JP5521112B2 - マルチレベルｄｃ・ａｃコンバータ - Google Patents

Description

本発明は、ＤＣ・ＡＣコンバータの改良に関し、より詳細には、マルチレベルＰＷＭコンバータの改良に関する。

多くの産業的用途では、所定の電圧で直流電流を交流電流に変換することが要求される。この目的のために、ＤＣ・ＡＣコンバータ又はインバーターが用いられる。これらの回路の用途の代表例は、再生可能エネルギ又は代替エネルギの分野で見つけられる。光起電力パネルは、例えば、直流電気エネルギ源を表わし、それは、交流電流における局部荷重への電力供給のために用いられるか、又は、通常の交流電気エネルギ分配グリッドに入れられる。代替エネルギの分野における他の用途は、異なるタイプの直流電源、例えば風力発電機や燃料電池等の使用が考えられる。

一般に、光起電力パネル又は他の代替エネルギ源によって生成される直流電圧は、照射条件のようなパラメーターの変化のために、比較的低く一定ではない。それは、太陽の仮現運動のためにゆっくり規則的に振動する可能性があり、また、雲の通過のため及び／又は湿度のような他の気候パラメーターの変化のために急速に予測不能に振動する可能性がある。

他方、コンバータを介して電源に接続される電気負荷又は配電網は、固定周波数、即ち、はっきり決められた周波数及びピーク電圧、典型的には、（単相ラインの場合）５０又は６０Ｈｚの周波数及び２２０Ｖのピーク電圧を持った交流電圧電源を必要とする。

従って、直流電圧源によって供給された電気エネルギを、その電源によって供給された直流電圧の値よりも典型的に大きいピーク値を有する交流電圧を持った電気エネルギに変換することができるＤＣ・ＡＣコンバータを提供することが必要とされる。

この目的のために、電源とハーフブリッジコンバータ又はフルブリッジコンバータとの間に挿入されるステップアップコンバータを含む回路は設計された。

これらの回路の第一の欠点は、セットアップ段階に由来する複雑さとコストとである。また、コンバータからの電圧出力の波形は高調波を含有し、従って、非常にヘビーな出力フィルタを必要とし、結果として、追加費用が生じる。

他の公知の回路（ＤＥ−Ａ−１００２０５３７）は、直列に接続している一組の直流電源に、三つのコネクタを介して接続されたフルブリッジコンバータを使用している。第二電源と平行したチョッピングモジュール又はＤＣ・ＤＣコンバータは、二つの電源のうちの一方だけに、又は直列接続された二つの電源の端子に、選択的にブリッジを接続する第二レベルの電圧を生成することができる。そのチョッピングモジュールは、グリッド電圧の値に依存して導通するか、又は導通しない。この方法では、出力インダクタンスの両端において、低減された調和性（ｈａｒｍｏｎｉｃ ｃｏｎｔｅｎｔ）が得られる。（ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴあるいは他の適切なコンポーネントとして設計された）ブリッジの電子スイッチは、チョッピングモジュール又はＤＣ・ＤＣコンバータがアクティブの時に、高電圧差の影響下にあり、これらは高電圧で切り替わり、その結果、高いロスが生じ、高定格電圧用に寸法決めする必要がある。

ＤＥ−Ａ−１０２００６０１０６９４には、ハーフブリッジ構造を使用する、光起電力パネルと組み合わせて使用するために考え出された付加的なコンバータが開示されている。ハーフブリッジの電子スイッチと平行して、グリッド電圧の関数として制御される電子スイッチ及びＤＣ・ＤＣコンバータを含む二つのブランチが配置される。この配置によって、コンバータは５つの出力電圧レベルを生成し得る。この配置は、最も高いレベルの電圧が支持を支持するように、ハーフブリッジの二つのブランチによって制御されるスイッチと、ハーフブリッジのブランチと平行に配置される二つのブランチの二つのスイッチとが、高電圧値用として設計されなければならないような配置であり、その結果、高いスイッチング損失のためにコストが高く、効率が低くなる。

一つの特徴によれば、本発明は、既知のコンバータの一つ又はそれ以上の欠点を完全に又は部分的に解決するＤＣ・ＡＣコンバータを提供する。

本質的には、本発明は、その入力部で直流電圧源に接続可能なハーフブリッジを備えたＤＣ・ＡＣコンバータを提供し、前記ハーフブリッジの二つの制御スイッチに各補助スイッチが関連付けされ、前記補助スイッチは、出力電圧がゼロの前後の値の範囲に含まれる時、ハーフブリッジの二つのスイッチを、可変負荷サイクルを有するＰＷＭ駆動信号によって、適当なスイッチング周波数で駆動することによって、前記範囲内で出力電圧が生成され、出力電圧の緩やかな増加と緩やかな減少が得られるような方法で駆動され得る。前記二つのスイッチは、補完的信号によって駆動され、一方のスイッチが閉じられている時に、他方のスイッチが開けられ、一方のスイッチが開けられている時に、他方のスイッチが閉じられる。逆もまた同様に、出力電圧を、この制限値の範囲の外側の値で生じさせなければならない時に、ハーフブリッジの二つのスイッチが、出力電圧のサインの関数として、以下のような方法で駆動される。即ち、それらの一つが常に導通状態にあり、補助的スイッチの一つと直列であり、前記補助的スイッチが、可変負荷サイクルを有するＰＷＭ信号によって、適当なスイッチング周波数で駆動される。出力電圧のサインは、ハーフブリッジの二つのスイッチが連続的に導通状態に維持され、補助スイッチが、それと直列に配置され、ＰＷＭ信号によって駆動されることを決める。電圧調整器は、補助スイッチに関連付けされ、その結果、出力電圧が徐々に、前記範囲の上限値より高いプラス値又は前記範囲の下限値より低いマイナス値を取り得る。

実際、出力電圧のプラス及びマイナス半波の部分は、一連のスイッチを使用して生成され、出力電圧のサインに依存し、ハーフブリッジの一つ又は他のスイッチが、チョッピングＰＷＭ信号によって駆動される対応する補助スイッチによって、順次、連続導通状態（常に閉じた状態）で使用される。従って、補助スイッチの電圧レートは、以下に明らかにされる一連の利点によって、制限される。

この概念は、生成されるべき出力電圧の値に依存する二つ以上のスイッチを直列に配置することが可能なハーフブリッジの各スイッチに対して、一つ以上の補助スイッチ設けることで拡張され得、それにより、多くの数の電圧レベルを有するコンバータが得られ、従って、出力電圧の調和性が低減したコンバータが得られる。

本発明によるコンバータは、複数の電圧レベルを得ることを可能にし、それにより、出力正弦波電圧の調和性を低減させることを可能にする。さらにまた、ロスを低減し、部品コストを下げることに関して回路の利点が得られる。

幾つかの実施例では、本発明は、直流電圧電源に接続可能な入力部と、第一制御スイッチ及び第二制御スイッチを備えたハーフブリッジと、ハーフブリッジと直流電圧源への接続部との間にある接続ブランチと、ハーフブリッジの第一制御スイッチに関連付けられ、第一制限値を超える出力電圧を生成するために前記第一制御スイッチと直列に接続可能である第三制御スイッチと、前記第二制御スイッチに関連付けられ、第二制限値より低い出力電圧を生成するために第二制御スイッチに直列に接続可能な第四制御スイッチとを備えたＤＣ・ＡＣコンバータを提供する。

本発明の有利な実施例では、コンバータは、さらに、第一コンデンサの端子間の電圧を調整するために配置された第一電圧調整器と、第二コンデンサの端子間の電圧を調整するために配置された第二電圧調整器とを備える。第三制御スイッチは、第一コンデンサの第一プレートと、ハーフブリッジの第一制御スイッチとの間に接続され、第四制御スイッチは、第二コンデンサの第一プレートとハーフブリッジの第二制御スイッチとの間に接続される。

一つの実施例では、本発明は、
・その端子間に入力電圧が印加され得る第一接続部及び第二接続部と、第一及び第二接続部の間に配置されたニュートラル端子とを有し、直流電圧源に接続可能な入力部と、
・間にコンバータの出力部が配置された第一制御スイッチ及び第二制御スイッチを備えたハーフブリッジと、
・第一制御スイッチと前記第一接続部との間にある第一接続ブランチ及び第二制御スイッチと前記第二接続部との間にある第二接続ブランチと、
・第一コンデンサの端子間の電圧を調整するために配置された第一電圧調整器と、
・第二コンデンサの端子間の電圧を調整するために配置された第二電圧調整器と、
・第一コンデンサの第一プレートと第一制御スイッチとの間に接続された第三制御スイッチと、
・第二コンデンサの第一プレートと第二制御スイッチとの間に接続された第四制御スイッチと
を備えたマルチレベルＤＣ・ＡＣコンバータを提供する。

幾つかの実施例では、直流電圧源が適用される第一及び第二接続部の間に、一対のコンデンサが直列に配置され、それらの間には、回路のニュートラル端子が配置される。

幾つかの有利な実施例では、
第一制御スイッチ及び第三制御スイッチが第一接続ブランチを介して第一コンデンサの第二プレートに接続され、
第二制御スイッチ及び第四制御スイッチが第二接続ブランチを介して第二コンデンサの第二プレートに接続される。

幾つかの実施例では、第一、第二、第三及び第四制御スイッチが以下の方法で駆動される。
・プラス制限値とマイナス制限値との間の出力電圧が生成され、前記第一及び第二制御スイッチを、あるスイッチング周波数で切り替え、第三及び第四制御スイッチを常に開いた状態に維持し、
・前記プラス制限値より高い出力電圧を生成して、あるスイッチング周波数で第三制御スイッチを切り替え、前記第一制御スイッチを常に導通状態に維持し、
・前記マイナス制限値より低い出力電圧を生成して、あるスイッチング周波数で第四制御スイッチを切り替え、前記第二制御スイッチを常に導通状態に維持する。

本発明によるコンバータのさらに有利な特徴及び実施例は、この出願の一部をなす特許請求の範囲に説明されている。

本発明によるコンバータの第一実施例のダイアグラムを示している。 図１の回路の駆動回路の波形を示している。 図１の回路における電流及び電圧のダイアグラムを示している。 本発明によるコンバータの第二実施例のダイアグラムを示している。 図４の回路における出力電圧の波形のダイアグラムを示している。 図４の回路の制御スイッチの駆動信号及び電流の波形のダイアグラムを示している。 位相変化がない場合の図４の回路の出力電流及び出力電圧を示すダイアグラムである。

図１は、本発明によるコンバータの第一回路図を示しており、全体が符号１で示されている。符号３は直流電圧源、例えば、一群の光起電力パネルを示しており、それは入力電圧Ｖｉを供給する。電源３は、コンバータ１の二つの入力接続部５及び７に接続される。より詳細には、図１のダイアグラムでは、電源３の陽極は接続部５に接続され、電源３の陰極は接続部７に接続されている。

符号９及び１１は、コンバータ１の接続部５とニュートラル端子Ｎとの間及び接続部７とニュートラル端子Ｎとの間に各々接続された二つのコンデンサを示している。電源３の電圧Ｖｉは、Ｖｉ／２の電圧差がある各コンデンサのプレートを横切って二つのコンデンサ９及び１１の端部で分割される。従って、ニュートラル端子Ｎに対するコンバータ１の入力電圧は、Ｖｉ／２である。

ハーフブリッジは接続部５及び７に接続され、コンバータ１の接続部５と出力部Ｕとの間に接続された第一ブランチ１５と、出力部Ｕと接続部７との間に接続された第二ブランチ１７とを有する。第一ブランチは、直列に配列されたダイオード１９及び制御電子スイッチ２１、例えば、ＭＯＳＦＥＴ及びＩＧＢＴを有する。スイッチ２１は、図面に概略的に示された内部ダイオードを有する。第２ブランチ１７はダイオード２３及び第二制御電子スイッチ２５、例えば、それ自身の内部ダイオードを備えたＭＯＳＦＥＴを有する。ハーフブリッジの中心は、二つのクランプ接続部３１及び３３を介してニュートラル端子Ｎに接続されている。二つの接続部３１及び３３の各々は、ブランチ３１用の符号３５及び３７で示された制御電子スイッチ（例えばＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴ）及びダイオード、並びに、ブランチ３３用の符号３９及び４１で示された制御電子スイッチ（例えばＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴ）及びダイオードを有する。

ハーフブリッジの中心、即ち、出力部Ｕには、フィルタリングインダクタンス４３及びフィルタリングコンデンサ４５が接続されている。図示実施例では、コンバータは電気エネルギ分配グリッドに接続される。電気エネルギ分配グリッドは、概略的に、符号Ｒで示され、インダクタンス４３及びコンデンサ４５によって形成されたＬＣフィルタと、コンバータ１のニュートラル端子Ｎとの間に接続される。この方法では、直流電源３によって供給される電気エネルギは、グリッド周波数で交流電気エネルギに変換され、グリッド電圧と同相でグリッド自身に加えられる。代りに、コンバータ１は、（完全に又は部分的に、常に又は所定の期間の間）電源３から直接供給される電気エネルギによって給電される負荷に接続され得る。本発明の説明には、コンバータ１が負荷に給電するか、分配グリッドへエネルギを供給するかは重要ではない。従って、この第二の可能性は、以下に、参考のために言及されるべきである。

ここまで説明された構造はそれ自体が公知である。

グリッド電圧は正弦波状に振動し、値Ｖｉ／２より典型的に大きいピーク値に達する。従って、グリッド電圧値に達する出力電圧を有するために十分な値までコンバータ１が電圧を上げることができることが必要である。

この目的のために、コンバータ１は、ニュートラル端子Ｎと、ハーフブリッジのブランチ１５及び１７と平行なそれぞれのブランチ５５及び５７とに各々に接続された二つの電圧調整器５１及び５３を有する。ブランチ５５は、制御スイッチ５９、例えば、その内部ダイオードで表わされたＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴを有する。ブランチ５７はスイッチ５９に似た制御スイッチ６１を有する。対応するコンデンサ６３及び６５は各スイッチ５９及び６１と平行して配置される。コンデンサ６３はブランチ５５と接続部５との間に接続され、コンデンサ６５はブランチ５７と接続部７との間に接続される。さらにまた、コンデンサ６３の第一プレートは、ブランチ５５を通して、スイッチ５９の一方の端部に接続され、コンデンサ６２の第二プレートは、ブランチ１５を介してスイッチ５９と２１との間のポイントに接続される。同様の接続部がコンデンサ６５のために設けられ、その第一プレートは、ブランチ５７を通して、スイッチ６１の一方の端部に固定され、第二プレートは、ブランチ１７を介して、スイッチ２５と６１との間のポイントに接続される。

図示実施例では、各電圧調整器５１及び５３は、直列に配置された二つの制御電子スイッチ５２及び５４を有し、これらのスイッチは、ニュートラル端子及びブランチ５５又はブランチ５７に接続されている。各電圧調整器５１及び５３の二つのスイッチ５２及び５４の間の中間ポイントには、それぞれのインダクタンス５６が接続されており、一つのインダクタンス５６は、その第二端子が電圧調整器５１用の接続部５に接続され、他方のインダクタンス５６は、その第二端子が電圧調整器５３用の接続部７に接続されている。

電圧調整器５１及び５３は、それぞれのコンデンサ６３及び６５の端子間に電圧Ｖ１を生成するような方法で制御される。この方法では、ブランチ５５とニュートラル端子との間の電圧は（Ｖｉ／２＋Ｖ１）であり、ブランチ５７とニュートラル端子との間の電圧は−（Ｖｉ／２＋Ｖ１）である。従って、回路は出力Ｕで、即ち、ハーフブリッジの中間ポイントで、０、Ｖｉ／２、（Ｖｉ／２＋Ｖ１）、−Ｖｉ／２、−（Ｖｉ／２＋Ｖ１）に等しい五つの電圧レベルを生成することができる。

上述した回路の動作は以下の通りである。

スイッチ３５及び３９は、出力電圧のサインの関数としてグリッド周波数で、例えば５０Ｈｚで切り替わるように制御され得る。より詳細には、出力電圧のプラス半波でスイッチ３９が閉じられてスイッチ３５が開けられ、出力電圧のマイナス半波においてスイッチ３９が閉じられてスイッチ３５が開かれるような方法で、スイッチ３５及び３９は制御される。

スイッチ２１、２５、５９、６１は、図２及び図３を参照して以下に説明される制御ロジックに従って可変の負荷サイクルを有するＰＷＭ信号によって、高周波で、例えば１５ｋＨｚで切り替わるように制御され得る。以下、コンバータから電源３によって供給された電気エネルギが送られ、かつ、出力電流と出力電圧が同相である電気分配グリッドに適用されるコンバータ１が参照される。しかし、コンバータ１が負荷に接続され、この負荷が電圧及び電流移送シフトを導入する場合、次の考察も当てはまる。

図２Ａは、グリッド電圧のプラス半波を示している。ｔ０はゼロクロス点を示し、ｔ１はグリッド電圧が値Ｖｉ／２に達する瞬間を示し、ｔ２はグリッド電圧がピーク値に達した後に値Ｖｉ／２を再び通過する瞬間を示し、ｔ３は次のゼロクロス瞬間を示している。

図２Ｂ及び図２Ｃは、出力電圧の関数としてのスイッチ３５及び３９の駆動信号Ｓ３５及びＳ３９をそれぞれ示している。信号Ｓ３５は時間間隔 （ｔ０−ｔ３）の全体にわたって高く（スイッチ３５は閉じられ）、信号Ｓ３９は低い（スイッチ３９は開かれている）。マイナス半波の間、状況は逆転し、信号３９が高く（スイッチ３９は閉じられ）、信号Ｓ３５は低い（スイッチ３５は開かれる）。

時間間隔（ｔ０−ｔ１）では、出力電圧がＶｉ／２より低いので、スイッチ５９は開けられたままであり、電流はスイッチ２１を通って出力部に送られる。正弦波グリッドパターンに追従する出力電圧を生成するために、スイッチ２１は駆動信号Ｓ２１（図２Ｄ）で駆動され、その負荷サイクルは、０から１まで変わる（図２Ｇ）。電流は完全にダイオード１９を通って流れ、電流はブランチ５５を流れない。スイッチ２１の開放間隔（Ｔｏｆｆ）の間、電流はブランチ３１及びダイオード３７を通って流れる。

グリッド電圧が値Ｖｉ／２、即ち、コンデンサ９の端子間の電圧に達する時、より大きな出力電圧を供給することが必要になる。この目的のために、図２Ｅ及び図２Ｇに示すように、瞬間ｔ１が可変負荷サイクル信号Ｓ２１でチョッパーされるまでスイッチ２１は固定導通に維持され、このポイントが開いたままになるまでは、スイッチ５９は可変負荷サイクルＤ５９を有する駆動信号Ｓ５９で駆動される。スイッチ５９の駆動信号Ｓ５９の負荷サイクルＤ５９の０から１までの変化により、時間間隔（ｔ１−ｔ２）に対してグリッド電圧のパターンに従う電圧出力を生成することが可能になる。電流は、スイッチ５９が導通状態（Ｔｏｎ）の間、直列に接続されたスイッチ５９及び２１を介して、完全にブランチ５５を流れ、一方、電流は、スイッチ５９が開放状態（Ｔｏｆｆ）の間は、ブランチ１５及びダイオード１９を介して流れる。

グリッド電圧が瞬間ｔ２に値Ｖｉ／２に達し、それ以下に落ち始める時、スイッチ５９は開いたままに維持され、１から０まで可変の負荷サイクルＤ２１を持つ信号Ｓ２１によってチョッパーされ始める。

図２Ｆは、上述した駆動によって得られる出力電圧Ｖｕの波形を示している。

マイナス電圧半波において対称的状況が生じ、その中で、０から−Ｖｉ／２の間の出力電圧値が生成され、可変負荷サイクルを有するＰＷＭ信号でスイッチ２５の駆動し、スイッチ６１は開いたままである。−Ｖｉ／２より低い出力電圧値を生成するために、スイッチ２５は常に導通状態に維持され、スイッチ６１は可変負荷サイクルを持つＰＷＭ駆動信号で駆動され、従って、それはスイッチ２５と直列である。

図３の曲線は、電流の対応する波形を示している。図示実施例では電圧及び電流が同相であるので、電流のパターンは電圧のパターンにマッチする。特に、図３は、ブランチ１５及びダイオード１９を通る電流Ｉ１９、ブランチ３１及びダイオード３７を通る電流Ｉ３７、スイッチ５９を通る電流Ｉ５９、コンデンサ６３の端子間の電圧Ｖ１及び出力電圧Ｖｕのパターンを示している。前記曲線から明らかなように、間隔（ｔ０−ｔ１）及び（ｔ２−ｔ３）の間、電流は、スイッチ２１の負荷サイクルがＯＮ状態においては、ブランチ１５、ダイオード１９及びスイッチ２１を通して、負荷サイクルがＯＦＦ状態においては、ブランチ３１及びダイオード３７を通して流れる。間隔（ｔｌ−ｔ２）では、電流は、スイッチ５９の負荷サイクルがＯＮ状態においては、ブランチ５５、スイッチ５９及びスイッチ２１を流れ、スイッチ５９の負荷サイクルがＯＦＦ状態においては、ブランチ１５及びダイオード１９を通して流れる。

上記した説明から、出力電圧が値Ｖｉ／２を超える間隔（ｔｌ−ｔ２）の間、二つのスイッチ５９及び２１が順番に動作し、スイッチ５９が、全電圧（Ｖ１＋Ｖｉ／２）の代りに、その端子間の電圧Ｖ１に耐えなければならないことは明らかである。従って、このスイッチは、逆にその端子間の電圧（Ｖｌ＋Ｖｉ／２）に耐えなければならないスイッチ２１より低い電圧定格に決められ得る。

グリッド電圧のマイナス半波の間、スイッチ２５及び６１に対して鏡面状態が生じるので、これら二つの付加的な構成要素にも同じ考えが当てはまる。

上記した説明から、スイッチ５９及び６１がスイッチ２１及び２５より低い電圧定格を有していなければならないので、それらのコストがスイッチ２１及び２５より低いことは明らかである。これにより、ハーフブリッジのスイッチが平行に接続され、そのため、両方共、ハーフブリッジの端部に印加された電圧の最大値で電圧定格を決めなければならない公知の回路を超える第一の利点を得ることが可能になる。

さらに、スイッチング損失がスイッチ端子間の電圧より大きいので、スイッチ２１が切換えられず、常に導通状態を維持し、スイッチ５９がチョッパーされる時間間隔（ｔｌ−ｔ２）の間、スイッチング損失が電圧（Ｖ１＋Ｖｉ／２）の代りに電圧Ｖ１の関数になり、従って、遥かに低くなることは明らかである。半波範囲内で、間隔（ｔｌ−ｔ２）は半波の半分より長いので、これがスイッチング損失低減に関する実質的な利点となる。間隔（ｔ０−ｔｌ）及び（ｔ２−ｔ３）に対して制限付きの高い損失があるだけでなく、これらの間隔の合計は間隔（ｔ１−ｔ２）より小さい。

スイッチ２５及び６１に対しても鏡面的な方法で同じ考えが当てはまる。

最終分析では、図１に示されているようなコンバータで、多くの電圧レベルが得られ、特に、次のレベルに等しい五つのレベルが得られる。
−（Ｖ１ ＋ Ｖｉ／２）
− Ｖｉ／２
０
Ｖｉ／２；
（Ｖ１＋Ｖｉ／２）
前記多くの電圧レベルは、比較的軽いＬＣフィルタによって出力電圧に低い調和性を持たせることを可能にする。さらに、同じレベルの出力電圧を提供する他の公知の回路解決方法に反して、部品コスト及びスイッチング損失の効率的な低減の観点から実質的に省力化することができる。

図４は、本発明による回路の補足実施例を示しており、既に説明した利点に加えて、部品の数を低減することを可能にする。

より詳細には、図４は、接続部１０５及び１０７を介して、直流電圧電源１０３へ接続されるコンバータ１０１を示している。符号Ｍはアースを示しており、符号Ｕはコンバータ１０１の出力を示している。接続部１０５及び１０７の間には、一対のコンデンサコンデンサ１０９Ａ及び１０９Ｂとハーフブリッジとが配置されており、前記ハーフブリッジは、コンバータ１０１の出力部Ｕと接続部１０５との間に接続された第一ブランチ１１５と、出力部Ｕと接続部１０７との間に接続された第二ブランチ１１７とを備えている。第一ブランチ１１５は、符号ＩＧＢＴ５で示された制御電子スイッチと、符号ＩＧＢＴ２で示された付加的な制御電子スイッチとを備えている。ＩＧＢＴの代わりに、これらのスイッチは、例えば、ＭＯＳＦＥＴによって構成され得る。これらのスイッチＩＧＢＴ５及びＩＧＢＴ２は、接続部１０５と出力部Ｕとの間に直列に配置される。両方のスイッチは、図面の中に概略的に示される各内部ダイオードを有する。

第二ブランチ１１７は、図４のダイアグラムに示すように、それぞれ、それ自身の内部ダイオードを備えた制御電子スイッチＩＧＢＴ９及び付加的な制御電子スイッチＩＧＢＴ３を有する。

ハーフブリッジの中心、即ち、出力部Ｕに、フィルタインダクタンス１４３及びフィルタコンデンサ１４５が接続される。図示実施例では、コンバータは、符号Ｒで概略的に示される電気エネルギ分配グリッドに接続される。この方法では、直流電源１０３によって供給される電気エネルギは、グリッド周波数で交流電気エネルギに変換され、前記グリッドに、グリッド電圧と同相で供給される。代りに、コンバータ１０１は、電源１０３で供給される電気エネルギによって給電される負荷に接続され得る。

さらに、コンバータ１０１は、接続部１０５及び１０７と、ハーフブリッジのブランチ１１５及び１１７と平行な各ブランチ１５５及び１５７とに各々接続される二つの電圧調整器１５１及び１５３を有する。ブランチ１５５はその内部ダイオードで表わされる制御スイッチＩＧＢＴ１を有する。ブランチ１５７はスイッチ１５９に似た制御スイッチＩＧＢＴ４を有する。各スイッチＩＧＢＴｌ及びＩＧＢＴ４と平行して、それぞれのコンデンサ１６３及び１６５が配置される。コンデンサ１６３はブランチ１５５と接続部１０５との間に接続され、コンデンサ１６５はブランチ１５７と接続部１０７との間に接続される。電圧調整器は、図１を参照して説明した構成と類似の構成を有し得る。

電源１０３、電圧調整器１５１及び１５３は、アースＭを参照した、各コンデンサ１０９ Ａ、１０９Ｂ、１６３及び１６５の端子間の以下の値を有する四つの電圧レベルを生成する。
０、
ＶＩ、
Ｖｉ／２＋Ｖｌ、
Ｖｉ

以下、図５、図６及び図７のダイアグラムを参照して、回路の動作を説明する。図５は、図４の回路のポイントＵ及びＮの間の出力電圧の波形を示している。電圧は、スイッチＩＧＢＴｌ、ＩＧＢＴ２、ＩＧＢＴ３、ＩＧＢＴ４、ＩＧＢＴ５及びＩＧＢＴ９を適切に切り替えることにより生成される実質的に正弦波形状のパターンを有する。図６は、回路の様々な部品における駆動信号及び電流を示しており、図７は、図示実施例では、同相である電圧及び電流の波形を示している。

図１の回路の場合のように、スイッチＩＧＢＴ２及びＩＧＢＴ３は、Ｖｉが接続部１０５及び１０７の端子間の電圧であるＶｉ／２より上で、より高い電圧定格に対して決められ、また、スイッチＩＧＢＴｌ及びＩＧＢＴ３は、より低い電圧定格に対して決められ、図１の実施例を参照して説明した利点と同様の利点を達成する。

図５を参照すると、（ＵとＮとの間の）出力電圧Ｖｕは、図示実施例ではＶｉ及び−Ｖｉである最大値と最小値の間で振動する正弦波パターンを持っていると言うことができる。また、チャートは、接続部１０５及び１０７における電圧の値Ｖｉ／２ ｅ −Ｖｉ／２を示している。プラス半波の間、出力電圧Ｖｕは、時間間隔ｔ０−ｔｌにおいて０からＶｉ／２まで増大し、時間間隔ｔｌ−ｔ２においてＶｉ／２から最大値（一例として参照Ｖｉで示す）まで増大し、その後、Ｖｉ／２まで落ちる。時間間隔ｔ２−ｔ３では、出力電圧は、Ｖｉ／２から０まで落ちる。マイナス半波では、逆にされたサインを備えた対称的な振る舞いがあり、間隔ｔ３−ｔ４では、電圧は０から−Ｖｉ／２まで落ちる。間隔ｔ４−ｔ５では、電圧は最小値Ｖｉまで落ち、次に、値−Ｖｉ／２まで上昇する。間隔ｔ５−ｔ６では、再び値０に達するまで、電圧は上昇する。

図示実施例においては、同相の出力電流及び電圧によって、間隔ｔ０−ｔｌ及びｔ２−ｔ３では、電流はスイッチＩＧＢＴ５、ＩＧＢＴ２、ＩＧＢＴ３及びＩＧＢＴ９を流れる。間隔ｔｌ−ｔ２では、電流はスイッチＩＧＢＴｌ、ＩＧＢＴ５及びＩＧＢＴ２を流れる。間隔ｔ３−ｔ４及びｔ５−ｔ６では、電流はスイッチＩＧＢＴ５、ＩＧＢＴ２、ＩＧＢＴ３及びＩＧＢＴ９を流れる。最後に、間隔ｔ４−ｔ５では、電流はスイッチＩＧＢＴ９、ＩＴＢＴ３及びＩＧＢＴ４を流れる。

図６の波形を参照して、以下に、出力正弦波電圧のサイクルの間の電流及び電圧波形をより詳細に説明していく。図示実施例では、出力電圧及び電流は同相であると仮定されるが、これは必須ではなく、そして、例えば、回路が、電気分配グリッドや負荷抵抗の代りに、無効負荷に接続されている場合には生じない。

図６の中のダイアグラムのＸ軸上には、図５のダイアグラムにおいて示された出力正弦波電圧の期間がさらに分割される瞬間ｔ１・・・・ｔ６に対応する時間瞬間ｔｌ、ｔ２、ｔ３、ｔ４、ｔ５及びｔ６が示されている。
図６におけるダイアグラムは以下を示している。
・出力電流（出力電圧と同相、図７参照）
・各スイッチＩＧＴＢ１、ＩＧＴＢ２、ＩＧＢＴ３、ＩＧＢＴ４、ＩＧＢＴ５、ＩＧＢＴ９における電流
・スイッチＩＧＴＢ１、ＩＧＴＢ２、ＩＧＢＴ３、ＩＧＢＴ４、ＩＧＢＴ５、ＩＧＢＴ９の駆動信号

電流及びスイッチの駆動信号は以下の通りである。
時間間隔ｔ０−ｔｌでは、出力電圧は値０から値Ｖｉ／２まで上昇し、（出力負荷に関する仮定の下で）電流は電圧のパターンに追従し、スイッチＩＧＢＴｌは開かれ（駆動信号０）、スイッチＩＧＢＴ２は駆動され、ある周波数、例えば、１５ｋＨｚで切換え、スイッチＩＧＢＴ３は駆動され、ＩＧＢＴ２に補足的に切換え、即ち、スイッチＩＧＢＴ２が閉じている時に、スイッチＩＧＢＴ３を開き、逆もまた同様である。スイッチＩＧＢＴ２の負荷サイクルは０から１まで徐々に増加し、スイッチＩＧＢＴ３の負荷サイクルは、対応して、１から０まで減少する。スイッチＩＧＢＴ４は開いている。スイッチＩＧＢＴ５及びＩＧＢＴ９は常に閉じられている（駆動信号は、値１に固定して設定されている。）。スイッチＩＧＢＴ２の閉時間間隔（Ｔｏｎ）では、スイッチＩＧＢＴ５及びＩＧＢＴ２を通して（より明確には、その内部ダイオードを通して）電流は流れ、スイッチＩＧＢＴ２の開時間間隔（Ｔｏｆｆ）の間は、スイッチＩＧＢＴ０及びＩＧＢＴ３を通して（より明確には、その内部ダイオードを通して）電流は流れる。スイッチＩＧＢＴ２の端子間にはＶｉの電圧差がある。

間隔ｔ２−ｔ３では、値Ｖｉ／２より上で電圧は上昇し、スイッチＩＧＢＴ１は、ある周波数、例えば、１５ｋＨｚの周波数で、成長負荷サイクルによって切り替わる。スイッチＩＧＢＴ２は常に閉じられており、スイッチＩＧＢＴ３は常に開いており、スイッチＩＧＢＴ５は、スイッチＩＧＢＴ１と補完的な方法で、切り替わる。スイッチＩＧＢＴ９及びＩＧＢＴ４は、スイッチＩＧＢＴ３が開いているので、どんな条件も仮定することができる。図示実施例では、スイッチＩＧＢＴ９は閉められており、スイッチＩＧＢＴ４は開いている。スイッチの状態の結果として、電流は負荷サイクルのＯＮ間隔（Ｔｏｎ）でスイッチＩＧＢＴ１を通して流れ、このスイッチのＯＦＦ間隔（Ｔｏｆｆ）で電流はスイッチＩＧＢＴ５を通して流れる。（ｔ２−ｔ１）／２の期間に対する瞬間ｔ１からのスイッチＩＧＢＴ１の緩やかな負荷サイクルの増加の影響により、出力電流が緩やかに増加する。続いて、間隔ｔｌ−ｔ２の中間の瞬間から瞬間ｔ２に至るまで、スイッチＩＧＢＴ１の負荷サイクル、即ち、ＯＮ時間（Ｔｏｎ）が緩やかに減少し、スイッチＩＧＢＴ５の負荷サイクルが補足的に増加する。

次の間隔ｔ２−ｔ３では、間隔ｔ０−ｔｌの状態と同様の状態であるが、スイッチＩＧＢＴ２の導通時間（つまり負荷サイクルの）が緩やかに減少し、その結果、スイッチＩＧＢＴ３の負荷サイクルが補足的に増加する。

出力電流及び電圧（上述したように、電流と電圧とが同相と仮定する。）のマイナス半波の間隔ｔ３−ｔ６では、上述した状態と補完的な状態が生じる。

より詳細には、間隔ｔ３−ｔ４では、スイッチＩＧＢＴ１は開いている（駆動信号０）。スイッチＩＧＢＴ２は駆動され、ある周波数、例えば、１５ｋＨｚで、スイッチＩＧＢＴ３と補完的に、切り替わる。つまり、スイッチＩＧＢＴ２が閉じている時に、スイッチＩＧＢＴ３は開き、スイッチＩＧＢＴ２が開いている時に、スイッチＩＧＢＴ３は閉じる。スイッチＩＧＢＴ２の負荷サイクルは緩やかに減少し、それに応じて、スイッチＩＧＢＴ３の負荷サイクルは増加する。スイッチＩＧＢＴ１が開くと、スイッチＩＧＢＴ５及びスイッチＩＧＢＴ９は常に閉じる。

電流は、スイッチＩＧＢＴ３の閉位相（Ｔｏｎの負荷サイクル）の間にスイッチＩＧＢＴ９及びＩＧＢＴ３を通して流れ、また、電流は、スイッチＩＧＢＴ３の開間隔（Ｔｏｆｆの負荷サイクル）及びスイッチＩＧＢＴ２の閉間隔（Ｔｏｎの負荷サイクル）の間にスイッチＩＧＢＴ５及びＩＧＢＴ２を通して流れる。

瞬間ｔ４で電圧が値−Ｖｉ／２に達する時、スイッチの状態は変わる。間隔ｔ４−ｔ５については、スイッチＩＧＢＴ２は開いたままである。スイッチＩＧＢＴ１及びＩＧＢＴ５は補足的に駆動される。また、図示実施例では、スイッチＩＧＢＴ１が常に開に維持され、スイッチＩＧＢＴ５は常に閉に維持される。スイッチＩＧＢＴ３は、常に導通（駆動信号１）のままであり、スイッチＩＧＢＴ４は、高い周波数、例えば１５ｋＨｚで、負荷可変サイクルによって切り替わり、スイッチＩＧＢＴ９はスイッチＩＧＢＴ４と補完的に切り替わる。スイッチＩＧＢＴ４の負荷サイクルは、最小電圧に達するまで緩やかに増加し、その後減少し、スイッチＩＧＢＴ９の負荷サイクルは補完的なパターンに追従する。

電流は、補足的に駆動されたそれぞれの導通期間で、スイッチＩＧＢＴ３を通して、かつ、選択的にスイッチＩＧＢＴ９及びＩＧＢＴ４を通して常に流れる。

間隔ｔ５−ｔ６では、スイッチの状態は間隔ｔ３−ｔ４の状態に戻るが、スイッチＩＧＢＴ３の導通時間（つまり負荷サイクル）が緩やかに増加し、そして、それに応じて、スイッチＩＧＢＴ４の導通時間（つまり負荷サイクル）が緩やかに減少する。

図１に示した回路の場合のように、スイッチＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２及びＩＧＢＴ３、ＩＧＢＴ４の直列配置により、その技術において公知のマルチレベルＤＣ・ＡＣコンバータの他の接続形態において起こることに対して、スイッチＩＧＢＴ１及びＩＧＢＴ５における低い電圧定格の影響によるスイッチングロスの減少の観点から特に好ましい状況を有することが可能になる。

この利点は、（プラス半波におけるＩＧＢＴ１のための間隔ｔｌ−ｔ２及びマイナス半波におけるＩＧＢＴ４のための間隔ｔ４−ｔ５での）これらのスイッチのスイチッング時間が、スイッチＩＧＢＴ２及びＩＧＢＴ３のスイチッング時間より長いことを考えれば特に重要である。

図１及び図４の回路が設計されたコンセプトは、回路の構成がモジュール式であるので、さらに多くの電圧レベルを備えた構成まで拡張することができることは理解されなければならない。

図面は、本発明の実施可能性の証明のために単に一実施例を示しているにすぎないことは理解され、本発明の基礎となる概念の範囲から外れることなく、形態及び配置を変更することは可能である。添付の特許請求の範囲における符号は何れも、明細書及び図面を参照して特許請求の範囲を読み易くするもので、特許請求の範囲によって表される保護範囲を限定するものではない。

Claims (15)

1. ・間に入力電圧（Ｖｉ）が印加される第一接続部（５；１０５）及び第二接続部（７；１０７）と、第一及び第二接続部（５，７；１０５，１０７）の間に配置されたニュートラル端子（Ｎ）とを有し、直流電圧源（３；１０３）に接続可能な直流電圧入力部（５，７；１０５，１０７）と、
   ・間にコンバータの出力部（Ｕ）が配置された第一制御スイッチ（２１；ＩＧＢＴ２）及び第二制御スイッチ（２５； ＩＧＢＴ３）を備えたハーフブリッジと、
   ・前記ハーフブリッジを入力部（５，７；１０５，１０７）に接続する第一制御スイッチ（２１；ＩＧＢＴ２）と前記第一接続部（５；１０５）との間にある第一接続ブランチ（１５； １１５）及び第二制御スイッチ（２５；ＩＧＢＴ３）と前記第二接続部（７；１０７）との間にある第二接続ブランチ（１７； １１７）と、
   ・前記第一制御スイッチ（２１；ＩＧＢＴ２）と関連付けされ、第一制限値（Ｖｉ／２）を超える出力電圧を生成するために前記第一制御スイッチに直列に接続可能な第三制御スイッチ（５９；ＩＧＢＴ１）と、
   ・ 前記第二制御スイッチ（２５；ＩＧＢＴ３）と関連付けされ、第二制限値（−Ｖｉ／２）より低い出力電圧を生成するために前記第二制御スイッチに直列に接続可能な第四制御スイッチ（６１；ＩＧＢＴ４）と
   ・前記第三制御スイッチ（５９；ＩＧＢＴ１）に関連付けされた第一電圧調整器（５１；１５１）及び前記第四制御スイッチ（６１；ＩＧＢＴ４）に関連付けされた第二電圧調整器（５３；１５３）と
   を備えていることを特徴とするマルチレベルＤＣ・ＡＣコンバータ。
2. ・前記第一電圧調整器（５１；１５１）が第一コンデンサ（６３；１６３）の端子間の電圧を調整するために配置され、
   ・前記第二電圧調整器（５３；１５３）が第二コンデンサ（６５；１６５）の端子間の電圧を調整するために配置され、
   前記第三制御スイッチ（５９；ＩＧＢＴ１）が、前記第一コンデンサ（６３； １６３）の第一プレートと前記第一制御スイッチ（２１；ＩＧＢＴ２）との間の接続部（５５；１５５）で接続され、
   前記第四制御スイッチ（６１；ＩＧＢＴ４）が、前記第二コンデンサ（６５； １６５）の第一プレートと前記第二制御スイッチ（２５；ＩＧＢＴ３）との間の接続部（５７；１５７）で接続される
   ことを特徴とする請求項１に記載のコンバータ。
3. 第一及び第二接続部（５，７；１０５，１０７）の間に、一対のコンデンサ（９，１１； １０９，１１１）が直列に配置され、その間に、回路のニュートラル端子（Ｎ）が配置されている
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載のコンバータ。
4. 前記第一制御スイッチ（２１；ＩＧＢＴ２）及び前記第三制御スイッチ（５９；ＩＧＢＴｌ）が、前記第一接続ブランチ（１５；１１５）を介して前記第一コンデンサ（６３；１６３）の第二プレートに接続され、
   前記第二制御スイッチ（２５；ＩＧＢＴ３）及び前記第四制御スイッチ（６１；ＩＧＢＴ４）が、前記第二接続ブランチ（１７；１１７）を介して前記第二コンデンサ（６５；１６５）の第二プレートに接続されている
   ことを特徴とする請求項２又は３に記載のコンバータ。
5. ・プラスの制限値（Ｖｉ／２）とマイナスの制限値（−Ｖｉ／２）との間の出力電圧を生成して、スイッチング周波数で前記第一及び第二制御スイッチ（２１，２５；ＩＧＢＴ２，ＩＧＢＴ３）を切り替え、第三及び第四制御スイッチ（５９，６１；ＩＧＢＴｌ，ＩＧＢＴ４）を開いた状態に維持し、
   ・前記プラスの制限値（Ｖｉ／２）より上の出力電圧を生成して、スイッチング周波数で前記第三制御スイッチ（５９；ＩＧＢＴ１）を切り替え、第一制御スイッチ（２１；ＩＧＢＴ２）を導通状態に維持し、
   ・前記マイナスの制限値（−Ｖｉ／２）より低い出力電圧を生成して、スイッチング周波数で前記第四制御スイッチ（６１；ＩＧＢＴ４）を切り替え、第二制御スイッチ（２５；ＩＧＢＴ３）を導通状態に維持する
   ような方法で、前記第一、第二、第三及び第四制御スイッチ（２１、２５、５９、６１；ＩＧＢＴ２、ＩＧＢＴ３、ＩＧＢＴｌ、ＩＧＢＴ４）を駆動する
   ことを特徴とする請求項１〜４の何れか一項に記載のコンバータ。
6. 前記第一接続ブランチ（１５）が第一ダイオード（１９）を有し、
   前記第二接続ブランチ（１７）が第二ダイオード（２３）を有し、
   前記第一及び第二ダイオードが反対方向に向けられている
   ことを特徴とする請求項１〜５の何れか一項に記載のコンバータ。
7. 出力部とニュートラル端子との間に、第一クランプ接続部（３１）及び第二クランプ接続部（３３）が配置され、各クランプが、第一ダイオード（３７）及び第二ダイオード（４１）に対して直列に配置された第一クランプスイッチ（３５）及び第二クランプスイッチ（３９）を備え、二つのクランプ接続部のスイッチ及びダイオードが逆並列に配置されている
   ことを特徴とする請求項６に記載のコンバータ。
8. 前記第一及び第二クランプスイッチ（３５，３７）が、出力電圧のサインの関数として駆動され、
   出力電圧のマイナス半波において、第一クランプスイッチ（３５）は導通状態にあり、第二クランプスイッチ（３９）は開いた状態にあり、
   出力電圧のプラス半波において、第一クランプスイッチ（３５）は開いた状態にあり、第二クランプスイッチ（３９）は導通状態にある
   ことを特徴とする請求項７に記載のコンバータ。
9. ・前記第一及び第二制御スイッチ（２１，２５）を可変負荷サイクルを有するスイッチング周波数で補完的に切り替えることにより、プラスの制限値（Ｖｉ／２）とマイナスの制限値（−Ｖｉ／２）との間で出力電圧を生成し、第三及び第四制御スイッチ（５９，６１）を開いた状態に維持し、
   ・前記プラスの制限値（Ｖｉ／２）を超える出力電圧を生成して、可変負荷サイクルを有するスイッチング周波数で前記第三制御スイッチ（５９を切り替え、第一制御スイッチ（２１）を閉じた状態に維持し、第二制御スイッチ（２５）を開いた状態に維持すし、
   ・前記マイナスの制限値（−Ｖｉ／２）より低い出力電圧を生成して、可変負荷サイクルを有する前記スイッチング周波数で前記第四制御スイッチ（６１）を切り替え、第二制御スイッチ（２５）を閉じた状態に維持し、前記第一制御スイッチ（２１）を開いた状態に維持する
   ような方法で、前記第一、第二、第三及び第四制御スイッチ（２１、２５、５９、６１）を駆動する
   ことを特徴とする請求項１〜８の何れか一項に記載のコンバータ。
10. 前記第一接続ブランチ（１１５）が第五スイッチ（ＩＧＢＴ５）を備え、
    前記第二接続ブランチ（１１７）が第六制御スイッチ（ＩＧＢＴ９）を有する
    ことを特徴とする請求項１〜５の何れか一項に記載のコンバータ。
11. 前記第五及び第六制御スイッチ（ＩＧＢＴ５；ＩＧＢＴ９）が、出力電圧のプラス半波の部分の間及びマイナス半波の部分の間で、各々、可変負荷サイクルを有するＰＷＭ駆動信号で駆動される
    ことを特徴とする請求項１０に記載のコンバータ。
12. ・プラスの制限値（Ｖｉ／２）とマイナスの制限値（−Ｖｉ／２）との間の出力電圧を生成して、可変負荷サイクルを有するスイッチング周波数で補完的に前記第一及び第二制御スイッチ（ＩＧＢＴ２，ＩＧＢＴ３）を切り替え、第三及び第四制御スイッチ（ＩＧＢＴｌ，ＩＧＢＴ４）を開いた状態に維持し、第五及び第六制御スイッチ（ＩＧＢＴ５，ＩＧＢＴ９）を閉じた状態に維持し、
    ・前記プラスの制限値（Ｖｉ／２）を超える出力電圧を生成して、可変負荷サイクルを有するスイッチング周波数で、補完的に前記第三制御スイッチ（ＩＧＢＴ１）及び前記第五制御スイッチ（ＩＧＢＴ５）を切り替え、第一制御スイッチ（ＩＧＢＴ２）を閉じた状態に維持し、
    ・前記マイナスの制限値（−Ｖｉ／２）より低い出力電圧を生成して、可変負荷サイクルを有するスイッチング周波数で補完的に前記第四制御スイッチ（ＩＧＢＴ４）及び第六制御スイッチ（ＩＧＢＴ９）を切り替え、第二制御スイッチ（２５；ＩＧＢＴ３）を閉じた状態に維持する
    ような方法で、前記第一、第二、第三、第四、第五及び第六制御スイッチ（ＩＧＢＴ２、ＩＧＢＴ３、ＩＧＢＴｌ、ＩＧＢＴ４、ＩＧＢＴ５、ＩＧＢＴ９）を駆動する
    ことを特徴とする請求項１０又は１１に記載のコンバータ。
13. 出力電圧が前記プラス制限値（Ｖｉ／２）を超える時、前記第二制御スイッチ（ＩＧＢＴ３）が開いた状態に維持され、
    出力電圧が前記マイナス制限値（−Ｖｉ／２）を下回る時、前記第一制御スイッチ（ＩＧＢＴ２）が開いた状態に維持される
    ことを特徴とする請求項１２に記載のコンバータ。
14. 出力電圧の前記プラス制限値（Ｖｉ／２）が入力電圧（Ｖｉ）の半分と等しく、
    出力電圧の前記マイナス制限値（−Ｖｉ／２）が、その逆符号を有する入力電圧（−Ｖｉ／２）の半分と等しいと
    ことを特徴とする請求項５、９、１２又は１３の何れか一項に記載のコンバータ。
15. ・直流電圧入力（５，７；１０５，１０７）に接続され、間に出力接続部（Ｕ）が配置された第一制御スイッチ（２１；ＩＧＢＴ２）及び第二制御スイッチ（２５；ＩＧＢＴ３）を備えたハーフブリッジ（２１，２５； ＩＧＢＴ２，ＩＧＢＴ３）と、
    ・第三制御スイッチ（５９；ＩＧＢＴ１）及び第四制御スイッチ（６１；ＩＧＢＴ４）と、
    ・前記第三制御スイッチ（５９；ＩＧＢＴ１）に関連付けされた第一電圧調整器（５１；１５１）及び第四制御スイッチ（６１；ＩＧＢＴ４）に関連付けされた第二電圧調整器（５３：１５３）と
    を有するＤＣ・ＡＣスイッチを用いて、直流電圧（Ｖｉ）の最大値を超えるピーク電圧を有する交流電圧に直流電圧を変換する方法であって、
    ・前記第一及び第二制御スイッチ（２１，２５；ＩＧＢＴ２，ＩＧＢＴ３）を可変負荷サイクルを有するＰＷＭ切り替え信号によって駆動することで、プラス制限値（Ｖｉ／２）とマイナス制限値（−Ｖｉ／２）との間で出力電圧値を生成し、前記第三制御スイッチ（５９；ＩＧＢＴ１）及び前記第四制御スイッチ（６１；ＩＧＢＴ４）を開いた状態に維持し、
    ・直列に配置した前記第一制御スイッチ（２１；ＩＧＢＴ２）及び第三制御スイッチ（５９；ＩＧＢＴ１）によって、前記プラス制限値（Ｖｉ／２）を超える出力電圧値を生成し、前記第一制御スイッチ（２１；ＩＧＢＴ２）を常に導通状態に維持し、前記第三制御スイッチ（５９；ＩＧＢＴ１）を可変負荷サイクルを有するＰＷＭ切り替え信号で駆動し、
    ・直列に配置した前記第二制御スイッチ（２５；ＩＧＢＴ３）及び第四制御スイッチ（６１；ＩＧＢＴ４）によって、前記マイナス制限値（−Ｖｉ／２）を下回る出力電圧値を生成し、前記第二制御スイッチを常に導通状態に維持し、前記第四制御スイッチを可変負荷サイクルを有するＰＷＭ切り替え信号で駆動する
    ことを特徴とする方法。

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