JP6219188B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、交流と直流との間で相互に電力を変換する電力変換装置に関する。

近年、風力発電や太陽光発電、太陽熱発電などの再生可能エネルギーの普及が促進されているが、より大電力を再生可能エネルギーでまかなうために、洋上風力発電や、砂漠地帯での太陽光、太陽熱発電が検討され始めている。洋上風力発電においては、発電された電力を消費地である都市まで海底ケーブルで大電力送電したり、アフリカや中国奥部の砂漠地帯から、ヨーロッパや沿岸地帯の大都市まで大電力を長距離にわたって高効率に送電したりすることが必要になる。このような要求には、従来の三相交流による電力送電よりも直流送電のほうが高効率であり、コストを抑えながら設置することが可能になるため、直流送電網の構築が検討され始めている。

直流送電においては、発電された交流電力を直流送電用の直流に変換するコンバータや、送電されてきた直流を都市内の交流に変換するインバータなどの電力変換装置が必要になる。現在、交流系統にコンバータ、インバータのスイッチングに伴う高調波が流出しないように、正弦波に近い電圧波形を出力することができ、出力フィルタを削減できるＭＭＣ(Modular Multilevel Converter)が実用化されている。

図１０に、従来のＭＭＣを構成する単位ユニットの回路図を示す。
単位ユニットであるチョッパセルＣは、レグ１とコンデンサ（ｃ_ｃｈ）２とを並列に接続したものである。レグ１は、自己消弧能力を持つ２個のスイッチング素子（ｓｗ_ｃｈ１）３ａ，スイッチング素子（ｓｗ_ｃｈ２）３ｂを直列に２個接続して構成される。

図１１に、従来の直流送電用途に使用されるＭＭＣの一例を示す。ＭＭＣ５０では、Ｕ相レグ５１，Ｖ相レグ５２，Ｗ相レグ５３が並列に直流電源５４と接続されている。各レグは三相トランス（ｔｒ）５５と接続され、この三相トランス（ｔｒ）５５が電力系統（Ｖ_Ｓ）５６と接続されている。各レグは、上述したチョッパセルＣを１２個直列に配置した構成である。また、Ｕ相レグ５１の中央部にはリアクトル（ｌｂ_ｕｐ）５７ａおよびリアクトル（ｌｂ_ｕｎ）５７ｂ、Ｖ相レグ５２の中央部にはリアクトル（ｌｂ_ｖｐ）５８ａおよびリアクトル（ｌｂ_ｖｎ）５８ｂ、Ｗ相レグ５３の中央部にはリアクトル（ｌｂ_ｗｐ）５９ａおよびリアクトル（ｌｂ_ｗｎ）５９ｂが設けられる。

このＭＭＣ５０の動作についてＵ相レグ５１を例に説明すると、直流電源５４の入力直流電圧ｖ_ｄｃから正側チョッパセルｃｈ_ｕｐ１〜６の合計電圧ｖ_ｕｐを減算し、基準電位から負側チョッパセルｃｈ_ｕｎ１〜６の合計電圧ｖ_ｕｎを加算することによって交流電圧が得られ、さらに三相トランス（ｔｒ）５５で所望の交流電圧に変換される。また、リアクトル（ｌｂ_ｕｐ）５７ａおよびリアクトル（ｌｂ_ｕｎ）５７ｂによって、入力直流電圧ｖ_ｄｃとチョッパセル出力電圧ｖ_ｕｐ+ｖ_ｕｎの短絡による電流の増大が抑制される。Ｖ相レグ５２およびＷ相レグ５３についても同様である。以上説明した動作により、三相交流電圧が生成される。

特表２０１０−５１２１３４号公報

しかしながら、ＭＭＣ５０においてはチョッパセルＣのコンデンサに出力交流周波数と同等の電力脈動が原理的に生じるため、コンデンサ電圧の変動を一定の値に抑制するには、コンデンサの容量を大きくする必要があった。直流電圧が数十ｋＶ〜数百ｋＶに及ぶ直流送電の場合、チョッパセルＣの数が多くなると、それに比例してコンデンサ体積が大きくなり、ＭＭＣ５０の体積が大きくなってしまうという課題があった。

また、出力される交流電流は入力直流電圧から見ると無効電流であるため、直流電圧と交流電圧間で電力を授受するには、入出力電力と同等の直流電流をチョッパセルＣに流す必要がある。このため、チョッパセルＣを構成するスイッチング素子（ｓｗ_ｃｈ１）３ａ，スイッチング素子（ｓｗ_ｃｈ２）３ｂの通流電流が大きくなり、電力変換損失が大きくなってしまうという課題もあった。

本発明の実施形態は、ＭＭＣと同等の低高調波の交流電圧、電流を出力する機能を有しながら、体積、電力変換損失を低減できる電力変換装置を提供することを目的とする。

上述の目的を達成するため、本発明の実施形態は、交流と直流との間で相互に電力を変換する電力変換装置であって、自己消弧能力を持つ第１、第２、第３及び第４のスイッチング素子を昇順に直流電源と直列接続し、前記直流電源の直流正端子と前記第１のスイッチング素子のコレクタを接続し、前記直流電源の直流負端子と前記第４のスイッチング素子のエミッタを接続し、かつ直列接続した第１のコンデンサと第２のコンデンサを前記直流電源と並列に接続し、前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサで分割された直流中性点と前記第２のスイッチング素子のエミッタおよび前記第３のスイッチング素子のコレクタとを接続し、自己消弧能力を持つスイッチング素子を直列に２個接続したレグと、コンデンサとを並列に接続してチョッパセルとし、前記チョッパセルを１つまたは２つ以上直列接続した第１及び第２のチョッパセル群回路を有し、前記第２のスイッチング素子のコレクタと前記第１のチョッパセル群回路の正端子を接続し、前記第３のスイッチング素子のエミッタと前記第２のチョッパセル群回路の負端子を接続し、前記第１のチョッパセル群回路の負端子と前記第２のチョッパセル群回路の正端子とを接続し、これを出力交流端子とすることを特徴とする。

本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の回路図である。 第１の実施形態に係る電力変換装置の全体制御ブロック図である。 零相電圧印加の方法を示す中性点電位制御ブロック図である。 チョッパセル群出力電圧指令値を計算する方法を示すグラフである。 チョッパセル群出力電圧指令値の計算方法を示す制御ブロック図である。 コンデンサ電圧の制御方法を示す制御ブロック図である。 チョッパセルｃｈ_ｕｐ１〜３のコンデンサ電圧ｖ_ｃｈ_ｕｐ１〜３を同一にする方法を示す制御ブロック図である。 チョッパセルの電圧出力方法を説明するグラフである。 本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置の回路図である。 従来のＭＭＣを構成する単位ユニットの回路図である。 従来の直流送電用途に使用されるＭＭＣの一例を示す回路図である。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照して具体的に説明する。

［第１の実施形態］
（全体構成）
図１に、本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の回路図を示す。
本電力変換装置１０の構成についてＵ相を例として説明する。Ｕ相の電力変換装置は、スイッチング素子（ｓｗ_ｕ１）１１，スイッチング素子（ｓｗ_ｕ２）１２，スイッチング素子（ｓｗ_ｕ３）１３およびスイッチング素子（ｓｗ_ｕ４）１４と、チョッパセル群回路（ｃｈ_ｕｐ）１５およびチョッパセル群回路（ｃｈ_ｕｎ）１６と、リアクトル（ｌｂ_ｕ）１７ａと、コンデンサ（ｃ_ｐ）１８およびコンデンサ（ｃ_ｎ）１９と、直流電源２０と、で構成される。

本電力変換装置１０は、直流電源２０の入力直流電圧ｖ_ｄｃを三相の交流電圧ｖ_ａｃに変換し、トランス（ｔｒ）２１を介して電力系統電圧（ｖ_ｓ）２２に交流電力を出力するものである。なお、本実施形態において、基準電位は、入力直流電圧ｖ_ｄｃの負端子とする。

（スイッチング素子１１〜１４）
スイッチング素子１１〜１４はそれぞれ、直流電源２０の入力直流電圧ｖ_ｄｃにより耐電圧が決定される。入力直流電圧ｖ_ｄｃに対して、ｖ_ｄｃ／２の電圧にスイッチング時のサージ電圧重畳を考慮し、使用する素子を決定する。直流電圧が数十ｋＶ以上に及ぶと、１素子で耐電圧を持たせることは困難になり、複数の素子を直列にする必要がある。スイッチング素子１１〜１４は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）等の自己消弧形素子である。例えば、スイッチング素子１１〜１４それぞれが、ＩＧＢＴを複数直列にしたもので構成される。

スイッチング素子１１〜１４は、スイッチング素子１１、スイッチング素子１２、スイッチング素子１３、スイッチング素子１４の順で直列に接続される。また、直流電源２０の直流正端子とスイッチング素子１１のコレクタ（Ｃ）とが接続され、直流電源２０の直流負端子とスイッチング素子１４のエミッタ（Ｅ）とが接続される。さらに、コンデンサ１８とコンデンサ１９で分割される直流中性点には、リアクトル１７ａを介して、スイッチング素子１２のエミッタ（Ｅ）、およびスイッチング素子１３のコレクタ（Ｃ）が接続される。

（チョッパセル群回路１５，１６）
チョッパセル群回路１５，１６は、図１０に示すチョッパセルＣを複数個直列接続したもので構成される。チョッパセル群回路１５のチョッパセル数は、入力直流電圧ｖ_ｄｃと、チョッパセルコンデンサ電圧ｖ_ｃｈによって決定され、概ね（ｖ_ｄｃ／２）／ｖ_ｃｈである。チョッパセル群回路１６のチョッパセル数も同様である。本実施形態では、チョッパセル数を３としている。

また、スイッチング素子１２のコレクタ（Ｃ）とチョッパセル群回路１５の正端子とが接続され、スイッチング素子１３のエミッタ（Ｅ）とチョッパセル群回路１６の負端子とが接続される。さらに、チョッパセル群回路１５の負端子とチョッパセル群回路１６の正端子とが接続され、これが出力交流電圧端子とされる。

（リアクトル１７ａ）
本電力変換装置１０を動作させると、出力交流電圧ｖ_ａｃ_ｕが正のとき、チョッパセル群回路１５の出力電圧ｖ_ｕｐとチョッパセル群回路１６の出力電圧ｖ_ｕｎを合計した電圧ｖ_ｕｐ+ｖ_ｕｎと、コンデンサ１８の電圧ｖ_ｄｃ_ｐとがスイッチング素子１１,１３を通して短絡される。また、出力交流電圧ｖ_ａｃ_ｕが負のとき、ｖ_ｕｐ+ｖ_ｕｎと、コンデンサ１９の電圧ｖ_ｄｃ_ｎとがスイッチング素子１２，１４を通して短絡される。

このときの電流増大を抑制するために、リアクトル１７ａが例えば、スイッチング素子１２とスイッチング素子１３の接続点−直流中性点の経路に挿入される。また、リアクトル１７ａは、直流正端子−スイッチング素子１１−チョッパセル群回路１５−出力交流端子−チョッパセル群回路１６−スイッチング素子１４−直流負端子の経路に挿入してもよい。スイッチング素子１２とスイッチング素子１３の接続点−直流中性点の経路にリアクトル１７ａを挿入すると、スイッチング素子１１とスイッチング素子１２、またはスイッチング素子１３とスイッチング素子１４が誤って短絡したときの電流抑制機能も持たせることができる。

以上のＵ相の説明と同様にして、Ｖ相、Ｗ相の電力変換装置が構成される。

(制御方法)
次に、本実施形態に係る電力変換装置１０の制御方法について説明する。
図２は、電力変換装置１０の全体制御ブロック図である。
まず、各相の出力交流電流ｉ_ｕ,ｉ_ｖ,ｉ_ｗを推定する。Ｕ相電流ｉ_ｕを例にすると、Ｕ相上アーム電流ｉ_ｕｐとＵ相下アーム電流ｉ_ｕｎをそれぞれ検出し、ｉ_ｕｐ−ｉ_ｕｎ＝ｉ_ｕと計算し、Ｕ相電流ｉ_ｕを推定する（Ｓ１１）。推定した出力交流電流ｉ_ｕ,ｉ_ｖ,ｉ_ｗを三相／ＤＱ変換しＤ軸電流ｉ_ｄ、Ｑ軸電流ｉ_ｑを算出する（Ｓ１２）。Ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ*、Ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ*に追従するようにＰＩ制御を実施し、Ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ*、Ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ*をそれぞれ算出する（Ｓ１３）。次に、ＤＱ／三相変換して各相の電圧指令値ｖ_ｕ*０,ｖ_ｖ*０,ｖ_ｗ*０を出力する（Ｓ１４）。直流中性点を一定に制御するため、零相電圧指令値ｖ_ｚ*を各相に加算し（Ｓ１５）、三相交流電圧指令値をｖ_ｕ*,ｖ_ｖ*,ｖ_ｗ*とする。Ｖ相、Ｗ相も同様であるため、以降はＵ相を例として説明する。チョッパセル群回路１５,１６のコンデンサ電圧を一定にする制御を実施し、チョッパセル群回路１５,１６の電圧指令値ｖ_ｕｐ*,ｖ_ｕｎ*を計算する（Ｓ１６）。次に、チョッパセルｃｈ_ｕｐ１〜３,ｃｈ_ｕｎ１〜３のコンデンサ電圧を一定にする制御を実施し、各チョッパセルの電圧指令値ｖ_ｕｐ１〜３*,ｖ_ｕｎ１〜３*を計算する（Ｓ１７）。

次に、中性点電圧を一定にする方法を述べる。二相、および三相の電力変換装置の構成においては、コンデンサ１８とコンデンサ１９から充放電される電流が常に同一であり、中性点電圧は変動しない。しかしながら、コンデンサやスイッチング素子の漏れ電流には個体ごとにバラツキがあるため、実際には正側コンデンサと負側コンデンサの充放電電流は異なり、中性点電圧は入力直流電圧のちょうど１／２には保たれない。そこで、三相の出力交流電圧に同一の電圧を印加する。交流出力電圧は各相出力電圧の線間電圧であるので、このような零相電圧を印加しても出力交流電圧、および電流には影響しない。

零相電圧印加の方法を図３に示す中性点電位制御ブロック図で説明する。まず、中性点電圧の変動に寄与する、コンデンサ１８、１９の放電電流をそれぞれｉ_ｃｐ,ｉ_ｃｎとし、これらを推定する。コンデンサ１８の放電電流は、出力交流電圧が正の相の電流と一致し、出力交流電圧が負のとき０である。コンデンサ１９の放電電流は、出力交流電圧が正のとき０であり、出力交流電圧が負の相の電流と一致する。よって、各相の出力電圧指令値ｖ_ｕ*０,ｖ_ｖ*０,ｖ_ｗ*０の正負と、出力電流ｉ_ｕｐ,ｉ_ｕｎ,ｉ_ｖｐ,ｉ_ｖｎ,ｉ_ｗｐ,ｉ_ｗｎからｉ_ｃｐ,ｉ_ｃｎを計算する（Ｓ２１）。通常運転時にはｉ_ｃｐ＝ｉ_ｃｎのため、本実施形態ではｉ_ｃｐを使用して中性点電位制御を実施する。

中性点電圧が減少したとき、つまりコンデンサ電圧ｖ_ｄｃ_ｐと比較してコンデンサ電圧ｖ_ｄｃ_ｎが小さくなったとき、次のように零相電圧指令値ｖ_ｚ*を印加する。ここで、ｉ_ｃｐが正のとき、コンデンサ１８、１９は放電される。よって、中性点電圧を制御するには、コンデンサ１８をより放電させる必要がある。コンデンサ１８を放電する期間を長くするため、正の零相電圧ｖ_ｚ*を印加すればよい。このように、中性点電圧の増減とコンデンサの充放電流の正負により、零相電圧の正負を決定する。また、零相電圧の大きさはコンデンサ電圧ｖ_ｄｃ_ｐとコンデンサ電圧ｖ_ｄｃ_ｎの差電圧ｖ_ｄｃ_ｐ−ｖ_ｄｃ_ｎを０にするＰＩ制御器によって得られる（Ｓ２２）。

二相構成の電力変換装置の場合も、同様の制御方法で中性点電圧を一定にできる。なお、一相のコンバータのときには、出力交流電圧が直流中性点電圧より大きいとき、正側コンデンサのみから電流が充放電し、出力交流電圧が直流中性点電圧より小さいとき、負側コンデンサのみから電流が充放電するため、出力交流電圧の半周期ごとに中性点電位が変動する。

次に、三相交流電圧指令値ｖ_ｕ*,ｖ_ｖ*,ｖ_ｗ*からチョッパセル群出力電圧指令値を計算する方法を、Ｕ相を例として図４を用いて説明する。
交流電圧指令値ｖ_ｕ*が直流中性点電圧ｖ_ｄｃ_ｎより大きいときは、スイッチング素子（ｓｗ_ｕ１）１１とスイッチング素子（ｓｗ_ｕ３）１３をオンし、スイッチング素子（ｓｗ_ｕ２）１２とスイッチング素子（ｓｗ_ｕ４）１４をオフする。チョッパセル群回路（ｃｈ_ｕｐ）１５が直流電圧ｖ_ｄｃと出力交流電圧の差電圧を出力し、チョッパセル群回路（ｃｈ_ｕｎ）１６が出力交流電圧と直流中性点の差電圧を出力する。

交流電圧指令値ｖ_ｕ*が直流中性点電圧ｖ_ｄｃ_ｎより小さいときは、スイッチング素子（ｓｗ_ｕ１）１１とスイッチング素子（ｓｗ_ｕ３）１３をオフし、スイッチング素子（ｓｗ_ｕ２）１２とスイッチング素子（ｓｗ_ｕ４）１４をオンする。チョッパセル群回路（ｃｈ_ｕｐ）１５が直流中性点電圧と出力交流電圧の差電圧を出力し、チョッパセル群回路（ｃｈ_ｕｎ）１６が出力交流電圧と基準電位の差電圧を出力する。

これら差電圧の計算は図５の制御ブロックに従って行われる。Ｕ相上アームチョッパセル群電圧指令値ｖ_ｕｐ*０は、交流電圧指令値ｖ_ｕ*が直流中性点電圧ｖ_ｄｃ_ｎ以上のとき、ｖ_ｕｐ*０＝ｖ_ｄｃ−ｖ_ｕ*とし、交流電圧指令値ｖ_ｕ*が直流中性点電圧ｖ_ｄｃ_ｎより小さいとき、ｖ_ｕｐ*０＝ｖ_ｄｃ_ｎ−ｖ_ｕ*で演算される（Ｓ３１）。
Ｕ相下アームチョッパセル群電圧指令値ｖ_ｕｎ*０は、交流電圧指令値ｖ_ｕ*が直流中性点電圧ｖ_ｄｃ_ｎ以上のとき、ｖ_ｕｎ*０＝ｖ_ｕ*−ｖ_ｄｃ_ｎとし、交流電圧指令値ｖ_ｕ*が直流中性点電圧ｖ_ｄｃ_ｎより小さいとき、ｖ_ｕｐ*０＝ｖ_ｕ*で演算される（Ｓ３２）。

次に、コンデンサ電圧の制御方法を、Ｕ相を例として、図６の制御ブロック図を用いて説明する。
チョッパセル群回路１５,１６のＵ相チョッパセルコンデンサ電圧の平均値ｖ_ｃｈ_ｕは、出力交流電圧が直流中性点電圧より大きいときは、直流正端子−スイッチング素子１１−チョッパセル群回路１５−チョッパセル群回路１６−スイッチング素子１３−直流中性点の経路で直流循環電流ｉ_ｕｚ_ｄｃを流し、出力交流電圧が直流中性点電圧より小さいときは、直流中性点−スイッチング素子１２-チョッパセル群回路１５−チョッパセル群回路１６−スイッチング素子１４−直流負端子の経路で直流循環電流ｉ_ｕｚ_ｄｃを流すことによって、一定に制御される。

直流循環電流の指令値ｉ_ｕｚ_ｄｃ*は、コンデンサ電圧指令値ｖ_ｃｈ*からＵ相チョッパセルコンデンサ電圧平均値ｖ_ｃｈ_ｕを減算した値を比例積分した値とする（Ｓ４１）。生成された直流循環電流指令値ｉ_ｕｚ_ｄｃ*から直流循環電流ｉ_ｕｚ_ｄｃを減算した値を比例積分し、Ｕ相直流循環電圧指令値ｖ_ｕｚ_ｄｃ*を生成する（Ｓ４２）。なお、循環電流ｉ_ｕｚはＵ相上アーム電流ｉ_ｕｐとＵ相下アーム電流ｉ_ｕｎ共に含まれており、（ｉ_ｕｐ＋ｉ_ｕｎ）／２＝ｉ_ｕｚの直流成分をフィルタ等で抽出し、ｉ_ｕｚ_ｄｃを検出する。

チョッパセル群回路１５のコンデンサ電圧平均値ｖ_ｃｈ_ｕｐと、チョッパセル群回路１６のコンデンサ電圧平均値ｖ_ｃｈ_ｕｎを同一にするには、出力交流電圧が直流中性点電圧より大きいときは、直流正端子−スイッチング素子１１−チョッパセル群回路１５−チョッパセル群回路１６−スイッチング素子１３−直流中性点の経路で、出力交流電圧と同一周波数の交流循環電流ｉ_ｕｚ_ａｃを流す。出力交流電圧が直流中性点電圧より小さいときは、直流中性点−スイッチング素子１２−チョッパセル群回路１５−チョッパセル群回路１６−スイッチング素子１４−直流負端子の経路で同一周波数の交流循環電流ｉ_ｕｚ_ａｃを流す。

交流循環電流の指令値ｉ_ｕｚ_ａｃ*は、チョッパセル群回路１５のコンデンサ電圧平均値ｖ_ｃｈ_ｕｐからチョッパセル群回路のコンデンサ電圧平均値ｖ_ｃｈ_ｕｎを減算した値を比例積分した値とする（Ｓ４３）。生成された交流循環電流指令値ｉ_ｕｚ_ａｃ*から交流循環電流ｉ_ｕｚ_ａｃを減算した値を比例積分し、これを正弦関数に代入することでＵ相交流循環電圧指令値ｖ_ｕｚ_ａｃ*を生成する（Ｓ４４）。なお、循環電流ｉ_ｕｚから直流循環電流ｉ_ｕｚ_ｄｃを減算し、交流循環電流ｉ_ｕｚ_ａｃを検出する。
これらＵ相直流循環電圧指令値ｖ_ｕｚ_ｄｃ*とＵ相交流循環電圧指令値ｖ_ｕｚ_ａｃ*はＵ相上アーム電圧指令値ｖ_ｕｐ*０とＵ相下アーム電圧指令値ｖ_ｕｎ*０にそれぞれ加算され、Ｕ相上アーム電圧指令値ｖ_ｕｐ*とＵ相下アーム電圧指令値ｖ_ｕｎ*が生成される（Ｓ４５）。

次に、チョッパセル群回路１５のチョッパセルｃｈ_ｕｐ１〜３のコンデンサ電圧ｖ_ｃｈ_ｕｐ１〜３を同一にする方法について、図７の制御ブロック図を用いて説明する。
チョッパセルｃｈ_ｕｐ１〜３の出力電圧ｖ_ｕｐ１〜３を調整する。Ｕ相上アーム電流ｉ_ｕｐが正のときコンデンサは充電されるので、コンデンサ電圧が小さいチョッパセルの出力電圧を大きくし、コンデンサ電圧が大きいチョッパセルは出力電圧を小さくする。Ｕ相上アーム電流ｉ_ｕｐが負のときコンデンサは放電されるので、コンデンサ電圧が小さいチョッパセルの出力電圧を小さくし、コンデンサ電圧が大きいチョッパセルは出力電圧を大きくする。よって、チョッパセル群回路ｃｈ_ｕｐ１を例に説明すると、コンデンサ電圧ｖ_ｃｈ_ｕｐ１からチョッパセル群回路ｃｈ_ｕｐのコンデンサ電圧平均値ｖ_ｃｈ_ｕｐを減算し（Ｓ５１）、これに比例ゲインを乗算し（Ｓ５２）、この値にＵ相上アーム電流ｉ_ｕｐの符号（１，−１）を反転した値を乗算し（Ｓ５３）、Ｕ相上アーム電圧指令値ｖ_ｕｐ*を加算する（Ｓ５４）。

次に、チョッパセルの電圧出力方法を述べる。電圧出力方法は全チョッパセルで同一のため、チョッパセルｃｈ_ｕｐ１を例に、図８を用いて説明する。なお、チョッパセルｃｈ_ｕｐ１を構成するスイッチング素子をｓｗ_ｃｈ_ｕｐ１１,ｓｗ_ｃｈ_ｕｐ１２とする。

チョッパセルｃｈ_ｕｐ１の出力電圧指令値ｖ_ｕｐ１*を出力するため、キャリア三角波ｃａｒ_ｕｐ１と比較し、キャリア三角波ｃａｒ_ｕｐ１が出力電圧指令値ｖ_ｕｐ１*より大きいときは、スイッチング素子ｓｗ_ｃｈ_ｕｐ１１をオンし、ｓｗ_ｃｈ_ｕｐ１２をオフする。キャリア三角波ｃａｒ_ｕｐ１が出力電圧指令値ｖ_ｕｐ１*より小さいときは、ｓｗ_ｃｈ_ｕｐ１１をオフし、ｓｗ_ｃｈ_ｕｐ１２をオンする。

チョッパセル群回路ｃｈ_ｕｐがｎ個のチョッパセルで構成される場合、キャリア三角波の位相を３６０°／ｎずつずらすことにより、等価キャリア周波数をキャリア三角波周波数のｎ倍に大きくでき、出力交流電圧の高調波電圧を低減できる。また、チョッパセル群回路ｃｈ_ｕｎに用いるキャリア三角波位相を、チョッパセル群回路ｃｈ_ｕｐに対して１８０°ずらすことにより、さらに出力交流電圧の高調波電圧を低減できる。

(効果)
（１）本実施形態によれば、従来例と同一の入力直流電圧、出力交流電圧、交流電流を仕様とする電力変換装置として設計した場合に、従来例のチョッパセル数（図１１では１２個）と比べてチョッパセル数を６個、即ち１／２にすることができる。つまり、チョッパセルを構成するコンデンサ、スイッチング素子の数が１／２になる。コンデンサの数は単純に１／２になり、電力変換装置の大半を占めるコンデンサが低減することで、体積の低減に大きな効果がある。なお、チョッパセルに使用するスイッチング素子が１／２に低減する代わりに、スイッチング素子１１〜１４が増大するが、全体として使用するスイッチング素子数はチョッパセルの個数に大きく依存するので、全体としてのスイッチング素子数は大きく減少している。

また、チョッパセルを構成するスイッチング素子は高周波(数百〜数ｋＨｚ)でスイッチングするが、常にスイッチングしている素子が１／２となるのでスイッチング損失も低減し、冷却装置が簡素化される。

（２）従来例においては、入力直流電圧ｖ_ｄｃに対して常に交流電流が出力される。よって、直流電圧ｖ_ｄｃから供給される電力は、直流電圧ｖ_ｄｃ×出力交流電流ｉ_ａｃを交流電圧１周期積分した値となり、ゼロとなる。よって、直流側から交流側へ電力を供給するには、出力交流電力相当の循環電流ｉ_ｚを、チョッパセル群回路に流す必要がある。これに対して、本実施形態においては、出力交流電圧ｖ_ａｃが正の期間は、正側直流電圧ｖ_ｄｃ_ｐから出力交流電流ｉ_ａｃを供給し、出力交流電圧ｖ_ａｃが負の期間は、正側直流電圧ｖ_ｄｃ_ｎから出力交流電流ｉ_ａｃを供給するため、直流電圧に対して出力交流電流に有効電力が含まれる。よって、チョッパセルに流れる直流循環電流が従来例より小さく、スイッチング素子１１〜１４、およびチョッパセル群１５,１６を構成するスイッチング素子の通流電流も従来例より小さくなり、導通損失、スイッチング損失が低減する。

（１）、（２）のように、コンデンサ数の低減および損失の低減による冷却装置の簡素化により、電力変換装置のコスト、体積が大幅に低減する。また、損失の低減により電力変換効率が高くなり、ランニングコストが低減する。

（３）リアクトル１７ａ、１７ｂ、１７ｃをスイッチング素子１２とスイッチング素子１３の接続点−直流中性点の経路に挿入することによって、スイッチング素子１１とスイッチング素子１２、およびスイッチング素子１３とスイッチング素子１４が誤って短絡したときに電流が抑制される。このため、スイッチング素子のゲート電圧制御による、短絡保護機能が働くまでの時間を長くすることができ、電力変換装置の信頼性が向上する。

［第２の実施形態］
（構成）
図９に、本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置３０の回路図を示す。なお、第１の実施形態と同一構成部分については同一の符号を付して説明を省略する。
本電力変換装置３０では、チョッパセル群回路１５の負端子を３巻線トランス（ｔｒ３）３１の１次側正端子と接続し、チョッパセル群回路１６の正端子を３巻線トランス３１の２次側正端子と接続し、３巻線トランス３１の１次側負端子と２次側負端子を直流中性点に接続し、３巻線トランス３１の３次側を出力交流電圧としている。

また、２相または３相構成の場合には、３巻線トランス３１の１次側負端子と２次側負端子を直流中性点に接続せず、各相互いに接続すればよい。

このように、交流電圧出力をトランスによって変換する場合、３巻線トランスを使用することでトランスの漏れインダクタンスにリアクトルの機能を持たせることができる。

(効果)
本実施形態によれば、３巻線トランスを接続することで、３巻線トランスの漏れインダクタンスに入力直流電圧の短絡抑制機能を持たせることにより、リアクトルの設置を省略でき、電力変換装置のコスト、体積を低減することができる。

[他の実施形態]
（１）上記第１および第２の実施形態において、直流電圧を共通にした同一構成の電力変換装置を２台とし、２台の電力変換装置の出力交流端子間を交流電圧出力とし、零相電圧で直流中性点電圧を一定に制御することもできる。

（２）上記第１および第２の実施形態において、直流電圧を共通にした同一構成の電力変換装置を３台とし、３台の電力変換装置の出力交流端子間を三相交流電圧出力とし、零相電圧で直流中性点電圧を一定に制御することもできる。

（３）上記第２の実施形態において、直流電圧を共通にし、３巻線トランスの１次側負端子と２次側負端子を直流中性点には接続しない同一構成の電力変換装置を２台とし、２台の電力変換装置の出力交流端子間を交流電圧出力とし、零相電圧で直流中性点電圧を一定に制御することもできる。

（４）上記第２の実施形態において、直流電圧を共通にし、３巻線トランスの１次側負端子と２次側負端子を直流中性点には接続しない同一構成の電力変換装置を３台とし、３台の３巻線トランスの１次側負端子と２次側負端子を互いに接続し、３台の電力変換装置の出力交流端子間を三相交流電圧出力とし、零相電圧で直流中性点電圧を一定に制御することもできる。

（５）以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

１…レグ
２…コンデンサ（ｃ_ｃｈ）
３ａ…スイッチング素子（ｓｗ_ｃｈ１）
３ｂ…スイッチング素子（ｓｗ_ｃｈ２）
１０…電力変換装置
１１…スイッチング素子（ｓｗ_ｕ１）（第１のスイッチング素子）
１２…スイッチング素子（ｓｗ_ｕ２）（第２のスイッチング素子）
１３…スイッチング素子（ｓｗ_ｕ３）（第３のスイッチング素子）
１４…スイッチング素子（ｓｗ_ｕ４）（第４のスイッチング素子）
１５…チョッパセル群回路（ｃｈ_ｕｐ）（第１のチョッパセル群回路）
１６…チョッパセル群回路（ｃｈ_ｕｎ）（第２のチョッパセル群回路）
１７ａ…リアクトル（ｌｂ_ｕ）
１７ｂ…リアクトル（ｌｂ_ｖ）
１７ｃ…リアクトル（ｌｂ_ｗ）
１８…コンデンサ（ｃ_ｐ）
１９…コンデンサ（ｃ_ｎ）
２０…直流電源
２１…トランス（ｔｒ）
２２…電力系統電圧（ｖ_ｓ）
３０…電力変換装置
３１…３巻線トランス

Claims (12)

1. 交流と直流との間で相互に電力を変換する電力変換装置であって、
   自己消弧能力を持つ第１、第２、第３及び第４のスイッチング素子を昇順に直流電源と直列接続し、前記直流電源の直流正端子と前記第１のスイッチング素子のコレクタを接続し、前記直流電源の直流負端子と前記第４のスイッチング素子のエミッタを接続し、かつ直列接続した第１のコンデンサと第２のコンデンサを前記直流電源と並列に接続し、前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサで分割された直流中性点と前記第２のスイッチング素子のエミッタおよび前記第３のスイッチング素子のコレクタとを接続し、
   自己消弧能力を持つスイッチング素子を直列に２個接続したレグと、コンデンサとを並列に接続してチョッパセルとし、前記チョッパセルを１つまたは２つ以上直列接続した第１及び第２のチョッパセル群回路を有し、
   前記第２のスイッチング素子のコレクタと前記第１のチョッパセル群回路の正端子を接続し、前記第３のスイッチング素子のエミッタと前記第２のチョッパセル群回路の負端子を接続し、前記第１のチョッパセル群回路の負端子と前記第２のチョッパセル群回路の正端子とを接続し、これを出力交流端子とすることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記第２のスイッチング素子および前記第３のスイッチング素子の接続点と直流中性点との経路にリアクトルを挿入したことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記直流正端子、前記第１のスイッチング素子、前記第１のチョッパセル群回路、前記出力交流端子、前記第２のチョッパセル群回路、前記第４のスッチング素子、前記直流負端子の経路にリアクトルを挿入したことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
4. 前記第１のチョッパセル群回路の負端子を３巻線トランスの１次側正端子と接続し、前記第２のチョッパセル群回路の正端子を前記３巻線トランスの２次側正端子と接続し、前記３巻線トランスの１次側負端子と２次側負端子を直流中性点に接続し、前記３巻線トランスの３次側を出力交流電圧とすることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
5. 直流電圧を共通にした同一構成の電力変換装置を２台とし、２台の電力変換装置の出力交流端子間を交流電圧出力とし、零相電圧で直流中性点電圧を一定に制御することを特徴とする請求項２乃至４のいずれか１項記載の電力変換装置。
6. 直流電圧を共通にした同一構成の電力変換装置を３台とし、３台の電力変換装置の出力交流端子間を三相交流電圧出力とし、零相電圧で直流中性点電圧を一定に制御することを特徴とする請求項２乃至４のいずれか１項記載の電力変換装置。
7. 直流電圧を共通にし、３巻線トランスの１次側負端子と２次側負端子を直流中性点には接続しない同一構成の電力変換装置を２台とし、２台の電力変換装置の出力交流端子間を交流電圧出力とし、零相電圧で直流中性点電圧を一定に制御することを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
8. 直流電圧を共通にし、３巻線トランスの１次側負端子と２次側負端子を直流中性点には接続しない同一構成の電力変換装置を３台とし、３台の３巻線トランスの１次側負端子と２次側負端子を互いに接続し、３台の電力変換装置の出力交流端子間を三相交流電圧出力とし、零相電圧で直流中性点電圧を一定に制御することを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
9. 出力交流電圧が直流中性点電圧より大きいときは、前記第１のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子をオンにすると共に前記第２のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子をオフし、前記第１のチョッパセル群回路が直流正電圧と出力交流電圧の差電圧を出力し、前記第２のチョッパセル群回路が出力交流電圧と直流中性点の差電圧を出力し、
   出力交流電圧が直流中性点電圧より小さいときは、前記第１のスイッチング素子と前記第３のスイッチング素子をオフにすると共に前記第２のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子をオンし、前記第１のチョッパセル群回路が直流中性点電圧と出力交流電圧の差電圧を出力し、前記第２のチョッパセル群回路が出力交流電圧と直流負電圧の差電圧を出力することを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項記載の電力変換装置。
10. 出力交流電圧が直流中性点電圧より大きいときは、前記直流正端子、前記第１のスイッチング素子、前記第１のチョッパセル群回路、前記第２のチョッパセル群回路、前記第３のスイッチング素子、前記直流中性点の経路で直流循環電流を流し、前記出力交流電圧が前記直流中性点電圧より小さいときは、前記直流中性点、前記第２のスイッチング素子、前記第１のチョッパセル群回路、前記第２のチョッパセル群回路、前記第４のスイッチング素子、前記直流負端子の経路で直流循環電流を流し、前記第１および第２のチョッパセル群回路のコンデンサ電圧平均値を一定に制御することを特徴とする請求項９記載の電力変換装置。
11. 出力交流電圧が直流中性点電圧より大きいときは、前記直流正端子、前記第１のスイッチング素子、前記第１のチョッパセル群回路、前記第２のチョッパセル群回路、前記第３のスイッチング素子、前記直流中性点の経路で交流循環電流を流し、前記出力交流電圧が前記直流中性点電圧より小さいときは、前記直流中性点、前記第２のスイッチング素子、前記第１のチョッパセル群回路、前記第２のチョッパセル群回路、前記第４のスイッチング素子、前記直流負端子の経路で交流循環電流を流し、前記第１のチョッパセル群回路のコンデンサ電圧平均値と、前記第２のチョッパセル群回路のコンデンサ電圧平均値とを同一値に制御することを特徴とする請求項９記載の電力変換装置。
12. 前記第１のチョッパセル群回路の複数のチョッパセルの出力電圧分担を調整することにより前記第１のチョッパセル群回路の複数のコンデンサ電圧を同一値に制御し、前記第２のチョッパセル群回路の複数のチョッパセルの出力電圧分担を調整することにより前記第２のチョッパセル群回路の複数のコンデンサ電圧を同一値に制御することを特徴とする請求項９記載の電力変換装置。