JP2008245349A5 - - Google Patents

Description

系統連系インバータ装置

本願発明は、直流電源と電力系統との間に設けられ、直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換して当該交流電力を電力系統に供給するための系統連系インバータ装置に関する。

従来、系統連系インバータ装置としては、本願出願人が出願した、例えば特許文献１に記載のものがある。この系統連系インバータ装置は、図８に示すように、例えば太陽電池である直流電源５１と電力系統５２との間に接続され、インバータ部５３、ＬＣフィルタ部５４、連系部５５、第１の電流センサ５６、第２の電流センサ５７、ドライブ回路５８及びインバータ制御回路５９によって構成されている。

特開２００１−１６８６７号公報

インバータ部５３、ＬＣフィルタ部５４及び連系部５５は、直列に接続され、第１の電流センサ５６は、インバータ部５３とＬＣフィルタ部５４との間に設けられ、第２の電流センサ５７は、ＬＣフィルタ部５４と連系部５５との間に設けられている。インバータ制御回路５９はドライブ回路５８に接続され、ドライブ回路５８はインバータ部５３に接続されている。

第１の電流センサ５６及び第２の電流センサ５７は、インバータ制御回路５９に接続されている。インバータ制御回路５９は、フィルタ出力歪み抽出制御部６０とインバータ出力電流制御部６１とを有している。フィルタ出力歪み抽出制御部６０は、歪み成分抽出部６２、歪み閾値作成部６３、第１減算器６４及びフィルタ出力歪み制御部６５によって構成されている。インバータ出力電流制御部６１は、インバータ出力電流基本波成分作成部６６、第１加算器６７、第２減算器６８及びインバータ出力電流制御部本体６９によって構成されている。

この系統連系インバータ装置では、直流電源５１から供給された直流（直流電圧及び直流電流）は、インバータ部５３によって交流（交流電圧及び交流直流）に変換される。インバータ部５３から出力される交流電流は、第１の電流センサ５６によって検出され、インバータ出力電流制御部６１に入力される。また、インバータ部５３から出力される交流電圧は、ＬＣフィルタ部５４によってスイッチングのノイズ成分が取り除かれる。スイッチングのノイズ成分が取り除かれた交流電流は、第２の電流センサ５７によって検出され、フィルタ出力歪み抽出制御部６０に入力される。

フィルタ出力歪み抽出制御部６０では、所定の周期でディジタル演算処理により以下の処理が行われる。まず、歪み成分抽出部６２で第２の電流センサ５７で検出された交流電流から歪みの要因となる高調波のレベルが高調波毎に抽出される。さらに、第１減算器６４によってこの高調波のレベルと歪み閾値作成部６３で作成された閾値との偏差が算出され、この偏差はフィルタ出力歪み制御部６５に入力される。フィルタ出力歪み制御部６５では、上記の偏差と予め高調波毎に設定された所定の位相（第２の電流センサ５７によって検出される交流電流の高調波歪みが最も抑制される位相）とによって上記の偏差をゼロにする出力電流歪み補償指令が作成される。この出力電流歪み補償指令は、インバータ出力電流制御部６１に入力される。

インバータ出力電流制御部６１では、インバータ出力電流基本波成分作成部６６によってインバータ出力電流の基本波成分（系統周波数の成分、日本では６０Ｈｚまたは５０Ｈｚ）が作成され、このインバータ出力電流の基本波成分は、第１加算器６７によってフィルタ出力歪み抽出制御部６０からの出力電流歪み補償指令と加算される。更に第２減算器６８によって第１加算器６７から出力されるインバータ出力電流の指令と第１の電流センサ５６で検出された交流電流との偏差が算出され、この偏差はインバータ出力電流制御部本体６９に入力される。インバータ出力電流制御部本体６９は、その偏差がゼロになるインバータ出力電圧補正信号を生成し、ドライブ回路５８に出力する。

ドライブ回路５８は、インバータ出力電圧補正信号に基づいてドライブ信号を生成し、このドライブ信号は、インバータ部５３に入力される。インバータ部５３は、インバータ出力電圧補正信号に基づくドライブ信号によって制御される。

上記のように、系統連系インバータ装置では、フィルタ出力歪み抽出制御部６０及びインバータ出力電流制御部６１によってフィードバック制御系が構成され、このフィードバック制御系によって電力系統５２に供給する交流電圧及び交流電流が規格（周波数、位相及び波形ひずみ等について許容条件を定めたガイドライン）を満足するように制御される。

上記系統連系インバータ装置のフィードバック制御系における高調波歪みの抑制制御は、高調波歪みの要因となる高調波を抑制するための出力電流歪み補償指令を高調波の次数毎に作成し、その出力電流歪み補償指令をインバータ部５３への出力電流指令に加算することにより、インバータ部５３から出力される交流電流がＬＣフィルタ部５４から電力系統５２に供給される際、その交流電流に含まれる高調波成分（系統電圧の歪みによって生じ、ＬＣフィルタ部５４を構成するコンデンサに流れ込む高調波成分）を抑制するというものである。

このフィードバック制御系における高調波歪みの抑制制御では、出力電流歪み補償指令を生成するための高調波を第２の電流センサ５７によって検出された交流電流に含まれる高調波に可及的に一致させることが重要である。すなわち、抑制したい高調波のレベルと位相の情報を正確に取得し、ＬＣフィルタ部５４と電力系統５２との間に実際に流れる高調波を生成する必要がある。

しかしながら、上記の系統連系インバータ装置では、高調波のレベルのみが第２の電流センサ５７によって検出した交流電流からリアルタイムで抽出され、高調波の位相は予め経験的に取得した所定の値に固定され、この固定値を調整することはできるもののリアルタイムで検出されるようにはなされていない。

したがって、上記の系統連系インバータ装置は、インバータ部５３から電力系統５２側を見た負荷条件が比較的安定しており、高調波の位相の変化が小さい場合は、高調波歪みを効果的に抑制するが、例えば、電力系統５２の負荷条件が想定していたものと異なり、フィルタ出力歪み制御部６５に高調波毎に設定された所定の位相が適切でない場合は、高調波歪みを効果的に抑制できず、問題となる。特に、高調波の位相が逆位相になった場合は、フィードバック制御系における高調波歪みの抑制制御が正帰還制御となり、発散する方向に働くので、制御不能となる虞がある。

図８において、電力系統５２は、系統連系インバータ装置に対してインダクタンスの負荷として考えられるが（図８では、インダクタンスをＬ₂で示している）、高調波の位相が逆位相になる場合として、このインダクタンスＬ₂がＬＣフィルタ部５４の共振周波数ｆ₀に影響する場合が考えられる。

すなわち、電力系統５２のインダクタンスＬ₂の値は、系統連系インバータ装置が接続される電力系統５２によって異なり、電力系統５２の動作状態でも変化する。図８に示すように、ＬＣフィルタ部５４のインダクタンスをＬ₁、キャパシタンスをＣ₁とすると、ＬＣフィルタ部５４の共振周波数ｆ₀はｆ₀＝１／（２・π・√（Ｌ₁・Ｃ₁））であるが、電力系統５２のインダクタンスＬ ₂ がＬＣフィルタ部５４の共振回路を構成した場合の共振周波数ｆ₀’はｆ₀’＝ｆ₀・√（（Ｌ₁＋Ｌ₂）／Ｌ₂）に変化する。このｆ₀’の式によれば、電力系統５２のインダクタンスＬ₂が大きくなるほど、ＬＣフィルタ部５４の共振周波数ｆ₀も大きくなるから、例えば、ＬＣフィルタ部５４の共振周波数ｆ₀が系統周波数ｆ_Sの３次高調波周波数３ｆ_Sよりも低く設定されていても、電力系統５２のインダクタンスＬ₂によって３次高調波周波数３ｆ_Sに近接することがある。

この場合は、３次高調波の電流が共振電流として電力系統５２からＬＣフィルタ部５４のコンデンサに流れることになるので、電力系統５２に出力される交流電流に含まれる３次高調波成分が急増し、高調波歪みが悪化する。そして、ＬＣフィルタ部５４の共振周波数ｆ₀が系統周波数ｆ_Sの３次高調波周波数３ｆ_Sに近接した状態では、３次高調波の位相は、１８０°に近くなるので、逆位相（−１８０°）に反転する可能性が有り、３次高調波の位相が反転するようになった場合は、上記のようにフィードバック制御系における高調波歪みの抑制制御が正帰還制御となり、制御不能となる。この結果、高調波歪みが抑制できず、規格を満足しなくなる場合には、系統連系インバータ装置が異常停止をしてしまうことになる。

本願発明は、フィードバック制御系の制御対象の高調波の位相を自動的に調整することにより、フィードバック制御系の発散を抑制することのできる系統連系インバータ装置を提供することを、その課題とする。

上記の課題を解決するため、本願発明では、次の技術的手段を講じている。

本願発明によって提供される系統連系インバータ装置は、直流電源と電力系統との間に設けられ、前記直流電源から供給される直流電力を系統周波数の交流電力に変換して前記電力系統に供給する系統連系インバータ装置であって、複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるブリッジ回路で構成され、前記直流電源から供給される直流電力を前記交流電力に変換する直流−交流変換手段と、前記直流−交流変換手段の出力段に設けられ、当該直流−交流変換手段から出力される交流信号に含まれるスイッチングノイズを除去するフィルタ手段と、前記フィルタ手段から前記電力系統に出力される交流信号を検出する交流信号検出手段と、所定の周期で、前記交流信号検出手段により検出された交流信号に含まれる所定次数の高調波のレベルを抽出する高調波レベル抽出手段と、前記所定の周期で、前記高調波レベル抽出手段により抽出されたレベルと予め設定された前記高調波の所定の位相とから前記高調波を生成し、この高調波を用いて前記フィルタ手段から出力される交流信号に含まれる前記高調波を抑制するための出力信号補償指令を生成する出力信号補償指令生成手段と、前記所定の周期で、前記直流−交流変換手段から前記系統周波数の交流信号を出力させるための出力信号指令を生成し、この出力信号指令と前記出力信号補償指令生成手段により生成される前記出力信号補償指令とを用いて前記複数のスイッチング素子のオン・オフ動作を制御する制御信号を生成し、前記直流−交流変換手段に供給する高調波制御手段と、前記高調波レベル抽出手段により抽出されるレベルに基づいて、前記高調波制御手段による制御が発散傾向にあるか否かを判別する判別手段と、前記高調波制御手段による制御中に、前記判別手段により前記高調波制御手段による制御が発散傾向にあると判別されると、当該高調波制御手段による制御を停止させ、前記出力信号補償指令生成手段における前記所定の位相を異なる位相に変更する位相変更手段と、前記出力信号補償指令生成手段における前記所定の位相を、前記位相変更手段によって変更された位相に置き換えて前記高調波制御手段による制御を開始させる高調波制御再開手段と、を備えたことを特徴としている（請求項１）。

この発明によれば、高調波制御手段による制御中に、判別手段により高調波制御手段による制御が発散傾向にあると判別されると、当該高調波制御手段による制御を停止させ、出力信号補償指令生成手段における所定の位相を異なる位相に変更する。そして、出力信号補償指令生成手段における所定の位相を、変更された位相に置き換えて高調波制御手段による制御を開始させる。このようにすれば、例えば、電力系統のインダクタンスによりフィルタ手段の共振周波数が高調波周波数に近接し、その高調波の電流が共振電流として電力系統からフィルタ手段に流れる虞があっても、高調波の位相が適正な位相に置き換えられて高調波制御手段による制御が行われるので、交流信号検出手段、高調波レベル抽出手段、出力信号補償指令生成手段及び高調波制御手段によって構成されるフィードバック制御系の発散を抑制することができる。

好ましい実施の形態によれば、前記判別手段は、前記高調波レベル抽出手段により抽出されるレベルを所定の第１閾値と比較し、抽出レベルが当該所定の第１閾値を超える時間が所定の時間以上継続すると、前記高調波制御手段による制御が発散傾向にあると判別するとよい（請求項２）。

他の好ましい実施の形態によれば、前記位相変更手段は、前記出力信号補償指令生成手段における前記所定の位相を、予め設定された所定の角度範囲内において所定のピッチで変化させた複数の位相にひとつずつ置き換えて前記高調波制御手段による制御を一時的に行い、この高調波制御手段による制御中に、前記複数の位相のうち、前記高調波レベル抽出手段により抽出されるレベルが最も小さいレベルに対応する位相を、前記異なる位相として用いるとよい（請求項３）。

他の好ましい実施の形態によれば、前記高調波制御手段による一時的な制御中に、前記高調波レベル抽出手段により抽出されるレベルが前記第１の閾値より小さい第２の閾値を越える場合は、前記出力信号補償指令の生成における高調波の位相を前記周期毎に、前記所定の角度範囲内において前記所定のピッチとは異なるピッチで変化させて、再度前記高調波制御手段による一時的な制御を行わせるとよい（請求項４）。

他の好ましい実施の形態によれば、前記交流信号検出手段により検出される交流信号は、三相の交流信号であり、前記高調波レベル抽出手段は、前記三相の交流信号をｄ軸及びｑ軸の二相信号に変換する回転座標変換手段と、この回転座標変換手段により変換されたｄ軸及びｑ軸の二相信号の直流分のみをそれぞれ抽出する直流抽出手段とで構成され、前記出力信号補償指令生成手段は、前記直流抽出手段から抽出されるｄ軸及びｑ軸の直流分をそれぞれ積分する積分手段と、前記積分手段で積分されたｄ軸及びｑ軸の直流分と前記所定の位相とを用いて前記三相の交流信号の高調波に変換する回転逆座標変換手段とで構成されているとよい（請求項５）。

他の好ましい実施の形態によれば、前記所定次数の高調波には、少なくとも３次、５次、７次、１１次及び１３次の高調波が含まれ、前記高調波毎に前記高調波制御手段によるフィードバック制御系を備えるとよい（請求項６）。

他の好ましい実施の形態によれば、前記直流電源は太陽電池であるとよい（請求項７）。

本願発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

以下、本願発明の好ましい実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。

図１は、本願発明に係る系統連系インバータ装置が適用される系統連系インバータシステムの構成を示す図である。

この系統連系インバータシステムは、太陽電池１、系統連系インバータ装置２及び電力系統３によって構成されている。

太陽電池１は、本願発明の「直流電源」に相当するものである。太陽電池１は、シリコン等の半導体からなる多数の光電変換素子（図示略）を有し、各光電変換素子によって光エネルギーを電気エネルギーに変換して出力するものである。太陽電池１は、系統連系インバータ装置２に直流電力を供給する。電力系統３は、商用電源（日本国では系統周波数である５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの交流電力）を一般家庭等に供給するものである。

系統連系インバータ装置２は、ＤＣ−ＡＣ変換部４、フィルタ部５、トランス部６、解列コンタクタ７、制御部８、第１電流センサ１１及び第２電流センサ１２によって構成されている。ＤＣ−ＡＣ変換部４、フィルタ部５、トランス部６及び解列コンタクタ７は、太陽電池１から直流電圧が入力される端子２ａと電力系統３との間に、この順で直列に配列され、相互に接続されている。制御部８は、制御ライン９を介してＤＣ−ＡＣ変換部４に接続されている。

なお、系統連系インバータ装置２と電力系統３との間のＬ ₂ は、電力系統３のインダクタンスを示し、電力系統３の形態や運転状況に応じてその値が変化するものである。

ＤＣ−ＡＣ変換部４は、太陽電池１から供給された直流電圧を交流電圧ｖに変換して出力するものである。ＤＣ−ＡＣ変換部４は、例えばバイポーラトランジスタ、電界効果トランジスタ、サイリスタ等の複数（例えば６個）のスイッチング素子（図示略）を含む三相ブリッジ回路からなる電圧制御型自励式インバータ回路によって構成されている。具体的には、ＤＣ−ＡＣ変換部４は、図２に示す回路構成を有している（なお、図２では第１電流センサ１１が省略されている。）。

すなわち、ＤＣ−ＡＣ変換部４は、６個のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ６をブリッジ接続してなるブリッジ回路で構成されている。各スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ２，ＴＲ３，ＴＲ４，ＴＲ５，ＴＲ６にはそれぞれ帰還ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６が並列に接続されている。スイッチング素子ＴＲ１とスイッチング素子ＴＲ２の直列接続、スイッチング素子ＴＲ３とスイッチング素子ＴＲ４の直列接続及びスイッチング素子ＴＲ５とスイッチング素子ＴＲ６の直列接続の両端に太陽電池１から出力される直流電圧Ｖdcが供給され、スイッチング素子ＴＲ１とスイッチング素子ＴＲ２の接続点ａ、スイッチング素子ＴＲ３とスイッチング素子ＴＲ４の接続点ｂ及びスイッチング素子ＴＲ５とスイッチング素子ＴＲ６の接続点ｃから三相の交流電圧及び交流電流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の交流電圧及び交流電流）がそれぞれ出力される。

６個のスイッチング素子ＴＲ１〜ＴＲ６は、制御部８から出力されるＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号によってそれぞれオン、オフ動作が制御される。制御部８は、ＰＷＭ信号のパルス幅を制御することにより、ＤＣ−ＡＣ変換部４から出力される交流電圧ｖの値を制御する。

フィルタ部５は、ＤＣ−ＡＣ変換部４から出力される交流電圧ｖに含まれるスイッチングノイズを除去するものである。フィルタ部５は、例えばＬＣローパスフィルタによって構成されている。具体的には、フィルタ部５は、図２に示すように、接続点ａ，ｂ，ｃからの出力ラインにそれぞれインダクタＬ_Fを接続し、その後段の各出力ライン間にキャパシタＣ_Fを接続したものである。各出力ライン間のインダクタＬ_FとキャパシタＣ_Fの逆Ｌ字型接続によりＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対してローパスフィルタが構成されている。

第１電流センサ１１は、ＤＣ−ＡＣ変換部４から出力される交流電流ｉ₁を検出するものである。第２電流センサ１２は、トランス部６から出力される交流電流ｉ₂を検出するものである。ＤＣ−ＡＣ変換部４は、直流電圧を三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の交流電圧に変換するので、第１電流センサ１１によって検出される交流電流ｉ₁には、Ｕ相の交流電流ｉ_1U、Ｖ相の交流電流ｉ_1V及びＷ相の交流電流ｉ_1Wが含まれる。同様に、第２電流センサ１２によって検出される交流電流ｉ₂には、Ｕ相の交流電流ｉ_2U、Ｖ相の交流電流ｉ_2V及びＷ相の交流電流ｉ_2Wが含まれる。第１電流センサ１１及びは第２電流センサ１２は制御部８に接続され、これらの電流センサ１１，１２で検出された交流電流ｉ₁，ｉ₂は制御部８に入力される。

なお、第１及び第２電流センサ１１，１２、並びに制御部８で構成される制御系は、後述するようにＤＣ−ＡＣ変換部４から出力される交流電圧及び交流電流を電力系統３に連系させるための規格（高調波歪みの抑制規格を含む）を満足するように制御するフィードバック制御系を構成している。以下、この制御系を「フィードバック制御系」ということにする。

トランス部６は、フィルタ部５から出力される交流電圧ｖを系統電圧とほぼ同一のレベルに昇圧又は降圧するものである。解列コンタクタ７は、異常発生時に系統連系インバータシステムを電力系統３から切り離すためのものである。

制御部８は、第１及び第２電流センサ１１，１２によってフィードバック制御系を構成し、ＤＣ−ＡＣ変換部４のＤＣ−ＡＣ変換動作を制御するものである。具体的には、制御部８は、ＤＣ−ＡＣ変換部４に対して、電力系統３のガイドラインを満足する交流電圧及び交流電流（高調波歪みが所定の許容範囲内に抑制された系統周波数の交流電圧及び交流電流）を出力させるようにＰＷＭ信号の生成を制御する。制御部８は、マイクロコンピュータからなり、ディジタル演算処理により周期的にＰＷＭ信号の生成を行う。

なお、直流電源として太陽電池を用いた系統連系インバータ装置では、一般にフィードバック制御において最大電力追従制御が行われるが、本実施形態における制御部８では、最大電力追従制御の構成は省略し、以下では、高調波歪みの抑制制御に関する構成について説明する。

制御部８は、高調波抽出制御部１３と、基本波成分生成部１４と、第１演算部１５と、第２演算部１６と、電流制御部１７と、ＰＷＭ信号生成部１８とによって構成されている。

高調波抽出制御部１３は、第２電流センサ１２によって検出された交流電流ｉ₂に含まれる所定次数の高調波のレベルを抽出し、このレベルとその高調波に対して予め設定された所定の位相とから高調波を生成する。そして、高調波抽出制御部１３は、この高調波を用いてフィルタ部５から出力される交流信号に含まれる当該次数の高調波を抑制するための出力信号補償指令としての電流補償指令値を作成し、それを第１演算部１５に出力するものである。また、高調波抽出制御部１３は、フィードバック制御系が発散傾向にある場合に、第２電流センサ１２によって検出された交流電流ｉ₂に対して位相探索制御を行い、フィードバック制御系の発散を抑制する機能を有する。

ここに、位相探索制御とは、フィードバック制御系が発散傾向にある場合は、高調波抽出制御部１３に高調波毎に設定されている所定の位相が適切でないので、適切な値を探索する制御である。なお、位相探索制御の詳細は後述する。

基本波成分生成部１４は、ＤＣ−ＡＣ変換部４から出力させるべき交流電圧及び交流電流の基本周波数、すなわち、系統周波数の指令値を生成するものである。基本波成分生成部１４から出力された基本波周波数の指令値は、第１演算部１５に入力される。

第１演算部１５は、高調波抽出制御部１３から出力される電流補償指令値を、基本波成分生成部１４から出力される基本波周波数の指令値に加算するものである。第１演算部１５による加算結果は、第２演算部１６に入力される。基本周波数の指令値に電流補償指令値を加算することにより、第２演算部１６に入力される指令値は、基本波成分と抑制すべき高調波成分とを混合した指令値となっている。

第２演算部１６は、第１演算部１５からの加算結果から第１電流センサ１１によって検出された交流電流ｉ₁を減算処理するものである。この減算処理は、第１演算部１５による演算結果（制御目標の交流電流）に対する実際の交流電流の偏差を求めている。第２演算部１６により演算された偏差は、電流制御部１７に入力される。

電流制御部１７は、第２演算部１６から入力される偏差に対してＰ（proportional）制御を施すことにより、その偏差がゼロになるような電圧補正指令値を生成するものである。この電圧補正指令値は、ＰＷＭ信号生成部１８に入力される。

ＰＷＭ信号生成部１８は、ＤＣ−ＡＣ変換部４内の三相ブリッジ回路の複数のスイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号を生成するものである。ＰＷＭ信号生成部１８は、電流制御部１７から入力される電圧補正指令値に基づいて交流電圧信号を生成し、この交流電圧信号と所定の三角波形とを比較してＰＷＭ信号を生成する。

なお、ＤＣ−ＡＣ変換部４内の三相ブリッジ回路は、図２に示すように、スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ２、スイッチング素子ＴＲ３，ＴＲ４及びスイッチング素子ＴＲ５，ＴＲ６をそれぞれ一組とし、各組に対して３対のスイッチング素子がそれぞれ位相の異なる３種類のＰＷＭ信号によりオン、オフ動作が制御される。そのため、ＰＷＭ信号生成部１８では、位相の異なる３種類のＰＷＭ信号が生成され、それらのＰＷＭ信号がＤＣ−ＡＣ変換部４に入力される。また、高調波抽出制御部１３を除く制御部８は、本願発明の「高調波制御手段」として機能する。

図３は、高調波抽出制御部１３の内部構成を示すブロック図である。

高調波抽出制御部１３は、ＡＤ変換部２１と、複数のデータ処理部２２と、加算部２３と、リセット部２４とを有している。

ＡＤ変換部２１は、第２電流センサ１２によって検出された交流電流ｉ ₂としてのアナログ信号をディジタル信号に変換するものである。ＡＤ変換部２１によって変換されたディジタル信号としての交流電流ｉ₂は、複数のデータ処理部２２にそれぞれ入力される。

データ処理部２２は、第２電流センサ１２によって検出された交流電流ｉ₂に含まれるｎ（ｎ：３以上の奇数）次高調波成分を抽出し、そのｎ次高調波成分を抑制するための電流補償指令値をそれぞれ出力するものである。そのため、データ処理部２２は、ｎ次高調波に応じてそれぞれ設けられている。例えば５次、７次、１１次又は１３次高調波を処理するデータ処理部２２が設けられている。なお、各ｎ次高調波を処理する各データ処理部２２の基本構成は、同一であり、以下では、主に、ｎ次高調波のうち３次高調波を処理するデータ処理部２２について述べる。

加算部２３は、各データ処理部２２から入力されるｎ次高調波の電流補償指令値をＵ，Ｖ，Ｗの相毎に加算するものである。加算部２３から出力される三相の電流補償指令値は、リセット部２４に入力される。

リセット部２４は、データ処理部２２から出力される電流補償指令値を、後述するリセット制御部４２からのリセット制御信号に基づいて所定のタイミングでリセットするものである。上記所定のタイミングとは、後述するようにフィードバック制御系における高調波歪みを抑制する制御（以下、「高調波抑制制御」という。）が停止され、位相探索制御が開始されるときである。

データ処理部２２は、三相／二相変換部３１と、ｄｑ変換部３２と、ＬＰＦ部３３と、ゲイン処理部３４と、積分処理部３５と、逆ｄｑ変換部３６と、二相／三相変換部３７とによって基本構成がなされている。本実施形態では、上記基本構成に対して、更に発散判定部４１と、リセット制御部４２と、位相調整部４３と、レベル監視部４４とが設けられている。

三相／二相変換部３１は、第２電流センサ１２によって検出された三相の交流電流ｉ₂を静止座標系（α軸、β軸）における二相信号（ｉα，ｉβ）に変換するものである。二相信号に変換された交流電流ｉ₂は、ｄｑ変換部３２に入力される。

ｄｑ変換部３２は、二相信号に変換された交流電流ｉ₂を、回転座標系（ｄ軸、ｑ軸）の信号（ｉｄ，ｉｑ）に変換するものである。例えば、３次高調波であれば、３ωｔ（ただしωｔは基本波（系統周波数）正相分の回転角）で回転する回転座標系に変換する。この回転座標変換により、交流電流ｉ₂は、ｄ軸の出力値ｉｄ及びｑ軸の出力値ｉｑの直流量で表すことができる。これら各出力値ｉｄ，ｉｑは、ＬＰＦ部３３に入力される。

ＬＰＦ部３３は、３次高調波のレベルのみを抽出するものである。ＬＰＦ部３３は、ディジタルローパスフィルタで構成されている。この場合、３次高調波以外の周波数は、３次高調波との差周波数の交流量で表される。そこで、ＬＰＦ部３３では、この交流量を平均化してゼロにすることにより、３次高調波のレベル以外の高調波のレベルを除去するようにしている。なお、三相／二相変換部３１、ｄｑ変換部３２及びＬＰＦ部３３は、本願発明の「高調波レベル抽出手段」として機能する。

ゲイン処理部３４は、ＬＰＦ部３３からの各出力値ｉｄ，ｉｑと所定の閾値との差をそれぞれ算出するものである。すなわち、ゲイン処理部３４では、所定の閾値として例えばゼロが設定され、ゲイン処理部３４は、ＬＰＦ部３３からの各出力値ｉｄ，ｉｑとゼロとの偏差を算出し、算出した偏差を積分処理部３５に出力する。なお、所定の閾値は、高調波の抑制レベルに相当し、本実施形態では、一例としてゼロに設定している。

積分処理部３５は、ゲイン処理部３４からの偏差を積分（例えばＩ（integral）制御）するものである。積分された偏差は、逆ｄｑ変換部３６に入力される。

逆ｄｑ変換部３６は、回転座標系で表される積分偏差（直流量）と予め設定された所定の位相とを用いて静止座標系（α軸、β軸）における二相信号（ｉα，ｉβ）を生成するものである。この二相信号は、二相／三相変換部３７に入力される。

二相／三相変換部３７は、逆ｄｑ変換部３６から入力される二相信号を、三相の交流電流に逆変換し、ｎ次高調波に対応した電流補償指令値として加算部２３に出力するものである。なお、積分処理部３５、逆ｄｑ変換部３６及び二相／三相変換部３７は、本願発明の「出力信号補償指令生成手段」として機能する。

発散判定部４１は、フィードバック制御系が発散傾向にあるか否かを判定するものである。発散判定部４１は、比較部４１ａと判定部４１ｂとによって構成されている。比較部４１ａは、ＬＰＦ部３３の出力値ｉｑ（直流量）を所定の第１閾値と比較するものである。比較部４１ａにおける比較結果は、判定部４１ｂに入力される。判定部４１ｂは、比較部４１ａにおける比較結果に基づいて、フィードバック制御系が発散傾向にあるか否かを判定する。

具体的には、判定部４１ｂは、ＬＰＦ部３３の出力値ｉｑが第１閾値を越える時間が所定時間以上継続するか否かによって、フィードバック制御系が発散傾向にあるか否かを判定する。すなわち、図４に示すように、比較部４１ａでは、ＬＰＦ部３３の出力値ｉｑに対して所定周期（例えば０．２５ｍｓｅｃ）のサンプリングを行う。次いで、ＬＰＦ部３３の出力値ｉｑが第１閾値以上になったことを検出し、その検出が複数回（例えば３回）連続したとき（図４（ａ））、フィードバック制御系が発散傾向にあると判定する。

すなわち、フィードバック制御系が発散傾向にあるということは、例えばｎ次高調波の位相が逆位相になりかけていることを示すものである。位相が逆位相になりかけていると、例えばｎ次高調波のレベルも上昇する。そのため、本実施形態では、ＬＰＦ部３３の出力値ｉｑのレベルを所定の第１閾値と比較することにより、フィードバック制御系が発散傾向にあるか否かを判別するようにしている。

なお、ＬＰＦ部３３の出力値ｉｑは、フィードバック制御系の発散とは異なる原因で突発的に上昇することもある（図４（ｂ））。この場合にもフィードバック制御系が発散傾向にあると判定されると、誤検出となるので、判定部４１ｂでは、ＬＰＦ部３３の出力値ｉｑが第１閾値以上になったことの検出が複数回連続しない限り、フィードバック制御系が発散傾向にあるとは判定しないようにしている。なお、発散判定部４１は、本願発明の「判別手段」として機能する。

ところで、フィードバック制御系における高調波歪みの抑制制御は、電力系統３に出力される交流電圧及び交流電流の高調波歪みがガイドラインを満たすように制御するものである。第２電流センサ１２によって検出された交流電流ｉ₂に含まれる高調波のレベルが十分にガイドラインを満たすほど抑制されていれば、必ずしもその高調波の抑制制御を継続しなければならないということはない。

したがって、発散判定部４１に、高調波毎にそのレベルがガイドラインを十分に満たすものか否かを判定するための補助閾値を設け（第１閾値＞補助閾値）、ＬＰＦ部３３の出力値ｉｑが補助閾値以下であるか否かを検出するようにしてもよい。そして、出力値ｉｑが補助閾値以下であると検出された場合、フィードバック制御系における高調波抑制制御を停止させる処理を行うようにしてもよい。

このような処理を行うことにより、出力値ｉｑが補助閾値以下である場合は、高調波の歪率がもともと小さいことが想定されるため、高調波抑制制御を停止することによって、制御処理の負荷を軽減することができるといった利点がある。

発散判定部４１は、フィードバック制御系が発散傾向にあると判定した場合、リセット制御部４２及び位相調整部４３に対してフィードバック制御系が発散傾向にあることの判定結果を出力する。

リセット制御部４２は、発散判定部４１からの判定結果に基づいて、積分処理部３５における積分値及び高調波抽出制御部１３の出力である電流補償指令値をリセットさせるものである。具体的には、リセット制御部４２は、発散判定部４１からフィードバック制御系が発散傾向にあることの判定結果を入力した場合、積分処理部３５及びリセット部２４にリセット指令を出力する。これにより、積分処理部３５では、ゲイン処理部３４の偏差の積算値のリセットが行われる。また、リセット部２４では、電流補償指令値のリセット（電流補償指令値の第１演算部１５への入力停止）が行われる。これは、高調波抑制制御を停止して位相探索制御に移行するためである。

この高調波抽出制御部１３では、発散判定部４１によってフィードバック制御系が発散傾向にあることが判定された場合、位相探索制御に移行する。位相探索制御とは、フィードバック制御系での発散傾向を回避させるために、すなわち、高調波抑制制御における高調波の最適な位相を探索する処理である。換言すれば、逆ｄｑ変換部３６における回転座標変換時における回転角を、適切な位相の値に調整するための処理である。

位相調整部４３は、発散判定部４１によってフィードバック制御系が発散傾向にあることが判定された場合、逆ｄｑ変換部３６において用いられる予め設定された、高調波の所定の位相を調整するものである。位相調整部４３は、位相可変部４３ａと位相幅変更部４３ｂとによって構成される。

位相可変部４３ａは、発散判定部４１からフィードバック制御系が発散傾向にあることの判定結果を入力した場合、逆ｄｑ変換部３６で用いられる、高調波の現状の位相（以下、「基準位相」という。）φと異なる位相φ′をｄｑ逆変換時の回転角指令値として逆ｄｑ変換部３６に出力するものである。

具体的には、位相可変部４３ａは、図５に示すように、高調波の基準位相φに対して所定の変位角度ｍ・η（ｍは整数、ηは基準となる変位角度）分、位相をずらし、新たな位相φ′（＝φ＋ｍ・η）として逆ｄｑ変換部３６に出力する。なお、図５に示す波形は、説明の便宜上、正弦波としているが実際の波形はこれに限るものではない。その後、位相可変部４３ａは、表１に示すように、所定時間ごとに変位角度ｍ・ηを変化させて、変位させた新たな位相を順次逆ｄｑ変換部３６に出力する。この場合、位相可変部４３ａは、変位させた新たな位相を逆ｄｑ変換部３６に出力するごとに、レベル監視部４４に対してタイミング信号を出力する。

例えば、位相可変部４３ａは、１回目の出力時に基準位相φに対して変位角度η分、位相をずらした新たな位相φ′を逆ｄｑ変換部３６に出力する。所定時間経過後、２回目の出力時に、位相φに対して変位角度２η分、位相をずらした新たな位相φ′を逆ｄｑ変換部３６に出力する。

表１は、変位角度ｍ・ηが１回転する間に位相可変部４３ａが位相を変化させる場合を示している（ｍ・η＝３６０°）。すなわち、出力回数ｍを１２回とすれば、変位角度ηは３０°となり、位相可変部４３ａは、変位角度ｍ・ηが１回転するうちに３０°ずつ変位させながら１２回にわたって変位させた位相を出力する。本実施形態では、位相可変部４３ａは、位相を変化させる動作を２回転（０°〜７２０°）にわたる角度範囲で行うようにしている。これは、制御の正確性を高めるためである。なお、位相を変化させる動作の角度範囲は、０°〜７２０°に限るものではない。

レベル監視部４４は、位相探索制御において位相可変部４３ａが位相を変位させながら０°〜７２０°の角度範囲で出力している間、ＬＰＦ部３３の出力値ｉｑのレベルを監視し、変位角度ｍ・ηが２回転する間においてレベルが最小値になったときのタイミングを位相可変部４３ａに出力するものである。すなわち、レベル監視部４４は、図示しないメモリを有しており、位相可変部４３ａにおいて位相を変位させて出力する動作にともなって、ＬＰＦ部３３の出力値ｉｑのレベル値と、各レベル値における位相探索制御が開始されてからの時間とを記憶している。そして、変位角度ｍ・ηが２回転する間において、レベルが最小値になったときの位相探索制御が開始されてからの時間を位相可変部４３ａに出力する。

図６は、レベル監視部４４が検出するレベルと位相との関係の一例を示す図である。同図によると、例えば変位可変部４３ａからの３回目の出力である変位角度「３η」のとき、レベル監視部４４で検出されるレベルが最小（図６のＬｍ参照）となっている。レベル監視部４４は、最小値レベル値（Ｌｍ）における位相探索制御が開始されてからの時間Ｔ₃を位相可変部４３ａに出力する。

位相可変部４３ａは、変位させた各位相をどのタイミングで出力しているかを把握しているため、レベル監視部４４からの、レベルが最小値になったときのタイミングを示す信号（例えば時間Ｔ₃）に基づいて、逆ｄｑ変換部３６に出力した複数の位相のうち、上記タイミングで出力していた位相の変位角度ｍ・ηを選択する。例えば、レベル監視部４４からの、レベルが最小値になったときの時刻が、表１において３回目の出力時であったとき、変位角度ｍ・ηとして「３η」が選択される。

位相可変部４３ａは、選択した変位角度ｍ・ηを最適値とし、改めて基準位相φに対して最適値の変位角度ｍ・ηで位相をずらし、変位させた位相を逆ｄｑ変換部３６に対してｄｑ逆変換時の回転角指令値として出力する。この最適値で選択された位相が逆ｄｑ変換部３６に出力されると、フィードバック制御系は再度、位相探索制御から通常の高調波抑制制御に移行する。すなわち、このときのデータ処理部２２における高調波抑制制御では、高調波の歪み成分が最も小さくなるときの位相を用いて電流補償指令値が生成されることになる。なお、位相可変部４３ａは、本願発明の「位相変更手段」として機能する。

このように、位相可変部４３ａにおいて位相を変位角度ずつずらして逆ｄｑ変換部３６に出力し、レベル監視部４４において最もレベルが最小となったときの変位位相を選択することにより、例えば電力系統３のインダクタンスＬ₂によってフィルタ部５の共振周波数ｆ₀が高調波の近接する周波数に変化し、その高調波の位相が１８０°に近接した場合にも、逆ｄｑ変換部３６に設定された位相が適正な位相に置き換えられて高調波抑制制御が行われるので、フィードバック制御系が発散する可能性をより少なくすることができる。

位相幅変更部４３ｂは、位相可変部４３ａの位相探索制御において探索した変位位相によってフィードバック制御系の発散傾向が抑制され、フィードバック制御系における高調波歪みの抑制制御の正常動作を確保したとしても高調波がガイドラインを満足するほど十分に抑制されてない場合があるので、位相幅をさらに細かく可変させて、再度、位相探索制御を行い、高調波がガイドラインを十分に満足する最適な位相を求めるものである。すなわち、位相可変部４３ａにおいて可変させた位相で位相探索制御を行ったとき、フィードバック制御系の発散は抑制されたが、フィードバック制御系は所定の規格値（例えば３％以下）以上の歪率で動作していることもある。そこで、このような場合に、さらに変位させる位相の幅を位相幅変更部４３ｂより細分化して再度、位相探索制御を行うことにより、より最適な高調波の位相を探索するようにしている。

この場合、レベル監視部４４は、最初の位相探索制御において位相可変部４３ａによって選択された変位位相に基づいて高調波抑制制御が再度開始されたとき、検出するレベル値が所定の第２閾値（第１閾値＞第２閾値）を下回らない場合には、位相幅変更部４３ｂにそのことを示す信号を出力する。すなわち、図６に示すように、レベルの最小値Ｌｍが第１閾値を下回っているが、第２閾値を下回っていない場合である。

位相幅変更部４３ｂは、レベル監視部４４からの信号に基づいて、基準位相φに対して上述した変位角度ｍ・ηをさらに細分化した変位角度ｍ・η／ｐ（ｐは整数）分、位相をずらし、新たな位相φ″（＝φ＋ｍ・η／ｐ）として逆ｄｑ変換部３６に出力する。その後、位相幅変更部４３ｂは、所定時間ごとに変位角度ｍ・η／ｐを変化させて、変位させた新たな位相φ″を順次逆ｄｑ変換部３６に出力する。

レベル監視部４４は、再度の位相探索制御において位相幅変更部４３ｂが位相を変位させながら出力している間（変位角度ｍ・η／ｐが２回転する間）、ＬＰＦ部３３の出力値ｉｑのレベルを監視し、レベルが最小値になったときのタイミングを位相幅変更部４３ｂに出力する。

位相幅変更部４３ｂは、レベル監視部４４からの、レベルが最小値になったときのタイミングを示す信号に基づいて、そのときに出力していた位相の変位角度ｍ・η／ｐを選択し、選択された変位角度ｍ・η／ｐを最適値とし、改めて基準位相φに対して最適値の変位角度ｍ・η／ｐで位相をずらし、変位させた新たな位相φ″を逆ｄｑ変換部３６に対して出力する。

このようにすれば、可変される位相幅がより細分化されて位相探索制御が行われるので、より最適な高調波の位相を探索することができる。なお、細分化させるときに用いられるｐの値は、大きいほどより細分化されてより最適な高調波の位相を探索することができるが、それにともなって制御処理の負荷も増大するので、適当な値を選択することが好ましい。

次に、上記系統連系インバータ装置における位相探索制御について、図７に示すフローチャートを参照して説明する。なお、以下の説明では、高調波抽出制御部１３における通常の高調波歪みの抽出動作制御も行われているものとする。

発散判定部４１の比較部４１ａでは、ＬＰＦ部３３の出力である出力値ｉｑ（直流量）のレベルが常時監視されて検出される（Ｓ１）。発散判定部４１では、比較部４１ａの比較結果に基づいて、フィードバック制御系が発散傾向にあるか否かが判別される（Ｓ２）。

具体的には、比較部４１ａにおいて、ＬＰＦ部３３の出力値ｉｑが第１閾値以上になったとき、その結果が判定部４１ｂに出力される。判定部４１ｂでは、図４に示したように、比較部４１ａの出力に対して所定周期（例えば０．２５ｍｓｅｃ）のサンプリングが行われ、各サンプリングにおいてＬＰＦ部３３の出力値ｉｑが第１閾値以上になったときが複数回（例えば３回）連続して検出したか否かが判定される。

判定部４１ｂでは、ＬＰＦ部３３の出力値ｉｑが第１閾値以上になったときが複数回（例えば３回）連続して検出されたとき、フィードバック制御系が発散傾向にあると判定する（Ｓ２：ＹＥＳ）。ＬＰＦ部３３の出力値ｉｑが第１閾値以上になったときが連続して検出されないとき、例えば突発的に単数回であった場合には、フィードバック制御系が発散傾向にないと判定する（Ｓ２：ＮＯ）。

判定部４１ｂにおいて、フィードバック制御系が発散傾向にあると判定した場合（Ｓ２：ＹＥＳ）、その判定結果がリセット制御部４２及び位相調整部４３に出力される。これにより、位相探索制御が開始される。すなわち、フィードバック制御系においては、通常の高調波抑制制御に代えて位相探索制御が行われる。

まず、リセット制御部４２では、積分処理部３５及びリセット部２４にリセット指令が出力される（Ｓ３）。これにより、積分処理部３５ではゲイン処理部３４の積算値のリセットが行われる。また、リセット部２４では電流補償指令値のリセットが行われる。

位相調整部４３の位相可変部４３ａでは、発散判定部４１からフィードバック制御系が発散傾向にあることの判定結果が入力されたとき、図５に示すように、高調波の基準位相φに対して所定の変位角度η分、位相がずらされる（Ｓ４、図５の一点鎖線の波形参照。）。そして、新たな位相φ′（＝φ＋η）がｄｑ逆変換時の回転角指令値として逆ｄｑ変換部３６に出力される（Ｓ５）。フィードバック制御系では、逆ｄｑ変換部３６に出力された新たな位相φ′に基づいて、高調波の歪み成分の抽出制御が行われる。

このとき、レベル監視部４４では、ＬＰＦ部３３の出力値ｉｑのレベルが検出される。すなわち、変位された新たな位相φ′の高調波のレベルが検出されて（Ｓ６）、レベル監視部４４のメモリに記憶される（Ｓ７）。

次いで、位相可変部４３ａでは、所定時間経過したか否かが判別され（Ｓ８）、所定時間経過した場合（Ｓ７：ＹＥＳ）、０°〜７２０°（２周分）の角度範囲について位相の変位制御が行われたか否かが判別される（Ｓ９）。

０°〜７２０°の角度範囲について位相の変位制御が行われていない場合（Ｓ９：ＮＯ）、ステップＳ４に戻り、次の変位角度２ηで位相がずらされる（Ｓ４、図５の二点鎖線の波形参照）。この場合も、新たな位相φ′（＝φ＋２η）がｄｑ逆変換時の回転角指令値として逆ｄｑ変換部３６に出力され（Ｓ５）、高調波の歪み成分の抽出制御が行われる。そして、レベル監視部４４では、ＬＰＦ部３３の出力値ｉｑのレベルが検出され、新たな位相φ′のときの高調波のレベルが検出されて（Ｓ６）、メモリに記憶される（Ｓ７）。

その後、同様の処理が行われ、０°〜７２０°の角度範囲について位相の変位制御が終了した場合（Ｓ９：ＹＥＳ）、レベル監視部４４では、メモリに記憶されたレベル値のうちの最小値のレベルが選択される（Ｓ１０）。

次に、選択された最小値のレベルが所定の第２閾値を下回っているか否かが判別される（Ｓ１１）。この第２閾値は、位相幅変更部４３ｂにおいて変位角度を細分化して再度の位相探索制御を行うか否かの判別に用いられるものである。すなわち、フィードバック制御系は発散傾向にないけれども所定の規格値（例えば３％以下）以上の歪率で動作していることもあり、上記第２閾値はその判別に用いられる。

選択された最小値のレベルが所定の第２閾値を下回っている場合（Ｓ１１：ＹＥＳ）、すなわち、位相幅変更部４３ｂで変位角度を細分化して再度の位相探索制御を行わなくても、フィードバック制御系が所定の規格値以下の歪率で動作している場合、レベル監視部４４では、レベルが最小値になったときのタイミングのデータが位相可変部４３ａに出力される。

位相可変部４３ａでは、順次位相を可変して出力したタイミングを認識しているので、レベル監視部４４からの、レベルが最小値になったときのタイミングのデータに基づいて、レベルが最小値になったときに出力した位相の変位角度ｍ・ηが選択される（Ｓ１２）。そして、位相可変部４３ａでは、選択された変位角度ｍ・ηを最適値とし、改めて基準位相φに対して最適値の変位角度ｍ・ηで位相がずらされ、変位された新たな位相φ′が逆ｄｑ変換部３６に対して出力される（Ｓ１３）。

このように、レベル監視部４４によって検出されるレベルができる限り低くなるように、高調波の位相が探索されて選択されるので、フィードバック制御系の発散が生じることを抑制することができる。

一方、選択された最小値のレベルが所定の第２閾値を下回っていない場合（Ｓ１１：ＮＯ）、レベル監視部４４では、位相幅変更部４３ｂに対してそのことを示す制御信号が出力される。この制御信号により、位相幅変更部４３ｂでは、位相幅がより細分化されて再度位相探索制御が行われる。

すなわち、位相幅変更部４３ｂでは、レベル監視部４４からの制御信号に基づいて、上述した変位角度ｍ・ηをより細分化した変位角度ｍ・η／ｐ（ｐは整数）分、位相をずらす処理が行われる（Ｓ１４）。そして、新たな位相φ″（＝φ＋ｍ・η／ｐ）が逆ｄｑ変換部３６に出力される（Ｓ１５）。その後、所定時間ごとに変位角度ｍ・η／ｐが変化されて出力され、レベル監視部４４では、変化された変位角度ｍ・η／ｐごとにレベルが検出されて（Ｓ１６）、メモリに記憶される（Ｓ１７）。

これらの位相動作を繰り返し実行し、所定時間経過後（Ｓ１８：ＹＥＳ）、０°〜７２０°の角度範囲について位相の変位制御が終了した場合（Ｓ１９：ＹＥＳ）、レベル監視部４４では、メモリに記憶されたレベル値のうちの最小値のレベルが選択される（Ｓ２０）。

その後、レベル監視部４４では、レベルが最小値になったときのタイミングのデータが位相幅変更部４３ｂに出力され、位相幅変更部４３ｂでは、レベル監視部４４からの、レベルが最小値になったときのタイミングのデータに基づいて、レベルが最小値になったときに出力した位相の変位角度ｍ・η／ｐが選択される（Ｓ１２）。そして、選択された変位角度ｍ・η／ｐで、改めて基準位相φに対して位相がずらされ、変位された新たな位相φ″が逆ｄｑ変換部３６に対して出力される（Ｓ１３）。

このように、最初の位相探索制御ではフィードバック制御系が歪率以下にならない場合に、変位角度をさらに細分化して最適な位相を探索し選択することができるので、フィードバック制御系の発散をより効果的に抑制することができる。

もちろん、この発明の範囲は上述した実施の形態に限定されるものではない。例えば、上記実施形態では、最初の位相探索制御では充分な歪率以下になるか否かの判別に高調波のレベルを検出するようにしたが、これに代えて直接的に歪率を計測もしくは算出するようにしてもよい。

本願発明に係る系統連系インバータ装置が適用される系統連系インバータシステムの全体構成を示す図である。 三相交流を出力するＤＣ−ＡＣ変換部及びフィルタ部の回路構成を示す図である。 高調波抽出制御部の内部構成を示すブロック図である。 フィードバック系が発散傾向にあるか否かを検出するための動作を説明するための図であり、（ａ）はフィードバック系が発散傾向にあると検出した場合、（ｂ）はフィードバック系が発散傾向にないと検出した場合を示す。 位相を変位する制御を説明するための図である。 レベル監視部が検出するレベルと位相との関係の一例を示す図である。 系統連系インバータ装置における位相探索制御を示すフローチャートである。 従来の、系統連系インバータ装置が適用される系統連系インバータシステムの全体構成を示す図である。

１ 太陽電池
２ 系統連系インバータ装置
３ 電力系統
４ ＤＣ−ＡＣ変換部
５ フィルタ部
６ トランス部
７ 解列コンタクタ
８ 制御部
１１ 第１電流センサ
１２ 第２電流センサ
１３ 高調波抽出制御部
１４ 基本波成分生成部
１５ 第１演算部
１６ 第２演算部
１７ 電流制御部
１８ ＰＷＭ信号生成部
２１ ＡＤ変換部
２２ データ処理部
２３ 加算部
２４ リセット部
３１ 三相／二相変換部
３２ ｄｑ変換部
３３ ＬＰＦ部
３４ ゲイン処理部
３５ 積分処理部
３６ 逆ｄｑ変換部
３７ 二相／三相変換部
４１ 発散判定部
４２ リセット制御部
４３ 位相調整部
４４ レベル監視部

Claims (7)

1. 直流電源と電力系統との間に設けられ、前記直流電源から供給される直流電力を系統周波数の交流電力に変換して前記電力系統に供給する系統連系インバータ装置であって、
   複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるブリッジ回路で構成され、前記直流電源から供給される直流電力を前記交流電力に変換する直流−交流変換手段と、
   前記直流−交流変換手段の出力段に設けられ、当該直流−交流変換手段から出力される交流信号に含まれるスイッチングノイズを除去するフィルタ手段と、
   前記フィルタ手段から前記電力系統に出力される交流信号を検出する交流信号検出手段と、
   所定の周期で、前記交流信号検出手段により検出された交流信号に含まれる所定次数の高調波のレベルを抽出する高調波レベル抽出手段と、
   前記所定の周期で、前記高調波レベル抽出手段により抽出されたレベルと予め設定された前記高調波の所定の位相とから前記高調波を生成し、この高調波を用いて前記フィルタ手段から出力される交流信号に含まれる前記高調波を抑制するための出力信号補償指令を生成する出力信号補償指令生成手段と、
   前記所定の周期で、前記直流−交流変換手段から前記系統周波数の交流信号を出力させるための出力信号指令を生成し、この出力信号指令と前記出力信号補償指令生成手段により生成される前記出力信号補償指令とを用いて前記複数のスイッチング素子のオン・オフ動作を制御する制御信号を生成し、前記直流−交流変換手段に供給する高調波制御手段と、
   前記高調波レベル抽出手段により抽出されるレベルに基づいて、前記高調波制御手段による制御が発散傾向にあるか否かを判別する判別手段と、
   前記高調波制御手段による制御中に、前記判別手段により前記高調波制御手段による制御が発散傾向にあると判別されると、当該高調波制御手段による制御を停止させ、前記出力信号補償指令生成手段における前記所定の位相を異なる位相に変更する位相変更手段と、
   前記出力信号補償指令生成手段における前記所定の位相を、前記位相変更手段によって変更された位相に置き換えて前記高調波制御手段による制御を開始させる高調波制御再開手段と、
   を備えたことを特徴とする、系統連系インバータ装置。
2. 前記判別手段は、
   前記高調波レベル抽出手段により抽出されるレベルを所定の第１閾値と比較し、抽出レベルが当該所定の第１閾値を超える時間が所定の時間以上継続すると、前記高調波制御手段による制御が発散傾向にあると判別することを特徴とする、請求項１に記載の系統連系インバータ装置。
3. 前記位相変更手段は、
   前記出力信号補償指令生成手段における前記所定の位相を、予め設定された所定の角度範囲内において所定のピッチで変化させた複数の位相にひとつずつ置き換えて前記高調波制御手段による制御を一時的に行い、この高調波制御手段による制御中に、前記複数の位相のうち、前記高調波レベル抽出手段により抽出されるレベルが最も小さいレベルに対応する位相を、前記異なる位相として用いることを特徴とする、請求項１または２に記載の系統連系インバータ装置。
4. 前記高調波制御手段による一時的な制御中に、前記高調波レベル抽出手段により抽出されるレベルが前記第１の閾値より小さい第２の閾値を越える場合は、前記出力信号補償指令の生成における高調波の位相を前記周期毎に、前記所定の角度範囲内において前記所定のピッチとは異なるピッチで変化させて、再度前記高調波制御手段による一時的な制御を行わせることを特徴とする、請求項３に記載の系統連系インバータ装置。
5. 前記交流信号検出手段により検出される交流信号は、三相の交流信号であり、
   前記高調波レベル抽出手段は、
   前記三相の交流信号をｄ軸及びｑ軸の二相信号に変換する回転座標変換手段と、この回転座標変換手段により変換されたｄ軸及びｑ軸の二相信号の直流分のみをそれぞれ抽出する直流抽出手段とで構成され、
   前記出力信号補償指令生成手段は、
   前記直流抽出手段から抽出されるｄ軸及びｑ軸の直流分をそれぞれ積分する積分手段と、前記積分手段で積分されたｄ軸及びｑ軸の直流分と前記所定の位相とを用いて前記三相の交流信号の高調波に変換する回転逆座標変換手段とで構成されていることを特徴とする、請求項１ないし４のいずれかに記載の系統連系インバータ装置。
6. 前記所定次数の高調波には、少なくとも３次、５次、７次、１１次及び１３次の高調波が含まれ、前記高調波毎に前記高調波制御手段によるフィードバック制御系を備えることを特徴とする、請求項１ないし５のいずれかに記載の系統連系インバータ装置。
7. 前記直流電源は太陽電池であることを特徴とする、請求項１ないし６のいずれかに記載の系統連系インバータ装置。