CN102918759A - 多电平dc/ac转换器 - Google Patents

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Abstract

多电平DC/AC转换器，包括：输入（5、7），可连接到直流电压源（3），具有输入电压（Vi）能够施加在其间的第一连接（5）和第二连接（7）；半桥，具有所述转换器的输出（U）被放置在其间的第一受控开关（21）和第二受控开关（25）；在所述第一受控开关（21）与所述第一连接（5）之间的第一连接分支（15），以及在所述第二受控开关（25）与所述第二连接（7）之间的第二连接分支（17）；第三受控开关（59），与所述第一受控开关（21）相关联，可与所述第一受控开关串联连接以产生超过第一极限值（Vi/2）的输出电压；与所述第二受控开关（25）相关联的第四受控开关（61），可与所述第二受控开关串联连接以产生低于第二极限值（-Vi/2）的输出电压。

Description

多电平DC/AC转换器
技术领域
本发明涉及对DC/AC转换器的改进，更确切地说，涉及多电平PWM转换器。
背景技术
在许多工业应用中，要求在预定的电压把直流转换为交流。为了这个目的，使用了DC/AC转换器或逆变器。在可再生能源或替代能源的领域中会找到使用这些电路的典型实例。例如，光伏面板代表直流电能源，它用于以交流向本地负载供电，或者它被注入正常的AC配电网。替代能源领域的其他应用预期了使用不同类型的直流电源，如风力发电机、燃料电池等。
一般来说，由光伏面板或另一种替代能源产生的直流电压相对低而不稳定，因为参数的改变，比如辐射条件，它可能因为太阳的视运动而缓慢且规律地波动，也可能因为飘过的云和/或其他气象参数比如湿度改变而迅速且不可预测地波动。
另一方面，该电源通过转换器连接的电负载或电网要求以固定的、很确定的频率和峰值的交流电压供电，典型情况下频率为50或60Hz，并且峰值电压为220V（在单相线路的情况下）。
所以需要提供DC/AC转换器，它们能够把由直流电压源供应的电能转换为具有交流电压的电能，其中峰值典型情况下大于由该电源供应的直流电压值。
为了这个目的，已经设计包括该电源与半桥或全桥转换器之间插入的升压转换器的电路。
由于复杂性和升压级产生的成本，这些电路有第一种缺点。不仅如此，从转换器输出电压的波形谐波成分高，因此要求非常有力的输出滤波器，因而又增加了成本。
其他公知电路（DE-A-10020537）采用全桥转换器，通过三个连接连接到串联的一对直流电源。与第二个电源并联的斩波模块或DC/DC转换器能够产生第二电平电压，使电桥交替地连接的两个电源的仅仅一个，或者串联连接到两个电源的端子。斩波模块处于导通或阻断，取决于电网电压值。以这种方式，获得了输出电感端电压的谐波成分降低。当斩波模块或DC/DC转换器活动时，电桥的电子开关（被设计为MOSFET、IGBT或其他适宜的组件）承受着高电压差并且它们在高电压下开关，因而损失率高并且需要按高电压额定值确定尺寸。
DE-A-102006010694介绍了另外的转换器，专门设计为与光伏面板结合使用，它使用半桥结构。与半桥的电子开关并联放置的是两个分支，包含根据电网电压控制的DC/DC转换器和电子开关。利用这种布局，该转换器能够产生五个输出电压电平。该布局使得由半桥的两个分支控制的开关以及与半桥的分支并联放置的两个分支的两个开关必须为高电压值设计，以便支持最高电平的电压，因为开关损失高所以成本高而效率低。
发明内容
根据一方面，本发明提供了一种DC/AC转换器，它完全或部分克服了公知转换器的一个或多个缺点。
本质上，本发明提供具有能够在其输入被连接到直流电压源的半桥的DC/AC转换器，其中所述半桥的两个受控开关与相应的辅助开关相关联，在输出电压被包含在零附近值的范围内时，它们能够以这样的方式被驱动为不活动，在所述值范围内，通过以具有变化负载循环的PWM驱动信号以适宜的切换频率驱动所述半桥的所述两个开关而产生所述输出电压，以获得所述输出电压的逐渐增加或逐渐减少。所述两个开关以互补信号驱动，使得所述开关之一闭合时所述另一个开关开路，反之亦然。反之亦然，当输出电压需要以这个极限值范围以外的值产生时，所述半桥的所述两个开关根据所述输出电压符号被驱动，方式为它们之一持续导通并且与所述辅助开关之一串联，所述辅助开关之一反过来也是一样以具有变化负载循环并为适宜的切换频率的PWM信号驱动。所述输出电压的符号确定所述半桥的两个开关中哪一个保持连续导通，以及哪一个辅助开关被置于与其串联并由PWM信号驱动。电压调节器与所述辅助开关相关联，使得所述输出电压能够逐渐呈现高于前述范围的上限值的正值，或者逐渐低于所述范围下限值的负值。
在实践中，使用开关的串联布置产生所述输出电压的所述正的和负的半波部分：取决于所述输出电压的符号，所述半桥开关的一个或另一个用于在连续导通（永远闭合）的条件下，与以斩波PWM信号驱动的对应辅助开关串联。因此限制了所述辅助开关的电压额定值，具有一系列优点，以下将使之更加显而易见。
这个概念能够扩展为对所述半桥的开关的每一个提供不止一个辅助开关，取决于要产生的所述输出电压的值，具有布置不止两个串联开关的可能性，从而获得具有更多的电平，因此所述输出电压的谐波成分减少了的转换器。
根据本发明的转换器能够获得多个电平，从而允许输出正弦电压的谐波成分减少。不仅如此，在降低损失和降低组件成本方面也获得了电路优势。
在某些实施例中，本发明提供的DC/AC转换器包括：能够连接到直流电压源的输入；具有第一受控开关和第二受控开关的半桥；所述半桥与到所述直流电压源的连接之间的连接分支；与所述半桥的所述第一受控开关相关联的第三受控开关，能够与所述第一受控开关串联连接以产生超过第一极限值的输出电压；与所述第二受控开关相关联的第四受控开关，能够与所述第二受控开关串联连接以产生低于第二极限值的输出电压。
在本发明的优选实施例中，所述转换器进一步包括：第一电压调节器，放置为调节跨第一电容器的电压；第二电压调节器，放置为调节跨第二电容器的电压。所述第三受控开关连接在所述第一电容器的第一极板与所述半桥的所述第一受控开关之间，而所述第四受控开关连接在所述第二电容器的第一极板与所述半桥的所述第二受控开关之间。
在一个实施例中，本发明提供了多电平的DC/AC转换器，包括：
-能够连接到直流电压源的输入，具有第一连接和第二连接，能够跨其施加输入电压，在所述第一和所述第二连接之间放置的中性点；
-半桥，具有第一受控开关和第二受控开关，所述转换器的输出被放置其间；
-所述第一受控开关与所述第一连接之间的第一连接分支以及所述第二受控开关与所述第二连接之间的第二连接分支；
-第一电压调节器，放置为调节跨第一电容器的电压；
-第二电压调节器，放置为调节跨第二电容器的电压；
-第三受控开关，连接在所述第一电容器的第一极板与所述第一受控开关之间；
-第四受控开关，连接在所述第二电容器的第一极板与所述第二受控开关之间。
在某些实施例中，在所述直流电压源施加其间的所述第一和所述第二连接之间串联放置一对电容器，其间布置所述电路的中性点。
某些优选实施例提供了：所述第一受控开关和所述第三受控开关经由所述第一连接分支连接到所述第一电容器的第二极板；以及所述第二受控开关和所述第四受控开关经由所述第二连接分支连接到所述第二电容器的第二极板。
在某些实施例中，所述第一、第二、第三和第四受控开关的驱动方式为：
-以某切换频率切换所述第一和所述第二受控开关，维持所述第三和第四受控开关持续开路，产生正极限值与负极限值之间的输出电压；
-以某切换频率切换所述第三受控开关以及维持所述第一受控开关持续导通，产生高于所述正极限值的输出电压；
-以某切换频率切换所述第四受控开关以及维持所述第二受控开关持续导通，产生低于所述负极限值的输出电压。
根据本发明的转换器的进一步优选特征和实施例在附带的权利要求书中阐述，它们是本公开的完整部分。
附图说明
通过以下说明和附图将更好地理解本发明，其中：
图1显示了根据本发明的转换器的第一实施例的图；
图2A至图2G显示了图1的电路的驱动电路的波形；
图3显示了图1的电路中电流和电压图；
图4显示了根据本发明的转换器的第二实施例的图；
图5显示了图4的电路中输出电压的波形图；
图6显示了图4的电路中受控开关的电流和驱动信号的波形图；
图7显示了示出不存在相移时图4的电路的输出电流和电压的图。
具体实施方式
图1显示了根据本发明的转换器的第一电路图，总体上以附图标记1指示。附图标记3指示直流电压源，如一组光伏面板，其供应输入电压Vi。电源3被连接到转换器1的两个输入连接5和7。更确切地说，在图1的图中，电源3的正极被连接到连接5而电源3的负极被连接到连接7。
附图标记9和11指分别连接在转换器1的连接5与中性点N之间以及连接7与中性点N之间的示两个电容器。电源3的电压Vi在两个电容器9和11的末端被划分，跨每个电容器极板呈现Vi/2的电压差。所以，相对于中性点N，转换器1的输入电压为Vi/2。
半桥被连接到连接5和7，它包括在转换器1的连接5与输出U之间连接的第一分支15以及在连接7与输出U之间连接的第二分支17。第一分支包括串联安排的二极管19和受控的电子开关21，如MOSFET或IGBT。开关21包括在图中示意地展示的内部二极管。第二分支17包括二极管23和第二受控的电子开关25，比如MOSFET，具有它自己的内部二极管。半桥的中心以两个箝位连接31和33连接到中性点N。两个连接31和33的每一个都包括受控的电子开关，如MOSFET或IGBT，以及二极管，对分支31由附图标记35和37指示，而对分支33由附图标记39和41指示。
滤波电感43和滤波电容45被连接到半桥的中心或输出U。在展示的实例中，转换器被连接到以标记R示意地指示的配电网，连接在由电感43和由电容器45所形成的LC滤波器与转换器1的中性点N之间。以这种方式，由直流电源3供给的电能以电网频率被转换为交流电能并被注入到电网本身，与电网电压同相。作为替代，转换器1能够连接到由电源3直接供给的电能（全部或部分地，永远或仅仅在确定的期间）供电的负载。为了说明本发明的目的，转换器1是向负载供电还是向配电网供电无关紧要。所以，此后将对这第二种可能性进行参考。
迄今为止所说明的构造本身公知。
电网电压按正弦曲线震荡并且达到典型情况下大于值Vi/2的峰值。因此，转换器1有必要能够将电压放大到足够的值，以具有达到电网电压值的输出电压。
为此目的，转换器1包括两个电压调节器51和53，连接到中性点N，并且每一个都连接到与半桥的分支15和17并联的相应分支55、57。分支55包括受控的开关59，如以其内部二极管表示的MOSFET或IGBT。分支57包括的受控开关61类似于开关59。对应电容器63、65与每个开关59和61并联放置。电容器63连接在分支55与连接5之间，而电容器65连接在分支57与连接7之间。不仅如此，电容器63的第一极板经由分支55被连接到开关59的一端，而电容器63的第二极板经由分支15被连接到开关59与开关21之间的连接点。对电容器65也提供了类似连接，其第一极板经由分支57被连接到开关61的一端，而第二极板经由分支17被连接到开关25与开关61之间的连接点。
在显示的实例中，每个电压调节器51、53都包括串联的两个受控的电子开关52、54，连接到中性点和连接到分支55或分支57。在每个电压调节器51、53的两个开关52、54之间的中心点被连接到相应的电感56，其第二端子对于电压调节器51被连接到连接5，而对于电压调节器53被连接到连接7。
控制电压调节器51和53的方式为产生跨相应电容器63和电容器65的电压V1。以这种方式，分支55与中性点之间的电压是（Vi/2+V1），而分支57与中性点之间的电压是-(Vi/2+V1）。因此，该电路能够在输出U，即在半桥的中心点上，产生电压的五个电平，等于0、Vi/2、（Vi/2+V1）、-Vi/2、-(Vi/2+V1）。
以上介绍的电路的运行如下。
能够根据输出电压的符号控制开关35、39以电网频率（如50Hz）切换。更确切地说，控制开关35、39的方式为在输出电压的正半波开关35闭合而开关39开路，而在输出电压的负半波开关39闭合而开关35开路。
开关21、25、59、61被控制以高频如15kHz切换，利用了负载循环按照控制逻辑可变的PWM信号，以下将参考图2和图3介绍该控制逻辑。后文将对应用到配电网的转换器1进行参考，转换器向其传输由电源3供给的电能，并且其中输出电流和输出电压为同相。不过，下列考虑同样适用于转换器1被连接到负载以及这个负载引入了电压和电流相移的情形。
图2A显示了电网电压的正半波。t0指示过零点，t1是电网电压达到值Vi/2的瞬间，t2是电网电压达到峰值后再次通过值Vi/2的瞬间，而t3是随后的过零瞬间。
图2B和图2C显示了根据输出电压的开关35和39的相应驱动信号S35和S39。信号S35在整个时间间隔[t0-t3]都为高（开关39闭合），而信号S39为低（开关39开路）。在负半波期间情况相反：S35为低（开关35开路）而信号S39为高（开关39闭合）。
在时间间隔[t0-t1]，由于输出电压低于Vi/2，电流通过开关21被传输到输出，而开关59保持开路。为了产生遵循正弦形电网模式的输出电压，开关21以驱动信号S21（图2D）驱动，它的负载循环从0改变到1（图2G）。该电流全部流过二极管19而分支55没有电流穿过。在开关21的开路间隔（Toff）期间，该电流流过分支31和二极管37。
当电网电压达到值Vi/2，即跨电容器9的电压时，需要供给更高的输出电压。为此目的，直到瞬间t1以变化的负载循环信号S21斩波的开关21保持为固定导通，而直到该点一直保持开路的开关59以具有变化负载循环D59的驱动信号S59驱动，正如图2E和图2G所示。开关59的驱动信号S59的负载循环D59从0到1的改变，允许产生在时间间隔[t1-t2]遵循电网电压的模式的电压输出。在开关59的导通间隔（Ton）期间，电流完全在分支55中流动并通过串联的开关59和21，而在开关59的开路间隔（Toff）期间它流过分支15和二极管19。
当电网电压在瞬间t2达到值Vi/2并开始降到其下时，开关59被维持开路并且开关21再次开始被信号S21斩波，其中负载循环D21再次从1改变到0。
图2F显示了利用以上介绍的驱动获得的输出电压Vu的波形。
相对称的情况出现在负电压半波中，其中产生了在0与-Vi/2之间的输出电压值，以具有变化负载循环的PWM信号驱动开关25，而开关61保持开路。为了产生低于-Vi/2的输出电压值，开关25持续地被保持导通，而以具有变化负载循环的PWM信号驱动开关61，因此它与开关25串联。
图3的曲线显示了电流的对应波形。由于在显示的实例中电压与电流同相，所以电流的模式匹配电压的模式。特别是图3显示了：经由分支15和二极管19的电流I19、经由分支31和二极管37的电流I37、经由开关59的电流I59、跨电容器63的电压V1和输出电压Vu的模式。从上述曲线显而易见，在间隔[t0-t1]和[t2-t3]期间，在开关21负载循环的开启（ON）相中，电流经由分支15、二极管19和开关21流通，而在负载循环关断（OFF）相中，经由分支31和二极管37流通。在间隔[t1-t2]，在开关59负载循环的开启（ON）相中，电流在分支55中、开关59中和开关21中流通，而在开关59负载循环关断（OFF）相中，电流经由分支31以及经由分支15和二极管19流通。
根据以上说明，很清楚在输出电压超过了值Vi/2的间隔[t1-t2]期间，两个开关59、21串联工作并且开关59必须承受跨其端子的电压V1，而不是全部电压（V1+Vi/2）。所以，这个开关能够按电压额定值低于开关21确定尺寸，反之亦然，开关21必须承受跨其端子（V1+Vi/2）的电压。
由于在电网电压的负半波期间对开关25和61存在着镜像的情况，所以对这两个另外组件相同的考虑也成立。
根据以上说明，显而易见由于开关59和61必须具有低于开关21和25的电压额定值，所以其成本低于开关21和25。这就使得能够获得优于公知电路的第一个优势，公知电路中半桥的开关并联连接，从而双方都必须按施加在半桥末端处的最高电压值为电压额定值确定尺寸。
不仅如此，由于切换损失越高，跨开关端子的电压就越高，所以很清楚，在时间间隔[t1-t2]期间，开关21不切换而是其持续地保持导通，而开关59被斩波，该切换损失将根据电压V1而不是（V1+Vi/2），因此低得多。由于在半波之内间隔[t1-t2]大于半波的一半，所以这就在降低切换损失方面带来实质上的优势。不但将较高的损失限于间隔[t0-t1]和[t2-t3]，而且这些间隔之和小于[t1-t2]。
相同的考虑以镜像方式适用于开关25和61。
在最终分析中，利用像图1所示的转换器，获得了更多的电压电平，在特定情况下五个电平等于：
-（V1+Vi/2）；-Vi/2；0；Vi/2；（V1+Vi/2）
它允许以相对轻的LC滤波器在输出电压中具有低的谐波成分。不仅如此，与提供相同电平输出电压的其他公知电路解决方案相反，在组件成本和有效地降低切换损失方面获得了实质上的节省。
图4显示了根据本发明的电路的附加实施例，除了已经提及的优点之外，它还能够获得组件数量方面的减少。
更确切地说，图4显示的转换器101经由连接105和107连接到直流电压源103。标记字母M指示大地而字母U指示转换器101的输出。在连接105和107之间放置了一对电容器109A、109B，以及包括连接在连接105与转换器101的输出U之间的分支115和连接在连接107与输出U之间的第二分支117的半桥。第一分支115包括以IGBT5指示的受控电子开关和以标记IGBT2指示的附加受控电子开关。代替IGBT，所述开关能够例如由MOSFET构造。开关IGBT5和IGBT2串联在连接105与输出U之间。两个开关都包括相应的内部二极管，示意地显示在附图中。
第二分支117包括受控电子开关IGBT9和附加的受控电子开关IGBT3，每个都带有其自己的内部二极管，正如图4的图所示。
滤波器电感143和滤波器电容器145连接到半桥的中心或输出U。在显示的实例中，转换器被连接到配电网，示意地以标记R指示。以这种方式，由直流电源103供给的电能以电网频率被转换为交流电能并被注入到所述电网，与电网电压同相。作为替代，转换器101能够连接到由电源103供给的电能供电的负载。
转换器101进一步包括两个电压调节器151和153，分别连接到连接105、107，并且每一个都连接到与半桥的分支115和117并联的相应分支155、157。分支155包括受控的开关IGBT1，以其内部二极管表示。分支157包括类似于开关159的受控开关IGBT4。与每个开关IGBT1和IGBT4并联放置的是相应的电容器163、165。电容器163连接在分支155与连接105之间，而电容器165连接在分支157与连接107之间。电压调节器可以具有与参考图1所介绍构造类似的构造。
电源103以及电压调节器151和153产生四个电压电平，相对于大地M具有以下值：0、V1、Vi/2+V1、Vi，跨每个电容器109A、109B、163、165的末端。
后文参考图5、图6和图7的图介绍了该电路的运行。图5显示了图4中电路的U点与N点之间的输出电压波形。电压具有基本上正弦形的模式，通过适当地切换开关IGBT1、IGBT2、IGBT3、IGBT4、IGBT5、IGBT9产生。图6显示了该电路的各种组件中的驱动信号和电流，而图7显示了电压和电流的波形，它们在展示实例中是同相的。
如同在图1中电路的情况，开关IGBT2和IGBT3按高于Vi/2的较高电压额定值确定尺寸，其中Vi是跨连接105和107的末端的电压，而开关IGBT1和IGBT3按较低电压额定值确定尺寸，实现了与参考图1的实例所介绍的优点类似的优点。
参考图5，可以观察到（U与N之间的）输出电压Vu具有正弦的模式，在最大与最小之间震荡，在所示的实例中分别具有值Vi和-Vi。该图形还显示了在连接105和107处的电压值Vi/2和-Vi/2。在正半波期间，输出电压Vu在时间间隔t0-t1中从0增长至Vi/2；在时间间隔t1-t2中从Vi/2增长至最大值（例如以标记Vi指示），然后下降至Vi/2。在时间间隔t2-t3，它从Vi/2下降至0。在负半波中，有着符号相反的对称行为：在间隔t3-t4，电压从0下降至-Vi/2。在间隔t4-t5，它下降至最小值Vi，然后上升至值-Vi/2。在间隔t5-t6，它上升直到它再次达到值0。
在展示的假设中，输出电流与电压同相，在间隔t0-t1和t2-t3中，电流在开关IGBT5、IGBT2、IGBT3和IGBT9中流动。在间隔t1-t2中电流在开关IGBT1、IGBT5和IGBT2中流动。在间隔t3-t4和t5-t6中，电流在开关IGBT5、IGBT2、IGBT3和IGBT9中流动。最后，在间隔t4-t5中电流在开关IGBT9、IGBT3和IGBT4中流动。
参考图6的波形，现在将更详细地介绍输出正弦电压周期期间电流和电压的波形。在所介绍的实例中，还假设了输出电压与电流同相，尽管这不是必需的并且它不发生在例如该电路被连接到电抗性负载，而不是连接到配电网或连接到电阻性负载时。
在图6图的x轴上显示了时间瞬间t1、t2、t3、t4、t5和t6，对应于图5的图中表示的输出正弦电压的周期被细分的瞬间t1、…t6。
图6的图中显示了：
-输出电流（与输出电压同相，图7）；
-在每个开关IGBT1、IGBT2、IGBT3、IGBT4、IGBT5、IGBT9中的电流；
-开关IGBT1、IGBT2、IGBT3、IGBT4、IGBT5、IGBT9的驱动信号。
这些开关的电流和驱动信号如下：
在时间间隔t0-t1中，在输出电压从值0上升到值Vi/2并且电流（在关于输出负载做出的假设条件下）遵循该电压模式的同时，开关IGBT1为开路（驱动信号为0），开关IGBT2以某频率如（15kHz）被驱动并切换；开关IGBT3与IGBT2互补地被驱动并切换，即开关IGBT2闭合时，开关IGBT3开路，反之亦然。开关IGBT2的负载循环逐渐地从0增加到1，同时对应地开关IGBT3的负载循环逐渐地从1减少到0。开关IGBT4开路。开关IGBT5和开关IGBT9持续闭合（驱动信号固定地设置为值1）。在开关IGBT2的闭合时间间隔（Ton）中，电流流过开关IGBT5和开关IGBT2（更确切地说在其内部二极管中），而在开关IGBT2的开路间隔（Toff）期间，电流流过开关IGBT0和开关IGBT3（更确切地说在其内部二极管中）。跨开关IGBT2的端子存在着电压差Vi。
在间隔t2-t3中，在电压上升到高于值Vi/2的同时，开关IGBT1以增长负载循环的例如15kHz的频率切换。开关IGBT2持续闭合，开关IGBT3持续开路并且开关IGBT5以与IGBT1互补方式切换。开关IGBT9和开关IGBT4能够假设任何条件，因为开关IGBT3开路。在展示的实例中，开关IGBT9闭合而开关IGBT4开路。作为这些开关状态的结果，电流在负载循环的接通间隔（Ton）中流过开关IGBT1，而在这个开关的断开间隔（Toff）中电流流过开关IGBT5。作为开关IGBT1的负载循环从瞬间t1逐渐增加(t2-t1)/2时段的效果，存在着输出电流的逐渐增加。因此，从间隔t1-t2的中间瞬间直到瞬间t2，存在着开关IGBT1的负载循环的逐渐减少，即在其接通时间（Ton）以及开关IGBT5的负载循环的互补增加时。
在随后的间隔t2-t3存在着与间隔t0-t1类似的条件，但是伴随着开关IGBT2导通时间（即负载循环）的逐渐减少以及随之发生的开关IGBT3负载循环的互补逐渐增加。
在输出电流和电压的负半波的间隔t3-t6中（假设，如以上陈述，电流与电压同相），对以上介绍的情况存在着互补的情况。
更确切地说，在间隔t3-t4中，开关IGBT1开路（驱动信号为零）。开关IGBT2与开关IGBT3互补地被驱动并以如15kHz的频率切换：即开关IGBT2闭合时，开关IGBT3开路，反之亦然。开关IGBT2的负载循环逐渐地减少，同时对应地开关IGBT3的负载循环增加。开关IGBT1开路，开关IGBT5和开关IGBT9持续闭合。
在开关IGBT3的闭合相（负载循环的Ton）期间，电流流过开关IGBT9和开关IGBT3，而在开关IGBT3的开路间隔（负载循环的Toff）和开关IGBT2的闭合间隔（负载循环的Ton）期间，它流过开关IGBT5和开关IGBT2。
在瞬间t4电压达到值-Vi/2时，这些开关的状态改变。对于间隔t4-t5，开关IGBT2保持开路。开关IGBT1和开关IGBT5被互补地驱动并且在展示的实例中开关IGBT1持续保持开路，而开关IGBT5持续保持闭合。开关IGBT3持续地保持导通（驱动信号为1），开关IGBT4以具有变化负载循环的高频（如15kHz）切换，并且开关IGBT9与开关IGBT4互补地切换。开关IGBT4的负载循环逐渐增加，直到达到最低电压，然后减少，而开关IGBT9的负载循环遵循互补模式。
电流持续地流过开关IGBT3并且在相应的导通间隔交替地流过开关IGBT9和开关IGBT4，互补地驱动。
在间隔t5-t6中，这些开关的状态返回间隔t3-t4的状态，但是伴随着开关IGBT3导通时间（即负载循环）的逐渐增加和开关IGBT4导通时间（即负载循环）的对应的逐渐减少。
正如图1中电路的情况，相对于业内公知的多电平DC/AC转换器的其他拓扑中所发生的情况，开关IGBT1、IGBT2和开关IGBT3、IGBT4的串联布置，通过开关IGBT1和IGBT5上较低电压额定值的效应，在减少切换损失方面能够具有特别有利的条件。
考虑到这些开关的切换时间（在正半波中对于IGBT1的t1-t2以及在负半波中对于IGBT4的t4-t5）大于开关IGBT2和IGBT3的切换时间，该优点特别重要。
必须理解，设计图1和图4中电路的概念也能够延伸到具有更多电压电平的配置，因为该电路的结构是模块化的。
应当理解，附图仅仅显示了利用本发明实用演示所提供的实例，它在形式和布置上能够改变，而不脱离本发明蕴涵概念的范围。在附带的权利要求书中提供的任何附图标记都是为了便于阅读权利要求书时参考本说明和附图，并且不限制由权利要求书表示的保护范围。

Claims (15)

1.一种多电平DC/AC转换器，包括：
-输入（5、7；105、107），可连接到直流电压源（3；103），具有输入电压（Vi）能够施加在其间的第一连接（5；105）和第二连接（7；107），所述第一和所述第二连接（7、9；107、109）之间放置中性点（N）；
-半桥，具有所述转换器的输出（U）被放置在其间的第一受控开关（21；IGBT2）和第二受控开关（25；IGBT3）；
-在所述第一受控开关（21；IGBT2）与所述第一连接（5；105）之间的第一连接分支（15；115），以及在所述第二受控开关（25；IGBT3）与所述第二连接（7；107）之间的第二连接分支（17；117）；
-与所述第一受控开关（21；IGBT2）相关联的第三受控开关（59；IGBT1），可与所述第一受控开关串联连接以产生超过第一极限值（Vi/2）的输出电压；
-与所述第二受控开关（25；IGBT3）相关联的第四受控开关（61；IGBT4），可与所述第二受控开关串联连接以产生低于第二极限值（-Vi/2）的输出电压。
2.根据权利要求1的转换器，进一步包括：
-第一电压调节器（51；151），被放置为调节跨第一电容器（63；163）的电压；
-第二电压调节器（53；153），被放置为调节跨第二电容器（65；165）的电压；以及
其中，所述第三受控开关（59；IGBT1）被连接（55；155）在所述第一电容器（63；163）的第一极板与所述第一受控开关（21；IGBT2）之间；所述第四受控开关（61；IGBT4）被连接（57；157）在所述第二电容器（65；165）的第一极板与所述第二受控开关（25；IGBT3）之间。
3.根据权利要求1或2的转换器，其中，在所述第一和所述第二连接（5、7；105、107）之间放置其间放置所述电路的所述中性点（N）的一对串联的电容器（9、11；109、111）。
4.根据权利要求2或3的转换器，其中，所述第一受控开关（21；IGBT2）和所述第三受控开关（59；IGBT1）经由所述第一连接分支（15；115）连接到所述第一电容器（63；163）的第二极板；以及其中，所述第二受控开关（25；IGBT3）和所述第四受控开关（61；IGBT4）经由所述第二连接分支（17；117）连接到所述第二电容器（65；165）的第二极板。
5.根据前述权利要求中一个或多个的转换器，其中，所述第一、第二、第三和第四受控开关（21、25、59、61；IGBT2、IGBT3、IGBT1、IGBT4）的驱动方式为：
-以切换频率切换所述第一和所述第二受控开关（21、25；IGBT2、IGBT3）、维持所述第三和第四受控开关（59、61；IGBT1、IGBT4）持续开路，而产生正极限值（Vi/2）与负极限值（-Vi/2）之间的输出电压；
-以切换频率切换所述第三受控开关（59；IGBT1）并维持所述第一受控开关（21；IGBT2）持续导通，而产生高于所述正极限值的输出电压；
-以切换频率切换所述第四受控开关（61；IGBT4）并维持所述第二受控开关（25；IGBT3）持续导通，而产生低于所述负极限值（-Vi/2）的输出电压。
6.根据前述权利要求中一个或多个的转换器，其中，所述第一连接分支（15）包括第一二极管（19）以及所述第二连接分支（17）包括第二二极管（23），所述第一和所述第二二极管朝向相反方向。
7.根据权利要求6的转换器，其中，在所述输出与所述中性点之间放置第一箝位连接（31）和第二箝位连接（33），每个都包括与相应的第一二极管（37）和第二二极管（41）串联的相应的第一箝位开关（35）和第二箝位开关（39），所述两个箝位连接的开关和二极管被布置为反向并联。
8.根据权利要求7的转换器，其中，根据所述输出电压的符号驱动所述第一和第二箝位开关（35、37），在所述输出电压的负半波所述第一箝位开关（35）为导通而所述第二箝位开关（39）为开路，在所述输出电压的正半波所述第一箝位开关（35）为开路而所述第二箝位开关（39）为导通。
9.根据前述权利要求中一个或多个的转换器，其中，所述第一、第二、第三和第四受控开关（21、25、59、61）的驱动方式为：
-通过以具有变化负载循环的切换频率互补地切换所述第一和第二受控开关（21、25），同时所述第三和第四受控开关（59、61）保持开路，而产生正极限值（Vi/2）与负极限值（-Vi/2）之间的输出电压值；
-以具有变化负载循环的切换频率切换所述第三受控开关（59），同时所述第一受控开关（21）保持闭合而所述第二受控开关（25）保持开路，而产生超过所述正极限值（Vi/2）的输出电压值；
-以具有变化负载循环的所述切换频率切换所述第四受控开关（61）、维持所述第二受控开关（25）闭合而所述第一受控开关（21）开路，而产生低于所述负极限值（-Vi/2）的输出电压值。
10.根据权利要求1至5中一个或多个的转换器，其中，所述第一连接分支（115）包括第五开关（IGBT5）以及所述第二连接分支（117）包括第六受控开关（IGBT9）。
11.根据权利要求10的转换器，其中，在所述输出电压的正半波的和所述输出电压的负半波的相应部分期间，以具有变化负载循环的PWM驱动信号驱动所述第五和所述第六受控开关（IGBT5；IGBT9）。
12.根据权利要求10或11的转换器，其中，所述第一、第二、第三、第四、第五和第六受控开关（IGBT2、IGBT3；IGBT1；IGBT4、IGBT5、IGBT9）的驱动方式为：
-以具有变化负载循环的切换频率互补地切换所述第一和所述第二受控开关（IGBT2；IGBT3）、所述第三和所述第四受控开关（IGBT1；IGBT4）保持开路以及所述第五和所述第六受控开关（IGBT5、IGBT9）保持闭合，而产生正极限值（Vi/2）与负极限值（-Vi/2）之间的输出电压值；
-以具有变化负载循环的切换频率互补地切换所述第三受控开关（IGBT1）和所述第五受控开关（IGBT5）、所述第一受控开关（IGBT2）保持闭合，而产生超过所述正极限值（Vi/2）的输出电压值；
-以具有变化负载循环的切换频率互补地切换所述第四受控开关（IGBT4）和所述第六受控开关（IGBT9）、所述第二受控开关（IGBT3）保持闭合，而产生低于所述负极限值（-Vi/2）的输出电压值。
13.根据权利要求12的转换器，其中，当所述输出电压超过所述正极限值（Vi/2）时所述第二受控开关（IGBT3）保持开路，以及当所述输出电压低于所述负极限值（-Vi/2）时所述第一受控开关（IGBT2）保持开路。
14.根据权利要求5、9、12或13中一个或多个的转换器，其中，所述输出电压的所述正极限值（Vi/2）等于所述输入电压（Vi）的一半，以及所述输出电压的所述负极限值（-Vi/2）等于其符号反转的所述输入电压的一半（-Vi/2）。
15.一种用于把直流电压转换为峰值超过所述直流电压的最大值（Vi）的交流电压的方法，利用的DC/AC开关包括：
-半桥（21、25；IGBT2、IGBT3），其连接到直流电压输入（5、7；105、107）并且包括输出连接（U）被放置在其间的第一受控开关（21；IGBT2）和第二受控开关（25；IGBT3）；
-第三受控开关（59；IGBT1）和第四受控开关（61；IGBT4）；
其中，
-通过以具有变化负载循环的PWM切换信号驱动所述第一和所述第二受控开关（21、25；IGBT2、IGBT3）、维持所述第三受控开关（59；IGBT1）和所述第四受控开关（61；IGBT4）开路，而产生正极限值（Vi/2）与负极限值（-Vi/2）之间的输出电压值；
-由串联的所述第一受控开关（21；IGBT2）与所述第三受控开关（59；IGBT1）产生超过所述正极限值（Vi/2）的输出电压值，所述第一受控开关（21；IGBT2）总是维持导通，而所述第三受控开关（59；IGBT1）以具有变化负载循环的PWM切换信号驱动；
-由串联的所述第二受控开关（25；IGBT3）和所述第四受控开关（61；IGBT4）产生低于所述负极限值（-Vi/2）的输出电压值，所述第二受控开关总是维持导通，而所述第四受控开关以具有变化负载循环的PWM切换信号驱动。
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