CN108183620A - 电力变换装置 - Google Patents

电力变换装置 Download PDF

Info

Publication number
CN108183620A
CN108183620A CN201810138795.0A CN201810138795A CN108183620A CN 108183620 A CN108183620 A CN 108183620A CN 201810138795 A CN201810138795 A CN 201810138795A CN 108183620 A CN108183620 A CN 108183620A
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
chopper unit
switch element
unit group
group circuit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201810138795.0A
Other languages
English (en)
Other versions
CN108183620B (zh
Inventor
长谷川隆太
中沢洋介
铃木大地
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toshiba Corp
Original Assignee
Toshiba Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Toshiba Corp filed Critical Toshiba Corp
Publication of CN108183620A publication Critical patent/CN108183620A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN108183620B publication Critical patent/CN108183620B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4835—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels comprising two or more cells, each including a switchable capacitor, the capacitors having a nominal charge voltage which corresponds to a given fraction of the input voltage, and the capacitors being selectively connected in series to determine the instantaneous output voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0064—Magnetic structures combining different functions, e.g. storage, filtering or transformation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0095—Hybrid converter topologies, e.g. NPC mixed with flying capacitor, thyristor converter mixed with MMC or charge pump mixed with buck

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Ac-Ac Conversion (AREA)

Abstract

提供一种电力变换装置，具有输出低高次谐波的交流电压、电流的功能，同时能够降低体积、电力变换损耗。将直流电源(20)的直流正端子和开关元件(11)连接，将直流电源(20)的直流负端子和开关元件(14)连接。将串联连接的电容器(18)和电容器(19)与直流电源(20)并联地连接，将用电容器(18)以及电容器(19)分割出的直流中性点和开关元件(12)以及开关元件(13)连接。将开关元件(12)和斩波器单元群电路(15)的正端子连接，将开关元件(13)和斩波器单元群电路(16)的负端子连接，将斩波器单元群电路(15)的负端子和斩波器单元群电路(16)的正端子连接，将其作为输出交流端子。

Description

电力变换装置
本申请是申请号为201580002227.2、申请日为2015年1月29日、发明名称为“电力变换装置”的分案申请。
技术领域
本发明的实施方式涉及在交流与直流之间相互变换电力的电力变换装置。
背景技术
近年来，风力发电、太阳能光发电、太阳能热发电等可再生能源的普及得到了促进，但为了通过可再生能源提供更大的电力，开始研究海上风力发电、在沙漠地带中的太阳能光、太阳能热发电。在海上风力发电中，需要将发出的电力通过海底缆线大电力输电至作为消耗地的都市、或者将大电力长距离地从非洲、中国内陆的沙漠地带高效地输电至欧洲、沿岸地带的大都市。在这样的要求中，相比于以往的利用三相交流的电力输电，直流输电更高效，能够抑制成本地进行设置，所以开始研究直流输电网的构筑。
在直流输电中，需要将发出的交流电力变换为直流输电用的直流的转换器、将输送来的直流变换为都市内的交流的逆变器等电力变换装置。当前，能够以使与转换器、逆变器的开关相伴的高次谐波不流出到交流系统的方式，输出接近正弦波的电压波形，能够削减输出滤波器的MMC(Modular Multilevel Converter：模块化多电平变流器)得到了实用化。
图10示出构成以往的MMC的单位部件的电路图。
作为单位部件的斩波器单元C是将分支1和电容器(c_ch)2并联地连接了的结构。分支1是将具有自消弧能力的两个开关元件(sw_ch1)3a、开关元件(sw_ch2)3b串联地连接两个而构成的。
图11示出在以往的直流输电用途中使用的MMC的一个例子。在MMC50中，U相分支51、V相分支52、W相分支53与直流电源54并联地连接。各分支与三相变压器(tr)55连接，该三相变压器(tr)55与电力系统(V_S)56连接。各分支是将上述斩波器单元C串联地配置了12个的结构。另外，在U相分支51的中央部设置了电抗器(lb_up)57a以及电抗器(lb_un)57b，在V相分支52的中央部设置了电抗器(lb_vp)58a以及电抗器(lb_vn)58b，在W相分支53的中央部设置了电抗器(lb_wp)59a以及电抗器(lb_wn)59b。
当以U相分支51为例子来说明该MMC50的动作时，从直流电源54的输入直流电压v_dc减去正侧斩波器单元ch_up1～6的合计电压v_up，从基准电位加上负侧斩波器单元ch_un1～6的合计电压v_un，从而得到交流电压，进而通过三相变压器(tr)55变换为期望的交流电压。另外，通过电抗器(lb_up)57a以及电抗器(lb_un)57b，抑制由于输入直流电压v_dc和斩波器单元输出电压v_up+v_un的短路所致的电流增大。关于V相分支52以及W相分支53也是同样的。通过以上说明的动作，生成三相交流电压。
专利文献1：日本特表2010-512134号公报
发明内容
但是，在MMC50中在斩波器单元C的电容器中原则上产生与输出交流频率等同的电力脉动，所以为了将电容器电压的变动抑制为恒定的值，需要增大电容器的电容。在直流电压涉及几十kV～几百kV的直流输电的情况下，如果斩波器单元C的数量变多，则电容器体积与其成比例地变大，而存在MMC50的体积变大这样的课题。
另外，被输出的交流电流如果从输入直流电压的角度来看是无效电流，所以为了在直流电压与交流电压之间交换电力，需要使与输入输出电力等同的直流电流流入到斩波器单元C。因此，还存在构成斩波器单元C的开关元件(sw_ch1)3a、开关元件(sw_ch2)3b的流通电流变大，电力变换损耗变大这样的课题。
本发明的实施方式的目的在于提供一种电力变换装置，该电力变换装置具有输出与MMC等同的低高次谐波的交流电压、电流的功能，同时能够降低体积、电力变换损耗。
为了达成上述目的，本发明的实施方式提供一种电力变换装置，在交流与直流之间相互变换电力，其特征在于，将具有自消弧能力的第一、第二、第三及第四开关元件按照升序与直流电源串联连接，连接所述直流电源的直流正端子和所述第一开关元件的集电极，连接所述直流电源的直流负端子和所述第四开关元件的发射极，并且将串联连接了的第一电容器和第二电容器与所述直流电源并联地连接，连接用所述第一电容器以及所述第二电容器分割了的直流中性点和所述第二开关元件的发射极以及所述第三开关元件的集电极，具有将把具有自消弧能力的开关元件串联地连接了2个的分支、和电容器并联地连接而作为斩波器单元，将所述斩波器单元串联地连接了1个或者2个以上的第一及第二斩波器单元群电路，连接所述第二开关元件的集电极和所述第一斩波器单元群电路的正端子，连接所述第三开关元件的发射极和所述第二斩波器单元群电路的负端子，连接所述第一斩波器单元群电路的负端子和所述第二斩波器单元群电路的正端子，将其作为输出交流端子。
附图说明
图1是本发明的第一实施方式的电力变换装置的电路图。
图2是第一实施方式的电力变换装置的整体控制框图。
图3是示出施加零相电压的方法的中性点电位控制框图。
图4是示出计算斩波器单元群输出电压指令值的方法的图形。
图5是示出斩波器单元群输出电压指令值的计算方法的控制框图。
图6是示出电容器电压的控制方法的控制框图。
图7是示出使斩波器单元ch_up1～3的电容器电压v_ch_up1～3成为相同的方法的控制框图。
图8是说明斩波器单元的电压输出方法的图形。
图9是本发明的第二实施方式的电力变换装置的电路图。
图10是构成以往的MMC的单位部件的电路图。
图11是示出在以往的直流输电用途中使用的MMC的一个例子的电路图。
(符号说明)
1：分支；2：电容器(c_ch)；3a：开关元件(sw_ch1)；3b：开关元件(sw_ch2)；10：电力变换装置；11：开关元件(sw_u1)(第一开关元件)；12：开关元件(sw_u2)(第二开关元件)；13：开关元件(sw_u3)(第三开关元件)；14：开关元件(sw_u4)(第四开关元件)；15：斩波器单元群电路(ch_up)(第一斩波器单元群电路)；16：斩波器单元群电路(ch_un)(第二斩波器单元群电路)；17a：电抗器(lb_u)；17b：电抗器(lb_v)；17c：电抗器(lb_w)；18：电容器(c_p)；19：电容器(c_n)；20：直流电源；21：变压器(tr)；22：电力系统电压(v_s)；30：电力变换装置；31：三绕组变压器。
具体实施方式
以下，参照附图，具体地说明本发明的实施方式。
[第一实施方式]
(整体结构)
图1示出本发明的第一实施方式的电力变换装置的电路图。
以U相为例子，说明本电力变换装置10的结构。U相的电力变换装置由开关元件(sw_u1)11、开关元件(sw_u2)12、开关元件(sw_u3)13以及开关元件(sw_u4)14、斩波器单元群电路(ch_up)15以及斩波器单元群电路(ch_un)16、电抗器(lb_u)17a、电容器(c_p)18以及电容器(c_n)19、和直流电源20构成。
本电力变换装置10将直流电源20的输入直流电压v_dc变换为三相的交流电压v_ac，经由变压器(tr)21对电力系统电压(v_s)22输出交流电力。另外，在本实施方式中，基准电位设为输入直流电压v_dc的负端子。
(开关元件11～14)
开关元件11～14分别通过直流电源20的输入直流电压v_dc来决定耐受电压。针对输入直流电压v_dc，考虑对v_dc/2的电压在开关时的浪涌电压重叠，决定使用的元件。如果直流电压涉及几十kV以上，则难以在1个元件上承受耐受电压，需要串联多个元件。开关元件11～14是IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极晶体管)、MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：金属氧化物半导体场效电晶体)等自消弧型元件。例如，开关元件11～14分别由将多个IGBT串联了的结构构成。
开关元件11～14按照开关元件11、开关元件12、开关元件13、开关元件14的顺序串联地连接。另外，直流电源20的直流正端子和开关元件11的集电极(C)连接，直流电源20的直流负端子和开关元件14的发射极(E)连接。进而，对用电容器18和电容器19分割的直流中性点，经由电抗器17a连接开关元件12的发射极(E)以及开关元件13的集电极(C)。
(斩波器单元群电路15、16)
斩波器单元群电路15、16由将图10所示的斩波器单元C串联连接了多个的结构构成。斩波器单元群电路15的斩波器单元数由输入直流电压v_dc、和斩波器单元电容器电压v_ch决定，大致是(v_dc/2)/v_ch。斩波器单元群电路16的斩波器单元数也相同。在本实施方式中，将斩波器单元数设为3。
另外，开关元件12的集电极(C)和斩波器单元群电路15的正端子连接，开关元件13的发射极(E)和斩波器单元群电路16的负端子连接。进而，斩波器单元群电路15的负端子和斩波器单元群电路16的正端子连接，其被作为输出交流电压端子。
(电抗器17a)
如果使本电力变换装置10动作，则在输出交流电压v_ac_u是正时，将斩波器单元群电路15的输出电压v_up与斩波器单元群电路16的输出电压v_un合计而得到的电压v_up+v_un、和电容器18的电压v_dc_p经由开关元件11、13被短路。另外，在输出交流电压v_ac_u是负时，v_up+v_un、和电容器19的电压v_dc_n经由开关元件12、14被短路。
为了抑制此时的电流增大，例如，在开关元件12和开关元件13的连接点-直流中性点的路径中插入电抗器17a。另外，电抗器17a也可以插入于直流正端子-开关元件11-斩波器单元群电路15-输出交流端子-斩波器单元群电路16-开关元件14-直流负端子的路径。如果在开关元件12和开关元件13的连接点-直流中性点的路径中插入电抗器17a，则还能够使得具有开关元件11和开关元件12、或者开关元件13和开关元件14错误地短路时的电流抑制功能。
与以上的U相的说明同样地构成V相、W相的电力变换装置。
(控制方法)
接下来，说明本实施方式的电力变换装置10的控制方法。
图2是电力变换装置10的整体控制框图。
首先，推测各相的输出交流电流i_u、i_v、i_w。当以U相电流i_u为例子时，分别检测U相上支路电流i_up和U相下支路电流i_un，计算为i_up-i_un＝i_u，推测U相电流i_u(S11)。对推测出的输出交流电流i_u、i_v、i_w进行三相/DQ变换，计算D轴电流i_d、Q轴电流i_q(S12)。以追踪D轴电流指令值i_d*、Q轴电流指令值i_q*的方式实施PI控制，分别计算D轴电压指令值v_d*、Q轴电压指令值v_q*(S13)。接下来，进行DQ/三相变换，输出各相的电压指令值v_u*0、v_v*0、v_w*0(S14)。为了将直流中性点控制为恒定，对各相加上零相电压指令值v_z*(S15)，将三相交流电压指令值设为v_u*、v_v*、v_w*。V相、W相也相同，所以以后以U相为例子进行说明。实施使斩波器单元群电路15、16的电容器电压成为恒定的控制，计算斩波器单元群电路15、16的电压指令值v_up*、v_un*(S16)。接下来，实施使斩波器单元ch_up1～3、ch_un1～3的电容器电压成为恒定的控制，计算各斩波器单元的电压指令值v_up1～3*、v_un1～3*(S17)。
接下来，叙述使中性点电压成为恒定的方法。在二相以及三相的电力变换装置的结构中，从电容器18和电容器19充放电的电流始终相同，中性点电压不变动。但是，在电容器、开关元件的泄漏电流中，针对每个个体有偏差，所以实际上正侧电容器和负侧电容器的充放电电流不同，中性点电压无法保持在输入直流电压的正好1/2。于是，对三相的输出交流电压施加同一电压。交流输出电压是各相输出电压的线间电压，所以即使施加这样的零相电压，也不会对输出交流电压以及电流造成影响。
通过图3所示的中性点电位控制框图，说明零相电压施加的方法。首先，将对中性点电压的变动作出贡献的电容器18、19的放电电流分别设为i_cp、i_cn，推测它们。电容器18的放电电流与输出交流电压为正的相的电流一致，在输出交流电压为负时是0。关于电容器19的放电电流，在输出交流电压为正时是0，与输出交流电压为负的相的电流一致。因此，根据各相的输出电压指令值v_u*0、v_v*0、v_w*0的正负、和输出电流i_up、i_un、i_vp、i_vn、i_wp、i_wn，计算i_cp、i_cn(S21)。在通常运转时，由于i_cp＝i_cn，所以在本实施方式中，使用i_cp来实施中性点电位控制。
在中性点电压减少了时、即电容器电压v_dc_n相比于电容器电压v_dc_p变小了时，如以下那样施加零相电压指令值v_z*。此处，在i_cp是正时，电容器18、19被放电。因此，为了控制中性点电压需要使电容器18进一步放电。为了延长使电容器18放电的期间，施加正的零相电压v_z*即可。这样，通过中性点电压的增减和电容器的充放电流的正负，决定零相电压的正负。另外，零相电压的大小是通过使电容器电压v_dc_p和电容器电压v_dc_n的差电压v_dc_p-v_dc_n成为0的PI控制器得到的(S22)。
在二相结构的电力变换装置的情况下，也能够通过同样的控制方法使中性点电压成为恒定。另外，在一相的转换器时，在输出交流电压比直流中性点电压大时，电流仅从正侧电容器进行充放电，在输出交流电压比直流中性点电压小时，电流仅从负侧电容器进行充放电，所以针对输出交流电压的每半周期，中性点电位发生变动。
接下来，以U相为例子，使用图4，说明根据三相交流电压指令值v_u*、v_v*、v_w*计算斩波器单元群输出电压指令值的方法。
在交流电压指令值v_u*比直流中性点电压v_dc_n大时，使开关元件(sw_u1)11和开关元件(sw_u3)13成为ON(导通)，使开关元件(sw_u2)12和开关元件(sw_u4)14成为OFF(截止)。斩波器单元群电路(ch_up)15输出直流电压v_dc和输出交流电压的差电压，斩波器单元群电路(ch_un)16将输出交流电压和直流中性点的差电压输出。
在交流电压指令值v_u*比直流中性点电压v_dc_n小时，使开关元件(sw_u1)11和开关元件(sw_u3)13成为OFF，使开关元件(sw_u2)12和开关元件(sw_u4)14成为ON。斩波器单元群电路(ch_up)15输出直流中性点电压和输出交流电压的差电压，斩波器单元群电路(ch_un)16将输出交流电压和基准电位的差电压输出。
依照图5的控制块，进行这些差电压的计算。关于U相上支路斩波器单元群电压指令值v_up*0，在交流电压指令值v_u*是直流中性点电压v_dc_n以上时，设为v_up*0＝v_dc-v_u*，在交流电压指令值v_u*比直流中性点电压v_dc_n小时，通过v_up*0＝v_dc_n-v_u*来运算(S31)。
关于U相下支路斩波器单元群电压指令值v_un*0，在交流电压指令值v_u*是直流中性点电压v_dc_n以上时，设为v_un*0＝v_u*-v_dc_n，在交流电压指令值v_u*比直流中性点电压v_dc_n小时，通过v_up*0＝v_u*来运算(S32)。
接下来，以U相为例子，使用图6的控制框图，说明电容器电压的控制方法。
通过在输出交流电压比直流中性点电压大时，在直流正端子-开关元件11-斩波器单元群电路15-斩波器单元群电路16-开关元件13-直流中性点的路径中，流过直流循环电流i_uz_dc，在输出交流电压比直流中性点电压小时，在直流中性点-开关元件12-斩波器单元群电路15-斩波器单元群电路16-开关元件14-直流负端子的路径中，流过直流循环电流i_uz_dc，从而将斩波器单元群电路15、16的U相斩波器单元电容器电压的平均值v_ch_u控制为恒定。
直流循环电流的指令值i_uz_dc*设为对从电容器电压指令值v_ch*减去U相斩波器单元电容器电压平均值v_ch_u而得到的值进行比例积分而得到的值(S41)。对从生成的直流循环电流指令值i_uz_dc*减去直流循环电流i_uz_dc而得到的值进行比例积分，生成U相直流循环电压指令值v_uz_dc*(S42)。另外，在U相上支路电流i_up和U相下支路电流i_un中都包含循环电流i_uz，通过滤波器等抽出(i_up+i_un)/2＝i_uz的直流分量，检测i_uz_dc。
为了使斩波器单元群电路15的电容器电压平均值v_ch_up和斩波器单元群电路16的电容器电压平均值v_ch_un成为相同，在输出交流电压比直流中性点电压大时，在直流正端子-开关元件11-斩波器单元群电路15-斩波器单元群电路16-开关元件13-直流中性点的路径中，流过与输出交流电压相同的频率的交流循环电流i_uz_ac。在输出交流电压比直流中性点电压小时，在直流中性点-开关元件12-斩波器单元群电路15-斩波器单元群电路16-开关元件14-直流负端子的路径中，流过同一频率的交流循环电流i_uz_ac。
交流循环电流的指令值i_uz_ac*设为对从斩波器单元群电路15的电容器电压平均值v_ch_up减去斩波器单元群电路的电容器电压平均值v_ch_un而得到的值进行比例积分而得到的值(S43)。通过对从生成的交流循环电流指令值i_uz_ac*减去交流循环电流i_uz_ac而得到的值进行比例积分，并将其代入到正弦函数，而生成U相交流循环电压指令值v_uz_ac*(S44)。另外，从循环电流i_uz减去直流循环电流i_uz_dc，检测交流循环电流i_uz_ac。
这些U相直流循环电压指令值v_uz_dc*和U相交流循环电压指令值v_uz_ac*被分别加到U相上支路电压指令值v_up*0和U相下支路电压指令值v_un*0，生成U相上支路电压指令值v_up*和U相下支路电压指令值v_un*(S45)。
接下来，使用图7的控制框图，说明使斩波器单元群电路15的斩波器单元ch_up1～3的电容器电压v_ch_up1～3成为相同的方法。
调整斩波器单元ch_up1～3的输出电压v_up1～3。在U相上支路电流i_up是正时，电容器被充电，所以增大电容器电压小的斩波器单元的输出电压，电容器电压大的斩波器单元减小输出电压。在U相上支路电流i_up是负时，电容器被放电，所以减小电容器电压小的斩波器单元的输出电压，电容器电压大的斩波器单元增大输出电压。因此，当以斩波器单元群电路ch_up1为例子进行说明时，从电容器电压v_ch_up1减去斩波器单元群电路ch_up的电容器电压平均值v_ch_up(S51)，并对其乘以比例增益(S52)，对该值乘以使U相上支路电流i_up的符号(1、-1)反转而得到的值(S53)，然后加上U相上支路电压指令值v_up*(S54)。
接下来，叙述斩波器单元的电压输出方法。电压输出方法在全斩波器单元中相同，所以以斩波器单元ch_up1为例子，使用图8进行说明。另外，将构成斩波器单元ch_up1的开关元件设为sw_ch_up11、sw_ch_up12。
为了输出斩波器单元ch_up1的输出电压指令值v_up1*，与载波三角波car_up1进行比较，在载波三角波car_up1比输出电压指令值v_up1*大时，使开关元件sw_ch_up11成为ON，使sw_ch_up12成为OFF。在载波三角波car_up1比输出电压指令值v_up1*小时，使sw_ch_up11成为OFF，使sw_ch_up12成为ON。
在用n个斩波器单元构成斩波器单元群电路ch_up的情况下，通过使载波三角波的相位逐次错开360°/n，能够将等效载波频率增大到载波三角波频率的n倍，能够降低输出交流电压的高次谐波电压。另外，通过使在斩波器单元群电路ch_un中使用的载波三角波相位相对斩波器单元群电路ch_up错开180°，能够进一步降低输出交流电压的高次谐波电压。
(效果)
(1)根据本实施方式，在设计成以与以往例子相同的输入直流电压、输出交流电压、交流电流为规格的电力变换装置的情况下，相比于以往例子的斩波器单元数(在图11中为12个)，能够使斩波器单元数成为6个、即1/2。即，构成斩波器单元的电容器、开关元件的数量成为1/2。通过电容器的数量单纯地成为1/2，占据电力变换装置的大半的电容器减少，从而对体积的降低具有大的效果。另外，代替在斩波器单元中使用的开关元件降低为1/2，而开关元件11～14增大，但作为整体使用的开关元件数大幅依赖于斩波器单元的个数，所以作为整体的开关元件数大幅减少。
另外，虽然构成斩波器单元的开关元件以高频(几百～几kHz)进行开关，但由于进行着开关的元件始终为1/2，所以开关损耗也降低，冷却装置被简化。
(2)在以往例子中，针对输入直流电压v_dc，始终输出交流电流。因此，从直流电压v_dc供给的电力成为对直流电压v_dc×输出交流电流i_ac进行交流电压1周期积分而得到的值，成为零。因此，为了从直流侧向交流侧供给电力，需要在斩波器单元群电路中流过与输出交流电力相当的循环电流i_z。相对于此，在本实施方式中，在输出交流电压v_ac是正的期间，从正侧直流电压v_dc_p供给输出交流电流i_ac，在输出交流电压v_ac是负的期间，从正侧直流电压v_dc_n供给输出交流电流i_ac，所以针对直流电压，在输出交流电流中包含有效电力。因此，在斩波器单元中流过的直流循环电流比以往例子小，构成开关元件11～14以及斩波器单元群15、16的开关元件的流通电流也比以往例子小，导通损耗、开关损耗降低。
如(1)、(2)那样，通过利用电容器数的降低以及损耗的降低所致的冷却装置的简化，电力变换装置的成本、体积大幅降低。另外，通过损耗的降低，电力变换效率变高，运行成本降低。
(3)通过将电抗器17a、17b、17c插入到开关元件12和开关元件13的连接点-直流中性点的路径中，在开关元件11和开关元件12、以及开关元件13和开关元件14错误地短路了时，电流被抑制。因此，能够延长基于开关元件的选通电压控制的、直至短路保护功能发挥功能为止的时间，电力变换装置的可靠性提高。
[第二实施方式]
(结构)
图9示出本发明的第二实施方式的电力变换装置30的电路图。另外，对与第一实施方式相同的结构部分附加同一符号而省略说明。
在本电力变换装置30中，将斩波器单元群电路15的负端子与三绕组变压器(tr3)31的一次侧正端子连接，将斩波器单元群电路16的正端子与三绕组变压器31的二次侧正端子连接，将三绕组变压器31的一次侧负端子和二次侧负端子连接到直流中性点，将三绕组变压器31的3次侧作为输出交流电压。
另外，在2相或者3相结构的情况下，不将三绕组变压器31的一次侧负端子和二次侧负端子连接到直流中性点，各相相互连接即可。
这样，在通过变压器变换交流电压输出的情况下，能够通过使用三绕组变压器使变压器的漏电感具有电抗器的功能。
(效果)
根据本实施方式，由于连接三绕组变压器，所以使三绕组变压器的漏电感具有输入直流电压的短路抑制功能，从而能够省略电抗器的设置，能够降低电力变换装置的成本、体积。
[其他实施方式]
(1)在上述第一及第二实施方式中，还能够将共用直流电压的同一结构的电力变换装置设为2台，使2台电力变换装置的输出交流端子之间为交流电压输出，通过零相电压将直流中性点电压控制为恒定。
(2)在上述第一及第二实施方式中，还能够将共用直流电压的同一结构的电力变换装置设为3台，使3台电力变换装置的输出交流端子之间为三相交流电压输出，通过零相电压将直流中性点电压控制为恒定。
(3)在上述第二实施方式中，还能够将共用直流电压且未将三绕组变压器的一次侧负端子和二次侧负端子连接到直流中性点的同一结构的电力变换装置设为2台，使2台电力变换装置的输出交流端子之间为交流电压输出，通过零相电压将直流中性点电压控制为恒定。
(4)在上述第二实施方式中，还能够将共用直流电压且未将三绕组变压器的一次侧负端子和二次侧负端子连接到直流中性点的同一结构的电力变换装置设为3台，将3台三绕组变压器的一次侧负端子和二次侧负端子相互连接，使3台电力变换装置的输出交流端子之间为三相交流电压输出，通过零相电压将直流中性点电压控制为恒定。
(5)以上，虽然说明了本发明的几个实施方式，但这些实施方式是作为例子而提示出的，并不意图限定发明的范围。这些实施方式能够通过其他各种方式实施，能够在不脱离发明的要旨的范围内，进行各种省略、置换、变更。这些实施方式、其变形包含于发明的范围、要旨内，同样地包含于权利要求书记载的发明和其均等的范围内。

Claims (9)

1.一种电力变换装置，在交流与直流之间相互变换电力，其特征在于，
将具有自消弧能力的第一、第二、第三及第四开关元件按照升序与直流电源串联连接，将所述直流电源的直流正端子和所述第一开关元件的集电极连接，将所述直流电源的直流负端子和所述第四开关元件的发射极连接，并且将串联连接了的第一电容器和第二电容器与所述直流电源并联地连接，将用所述第一电容器以及所述第二电容器分割出的直流中性点和所述第二开关元件的发射极以及所述第三开关元件的集电极连接，
该电力变换装置具有第一及第二斩波器单元群电路,该第一及第二斩波器单元群电路是将把具有自消弧能力的开关元件串联地连接2个而成的分支和电容器并联地连接而作为斩波器单元、并将所述斩波器单元串联地连接1个或者2个以上而得到的，
将所述第二开关元件的集电极和所述第一斩波器单元群电路的正端子连接，将所述第三开关元件的发射极和所述第二斩波器单元群电路的负端子连接，将所述第一斩波器单元群电路的负端子和所述第二斩波器单元群电路的正端子连接，将其作为输出交流端子，
将所述第一斩波器单元群电路的负端子与三绕组变压器的一次侧正端子连接，将所述第二斩波器单元群电路的正端子与所述三绕组变压器的二次侧正端子连接，将所述三绕组变压器的一次侧负端子和二次侧负端子连接到直流中性点，将所述三绕组变压器的三次侧作为输出交流电压。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
将共用直流电压的同一结构的电力变换装置设为2台，使2台电力变换装置的输出交流端子之间为交流电压输出，通过零相电压将直流中性点电压控制为恒定。
3.根据权利要1所述的电力变换装置，其特征在于，
将共用直流电压的同一结构的电力变换装置设为3台，使3台电力变换装置的输出交流端子之间为三相交流电压输出，通过零相电压将直流中性点电压控制为恒定。
4.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
将共用直流电压且未将三绕组变压器的一次侧负端子和二次侧负端子连接到直流中性点的同一结构的电力变换装置设为2台，使2台电力变换装置的输出交流端子之间为交流电压输出，通过零相电压将直流中性点电压控制为恒定。
5.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
将共用直流电压且未将三绕组变压器的一次侧负端子和二次侧负端子连接到直流中性点的同一结构的电力变换装置设为3台，将3台三绕组变压器的一次侧负端子和二次侧负端子相互连接，使3台电力变换装置的输出交流端子之间为三相交流电压输出，通过零相电压将直流中性点电压控制为恒定。
6.根据权利要求1至5中的任意一项所述的电力变换装置，其特征在于，
在输出交流电压比直流中性点电压大时，使所述第一开关元件和所述第三开关元件成为导通，并且使所述第二开关元件和所述第四开关元件成为截止，所述第一斩波器单元群电路将直流正电压和输出交流电压的差电压输出，所述第二斩波器单元群电路将输出交流电压和直流中性点的差电压输出，
在输出交流电压比直流中性点电压小时，使所述第一开关元件和所述第三开关元件成为截止，并且使所述第二开关元件和所述第四开关元件成为导通，所述第一斩波器单元群电路将直流中性点电压和输出交流电压的差电压输出，所述第二斩波器单元群电路将输出交流电压和直流负电压的差电压输出。
7.根据权利要求6所述的电力变换装置，其特征在于，
在输出交流电压比直流中性点电压大时，在所述直流正端子、所述第一开关元件、所述第一斩波器单元群电路、所述第二斩波器单元群电路、所述第三开关元件、所述直流中性点的路径中流过直流循环电流，在所述输出交流电压比所述直流中性点电压小时，在所述直流中性点、所述第二开关元件、所述第一斩波器单元群电路、所述第二斩波器单元群电路、所述第四开关元件、所述直流负端子的路径中流过直流循环电流，将所述第一及第二斩波器单元群电路的电容器电压平均值控制为恒定。
8.根据权利要求6所述的电力变换装置，其特征在于，
在输出交流电压比直流中性点电压大时，在所述直流正端子、所述第一开关元件、所述第一斩波器单元群电路、所述第二斩波器单元群电路、所述第三开关元件、所述直流中性点的路径中流过交流循环电流，在所述输出交流电压比所述直流中性点电压小时，在所述直流中性点、所述第二开关元件、所述第一斩波器单元群电路、所述第二斩波器单元群电路、所述第四开关元件、所述直流负端子的路径中流过交流循环电流，将所述第一斩波器单元群电路的电容器电压平均值和所述第二斩波器单元群电路的电容器电压平均值控制为同一值。
9.根据权利要求6所述的电力变换装置，其特征在于，
通过调整所述第一斩波器单元群电路的多个斩波器单元的输出电压分担，将所述第一斩波器单元群电路的多个电容器电压控制为同一值，通过调整所述第二斩波器单元群电路的多个斩波器单元的输出电压分担，将所述第二斩波器单元群电路的多个电容器电压控制为同一值。
CN201810138795.0A 2014-02-03 2015-01-29 电力变换装置 Active CN108183620B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2014018703A JP6219188B2 (ja) 2014-02-03 2014-02-03 電力変換装置
JP2014-018703 2014-02-03
CN201580002227.2A CN105637755B (zh) 2014-02-03 2015-01-29 电力变换装置

Related Parent Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201580002227.2A Division CN105637755B (zh) 2014-02-03 2015-01-29 电力变换装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN108183620A true CN108183620A (zh) 2018-06-19
CN108183620B CN108183620B (zh) 2019-12-10

Family

ID=53757106

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201810138795.0A Active CN108183620B (zh) 2014-02-03 2015-01-29 电力变换装置
CN201580002227.2A Active CN105637755B (zh) 2014-02-03 2015-01-29 电力变换装置

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201580002227.2A Active CN105637755B (zh) 2014-02-03 2015-01-29 电力变换装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US10075092B2 (zh)
EP (1) EP3104515B1 (zh)
JP (1) JP6219188B2 (zh)
CN (2) CN108183620B (zh)
WO (1) WO2015115535A1 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106575929A (zh) * 2014-08-25 2017-04-19 株式会社东芝 功率转换装置

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3329585B1 (en) * 2015-07-31 2019-09-04 ABB Schweiz AG Hybrid modular multi-level converter
JP6502870B2 (ja) * 2016-02-04 2019-04-17 株式会社東芝 電力変換装置
JP6524000B2 (ja) * 2016-03-15 2019-06-05 株式会社東芝 電力変換装置
CN108270366A (zh) * 2016-12-30 2018-07-10 艾思玛新能源技术（江苏）有限公司 一种基于三相中点箝位型逆变器的调制方法和装置
EP3522357A1 (en) * 2018-01-31 2019-08-07 Siemens Aktiengesellschaft Modular multilevel converter
SE542175C2 (en) * 2018-07-06 2020-03-10 Abb Schweiz Ag Improved modular multilevel converter
US11791710B2 (en) * 2021-02-23 2023-10-17 Apple Inc. Switching sequence controlled current steering for stacked half bridge converters
CN113162446A (zh) * 2021-04-15 2021-07-23 贵州电网有限责任公司 一种适用于高压直流输电的混合桥臂变流器拓扑结构

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1279532A (zh) * 1999-06-28 2001-01-10 东芝株式会社 Npc逆变器控制系统
JP2006087257A (ja) * 2004-09-17 2006-03-30 Fuji Electric Holdings Co Ltd マルチレベルコンバータ及びその制御方法
CN102594191A (zh) * 2012-02-24 2012-07-18 西安交通大学 使用耦合电感的有源钳位三电平零电压软开关变流器
JP2013258863A (ja) * 2012-06-14 2013-12-26 Meidensha Corp マルチレベル電力変換器

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2888104B2 (ja) 1993-09-01 1999-05-10 株式会社日立製作所 電力変換装置
ES2369291T3 (es) 2006-12-08 2011-11-29 Siemens Aktiengesellschaft Dispositivo para la transformación de una corriente eléctrica.
DK2122817T3 (en) 2007-01-17 2018-03-12 Siemens Ag Control of a phase module branch of a multi-level converter
US8411474B2 (en) * 2010-04-30 2013-04-02 General Electric Company System and method for protection of a multilevel converter
US9042142B2 (en) 2010-12-13 2015-05-26 Abb Technology Ltd. Multi-level voltage converter
JP5894763B2 (ja) * 2011-10-31 2016-03-30 株式会社日立製作所 電力変換装置
JP5881386B2 (ja) * 2011-11-24 2016-03-09 株式会社東芝 電力変換装置
US8885374B2 (en) * 2012-03-26 2014-11-11 General Electric Company Multilevel converter and topology method thereof
US9559611B2 (en) * 2012-09-28 2017-01-31 General Electric Company Multilevel power converter system and method
US9431918B2 (en) * 2012-09-28 2016-08-30 General Electric Company Grounding scheme for modular embedded multilevel converter
JP6099951B2 (ja) * 2012-11-29 2017-03-22 株式会社東芝 電力変換装置
EP2816700B1 (en) * 2013-06-18 2016-09-14 General Electric Technology GmbH Electrical assembly
US9252681B2 (en) * 2013-08-30 2016-02-02 General Electric Company Power converter with a first string having controllable semiconductor switches and a second string having switching modules

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1279532A (zh) * 1999-06-28 2001-01-10 东芝株式会社 Npc逆变器控制系统
JP2006087257A (ja) * 2004-09-17 2006-03-30 Fuji Electric Holdings Co Ltd マルチレベルコンバータ及びその制御方法
CN102594191A (zh) * 2012-02-24 2012-07-18 西安交通大学 使用耦合电感的有源钳位三电平零电压软开关变流器
JP2013258863A (ja) * 2012-06-14 2013-12-26 Meidensha Corp マルチレベル電力変換器

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106575929A (zh) * 2014-08-25 2017-04-19 株式会社东芝 功率转换装置
CN106575929B (zh) * 2014-08-25 2019-09-24 株式会社东芝 功率转换装置

Also Published As

Publication number Publication date
US20170005590A1 (en) 2017-01-05
JP6219188B2 (ja) 2017-10-25
EP3104515A1 (en) 2016-12-14
CN108183620B (zh) 2019-12-10
EP3104515A4 (en) 2017-09-20
EP3104515B1 (en) 2021-06-30
US10075092B2 (en) 2018-09-11
WO2015115535A1 (ja) 2015-08-06
JP2015146692A (ja) 2015-08-13
CN105637755A (zh) 2016-06-01
CN105637755B (zh) 2018-09-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN105637755B (zh) 电力变换装置
US10483759B2 (en) Integrated multi-mode large-scale electric power support system for an electrical grid
US8599591B2 (en) Converter
US8848401B2 (en) Modular multilevel power electronic converter having selectively definable circulation path
US8213199B2 (en) Multiphase grid synchronized regulated current source inverter systems
US8879291B2 (en) Multilevel voltage source converter
US9525284B2 (en) Medium voltage DC collection system with power electronics
US9608447B2 (en) Solar photovoltaic three-phase micro-inverter and a solar photovoltaic generation system
US20090244936A1 (en) Three-phase inverter
US10998824B2 (en) Electric power conversion device
KR20130100285A (ko) 영상 덤프 저항에 연결된 중성점을 갖는 ｈｖｄｃ 컨버터
US10447070B2 (en) Solar energy system with built-in battery charger and its method
Brando et al. A high performance control technique of power electronic transformers in medium voltage grid-connected PV plants
KR101186364B1 (ko) 전력 변환 장치 및 파워 컨디셔너
CN108092257B (zh) 一种18相风力发电机直流并网结构及其控制方法
KR20100103353A (ko) 파워 컨디셔너 및 태양광 발전 시스템
CN105356731A (zh) 模块化多电平换流器高压直流输电系统子模块触发方法
Chen et al. A novel pulse-width modulation method for reactive power generation on a CoolMOS-and SiC-diode-based transformerless inverter
Reddy et al. Design, operation, and control of S3 inverter for single-phase microgrid applications
Karanki et al. NPC based dual active bridge topology for integrating battery energy storage to utility gird
Wasserrab et al. Contribution of HVDC converters to the DC short circuit current
Umuhoza et al. A SiC-based power electronics interface for integrating a battery energy storage into the medium (13.8 kV) distribution system
CN106575929A (zh) 功率转换装置
Singh et al. Grid integration of single stage solar PV power generating system using 12-pulse VSC
Roncero-Clemente et al. Maximum boost control for interleaved single-phase Quasi-Z-Source inverter

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant