采用的开关切换动作示意图。
图6为所述多步软开关SPWM控制方法调制方式示意图。
图7为所述多步软开关SPWM控制方法零序分量注入示意图。
图8为一个实施例中的三相电流、直流母线电容电压、相电压和线电压波形。
图9为一个实施例有代表性的开关管上电流和电压波形。
具体实施方式
下面对本发明的实施例作详细说明，本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。
随着电力电子变换器向着高效率、高功率密度方向不断发展，一般来说，更高的工作频率意味着更高的功率密度，但随之带来的开关损耗明显增加，这对高效率的实现是不利的。以碳化硅为代表的宽禁带器件相比传统的硅功率器件具有更低的开关损耗、更高的工作频率，在高频场合有更为优异的表现，但缺点是成本较高。相比于有源中点箝位四电平变换器拓扑，我们使用碳化硅基金属氧化物半导体场效应管替换每一相交流输出侧的两个硅基绝缘栅双极型晶体管。针对这样的混合型三相四电平有源中点箝位变换器，在保证直流侧三个电容电压平衡的基础上，通过多步软开关调制，使所有的高频硬开关动作均由碳化硅基金属氧化物半导体场效应管承担，硅基绝缘栅双极型晶体管低频动作，实现了全碳化硅基器件相近的性能，兼顾了高性能和低成本，提高了系统的可靠性。
如图1和2所示，混合型三相四电平有源中点箝位式变换器，包含一个直流母线、第一电容、第二电容、第三电容、三个四电平单相桥臂和交流侧；
所述的直流母线阳极连接至所述第一电容的正极性端并引出第一个直流母线功率端子，所述第二电容的正极性端连接至所述第一电容的负极性端并引出第二个直流母线功率端子，所述第三电容的正极性端连接至所述第二电容的负极性端并引出第三个直流母线功率端子，所述的直流母线阴极连接至所述第三电容的负极性端并引出第四个直流母线功率端子；
所述第一个单相桥臂功率端子连接至所述第一个直流母线功率端子，所述第二个单相桥臂功率端子连接至所述第二个直流母线功率端子，所述第三个单相桥臂功率端子连接至所述第三个直流母线功率端子，所述第四个单相桥臂功率端子连接至所述第四个直流母线功率端子；所述三个单相四电平桥臂输出端子连接至交流侧。
每个所述的四电平单相桥臂均第一开关管(Sx1)、第二开关管(Sx2)、第三开关管(Sx3)、第四开关管(Sx4)、第五开关管(Sx5)、第六开关管(Sx6)、第七开关管(Sx7)、第八开关管(Sx8)、第九开关管(Sx9)、第十开关管(Sx10)，其中第九开关管(Sx9)和第十开关管(Sx10)为碳化硅基金属氧化物半导体场效应管，第一开关管(Sx1)、第二开关管(Sx2)、第三开关管(Sx3)、第四开关管(Sx4)、第五开关管(Sx5)、第六开关管(Sx6)、第七开关管(Sx7)、第八开关管(Sx8)为硅基绝缘栅双极型晶体管；第五开关管(Sx5)的集电极连接至第一开关管(Sx1)的发射极，第九开关管(Sx9)的集电极连接至第五开关管(Sx5)的发射极，第十开关管(Sx10)的集电极连接至第九开关管(Sx9)的发射极，第四开关管(Sx4)的集电极连接至第十开关管(Sx10)的发射极，第八开关管(Sx8)的集电极连接至第四开关管(Sx4)的发射极；第二开关管(Sx2)的集电极连接至第一开关管(Sx1)和第五开关管(Sx5)的公共端，第二开关管(Sx2)的发射极连接至第三开关管(Sx3)的集电极，第三开关管(Sx3)的发射极连接至第十开关管(Sx10)和第四开关管(Sx4)的公共端，第六开关管(Sx6)的集电极连接至第五开关管(Sx5)和第九开关管(Sx9)的公共端，第六开关管(Sx6)的发射极连接至第七开关管(Sx7)的集电极，第七开关管(Sx7)的发射极连接至第四开关管(Sx4)和第八开关管(Sx8)的公共端；从第一开关管(Sx1)的集电极引出第一个单相桥臂功率端子，从第二开关管(Sx2)和第三开关管(Sx3)的公共端引出第二个单相桥臂功率端子，从第六开关管(Sx6)和第七开关管(Sx7)的公共端引出第三个单相桥臂功率端子，从第八开关管(Sx8)的发射极引出第四个单相桥臂功率端子；从第九开关管(Sx9)和第十开关管(Sx10)的公共端引出输出端子。
在本发明中，变换器每一个单相电路的四种输出电平分别定义为1L、2L、3L和4L。针对单相桥臂的四个输出电平，选择八种开关状态定义为S1、S2_P、S2_D、S2_N、S3_P、S3_D、S3_N和S4。根据如式1所示的开关函数，八种开关状态可以表示为如表1所示，对应电路状态如图4所示。
表1八种开关状态及对应的输出电平
所述多步软开关SPWM控制方法包括如下步骤：从基波频率的三相正弦参考电压出发，注入零序三相分量以平衡直流侧上下两电容电压，得到新的三相参考电压；确定两个主调制波并微调以控制直流侧中间电容电压为Vdc/3，计算得到两个辅助调制波与两个主调制波一起跟载波比较确定三相各桥臂的开关状态及切换时间，根据规定的开关状态切换方法，合成控制信号，加入死区时间后转化成相应30路PWM信号；
所述新的三相参考电压urefx,x＝a,b,c的计算方法如下如式2所示，三相基波频率的正弦波uori,x,x＝a,b,c叠加用于实现第一和第三电容平衡控制的零序分量uz后，得到的urefx,x＝a,b,c作为三相参考电压；
urefx＝uori,x+uz,x＝a,b,c (2)
零序分量的注入应满足以下原则：
a.新的三相参考电压urefx,x＝a,b,c，应在最大允许注入范围内，如式3所示，其中Δvdead为一个开关状态最小持续时间对应的电压幅值，这里取两倍死区时间，如式11所示；Vdc为直流母线电压，Ts为开关周期，TD为死区时间；
b.根据变换器三相输出电流iox,x＝a,b,c，通过式4计算得到该注入下的平均中点电流
假设3个母线电容容值为C1＝C2＝C2＝Cd，根据直流侧第一电容两端电压uc1、第一电容两端电压uc3、电容值Cd和开关周期Ts，通过式5计算得到参考中点电流
应取平均中点电流
最接近参考中点电流
的零序注入；
所述的每一相四个调制波分为两个主调制波v1,x、v2,x和两个辅助调制波v3,x、v4,x；两个主调制波的表达式如式6所示；两个辅助调制波分别与两个主调制波相差Δvdead而位于两主调制波之间，表达式如式7所示；其中，urefx为单相参考电压；
所述的微调以控制直流侧中间电容电压在Vdc/3的具体方法为各相微调两个主调制波，如式8所示；其中，Δv为调整幅度，取直流母线电压Vdc的2％；
在本实施例中，采用如下具体方法确定一个开关周期内单相桥臂的开关状态：在单相桥臂参考电压正半周，选择2L、3L和4L三个输出电平合成参考电压，对应采用开关状态S2_N、S3_P、S3_D、S3_N和S4。在单相桥臂参考电压负半周，选择1L、2L和3L三个输出电平合成参考电压，对应采用开关状态S1、S2_P、S2_D、S2_N和S3_P。开关状态切换的方法是：在单相桥臂参考电压正半周，切换顺序为S2_N→S3_P→S3_D→S3_N→S4→S3_N→S3_D→S3_P→S2_N；在单相桥臂参考电压负半周，切换顺序为S1→S2_P→S2_D→S2_N→S3_P→S2_N→S2_D→S2_P→S1；单相桥臂参考电压正负之间的切换，为
为保证对称性，其中两个相同开关状态各自的作用时间为该开关状态总作用时间的一半。单相电路一个开关周期内切换动作示意图如图5所示。
在本发明的一个优选实施例中，各输出电平及开关状态的作用时间通过四个调制波和两个层叠的载波比较得到；其中两个层叠的载波分别对应于参考电压正极性和负极性时的调制，如式9所示；两个主调制波与载波交于四个点，这四个交点为输出电平切换时间节点，对正极性参考电压依次为2L→3L→4L→3L→2L，对负极性参考电压依次为1L→2L→3L→2L→1L；两个辅助调制波同样与载波交于四个点，这四个交点为多步调制切换时间节点，对正极性参考电压依次为S3_P→S3_D→S3_N、S3_N→S3_D→S3_P，对负极性参考电压依次为S2_P→S2_D→S2_N、S2_N→S2_D→S2_P；为保证调制的正确性和消除窄脉冲，所述的多步软开关调制有如式10所示的限制，urefx为单相参考电压；
在一个具体的实施例中，给定参数如表2所示：
表2一个具体实施例的系统参数
同时此时系统的三相电流、直流母线电容电压、相电压和线电压波形如图8所示。三相输出电流为基波频率的三相正弦波；三个直流母线电容电压被控制在800V，直流侧中点电压被很好地平衡；相电压极性为正时，其波形一个开关周期内出现了±400V，1200V(2L、3L、4L)三个输出电平，与方案设计相一致。
此时系统各个开关管上电流和电压波形如图9所示。由波形图可知多步软开关调制得以实现，当输出电压极性为正时，IGBT Q1和Q2上电压、电流的变化时刻不重合，因此Q1、Q2为软开关动作；当输出电压极性为负时，Q1无电流流过，Q2一直导通；当输出电压极性为正时，Q6不进行开关动作，只有反向耐压的变化，因此也没有开关损耗。所有的高频硬开关动作均由碳化硅基MOSFET承担，IGBT仅在参考电压过零时有低频开关动作和高频的软开关动作，进而在实现整个系统高频化的同时，减少了整体开关损耗。
上述实施例并未对发明做任何形式上的限制，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护范围内。
Claims (5)
1.一种混合型三相四电平有源中点箝位式变换器，其特征在于：包含一个直流母线、第一电容、第二电容、第三电容、三个四电平单相桥臂和交流侧；
所述的直流母线阳极连接至所述第一电容的正极性端并引出第一个直流母线功率端子，所述第二电容的正极性端连接至所述第一电容的负极性端并引出第二个直流母线功率端子，所述第三电容的正极性端连接至所述第二电容的负极性端并引出第三个直流母线功率端子，所述的直流母线阴极连接至所述第三电容的负极性端并引出第四个直流母线功率端子；
每个所述的四电平单相桥臂均第一开关管(Sx1)、第二开关管(Sx2)、第三开关管(Sx3)、第四开关管(Sx4)、第五开关管(Sx5)、第六开关管(Sx6)、第七开关管(Sx7)、第八开关管(Sx8)、第九开关管(Sx9)、第十开关管(Sx10)，其中第九开关管(Sx9)和第十开关管(Sx10)为碳化硅基金属氧化物半导体场效应管，第一开关管(Sx1)、第二开关管(Sx2)、第三开关管(Sx3)、第四开关管(Sx4)、第五开关管(Sx5)、第六开关管(Sx6)、第七开关管(Sx7)、第八开关管(Sx8)为硅基绝缘栅双极型晶体管；第五开关管(Sx5)的集电极连接至第一开关管(Sx1)的发射极，第九开关管(Sx9)的集电极连接至第五开关管(Sx5)的发射极，第十开关管(Sx10)的集电极连接至第九开关管(Sx9)的发射极，第四开关管(Sx4)的集电极连接至第十开关管(Sx10)的发射极，第八开关管(Sx8)的集电极连接至第四开关管(Sx4)的发射极；第二开关管(Sx2)的集电极连接至第一开关管(Sx1)和第五开关管(Sx5)的公共端，第二开关管(Sx2)的发射极连接至第三开关管(Sx3)的集电极，第三开关管(Sx3)的发射极连接至第十开关管(Sx10)和第四开关管(Sx4)的公共端，第六开关管(Sx6)的集电极连接至第五开关管(Sx5)和第九开关管(Sx9)的公共端，第六开关管(Sx6)的发射极连接至第七开关管(Sx7)的集电极，第七开关管(Sx7)的发射极连接至第四开关管(Sx4)和第八开关管(Sx8)的公共端；从第一开关管(Sx1)的集电极引出第一个单相桥臂功率端子，从第二开关管(Sx2)和第三开关管(Sx3)的公共端引出第二个单相桥臂功率端子，从第六开关管(Sx6)和第七开关管(Sx7)的公共端引出第三个单相桥臂功率端子，从第八开关管(Sx8)的发射极引出第四个单相桥臂功率端子；从第九开关管(Sx9)和第十开关管(Sx10)的公共端引出输出端子；
所述第一个单相桥臂功率端子连接至所述第一个直流母线功率端子，所述第二个单相桥臂功率端子连接至所述第二个直流母线功率端子，所述第三个单相桥臂功率端子连接至所述第三个直流母线功率端子，所述第四个单相桥臂功率端子连接至所述第四个直流母线功率端子；所述三个单相四电平桥臂输出端子连接至交流侧。
2.一种权利要求1所述混合型三相四电平有源中点箝位式变换器的多步软开关SPWM控制方法，其特征在于：
变换器每一个单相电路的四种输出电平分别定义为1L、2L、3L和4L；针对单相桥臂的四个输出电平，选择八种开关状态定义为S1、S2_P、S2_D、S2_N、S3_P、S3_D、S3_N和S4；根据如式1所示的开关函数，八种开关状态可以表示为如表1所示；
表1八种开关状态及对应的输出电平
所述多步软开关SPWM控制方法包括如下步骤：从基波频率的三相正弦参考电压出发，注入零序三相分量以平衡直流侧上下两电容电压，得到新的三相参考电压；确定两个主调制波并微调以控制直流侧中间电容电压为Vdc/3，计算得到两个辅助调制波与两个主调制波一起跟载波比较确定三相各桥臂的开关状态及切换时间，根据规定的开关状态切换方法，合成控制信号，加入死区时间后转化成相应30路PWM信号；
所述新的三相参考电压urefx,x＝a,b,c的计算方法如下如式2所示，三相基波频率的正弦波uori,x,x＝a,b,c叠加用于实现第一和第三电容平衡控制的零序分量uz后，得到的urefx,x＝a,b,c作为三相参考电压；
urefx＝uori,x+uz, x＝a,b,c (2)
零序分量的注入应满足以下原则：
a.新的三相参考电压urefx,x＝a,b,c，应在最大允许注入范围内，如式3所示，其中Δvdead为一个开关状态最小持续时间对应的电压幅值；
b.根据变换器三相输出电流iox,x＝a,b,c，通过式4计算得到该注入下的平均中点电流
假设3个母线电容容值为C1＝C2＝C3＝Cd，根据直流侧第一电容两端电压uc1、第一电容两端电压uc3、电容值Cd和开关周期Ts，通过式5计算得到参考中点电流
应取平均中点电流
最接近参考中点电流
的零序注入；
所述的每一相四个调制波分为两个主调制波v1,x、v2,x和两个辅助调制波v3,x、v4,x；两个主调制波的表达式如式6所示；两个辅助调制波分别与两个主调制波相差Δvdead而位于两主调制波之间，表达式如式7所示；
所述的微调以控制直流侧中间电容电压在Vdc/3的具体方法为各相微调两个主调制波，如式8所示；其中，Δv为调整幅度；
一个开关周期内单相桥臂的开关状态通过如下方法确定：在单相桥臂参考电压正半周，选择2L、3L和4L三个输出电平合成参考电压，对应采用开关状态S2_N、S3_P、S3_D、S3_N和S4；在单相桥臂参考电压负半周，选择1L、2L和3L三个输出电平合成参考电压，对应采用开关状态S1、S2_P、S2_D、S2_N和S3_P；
各输出电平及开关状态的作用时间通过四个调制波和两个层叠的载波比较得到；其中两个层叠的载波分别对应于参考电压正极性和负极性时的调制，如式9所示；两个主调制波与载波交于四个点，这四个交点为输出电平切换时间节点，对正极性参考电压依次为2L→3L→4L→3L→2L，对负极性参考电压依次为1L→2L→3L→2L→1L；两个辅助调制波同样与载波交于四个点，这四个交点为多步调制切换时间节点，对正极性参考电压依次为S3_P→S3_D→S3_N、S3_N→S3_D→S3_P，对负极性参考电压依次为S2_P→S2_D→S2_N、S2_N→S2_D→S2_P；为保证调制的正确性和消除窄脉冲，所述的多步软开关调制有如式10所示的限制，Vdc为直流母线电压，urefx为单相参考电压；
3.根据权利要求2所述的多步软开关SPWM控制方法，其特征在于，单相桥臂的开关状态切换的方法为：在单相桥臂参考电压正半周，切换顺序为S2_N→S3_P→S3_D→S3_N→S4→S3_N→S3_D→S3_P→S2_N；在单相桥臂参考电压负半周，切换顺序为S1→S2_P→S2_D→S2_N→S3_P→S2_N→S2_D→S2_P→S1；单相桥臂参考电压正负之间的切换，为
为保证对称性，其中两个相同开关状态各自的作用时间为该开关状态总作用时间的一半。
4.根据权利要求2所述的多步软开关SPWM控制方法，其特征在于，调整幅度Δv不超过直流母线电压Vdc的2％。
5.根据权利要求2所述的多步软开关SPWM控制方法，其特征在于，Δvdead为两倍死区时间对应的电压幅值，如式11所示，Ts为开关周期，TD为死区时间,
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