CN113544954B - 电力变换装置 - Google Patents

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Abstract

不间断电源装置的栅极驱动电路(36)响应于第1及第2PWM信号(Au1、Bu1)而生成第1及第2栅极驱动信号(VG1、VG2)，使第1及第2IGBT(Q1、Q2)交替地接通。该栅极驱动电路在第1IGBT(Q1)被接通的情况下，响应于第2PWM信号而将第1栅极驱动信号置于“L”电平，与第1IGBT的端子间电压(V1)超过了阈值电压(VTH1)这一情况相对应地将第2栅极驱动信号置于“H”电平。

Description

电力变换装置
技术领域
本发明涉及电力变换装置，特别是具备交替地接通的第1及第2开关元件的电力变换装置。
背景技术
例如在国际公开第2012/046521号说明书(专利文献1)中，公开了具备第1及第2开关元件、以及生成第1及第2控制信号而使第1及第2开关元件交替地接通的控制装置的电力变换装置。控制装置在第1开关元件接通的情况下，将第1控制信号设为非激活电平以使第1开关元件关断，在经过一定的死区时间(dead time)后将第2控制信号设为激活电平而使第2开关元件接通。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：国际公开第2012/046521号说明书
发明内容
发明要解决的课题
在专利文献1中，死区时间被固定为一定值。但是，从将第1控制信号设为非激活电平到第1开关元件实际成为关断状态的关断延迟时间，与当第1控制信号是激活电平时流过第1开关元件的电流(断路电流：interrupting current)成反比例地变短。
因而，根据断路电流的值，死区时间成为比实际的关断延迟时间短，担心出现尽管第1开关元件还没有成为关断状态但第2开关元件接通，在第1及第2开关元件中流过过电流的情况。
作为其对策，可以考虑将死区时间设定为与关断延迟时间相比充分长的时间的方法，但如果使死区时间变长，则第2开关元件的接通时间变短，效率下降。
所以，本发明的主要的目的是提供一种防止流过过电流、能够实现效率的提高的电力变换装置。
用来解决课题的手段
有关本发明的电力变换装置具备：第1直流端子，接受第1直流电压；交流端子，接受交流电压；第2直流端子，接受与第1直流电压不同的第2直流电压；第1开关元件，连接在第1直流端子与交流端子之间；第2开关元件，连接在交流端子与第2直流端子之间；第1控制电路，交替地输出第1及第2控制信号；以及第1驱动电路，响应于第1控制电路的输出信号而生成第1及第2驱动信号，使第1及第2开关元件交替地接通。如果第1及第2驱动信号被置于激活电平，则第1及第2开关元件分别接通；如果第1及第2驱动信号被置于非激活电平，则第1及第2开关元件分别关断。第1驱动电路在第1开关元件被接通的情况下，响应于第2控制信号而将第1驱动信号置于非激活电平，与第1开关元件的端子间电压超过了第1阈值电压这一情况相对应地将第2驱动信号置于激活电平；在第2开关元件被接通的情况下，响应于第1控制信号而将第2驱动信号置于非激活电平，并且与第2开关元件的端子间电压超过了第2阈值电压这一情况相对应地将第1驱动信号置于激活电平。
发明效果
在有关本发明的电力变换装置中，设有：第1控制电路，交替地输出第1及第2控制信号；以及第1驱动电路，响应于第1控制电路的输出信号而生成第1及第2驱动信号，使第1及第2开关元件交替地接通。第1驱动电路在第1开关元件被接通的情况下，响应于第2控制信号而将第1驱动信号设为非激活电平，并且与第1开关元件的端子间电压超过了第1阈值电压相对应地将第2驱动信号设为激活电平。因而，在第1开关元件实际关断后第2开关元件接通，所以能够防止流过过电流，实现效率的提高。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1的不间断电源装置的结构的电路框图。
图2是表示图1所示的逆变器及其周边部分的结构的电路框图。
图3是表示控制图2所示的逆变器的逆变器控制部的结构的电路框图。
图4是表示图3所示的电压指令值、三角波信号及PWM信号的波形的时间图。
图5是表示图3所示的栅极驱动电路的结构的电路框图。
图6是表示图5所示的延迟电路的结构的电路图。
图7是例示图5所示的栅极驱动电路的动作的时间图。
图8是例示图5所示的栅极驱动电路的动作的另一时间图。
图9是表示图1所示的变换器及其周边部分的结构的电路框图。
图10是表示控制图9所示的变换器的变换器控制部的结构的电路框图。
图11是表示实施方式1的变更例的电路框图。
图12是表示实施方式1的比较例的电路框图。
图13是用来说明图12所示的比较例的问题的图。
图14是表示本发明的实施方式2的不间断电源装置的结构的电路框图。
图15是表示图14所示的逆变器及其周边部分的结构的电路框图。
图16是表示控制图15所示的逆变器的逆变器控制部的结构的电路框图。
图17是表示图16所示的电压指令值、三角波信号及PWM信号的波形的时间图。
图18是表示实施方式2的变更例的电路框图。
图19是表示本发明的实施方式3的不间断电源装置的主要部分的电路框图。
图20是表示控制图19所示的逆变器的逆变器控制部的结构的电路框图。
具体实施方式
[实施方式1]
图1是表示本发明的实施方式1的不间断电源装置1的结构的电路框图。该不间断电源装置1是将来自商用交流电源21的三相交流电力暂且变换为直流电力、将该直流电力变换为三相交流电力并向负载24供给的装置。在图1中，为了图面及说明的简单化，仅表示了与三相(U相、V相、W相)中的一相(例如U相)对应的部分的电路。
在图1中，该不间断电源装置1具备交流输入端子T1、旁路输入端子T2、电池端子T3及交流输出端子T4。交流输入端子T1从商用交流电源21接受商用频率的交流电力。旁路输入端子T2从旁路交流电源22接受商用频率的交流电力。旁路交流电源22既可以是商用交流电源，也可以是发电机。
电池端子T3与电池(电力贮存装置)23连接。电池23储存直流电力。也可以代替电池23而连接着电容器。交流输出端子T4与负载24连接。负载24通过交流电力而被驱动。
该不间断电源装置1还具备电磁接触器2、8、14、16、电流检测器3、11、电容器4、9、13、电抗器5、12、变换器6、双向斩波器7、逆变器10、半导体开关15、操作部17及控制装置18。
电磁接触器2及电抗器5串联连接在交流输入端子T1与变换器6的输入节点之间。电容器4连接在电磁接触器2与电抗器5之间的节点N1上。电磁接触器2在不间断电源装置1使用时被接通，例如在不间断电源装置1维护时被关断。
在节点N1出现的交流输入电压Vi的瞬时值由控制装置18检测。基于交流输入电压Vi的瞬时值，判别有无发生停电等。电流检测器3检测流过节点N1的交流输入电流Ii，将表示其检测值的信号Iif向控制装置18给出。
电容器4及电抗器5构成低通滤波器，使商用频率的交流电力从商用交流电源21向变换器6穿过，防止由变换器6产生的开关频率的信号向商用交流电源21穿过。
变换器6受控制装置18控制，在从商用交流电源21被供给交流电力的正常时，将交流电力变换为直流电力，向直流线L1输出。在从商用交流电源21的交流电力的供给被停止的停电时，变换器6的运转被停止。变换器6的输出电压能够控制为希望的值。电容器4、电抗器5及变换器6构成正向变换器。
电容器9与直流线L1连接，使直流线L1的电压平滑化。在直流线L1中出现的直流电压VDC的瞬时值由控制装置18检测。直流线L1与双向斩波器7的高电压侧节点连接，双向斩波器7的低电压侧节点经由电磁接触器8与电池端子T3连接。
电磁接触器8在不间断电源装置1的使用时被接通，例如在不间断电源装置1及电池23的维护时被关断。在电池端子T3处出现的电池23的端子间电压VB的瞬时值由控制装置18检测。
双向斩波器7受控制装置18控制，在从商用交流电源21被供给交流电力的正常时，将由变换器6生成的直流电力储存到电池23中，在从商用交流电源21的交流电力的供给被停止的停电时，将电池23的直流电力经由直流线L1向逆变器10供给。
双向斩波器7在将直流电力向电池23储存的情况下，将直流线L1的直流电压VDC降压，向电池23给出。此外，双向斩波器7在将电池23的直流电力向逆变器10供给的情况下，将电池23的端子间电压VB升压并向直流线L1输出。直流线L1与逆变器10的输入节点连接。
逆变器10受控制装置18控制，将从变换器6或双向斩波器7经由直流线L1供给的直流电力变换为商用频率的交流电力并输出。即，逆变器10在正常时将从变换器6经由直流线L1供给的直流电力变换为交流电力，在停电时将从电池23经由双向斩波器7供给的直流电力变换为交流电力。逆变器10的输出电压能够控制为希望的值。
逆变器10的输出节点10a与电抗器12的一个端子连接，电抗器12的另一个端子(节点N2)经由电磁接触器14与交流输出端子T4连接。电容器13与节点N2连接。
电流检测器11检测逆变器10的输出电流Io的瞬时值，将表示其检测值的信号Iof向控制装置18给出。在节点N2出现的交流输出电压Vo的瞬时值由控制装置18检测。
电抗器12及电容器13构成低通滤波器，使由逆变器10生成的商用频率的交流电力向交流输出端子T4穿过，防止由逆变器10产生的开关频率的信号向交流输出端子T4穿过。逆变器10、电抗器12及电容器13构成逆向变换器。
电磁接触器14受控制装置18控制，在将由逆变器10生成的交流电力向负载24供给的逆变器供电模式时被接通，在将来自旁路交流电源22的交流电力向负载24供给的旁路供电模式时被关断。
半导体开关15包括晶闸管(thyristor)，连接在旁路输入端子T2与交流输出端子T4之间。电磁接触器16与半导体开关15并联连接。半导体开关15受控制装置18控制，通常被关断，在逆变器10故障的情况下瞬时地接通，将来自旁路交流电源22的交流电力向负载24供给。半导体开关15在从接通起经过规定时间后关断。
电磁接触器16在将由逆变器10生成的交流电力向负载24供给的逆变器供电模式时被关断，在将来自旁路交流电源22的交流电力向负载24供给的旁路供电模式时被接通。
此外，电磁接触器16在逆变器10故障的情况下接通，将来自旁路交流电源22的交流电力向负载24供给。即，在逆变器10故障的情况下，半导体开关15瞬时地以规定时间接通，并且电磁接触器16接通。这是为了防止半导体开关15过热而损坏。
操作部17包括被不间断电源装置1的使用者操作的多个按钮、显示各种信息的图像显示部等。通过使用者对操作部17进行操作，能够将不间断电源装置1的电源接通及关断，或选择旁路供电模式及逆变器供电模式中的某一方的模式。
控制装置18基于来自操作部17的信号、交流输入电压Vi、交流输入电流Ii、直流电压VDC、电池电压VB、交流输出电流Io及交流输出电压Vo等，对不间断电源装置1整体进行控制。即，控制装置18基于交流输入电压Vi的检测值检测是否发生了停电，与交流输入电压Vi的相位同步而对变换器6及逆变器10进行控制。
进而，控制装置18在从商用交流电源21被供给交流电力的正常时，对变换器6进行控制以使直流电压VDC成为希望的参照电压VDCr，在来自商用交流电源21的交流电力的供给被停止的停电时，使变换器6的运转停止。
进而，控制装置18在正常时，对双向斩波器7进行控制以使电池电压VB成为希望的参照电压VBr，在停电时，对双向斩波器7进行控制以使直流电压VDC成为希望的参照电压VDCr。
接着，对该不间断电源装置1的动作进行说明。在从商用交流电源21供给交流电力的正常时，如果选择了逆变器供电模式，则半导体开关15及电磁接触器16关断，并且电磁接触器2、8、14接通。
从商用交流电源21供给的交流电力被变换器6变换为直流电力。由变换器6生成的直流电力通过双向斩波器7向电池23储存并向逆变器10供给。逆变器10将从变换器6供给的直流电力变换为交流电力，向负载24供给。负载24通过从逆变器10供给的交流电力而被驱动。
如果来自商用交流电源21的交流电力的供给停止，即如果发生停电，则变换器6的运转停止，电池23的直流电力通过双向斩波器7向逆变器10供给。逆变器10将来自双向斩波器7的直流电力变换为交流电力，向负载24供给。因而，在电池23中储存有直流电力的期间中，能够继续负载24的运转。
此外，在逆变器供电模式时逆变器10故障的情况下，半导体开关15瞬时接通，电磁接触器14关断，并且电磁接触器16接通。由此，来自旁路交流电源22的交流电力经由半导体开关15及电磁接触器16向负载24供给，继续负载24的运转。在一定时间后，半导体开关15被关断，防止半导体开关15被过热而损坏。
图2是表示图1所示的逆变器10及其周边部分的结构的电路框图。在图2中，在变换器6与逆变器10之间连接着正侧的直流线L1和负侧的直流线L2。电容器9连接在直流线L1、L2间。
在从商用交流电源21被供给交流电力的正常时，变换器6将来自商用交流电源21的交流输入电压Vi变换为直流电压VDC，向直流线L1、L2间输出。在来自商用交流电源21的交流电力的供给被停止的停电时，变换器6的运转被停止，双向斩波器7将电池电压VB升压，将直流电压VDC向直流线L1、L2间输出。
逆变器10包括IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极晶体管)Q1～Q4及二极管D1～D4。IGBTQ1、Q2分别构成第1及第2开关元件。IGBTQ1、Q3的集电极都与直流线L1(第1直流端子)连接，它们的发射极分别与输出节点(交流端子)10a、10b连接。
IGBTQ2、Q4的集电极分别与输出节点10a、10b连接，它们的发射极都与直流线L2(第2直流端子)连接。二极管D1～D4分别与IGBTQ1～Q4反向并联地连接。逆变器10的输出节点10a经由电抗器12(图1)与节点N2连接，输出节点10b与中性点NP连接。电容器13连接在节点N2与中性点NP之间。
IGBTQ1、Q4和IGBTQ2、Q3交替地被接通。如果IGBTQ1、Q4被接通并且IGBTQ2、Q3被关断，则电容器9的正侧端子(直流线L1)经由IGBTQ1与输出节点10a连接，并且输出节点10b经由IGBTQ4与电容器9的负侧端子(直流线L2)连接，向输出节点10a、10b间输出电容器9的端子间电压。即，向输出节点10a、10b间输出正直流电压。
如果IGBTQ2、Q3被接通并且IGBTQ1、Q4被关断，则电容器9的正侧端子(直流线L1)经由IGBTQ3与输出节点10b连接，并且输出节点10a经由IGBTQ2与电容器9的负侧端子(直流线L2)连接，向输出节点10b、10a间输出电容器9的端子间电压。即，向输出节点10a、10b间输出负直流电压。
这里，对逆变器10的问题进行说明。如上述那样，IGBTQ1和IGBTQ2交替地被接通。在从IGBTQ1接通的状态切换为IGBTQ2接通的状态的情况下，如果虽然IGBTQ1还没有成为关断状态但IGBTQ2接通，则从电容器9的正侧端子(直流线L1)经由IGBTQ1、Q2向电容器9的负侧端子(直流线L2)流过过电流，IGBTQ1、Q2损坏。
相反，在从IGBTQ2接通的状态切换为IGBTQ1接通的状态的情况下，如果虽然IGBTQ2还没有成为关断状态但IGBTQ1接通，则从电容器9的正侧端子(直流线L1)经由IGBTQ1、Q2向电容器9的负侧端子(直流线L2)流过过电流，IGBTQ1、Q2损坏。关于IGBTQ4、Q3也有与IGBTQ1、Q2相同的问题。本实施方式1实现该问题的解决。
图3是表示控制图1所示的逆变器10的逆变器控制部30的结构的电路框图。逆变器控制部30包含在控制装置18中。在图3中，逆变器控制部30包括电压指令部31、三角波发生器32、比较器33、缓冲器34、逆变器35及栅极(gate)驱动电路36、37。
电压指令部31基于在节点N2(图1)出现的交流输出电压Vo的瞬时值和电流检测器11(图1)的输出信号Iof，生成正弦波状的电压指令值Vor。电压指令值Vor的相位与三相(U相、V相、W相)中的对应的相(这里是U相)的交流输入电压Vi的相位同步。
三角波发生器32输出相比商用频率(例如60Hz)充分高的频率fH(例如20KHz)的三角波信号Cu1。比较器33将来自电压指令部31的电压指令值Vor与来自三角波发生器32的三角波信号Cu1的高低，输出表示比较结果的PWM信号Au1。缓冲器34将PWM信号Au1向栅极驱动电路36、37给出。逆变器35使PWM信号Au1反转，生成PWM信号Bu1，向栅极驱动电路36、37给出。
图4的(A)、图4的(B)、图4的(C)是表示图3所示的电压指令值Vor、三角波信号Cu1及PWM信号Au1、Bu1的波形的时间图。如图4的(A)所示，电压指令值Vor是商用频率的正弦波信号。三角波信号Cu1的频率比电压指令值Vor的频率(商用频率)高。三角波信号Cu1的正侧的峰值比电压指令值Vor的正侧的峰值高。三角波信号Cu1的负侧的峰值比电压指令值Vor的负侧的峰值低。
如图4的(A)、图4的(B)所示，在三角波信号Cu1的电平比电压指令值Vor高的情况下，PWM信号Au1为“L”(低)电平，在三角波信号Cu1的电平比电压指令值Vor低的情况下，PWM信号Au1为“H”(高)电平。PWM信号Au1成为正脉冲信号列。
在电压指令值Vor为正极性的期间中，如果电压指令值Vor上升，则PWM信号Au1的脉冲宽度增大。在电压指令值Vor为负极性的期间中，如果电压指令值Vor下降，则PWM信号Au1的脉冲宽度减小。如图4的(B)、图4的(C)所示，PWM信号Bu1成为PWM信号Au1的反转信号。
这里，如果设被置于“H”电平的PWM信号Au1为第1控制信号，设被置于“H”电平的PWM信号Bu1为第2控制信号，则如图4的(B)、图4的(C)所示，第1及第2控制信号交替地被输出。电压指令部31、三角波发生器32、比较器33、缓冲器34及逆变器35构成交替地输出第1及第2控制信号的第1控制电路。
回到图3，栅极驱动电路36基于PWM信号Au1、Bu1和IGBTQ1、Q2的集电极－发射极间电压V1、V2，生成用来使IGBTQ1、Q2接通及关断的栅极驱动信号VG1、VG2。
如果栅极驱动信号VG1被置于激活电平的“H”电平，则IGBTQ1接通。如果IGBTQ1接通，则IGBTQ1的集电极－发射极间电压V1成为最小值V1L。如果栅极驱动信号VG1被置于非激活电平的“L”电平，则IGBTQ1关断。如果IGBTQ1关断，则IGBTQ1的集电极－发射极间电压V1成为最大值V1H。在V1L与V1H之间设定有规定的阈值电压VTH1。
如果栅极驱动信号VG2被置于激活电平的“H”电平，则IGBTQ2接通。如果IGBTQ2接通，则IGBTQ2的集电极－发射极间电压V2成为最小值V2L。如果栅极驱动信号VG2被置于非激活电平的“L”电平，则IGBTQ2关断。如果IGBTQ2关断，则IGBTQ2的集电极－发射极间电压V2成为最大值V2H。在V2L与V2H之间设定有规定的阈值电压VTH2。
栅极驱动电路36在IGBTQ1接通的情况下，当PWM信号Au1从“H”电平降低到“L”电平、并且PWM信号Bu1从“L”电平升高到“H”电平时，将栅极驱动信号VG1置于非激活电平的“L”电平，比较IGBTQ1的集电极－发射极间电压V1与阈值电压VTH1的高低，当V1超过了VTH1时，判别为IGBTQ1成为了关断状态，将栅极驱动信号VG2置于激活电平的“H”电平，使IGBTQ2接通。
此外，栅极驱动电路36在IGBTQ2接通的情况下，当PWM信号Au1从“L”电平升高到“H”电平、并且PWM信号Bu1从“H”电平降低到“L”电平时，将栅极驱动信号VG2置于非激活电平的“L”电平，将IGBTQ2的集电极－发射极间电压V2与阈值电压VTH2的高低，当V2超过了VTH2时，判别为IGBTQ2成为了关断状态，将栅极驱动信号VG1置于激活电平的“H”电平，使IGBTQ1接通。
栅极驱动电路37基于PWM信号Au1、Bu1和IGBTQ3、Q4的集电极－发射极间电压V3、V4，生成用来使IGBTQ3、Q4接通及关断的栅极驱动信号VG3、VG4。
如果栅极驱动信号VG3被置于激活电平的“H”电平，则IGBTQ3接通。如果IGBTQ3接通，则IGBTQ3的集电极－发射极间电压V3成为最小值V3L。如果栅极驱动信号VG3被置于非激活电平的“L”电平，则IGBTQ3关断。如果IGBTQ3关断，则IGBTQ3的集电极－发射极间电压V3成为最大值V3H。在V3L与V3H之间设定有规定的阈值电压VTH3。
如果栅极驱动信号VG4被置于激活电平的“H”电平，则IGBTQ4接通。如果IGBTQ4接通，则IGBTQ4的集电极－发射极间电压V4成为最小值V4L。如果栅极驱动信号VG4被置于非激活电平的“L”电平，则IGBTQ4关断。如果IGBTQ4关断，则IGBTQ4的集电极－发射极间电压V4成为最大值V4H。在V4L与V4H之间设定有规定的阈值电压VTH4。
栅极驱动电路37在IGBTQ4接通的情况下，在PWM信号Au1从“H”电平降低到“L”电平、并且PWM信号Bu1从“L”电平升高到“H”电平时，将栅极驱动信号VG4置于非激活电平的“L”电平，比较IGBTQ4的集电极－发射极间电压V4与阈值电压VTH4的高低，当V4超过了VTH4时，判别为IGBTQ4成为了关断状态，将栅极驱动信号VG3置于激活电平的“H”电平，使IGBTQ3接通。
此外，栅极驱动电路37在IGBTQ3接通的情况下，在PWM信号Au1从“L”电平升高到“H”电平、并且PWM信号Bu1从“H”电平降低到“L”电平时，将栅极驱动信号VG3置于非激活电平的“L”电平，比较IGBTQ3的集电极－发射极间电压V3与阈值电压VTH3的高低，当V3超过了VTH3时，判别为IGBTQ3成为了关断状态，将栅极驱动信号VG4置于激活电平的“H”电平，使IGBTQ4接通。
图5是表示栅极驱动电路36的结构的电路框图。在图5中，栅极驱动电路36包括电压检测器41、42、比较器43、44、延迟电路45、46、AND(与)栅极47、48及驱动器49、50。
电压检测器41检测IGBTQ2的集电极－发射极间电压V2，输出表示其检测值的信号V2f。电压检测器42检测IGBTQ1的集电极－发射极间电压V1，输出表示其检测值的信号V1f。
比较器43(第2比较器)比较由电压检测器41的输出信号V2f表示的电压V2与阈值电压VTH2的高低，输出表示比较结果的信号φ43。当V2<VTH2时，信号φ43为“L”电平，当V2>VTH2时，信号φ43为“H”电平。
比较器44(第1比较器)比较由电压检测器42的输出信号V1f表示的电压V1与阈值电压VTH1的高低，输出表示比较结果的信号φ44。当V1<VTH1时，信号φ44为“L”电平，当V1>VTH1时，信号φ44为“H”电平。
阈值电压VTH1、VTH2分别根据IGBTQ1、Q2的特性而设定。阈值电压VTH1、VTH2既可以是相互不同的电压，也可以是相同的电压。
延迟电路45仅使PWM信号Au1的上升边沿延迟规定时间Td1，生成信号φ45。延迟电路46仅使PWM信号Bu1的上升边沿延迟规定时间Td2，生成信号φ46。延迟时间Td1、Td2分别根据IGBTQ1、Q2的特性而设定。延迟时间Td1、Td2既可以是相互不同的时间，也可以是相同的时间。
图6是表示延迟电路45的结构的电路图。在图6中，延迟电路45包括AND栅极51和被串联连接的偶数级的逆变器52。PWM信号Au1向AND栅极51的一方输入节点直接给出，并且经由偶数级的逆变器52被向AND栅极51的另一方输入节点给出。AND栅极51的输出信号成为延迟电路45的输出信号φ45。逆变器52的数量根据延迟时间Td1而设定。
在PWM信号Au1被置于“H”电平的情况下，最末级的逆变器52的输出信号φ52为“H”电平，AND栅极51的输出信号φ45为“H”电平。如果PWM信号Au1从“H”电平降低到“L”电平，则AND栅极51的输出信号φ45立即从“H”电平降低到“L”电平。
在PWM信号Au1被置于“L”电平的情况下，最末级的逆变器52的输出信号φ52为“L”电平，AND栅极51的输出信号φ45为“L”电平。如果PWM信号Au1从“L”电平升高到“H”电平，则在延迟时间Td1的经过后，最末级的逆变器52的输出信号φ52从“L”电平升高到“H”电平，AND栅极51的输出信号φ45从“L”电平升高到“H”电平。
因而，根据该延迟电路45，仅PWM信号Au1的上升边沿及下降边沿当中的上升边沿被延迟延迟时间Td1。延迟电路46是与延迟电路45同样的结构。
回到图5，AND栅极47输出比较器43的输出信号φ43与延迟电路45的输出信号φ45的逻辑积信号φ47。驱动器49生成与信号φ47相同的逻辑电平的栅极驱动信号VG1。栅极驱动信号VG1是电压信号，向对应的IGBTQ1的栅极－发射极间给出。
AND栅极48输出比较器44的输出信号φ44与延迟电路46的输出信号φ46的逻辑积信号φ48。驱动器50生成与信号φ48相同的逻辑电平的栅极驱动信号VG2。栅极驱动信号VG2是电压信号，向对应的IGBTQ2的栅极－发射极间给出。
图7是例示图5所示的栅极驱动电路36的动作的时间图。在图7中，表示了PWM信号Au1从“H”电平降低到“L”电平的情况下的栅极驱动电路36的动作。
在图7中，(A)表示PWM信号Au1的波形，(B)表示延迟电路45的输出信号φ45的波形，(C)表示栅极驱动信号VG1的波形，(D)表示IGBTQ1的集电极－发射极间电压V1的波形，(E)表示比较器44的输出信号φ44的波形。
此外，(F)表示PWM信号Bu1的波形，(G)表示延迟电路46的输出信号φ46的波形，(H)表示AND栅极48的输出信号φ48的波形，(I)表示栅极驱动信号VG2的波形，(J)表示IGBTQ2的集电极－发射极间电压V2的波形，(K)表示比较器43的输出信号φ43的波形。
在时刻t0，PWM信号Au1被置于“H”电平，延迟电路45的输出信号φ45为“H”电平，栅极驱动信号VG1被置于激活电平的“H”电平。因此，IGBTQ1接通，IGBTQ1的集电极－发射极间电压V1成为最小值V1L，比较器44的输出信号φ44为“L”电平。
此外，PWM信号Bu1被置于“L”电平，延迟电路46的输出信号φ46被置于“L”电平，AND栅极48的输出信号φ48为“L”电平，栅极驱动信号VG2被置于非激活电平的“L”电平。因此，IGBTQ2关断，IGBTQ2的集电极－发射极间电压V2成为最大值V2H，比较器43的输出信号φ43为“H”电平。
如果在某个时刻t1，PWM信号Au1被降低到“L”电平，则延迟电路45的输出信号φ45被降低到“L”电平，栅极驱动信号VG1朝向非激活电平的“L”电平下降，IGBTQ1的集电极－发射极间电压V1朝向最大值V1H上升。
如果IGBTQ1的集电极－发射极间电压V1超过了阈值电压VTH1(时刻t2)，则比较器44的输出信号φ44被升高到“H”电平。阈值电压VTH1被设定为比V1的最大值V1H稍低的电压，当成为V1>VTH1时，IGBTQ1成为关断状态。
此外，在时刻t1，PWM信号Bu1被升高到“H”电平，在从时刻t1起经过延迟时间Td2后，延迟电路46的输出信号φ46被升高到“H”电平。
如果在时刻t2，比较器44的输出信号φ44被升高到“H”电平，则AND栅极48的输出信号φ48被升高到“H”电平，栅极驱动信号VG2朝向“H”电平上升，IGBTQ2的集电极－发射极间电压V2朝向最小值V2L下降。
如果IGBTQ2的集电极－发射极间电压V2下降到比阈值电压VTH2低(时刻t3)，则比较器43的输出信号φ43被降低到“L”电平。在时刻t4，IGBTQ2的集电极－发射极间电压V2到达最小值V2L，IGBTQ2成为接通状态。
图8是例示图5所示的栅极驱动电路36的动作的另一时间图。在图8中，表示了PWM信号Au1从“L”电平升高到“H”电平的情况下的栅极驱动电路36的动作。
在图8中，(A)表示PWM信号Bu1的波形，(B)表示延迟电路46的输出信号φ46的波形，(C)表示栅极驱动信号VG2的波形，(D)表示IGBTQ2的集电极－发射极间电压V2的波形，(E)表示比较器43的输出信号φ43的波形。
此外，(F)表示PWM信号Au1的波形，(G)表示延迟电路45的输出信号φ45的波形，(H)表示AND栅极47的输出信号φ47的波形，(I)表示栅极驱动信号VG1的波形，(J)表示IGBTQ1的集电极－发射极间电压V1的波形，(K)表示比较器44的输出信号φ44的波形。
在时刻t0，PWM信号Bu1被置于“H”电平，延迟电路46的输出信号φ46为“H”电平，栅极驱动信号VG2被置于激活电平的“H”电平，IGBTQ2接通，IGBTQ2的集电极－发射极间电压V2成为最小值V2L，比较器43的输出信号φ43为“L”电平。
此外，PWM信号Au1被置于“L”电平，延迟电路45的输出信号φ45被置于“L”电平，AND栅极47的输出信号φ47为“L”电平，栅极驱动信号VG1为“L”电平，IGBTQ1关断，IGBTQ1的集电极－发射极间电压V1为最大值V1H，比较器44的输出信号φ44为“H”电平。
在某个时刻t1，如果PWM信号Au1被升高到“H”电平，PWM信号Bu1被降低到“L”电平，则延迟电路46的输出信号φ46被降低到“L”电平，栅极驱动信号VG2朝向非激活电平的“L”电平下降，IGBTQ2的集电极－发射极间电压V2朝向最大值V2H上升。
如果IGBTQ2的集电极－发射极间电压V2超过了阈值电压VTH2(时刻t2)，则比较器43的输出信号φ43被升高到“H”电平。阈值电压VTH2被设定为比V2的最大值V2H稍低的电压，当成为V2>VTH2时，IGBTQ2成为关断状态。此外，在从PWM信号Au1被升高到“H”电平起经过延迟时间Td1后，延迟电路45的输出信号φ45被升高到“H”电平。
如果在时刻t2，比较器43的输出信号φ43被升高到“H”电平，则AND栅极47的输出信号φ47被升高到“H”电平，栅极驱动信号VG1朝向“H”电平上升，IGBTQ1的集电极－发射极间电压V1朝向最小值V1L下降。如果IGBTQ1的集电极－发射极间电压V1下降到比阈值电压VTH1低(时刻t3)，则比较器44的输出信号φ44被降低到“L”电平。在时刻t4，IGBTQ1的集电极－发射极间电压V1到达最小值V1L，IGBTQ1成为接通状态。
栅极驱动电路37(图3)的结构及动作与栅极驱动电路36的结构及动作是同样的，所以不重复其说明。
图9是表示图1所示的变换器6及其周边部分的结构的电路框图，是与图2对比的图。在图9中，变换器6包括IGBTQ11～Q14及二极管D11～D14。IGBTQ11、Q12分别构成第1及第2开关元件。IGBTQ11、Q13的集电极都与直流线L1(第1直流端子)连接，它们的发射极分别与输入节点(交流端子)6a、6b连接。
IGBTQ12、Q14的集电极分别与输入节点6a、6b连接，它们的发射极都与直流线L2连接。二极管D11～D14分别与IGBTQ11～Q14反向并联地连接。变换器6的输入节点6a经由电抗器5(图1)与节点N1连接，输入节点6b与中性点NP连接。电容器4连接在节点N1与中性点NP之间。
根据图2及图9可知，若从电容器9观察，逆变器10和变换器6是相同的结构。此外，在电容器9的初始充电完成之后，变换器6与逆变器10同样地动作。在电容器9的初始充电时，逆变器10的运转被停止，IGBTQ11～Q14被关断。从商用交流电源21(图1)供给的交流输入电压Vi通过二极管D11～D14被全波整流，给到直流线L1、L2间，通过电容器9被平滑化，成为直流电压VDC。也可以另外设置进行电容器9的初始充电的直流电源。
如果电容器9的初始充电完成，则开始IGBTQ11～Q14的接通/关断控制。在该变换器6中，与逆变器10同样，IGBTQ11、Q14和IGBTQ12、Q13交替地被接通。
如果IGBTQ11、Q14被接通、并且IGBTQ12、Q13被关断，则电容器9的正侧端子(直流线L1)经由IGBTQ11与输入节点6a连接，并且输入节点6b经由IGBTQ14与电容器9的负侧端子(直流线L2)连接，向输入节点6a、6b间输出电容器9的端子间电压。即，向输入节点6a、6b间输出正直流电压。
如果IGBTQ12、Q13被接通并且IGBTQ11、Q14被关断，则电容器9的正侧端子(直流线L1)经由IGBTQ13与输入节点6b连接，并且输入节点6a经由IGBTQ12与电容器9的负侧端子(直流线L2)连接，向输入节点6b、6a间输出电容器9的端子间电压。即，向输入节点6a、6b间输出负直流电压。
这里，对变换器6的问题进行说明。如上述那样，IGBTQ11和IGBTQ12交替地被接通。在从IGBTQ11接通的状态切换为IGBTQ12接通的状态的情况下，如果虽然IGBTQ11还没有成为关断状态但IGBTQ12接通，则从电容器9的正侧端子(直流线L1)经由IGBTQ11、Q12向电容器9的负侧端子(直流线L2)流过过电流，IGBTQ11、Q12损坏。
相反，在从IGBTQ12接通的状态切换为IGBTQ11的状态的情况下，如果虽然IGBTQ12还没有成为关断状态但IGBTQ11接通，则从电容器9的正侧端子(直流线L1)经由IGBTQ11、Q12向电容器9的负侧端子(直流线L2)流过过电流，IGBTQ11、Q12损坏。关于IGBTQ14、Q13也有与IGBTQ11、Q12相同的问题。本实施方式1也实现该问题的解决。
图10是表示包含在图1所示的控制装置18中的变换器控制部60的结构的电路框图。在图10中，变换器控制部60包括电压指令部61、三角波发生器62、比较器63、缓冲器64、逆变器65及栅极驱动电路66、67。
电压指令部61基于电容器9的端子间电压VDC、在节点N1(图1)出现的交流输入电压Vi的瞬时值和电流检测器3(图1)的输出信号Iif，生成正弦波状的电压指令值Vir。
即，电压指令部61基于直流电压VDC和参照电压VDCr的偏差ΔVDC＝VDC－VDCr，设定电压指令值Vir与交流输入电压Vi的相位差θ。在ΔVDC>0的情况下设为θ>0。在此情况下，输出到变换器6的节点6a、6b间的交流电压的相位比交流输入电压Vi的相位提前，从电容器9向商用交流电源21供给电力，直流电压VDC减小。
此外，在ΔVDC<0的情况下设为θ<0。在此情况下，输出到变换器6的节点6a、6b间的交流电压的相位比交流输入电压Vi的相位滞后，从商用交流电源21向电容器9供给电力，直流电压VDC增大。因而，直流电压VDC被维持为参照电压VDCr。
三角波发生器62输出与商用频率(例如60Hz)相比充分高的频率fH(例如20KHz)的三角波信号Cu2。比较器63比较来自电压指令部61的电压指令值Vir与来自三角波发生器62的三角波信号Cu2的高低，输出表示比较结果的PWM信号Au2。缓冲器64将PWM信号Au2向栅极驱动电路66给出。逆变器65使PWM信号Au2反转，生成PWM信号Bu2，向栅极驱动电路66给出。
电压指令值Vir、三角波信号Cu2及PWM信号Au2、Bu2的波形与图4所示的电压指令值Vor、三角波信号Cu1及PWM信号Au1、Bu1的波形为同样。
回到图10，栅极驱动电路66基于PWM信号Au2、Bu2、IGBTQ11、Q12的集电极－发射极间电压V11、V12，生成用来控制IGBTQ11、Q12的栅极驱动信号VG11、VG12。
如果栅极驱动信号VG11被置于激活电平的“H”电平，则IGBTQ11接通。如果IGBTQ11接通，则IGBTQ11的集电极－发射极间电压V11成为最小值V11L。如果栅极驱动信号VG11被置于非激活电平的“L”电平，则IGBTQ11关断。如果IGBTQ11关断，则IGBTQ11的集电极－发射极间电压V11成为最大值V11H。在V11L与V11H之间设定有规定的阈值电压VTH11。
如果栅极驱动信号VG12被置于激活电平的“H”电平，则IGBTQ12接通。如果IGBTQ12接通，则IGBTQ12的集电极－发射极间电压V12成为最小值V12L。如果栅极驱动信号VG12被置于非激活电平的“L”电平，则IGBTQ12关断。如果IGBTQ12关断，则IGBTQ12的集电极－发射极间电压V12成为最大值V12H。在V12L与V12H之间设定有规定的阈值电压VTH12。
栅极驱动电路66在IGBTQ11接通的情况下，在PWM信号Au2从“H”电平降低到“L”电平、并且PWM信号Bu2从“L”电平升高到“H”电平时，将栅极驱动信号VG11置于非激活电平的“L”电平，比较IGBTQ11的集电极－发射极间电压V11与阈值电压VTH11的高低，当V11超过了VTH11时，判别为IGBTQ11成为了关断状态，将栅极驱动信号VG12置于激活电平的“H”电平，使IGBTQ12接通。
此外，栅极驱动电路66在IGBTQ12接通的情况下，在PWM信号Au2从“L”电平升高到“H”电平、并且PWM信号Bu2从“H”电平降低到“L”电平时，将栅极驱动信号VG12置于非激活电平的“L”电平，比较IGBTQ12的集电极－发射极间电压V12与阈值电压VTH12的高低，当V12超过了VTH12时，判别为IGBTQ12成为了关断状态，将栅极驱动信号VG11置于激活电平的“H”电平，使IGBTQ11接通。
此外，栅极驱动电路67基于PWM信号Au2、Bu2和IGBTQ13、Q14的集电极－发射极间电压V13、V14，生成用来使IGBTQ13、Q14接通及关断的栅极驱动信号VG13、VG14。
如果栅极驱动信号VG13被置于激活电平的“H”电平，则IGBTQ13接通。如果IGBTQ13接通，则IGBTQ13的集电极－发射极间电压V13成为最小值V13L。如果栅极驱动信号VG13被置于非激活电平的“L”电平，则IGBTQ13关断。如果IGBTQ13关断，则IGBTQ13的集电极－发射极间电压V13成为最大值V13H。在V13L与V13H之间设定有规定的阈值电压VTH13。
如果栅极驱动信号VG14被置于激活电平的“H”电平，则IGBTQ14接通。如果IGBTQ14接通，则IGBTQ14的集电极－发射极间电压V14成为最小值V14L。如果栅极驱动信号VG14被置于非激活电平的“L”电平，则IGBTQ14关断。如果IGBTQ14关断，则IGBTQ14的集电极－发射极间电压V14成为最大值V14H。在V14L与V14H之间设定有规定的阈值电压VTH14。
栅极驱动电路67在IGBTQ14接通的情况下，在PWM信号Au2从“H”电平降低到“L”电平、并且PWM信号Bu2从“L”电平升高到“H”电平时，将栅极驱动信号VG14置于非激活电平的“L”电平，比较IGBTQ14的集电极－发射极间电压V14与阈值电压VTH14的高低，当V14超过了VTH14时，判别为IGBTQ14成为关断状态，将栅极驱动信号VG13置于激活电平的“H”电平，使IGBTQ13接通。
此外，栅极驱动电路67在IGBTQ13接通的情况下，在PWM信号Au2从“L”电平升高到“H”电平、并且PWM信号Bu2从“H”电平降低到“L”电平时，将栅极驱动信号VG13置于非激活电平的“L”电平，比较IGBTQ13的集电极－发射极间电压V13与阈值电压VTH13的高低，当V13超过了VTH13时，判别为IGBTQ13成为了关断状态，将栅极驱动信号VG14置于激活电平的“H”电平，使IGBTQ14接通。
栅极驱动电路66、67各自的结构及动作与在图5～图8中表示的栅极驱动电路36的结构及动作是同样的，所以不重复其说明。
如以上这样，在该实施方式1中，在从IGBTQ1接通的状态切换为IGBTQ2接通的状态的情况下，将栅极驱动信号VG1置于非激活电平，与IGBTQ1的端子间电压V1超过了阈值电压VTH1这一情况相对应地，将栅极驱动信号VG2设为激活电平。因而，当IGBTQ1实际关断时使IGBTQ2接通，所以能够防止在IGBTQ1、Q2中流过过电流，能够实现效率的提高。关于其他的IGBTQ3、Q4、Q11～Q14也与IGBTQ1、Q2是同样的。
图11是表示实施方式1的变更例的电路框图，是与图5对比的图。参照图11，在该变更例中，栅极驱动电路36被用栅极驱动电路36A置换。栅极驱动电路36A与栅极驱动电路36不同的点是：延迟电路45、46被除去，PWM信号Au1向AND栅极47的另一方输入节点直接给出，并且PWM信号Bu1向AND栅极48的另一方输入节点直接给出。这与将延迟电路45、46的延迟时间Td1、Td2设为0秒相同。将其他的栅极驱动电路37、66、67也变更为与栅极驱动电路36A同样的结构。在该变更例中，也能得到与实施方式1相同的效果。
图12是表示实施方式1的比较例的电路框图，是与图5对比的图。参照图12，在该比较例中，栅极驱动电路36被用栅极驱动电路36B置换。栅极驱动电路36B与栅极驱动电路36不同的点是：电压检测器41、42，比较器43、44及AND栅极47、48被除去，延迟电路45、46被用延迟电路45A、46A置换。
延迟电路45A仅使PWM信号Au1的上升边沿及下降边沿当中的上升边沿延迟一定的死区时间TD1，向驱动器49给出。延迟电路46A仅使PWM信号Bu1的上升边沿及下降边沿当中的上升边沿延迟一定的死区时间TD2，向驱动器49给出。
在IGBTQ1、Q2分别被设为接通状态及关断状态的情况下，如果PWM信号Au1从“H”电平降低到“L”电平，并且PWM信号Bu1从“L”电平升高到“H”电平，则栅极驱动信号VG1迅速地被降低到“L”电平，IGBTQ1关断，栅极驱动信号VG2在死区时间TD2经过后被升高到“H”电平，IGBTQ2接通。
此外，在IGBTQ1、Q2分别被设为关断状态及接通状态的情况下，如果PWM信号Au1从“L”电平升高到“H”电平，并且PWM信号Bu1从“H”电平降低到“L”电平，则栅极驱动信号VG2迅速地被降低到“L”电平，IGBTQ2关断，栅极驱动信号VG1在死区时间TD1的经过后被升高到“H”电平，IGBTQ1接通。其他的栅极驱动电路37、66、67也被变更为与栅极驱动电路36B同样的结构。
在该比较例中，死区时间TD1、TD2各自被固定为一定值。但是，从将栅极驱动信号VG1设为“L”电平到IGBTQ1实际成为关断状态的关断延迟时间Toff与当栅极驱动信号VG1为“H”电平时流过IGBTQ1的电流(断路电流Ioff)成反比例而变化。
图13是例示断路电流Ioff与关断延迟时间Toff的关系的图。如图13所示，当断路电流Ioff是最低值时，关断延迟时间Toff成为最大值，随着断路电流Ioff增大，关断延迟时间Toff减少。
因而，根据断路电流Ioff的值，关断延迟时间Toff比死区时间TD1、TD2的各自都长，在IGBTQ1(或Q2)关断之前，IGBTQ2(或Q1)接通，有可能流过过电流。另一方面，如果将死区时间TD1(或TD2)设定为与关断延迟时间Toff相比充分长的时间，则IGBTQ1(或Q2)的接通时间变短，效率下降。
相对于此，在本实施方式1中，在从IGBTQ1接通的状态切换为IGBTQ2接通的状态的情况下，将栅极驱动信号VG1置于非激活电平，与IGBTQ1的端子间电压V1超过了阈值电压VTH1这一情况相对应地，将栅极驱动信号VG2置于激活电平。因而，当IGBTQ1实际关断时IGBTQ2接通，所以能够防止在IGBTQ1、Q2中流过过电流，并且能够实现效率的提高。
[实施方式2]
图14是表示本发明的实施方式2的不间断电源装置70的结构的电路框图，是与图1对比的图。参照图14，该不间断电源装置70与实施方式1的不间断电源装置1不同的点，是变换器6、双向斩波器7、逆变器10及控制装置18分别被置换为变换器71、双向斩波器72、逆变器73及控制装置73。
图15是表示逆变器73及其周边部分的电路框图。在图15中，在变换器71与逆变器73之间连接着3条直流线L1～L3。直流线L2与中性点NP连接，被设为中性点电压(例如0V)。电容器9包括2个电容器9a、9b。电容器9a连接在直流线L1、L2间。电容器9b连接在直流线L2、L3间。
变换器71在从商用交流电源21被供给交流电力的正常时，将来自商用交流电源21的交流电力变换为直流电力，向直流线L1～L3供给。此时，变换器71将电容器9a、9b分别充电，以使直流线L1、L2间的直流电压VDCa成为参照电压VDCr、并且直流线L2、L3间的直流电压VDCb成为参照电压VDCr。
直流线L1、L2、L3的电压分别被设为正直流电压(+VDCr)、中性点电压(0V)及负直流电压(－VDCr)。在来自商用交流电源21的交流电力的供给被停止的停电时，变换器71的运转被停止。
双向斩波器72在正常时，将由变换器71生成的直流电力向电池23储存。此时，双向斩波器72将电池23充电，以使电池23的端子间电压VB成为参照电压VBr。
双向斩波器72在停电时，将电池23的直流电力向逆变器73供给。此时双向斩波器72将电容器9a、9b分别充电，以使电容器9a、9b的端子间电压VDCa、VDCb分别成为参照电压VDCr。
逆变器73在正常时，将由变换器71生成的直流电力变换为商用频率的交流电力，向负载24供给。此时，逆变器73基于从直流线L1～L3供给的正直流电压、中性点电压及负直流电压，生成商用频率的交流输出电压Vo。
逆变器73包括IGBTQ21～Q24及二极管D21～D24。IGBTQ21(第1开关元件)的集电极与直流线L1(第1直流端子)连接，其发射极与输出节点72a(交流端子)连接。IGBTQ22、Q24(第2及第4开关元件)的集电极被相互连接，它们的发射极分别与直流线L2(第2直流端子)及输出节点72a连接。IGBTQ23(第3开关元件)的集电极与输出节点72a连接，其发射极与直流线L3(第3直流端子)连接。二极管D21～D24分别与IGBTQ21～Q24反向并联地连接。输出节点72a经由电抗器12与节点N2连接。
在该逆变器73中，在第1期间中，IGBTQ23、Q24分别被设为关断状态及接通状态，IGBTQ21、Q22交替地被接通，在第2期间中，IGBTQ21、Q22分别被设为关断状态及接通状态，IGBTQ23、Q24交替地被接通。
在第1期间中，如果IGBTQ21被接通，则从直流线L1经由IGBTQ11向输出节点72a输出正电压。此外，如果IGBTQ22被接通，则输出节点72a经由二极管D24及IGBTQ22与直流线L2连接，并且直流线L2经由二极管D22及IGBTQ24与输出节点72a连接，输出节点72a被设为中性点电压。因而，在第1期间中，向输出节点72a交替地输出正电压和中性点电压。
在第2期间中，如果IGBTQ23被接通，则输出节点72a经由IGBTQ23与直流线L2连接，输出节点72a被设为负电压。此外，如果IGBTQ24被接通，则直流线L2经由二极管D22及IGBTQ24与输出节点72a连接，并且输出节点72a经由二极管D24及IGBTQ22与直流线L2连接，输出节点72a被设为中性点电压。因而，在第2期间中，向输出节点72a交替地输出负电压和中性点电压。
这里，对逆变器73的问题进行说明。在第1期间中，在从IGBTQ21接通的状态切换为IGBTQ22接通的状态的情况下，如果虽然IGBTQ21还没有成为关断状态但IGBTQ22接通，则从电容器9a的正侧端子(直流线L1)经由IGBTQ21、二极管D24及IGBTQ22向电容器9a的负侧端子(直流线L2)流过过电流，IGBTQ21、二极管D24及IGBTQ22损坏。
相反，在从IGBTQ22接通的状态切换为IGBTQ21接通的状态的情况下，如果虽然IGBTQ22还没有成为关断状态但IGBTQ21接通，则从电容器9a的正侧端子(直流线L1)经由IGBTQ21、二极管D24及IGBTQ22向电容器9a的负侧端子(直流线L2)流过过电流，IGBTQ21、二极管D24及IGBTQ22损坏。关于IGBTQ24、Q23，也有与IGBTQ21、Q22相同的问题。本实施方式2实现该问题的解决。
图16是表示对逆变器73进行控制的逆变器控制部80的结构的电路框图。在图16中，逆变器控制部80包括电压指令部81、三角波发生器82、83、比较器84、85、缓冲器86、87、逆变器88、89及栅极驱动电路90、91。
电压指令部81基于在节点N2(图15)出现的交流输出电压Vo的瞬时值和电流检测器11(图15)的输出信号Iof，生成正弦波状的电压指令值Vor。电压指令值Vor的相位与三相(U相、V相，W相)中的对应的相(这里是U相)的交流输入电压Vi的相位同步。
三角波发生器82输出与商用频率(例如60Hz)相比充分高的频率fH(例如20KHz)的三角波信号Cu1a。三角波发生器83输出与三角波信号Cu1a同相位、相同频率fH的三角波信号Cu1b。
比较器84比较来自电压指令部81的电压指令值Vor与来自三角波发生器82的三角波信号Cu1a的高低，输出表示比较结果的PWM信号φ1。缓冲器86将PWM信号φ1向栅极驱动电路90给出。逆变器88使PWM信号φ1反转，生成PWM信号φ2，向栅极驱动电路90给出。
比较器85比较来自电压指令部81的电压指令值Vor与来自三角波发生器83的三角波信号Cu1b的高低，输出表示比较结果的PWM信号φ3。缓冲器87将PWM信号φ3向栅极驱动电路91给出。逆变器89使PWM信号φ3反转，生成PWM信号φ4，向栅极驱动电路91给出。
图17是表示图16所示的电压指令值Vor、三角波信号Cu1a、Cu1b及PWM信号φ1～φ4的波形的时间图。在图17中，(A)表示电压指令值Vor及三角波信号Cu1a、Cu1b的波形，(B)、(C)、(D)、(E)分别表示PWM信号φ1、φ3、φ4、φ2的波形。
如图17的(A)所示，电压指令值Vor是商用频率的正弦波信号。三角波信号Cu1a的最低值是0V，其最高值比电压指令值Vor的正的峰值高。三角波信号Cu1b的最高值是0V，其最低值比电压指令值Vor的负的峰值低。三角波信号Cu1a、Cu1b是同相位的信号，三角波信号Cu1a、Cu1b的相位同步于电压指令值Vor的相位。三角波信号Cu1a、Cu1b的频率比电压指令值Vor的频率(商用频率)高。
如图17的(A)、图17的(B)所示，在三角波信号Cu1a的电平比电压指令值Vor高的情况下(时刻t0～t1，t2～t3，t4～t9，…)，PWM信号φ1为“L”电平。相反，在三角波信号Cu1a的电平比电压指令值Vor低的情况下(时刻t1～t2，t3～t4，…)，PWM信号φ1为“H”电平。PWM信号φ1为正脉冲信号列。
在电压指令值Vor为正极性的第1期间中，如果电压指令值Vor上升，则PWM信号φ1的脉冲宽度增大。在电压指令值Vor为负极性的第2期间中，PWM信号φ1被固定为“L”电平。如图17的(B)、图17的(E)所示，PWM信号φ2是PWM信号φ1的反转信号。
这里，如果将被置于“H”电平的PWM信号φ1、φ2分别设为第1及第2控制信号，则如图17的(B)、图17的(E)所示，第1及第2控制信号被交替地输出。电压指令部81、三角波发生器82、比较器84、缓冲器86及逆变器88构成交替地输出第1及第2控制信号的第1控制电路。
如图17的(A)、图17的(C)所示，在三角波信号Cu1b的电平比电压指令值Vor低的情况下(时刻t0～t5，t6～t7，…)，PWM信号φ3为“L”电平。相反，在三角波信号Cu1b的电平比电压指令值Vor高的情况下(时刻t5～t6，t7～t8，…)，PWM信号φ3为“H”电平。PWM信号φ3为正脉冲信号列。
在电压指令值Vor为正极性的第1期间中，PWM信号φ3被固定为“L”电平。在电压指令值Vor为负极性的第2期间中，如果电压指令值Vor下降，则PWM信号φ3的脉冲宽度增大。如图17的(C)、图17的(D)所示，PWM信号φ4是PWM信号φ3的反转信号。
这里，如果将被置于“H”电平的PWM信号φ3、φ4分别设为第3及第4控制信号，则如图17的(C)、图17的(D)所示，第3及第4控制信号被交替地输出。电压指令部81、三角波发生器83、比较器85、缓冲器87及逆变器89构成交替地输出第3及第4控制信号的第2控制电路。
如图17的(B)～图17的(E)所示，如果PWM信号φ1～φ4的波形变化，则与图17的(A)所示的电压指令值Vor相同波形的交流输出电压Vo向节点N2及中性点NP间输出。另外，在图17的(A)～图17的(E)中表示了与U相对应的电压指令值Vor及信号Cu1a、Cu1b、φ1～φ4的波形，但与V相及W相分别对应的电压指令值及信号的波形也是同样的。但是，与U相、V相及W相对应的电压指令值及信号的相位各偏移120度。
回到图16，栅极驱动电路90基于PWM信号φ1、φ2和IGBTQ21、Q22的集电极－发射极间电压V21、V22，生成用来使IGBTQ21、Q22接通及关断的栅极驱动信号VG21、VG22。
如果栅极驱动信号VG21被置于激活电平的“H”电平，则IGBTQ21接通。如果IGBTQ21接通，则IGBTQ21的集电极－发射极间电压V21成为最小值V21L。如果栅极驱动信号VG21被置于非激活电平的“L”电平，则IGBTQ21关断。如果IGBTQ21关断，则IGBTQ21的集电极－发射极间电压V21成为最大值V21H。在V21L与V21H之间设定有规定的阈值电压VTH21。
如果栅极驱动信号VG22被置于激活电平的“H”电平，则IGBTQ22接通。如果IGBTQ22接通，则IGBTQ22的集电极－发射极间电压V22成为最小值V22L。如果栅极驱动信号VG22被置于非激活电平的“L”电平，则IGBTQ22关断。如果IGBTQ22关断，则IGBTQ22的集电极－发射极间电压V22成为最大值V22H。在V22L与V22H之间设定有规定的阈值电压VTH22。
栅极驱动电路90在IGBTQ21接通的情况下，在PWM信号φ1从“H”电平降低到“L”电平、并且PWM信号φ2从“L”电平升高到“H”电平时，将栅极驱动信号VG21置于非激活电平的“L”电平，比较IGBTQ21的集电极－发射极间电压V21与阈值电压VTH21的高低，当V21超过了VTH21时，判别为IGBTQ21成为了关断状态，将栅极驱动信号VG22置于激活电平的“H”电平，使IGBTQ22接通。
此外，栅极驱动电路90在IGBTQ22接通的情况下，在PWM信号φ1从“L”电平升高到“H”电平、并且PWM信号φ2从“H”电平降低到“L”电平时，将栅极驱动信号VG22置于非激活电平的“L”电平，比较IGBTQ22的集电极－发射极间电压V22与阈值电压VTH22的高低，当V22超过了VTH22时，判别为IGBTQ22成为了关断状态，将栅极驱动信号VG21置于激活电平的“H”电平，使IGBTQ21接通。
此外，栅极驱动电路91基于PWM信号φ3、φ4和IGBTQ23、Q24的集电极－发射极间电压V23、V24，生成用来使IGBTQ23、Q24接通及关断的栅极驱动信号VG23、VG24。
如果栅极驱动信号VG23被置于激活电平的“H”电平，则IGBTQ23接通。如果IGBTQ23接通，则IGBTQ23的集电极－发射极间电压V23成为最小值V23L。如果栅极驱动信号VG23被置于非激活电平的“L”电平，则IGBTQ23关断。如果IGBTQ23关断，则IGBTQ23的集电极－发射极间电压V3成为最大值V23H。V23L与V23H之间设定有规定的阈值电压VTH23。
如果栅极驱动信号VG24被置于激活电平的“H”电平，则IGBTQ24接通。如果IGBTQ24接通，则IGBTQ24的集电极－发射极间电压V24成为最小值V24L。如果栅极驱动信号VG24被置于非激活电平的“L”电平，则IGBTQ24关断。如果IGBTQ24关断，则IGBTQ24的集电极－发射极间电压V24成为最大值V24H。在V24L与V24H之间设定有规定的阈值电压VTH24。
栅极驱动电路91在IGBTQ23接通的情况下，在PWM信号φ3从“H”电平降低到“L”电平、并且PWM信号φ4从“L”电平升高到“H”电平时，将栅极驱动信号VG23置于非激活电平的“L”电平，比较IGBTQ23的集电极－发射极间电压V23与阈值电压VTH23的高低，当V23超过了VTH23时，判别为IGBTQ23成为了关断状态，将栅极驱动信号VG24置于激活电平的“H”电平，使IGBTQ24接通。
此外，栅极驱动电路91在IGBTQ24接通的情况下，在PWM信号φ3从“L”电平升高到“H”电平、并且PWM信号φ4从“H”电平降低到“L”电平时，将栅极驱动信号VG24置于非激活电平的“L”电平，比较IGBTQ24的集电极－发射极间电压V24与阈值电压VTH24的高低，当V24超过了VTH24时，判别为IGBTQ24成为了关断状态，将栅极驱动信号VG23置于激活电平的“H”电平，使IGBTQ23接通。
栅极驱动电路90、91各自的结构及动作由于与栅极驱动电路36的结构(图5)及动作(图7、图8)是同样的，所以不重复其说明。此外，与实施方式1同样，若从电容器9a、9b看，变换器71和逆变器73是同样的结构，在电容器9a、9b的初始充电完成后，变换器71作为逆变器动作，控制变换器71的变换器控制部与逆变器控制部80(图16)是同样的。
如以上这样，在该实施方式2中，在从IGBTQ21接通的状态切换为IGBTQ22接通的状态的情况下，将栅极驱动信号VG21置于非激活电平，与IGBTQ21的端子间电压V21超过了阈值电压VTH21这一情况相对应地，将栅极驱动信号VG22设为激活电平。因而，在将IGBTQ21实际关断时使IGBTQ22接通，所以能够防止在IGBTQ21、Q22中流过过电流，并且能够实现效率的提高。关于IGBTQ23、Q24也与IGBTQ21、Q22是同样的。
图18是表示实施方式2的变更例的电路框图，是与图15对比的图。在该变更例中，图15的逆变器73被用逆变器73A置换。逆变器73A与逆变器73不同的点，是IGBTQ22和IGBTQ24被反向连接。即，IGBTQ22、Q24的发射极被相互连接，IGBTQ22、Q24的集电极分别与输出节点72a及直流线L2连接。二极管D22、D24分别与IGBTQ22、Q24反向并联地连接。在该变更例中，能得到与实施方式2相同的效果。
[实施方式3]
图19是表示本发明的实施方式3的不间断电源装置的主要部分的电路框图，是与图15对比的图。参照图19，该不间断电源装置与实施方式2的不间断电源装置1不同的点，是变换器71及逆变器73分别被置换为变换器95及逆变器96。
在图19中，变换器95在从商用交流电源21被供给交流电力的正常时，将来自商用交流电源21的交流电力变换为直流电力，向直流线L1～L3供给。此时，变换器95将电容器9a、9b分别充电，以使直流线L1、L2间的直流电压VDCa成为参照电压VDCr、并且直流线L2、L3间的直流电压VDCb成为参照电压VDCr。
直流线L1、L2、L3的电压分别被设为正直流电压(+VDCr)，中性点电压(0V)及负直流电压(－VDCr)。在来自商用交流电源21的交流电力的供给被停止的停电时，变换器95的运转被停止。
逆变器96在正常时，将由变换器95生成的直流电力变换为商用频率的交流电力，向负载24供给。此时，逆变器96基于从直流线L1～L3供给的正直流电压、中性点电压及负直流电压，生成商用频率的交流输出电压Vo。
逆变器96包括IGBTQ31～Q34及二极管D31～D36。IGBTQ31(第1开关元件)的集电极与直流线L1(第1直流端子)连接，IGBTQ31的发射极与IGBTQ34(第4开关元件)的集电极连接，IGBTQ34的发射极与输出节点96a(交流端子)连接。IGBTQ32(第2开关元件)的集电极与输出节点96a连接，IGBTQ32的发射极与IGBTQ33(第3开关元件)的集电极连接，IGBTQ33的发射极与直流线L2连接。
二极管D31～D34分别与IGBTQ31～Q34反向并联地连接。二极管D35(第1二极管)的阳极与IGBTQ32的发射极连接，其阴极与直流线L2连接。二极管D36(第2二极管)的阳极与直流线L2连接，其阴极与IGBTQ34的集电极连接。
在该逆变器96中，在第1期间中，IGBTQ33、Q34分别被设为关断状态及接通状态，IGBTQ31、Q32交替地被接通，在第2期间中，IGBTQ31、Q32分别被设为关断状态及接通状态，IGBTQ33、Q34交替地被接通。
在第1期间中，如果IGBTQ31被接通，则从直流线L1经由IGBTQ31、Q34向输出节点96a输出正电压。此外，如果IGBTQ32被接通，则输出节点96a经由IGBTQ32及二极管D35与直流线L2连接，并且直流线L2经由二极管D36及IGBTQ34与输出节点96a连接，输出节点96a被设为中性点电压。因而，在第1期间中，向输出节点96a交替地输出正电压和中性点电压。
在第2期间中，如果IGBTQ33被接通，则输出节点96a经由IGBTQ32、Q33与直流线L3连接，输出节点96a被设为负电压。此外，如果IGBTQ34被接通，则直流线L2经由二极管D36及IGBTQ34与输出节点96a连接，并且输出节点96a经由IGBTQ32及二极管D35与直流线L2连接，输出节点96a被设为中性点电压。因而，在第2期间中，向输出节点96a交替地输出负电压和中性点电压。
这里，对逆变器96的问题进行说明。在第1期间中，在从IGBTQ31接通的状态切换为IGBTQ32接通的状态的情况下，如果虽然IGBTQ31还没有成为关断状态但IGBTQ32接通，则从电容器9a的正侧端子(直流线L1)经由IGBTQ31、Q34、Q32及二极管D35向电容器9a的负侧端子(直流线L2)流过过电流，IGBTQ31、Q34、Q32及二极管D35损坏。
相反，在从IGBTQ32接通的状态切换为IGBTQ31接通的状态的情况下，如果虽然IGBTQ32还没有成为关断状态但IGBTQ31接通，则从电容器9a的正侧端子(直流线L1)经由IGBTQ31、Q34、Q32及二极管D35向电容器9a的负侧端子(直流线L2)流过过电流，IGBTQ31、Q34、Q32及二极管D35损坏。关于IGBTQ34、Q33，也有与IGBTQ31、Q32相同的问题。本实施方式2是实现该问题的解决的。
图20是表示控制逆变器96的逆变器控制部97的结构的电路框图，是与图16对比的图。参照图20，逆变器控制部97与图16的逆变器控制部80不同的点是，栅极驱动电路90、91分别被用栅极驱动电路98、99置换。电压指令值Vor、三角波信号Cu1a、Cu1b及PWM信号φ1～φ4的波形是如图17中所表示的那样。
栅极驱动电路98基于PWM信号φ1、φ2和IGBTQ31、Q32的集电极－发射极间电压V31、V32，生成用来使IGBTQ31、Q32接通及关断的栅极驱动信号VG31、VG32。
如果栅极驱动信号VG31被置于激活电平的“H”电平，则IGBTQ31接通。如果IGBTQ31接通，则IGBTQ31的集电极－发射极间电压V31成为最小值V31L。如果栅极驱动信号VG31被置于非激活电平的“L”电平，则IGBTQ31关断。如果IGBTQ31关断，则IGBTQ31的集电极－发射极间电压V31成为最大值V31H。在V31L与V31H之间设定有规定的阈值电压VTH31。
如果栅极驱动信号VG32被置于激活电平的“H”电平，则IGBTQ32接通。如果IGBTQ32接通，则IGBTQ32的集电极－发射极间电压V32成为最小值V32L。如果栅极驱动信号VG32被置于非激活电平的“L”电平，则IGBTQ32关断。如果IGBTQ32关断，则IGBTQ32的集电极－发射极间电压V32成为最大值V32H。在V32L与V32H之间设定有规定的阈值电压VTH32。
栅极驱动电路98在IGBTQ31接通的情况下，在PWM信号φ1从“H”电平降低到“L”电平、并且PWM信号φ2从“L”电平升高到“H”电平时，将栅极驱动信号VG31置于非激活电平的“L”电平，比较IGBTQ31的集电极－发射极间电压V31与阈值电压VTH31的高低，当V31超过了VTH31时，判别为IGBTQ31成为了关断状态，将栅极驱动信号VG32置于激活电平的“H”电平，使IGBTQ32接通。
此外，栅极驱动电路98在IGBTQ32接通的情况下，在PWM信号φ1从“L”电平升高到“H”电平、并且PWM信号φ2从“H”电平降低到“L”电平时，将栅极驱动信号VG32置于非激活电平的“L”电平，比较IGBTQ32的集电极－发射极间电压V32与阈值电压VTH32的高低，当V32超过了VTH32时，判别为IGBTQ32成为了关断状态，将栅极驱动信号VG31置于激活电平的“H”电平，使IGBTQ31接通。
此外，栅极驱动电路99基于PWM信号φ3、φ4和IGBTQ33、Q34的集电极－发射极间电压V33、V34，生成用来使IGBTQ33、Q34接通及关断的栅极驱动信号VG33、VG34。
如果栅极驱动信号VG33被置于激活电平的“H”电平，则IGBTQ33接通。如果IGBTQ33接通，则IGBTQ33的集电极－发射极间电压V33成为最小值V33L。如果栅极驱动信号VG33被置于非激活电平的“L”电平，则IGBTQ33关断。如果IGBTQ33关断，则IGBTQ33的集电极－发射极间电压V33成为最大值V33H。在V33L与V33H之间设定有规定的阈值电压VTH33。
如果栅极驱动信号VG34被置于激活电平的“H”电平，则IGBTQ34接通。如果IGBTQ34接通，则IGBTQ34的集电极－发射极间电压V34成为最小值V34L。如果栅极驱动信号VG34被置于非激活电平的“L”电平，则IGBTQ34关断。如果IGBTQ34关断，则IGBTQ34的集电极－发射极间电压V34成为最大值V34H。在V34L与V34H之间设定有规定的阈值电压VTH34。
栅极驱动电路99在IGBTQ33接通的情况下，在PWM信号φ3从“H”电平降低到“L”电平、并且PWM信号φ4从“L”电平升高到“H”电平时，将栅极驱动信号VG33置于非激活电平的“L”电平，比较IGBTQ33的集电极－发射极间电压V33与阈值电压VTH33的高低，当V33超过了VTH33时，判别为IGBTQ33成为了关断状态，将栅极驱动信号VG34置于激活电平的“H”电平，使IGBTQ34接通。
此外，栅极驱动电路99在IGBTQ34接通的情况下，在PWM信号φ3从“L”电平升高到“H”电平、并且PWM信号φ4从“H”电平降低到“L”电平时，将栅极驱动信号VG34置于非激活电平的“L”电平，比较IGBTQ34的集电极－发射极间电压V34与阈值电压VTH34的高低，当V34超过了VTH34时，判别为IGBTQ34成为了关断状态，将栅极驱动信号VG33置于激活电平的“H”电平，使IGBTQ33接通。
栅极驱动电路98、99各自的结构及动作与栅极驱动电路36的结构(图5)及动作(图7、图8)是同样的，所以不重复其说明。此外，与实施方式1同样，若从电容器9a、9b看，则变换器95和逆变器96是同样的结构，在电容器9a、9b的初始充电完成后，变换器95作为逆变器动作，对变换器95进行控制的变换器控制部与逆变器控制部97(图20)是同样的。
如以上这样，在该实施方式3中，在从IGBTQ31接通的状态切换为IGBTQ32接通的状态的情况下，将栅极驱动信号VG31置于非激活电平，与IGBTQ31的端子间电压V31超过了阈值电压VTH31这一情况相对应地，将栅极驱动信号VG32设为激活电平。因而，当IGBTQ31实际关断时IGBTQ32接通，所以能够防止在IGBTQ31、Q32中流过过电流，并且能够实现效率的提高。关于IGBTQ33、Q34也与IGBTQ31、Q32是同样的。
此次公开的实施方式在全部的方面都是例示，而不应被认为是限制性的。本发明不是由上述的说明而是由权利要求书表示，意味着包含权利要求书和其等价的意义及范围内全部变更。
标号说明
1、70不间断电源装置；T1交流输入端子；T2旁路输入端子；T3电池端子；T4交流输出端子；2、8、14、16电磁接触器；3、11电流检测器；4、9、9a、9b、13电容器；5、12电抗器；6、71、95变换器；7、72双向斩波器；10、73、96逆变器；15半导体开关；17操作部；18控制装置；21商用交流电源；22旁路交流电源；23电池；24负载；Q1～Q4、Q11～Q14、Q21～Q24、Q31～Q34IGBT；D1～D4、D11～D14、D21～D24、D31～D36二极管；30、80、97逆变器控制部；31、61、81电压指令部；32、62、82、83三角波发生器；33、43、44、63、84、85比较器；34、64、86、87缓冲器；35、52、65、88、89逆变器；36、36A、36B、37、66、67、90、91、98、99栅极驱动电路；41、42电压检测器；45、45A、46、46A延迟电路；47、48、51AND栅极；49、50驱动器。

Claims (11)

1.一种电力变换装置，其特征在于，
具备：
第1直流端子，接受第1直流电压；
交流端子，接受交流电压；
第2直流端子，接受与上述第1直流电压不同的第2直流电压；
第1开关元件，连接在上述第1直流端子与上述交流端子之间；
第2开关元件，连接在上述交流端子与上述第2直流端子之间；
第1控制电路，交替地输出第1及第2控制信号；以及
第1驱动电路，响应于上述第1控制电路的输出信号，生成第1及第2驱动信号，使上述第1及第2开关元件交替地接通；
如果上述第1及第2驱动信号被置于激活电平，则上述第1及第2开关元件分别接通；
如果上述第1及第2驱动信号被置于非激活电平，则上述第1及第2开关元件分别关断；
在上述第1开关元件被接通的情况下，上述第1驱动电路响应于上述第2控制信号而将上述第1驱动信号置于非激活电平，并且与上述第1开关元件的端子间电压超过了第1阈值电压这一情况相对应地将上述第2驱动信号置于激活电平；
在上述第2开关元件被接通的情况下，上述第1驱动电路响应于上述第1控制信号而将上述第2驱动信号置于非激活电平，并且与上述第2开关元件的端子间电压超过了第2阈值电压这一情况相对应地将上述第1驱动信号置于激活电平。
2.如权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
上述第1及第2开关元件分别是第1及第2绝缘栅双极晶体管；
上述电力变换装置还具备分别与上述第1及第2绝缘栅双极晶体管反向并联地连接的第1及第2二极管。
3.如权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
上述第1控制电路在第1期间中交替地输出上述第1及第2控制信号，在第2期间中持续输出上述第2控制信号；
上述第1驱动电路在上述第1期间中使上述第1及第2开关元件交替地接通，在上述第2期间中将上述第1及第2开关元件分别维持为关断状态及接通状态；
上述电力变换装置还具备：
第3直流端子，接受与上述第2直流电压不同的第3直流电压；
第3开关元件，连接在上述交流端子与上述第3直流端子之间；
第4开关元件，连接在上述第2开关元件的一个端子与上述交流端子之间、或上述第2开关元件的另一个端子与上述第2直流端子之间；
第2控制电路，在上述第2期间中交替地输出第3及第4控制信号，在上述第1期间中持续输出上述第4控制信号；以及
第2驱动电路，响应于上述第2控制电路的输出信号而生成第3及第4驱动信号，在上述第2期间中使上述第3及第4开关元件交替地接通，在上述第1期间中将上述第3及第4开关元件分别维持为关断状态及接通状态；
上述第2直流电压是上述第1及第3直流电压的中间的电压；
如果上述第3及第4驱动信号被置于激活电平，则上述第3及第4开关元件分别接通；
如果上述第3及第4驱动信号被置于非激活电平，则上述第3及第4开关元件分别关断；
在上述第3开关元件接通的情况下，上述第2驱动电路响应于上述第4控制信号而将上述第3驱动信号置于非激活电平，并且与上述第3开关元件的端子间电压超过了第3阈值电压这一情况相对应地将上述第4驱动信号置于激活电平；
在上述第4开关元件接通的情况下，上述第2驱动电路响应于上述第3控制信号而将上述第4驱动信号置于非激活电平，并且与上述第4开关元件的端子间电压超过了第4阈值电压这一情况相对应地将上述第3驱动信号置于激活电平。
4.如权利要求3所述的电力变换装置，其特征在于，
上述第1、第2、第3及第4开关元件分别是第1、第2、第3及第4绝缘栅双极晶体管；
上述电力变换装置还具备分别与上述第1、第2、第3及第4绝缘栅双极晶体管反向并联地连接的第1、第2、第3及第4二极管。
5.如权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
上述第1控制电路在第1期间中交替地输出上述第1及第2控制信号，在第2期间中持续输出上述第2控制信号；
上述第1驱动电路在上述第1期间中使上述第1及第2开关元件交替地接通，在上述第2期间中将上述第1及第2开关元件分别维持为关断状态及接通状态；
上述电力变换装置还具备：
第3直流端子，接受与上述第2直流电压不同的第3直流电压；
第3开关元件，连接在上述第2开关元件的一个端子与上述第3直流端子之间；
第1二极管，连接在上述第2开关元件的一个端子与上述第2直流端子之间；
第4开关元件，连接在上述第1开关元件的一个端子与上述交流端子之间；
第2二极管，连接在上述第2直流端子与上述第1开关元件的一个端子之间；
第2控制电路，在上述第2期间中交替地输出第3及第4控制信号，在上述第1期间中持续输出上述第4控制信号；以及
第2驱动电路，响应于上述第2控制电路的输出信号而生成第3及第4驱动信号，在上述第2期间中使上述第3及第4开关元件交替地接通，在上述第1期间中将上述第3及第4开关元件分别维持为关断状态及接通状态；
上述第2直流电压是上述第1及第3直流电压的中间的电压；
如果上述第3及第4驱动信号被置于激活电平，则上述第3及第4开关元件分别接通；
如果上述第3及第4驱动信号被置于非激活电平，则上述第3及第4开关元件分别关断；
在上述第3开关元件接通的情况下，上述第2驱动电路响应于上述第4控制信号而将上述第3驱动信号置于非激活电平，并且与上述第3开关元件的端子间电压超过了第3阈值电压这一情况相对应地将上述第4驱动信号置于激活电平；
在上述第4开关元件接通的情况下，上述第2驱动电路响应于上述第3控制信号而将上述第4驱动信号置于非激活电平，并且与上述第4开关元件的端子间电压超过了第4阈值电压这一情况相对应地将上述第3驱动信号置于激活电平。
6.如权利要求5所述的电力变换装置，其特征在于，
上述第1、第2、第3及第4开关元件分别是第1、第2、第3及第4绝缘栅双极晶体管；
上述电力变换装置还具备分别与上述第1、第2、第3及第4绝缘栅双极晶体管反向并联地连接的第3、第4、第5及第6二极管。
7.如权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
上述第1驱动电路包括：
第1及第2电压检测器，分别检测上述第1及第2开关元件的端子间电压；
第1比较器，与由上述第1电压检测器检测的上述第1开关元件的端子间电压超过了上述第1阈值电压这一情况相对应地输出第1信号；
第2比较器，与由上述第2电压检测器检测的上述第2开关元件的端子间电压超过了上述第2阈值电压这一情况相对应地输出第2信号；
第1驱动器，在从上述第1控制电路输出了上述第2控制信号的情况下，将上述第1驱动信号置于非激活电平，在从上述第1控制电路输出了上述第1控制信号的情况下，当从上述第2比较器输出了上述第2信号时，将上述第1驱动信号置于激活电平；以及
第2驱动器，在从上述第1控制电路输出了上述第1控制信号的情况下，将上述第2驱动信号置于非激活电平，在从上述第1控制电路输出了上述第2控制信号的情况下，当从上述第1比较器输出了上述第1信号时，将上述第2驱动信号置于激活电平。
8.如权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
上述第1及第2开关元件构成将直流电力变换为交流电力的逆向变换器。
9.如权利要求8所述的电力变换装置，其特征在于，
还具备将从商用交流电源供给的交流电力变换为直流电力的正向变换器；
在从上述商用交流电源被供给交流电力的正常时，将由上述正向变换器生成的直流电力向上述逆向变换器供给并向电力贮存装置储存；
在来自上述商用交流电源的交流电力的供给被停止的停电时，将上述电力贮存装置的直流电力向上述逆向变换器供给。
10.如权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，
上述第1及第2开关元件构成将交流电力变换为直流电力的正向变换器。
11.如权利要求10所述的电力变换装置，其特征在于，
还具备将直流电力变换为交流电力的逆向变换器；
在从商用交流电源被供给交流电力的正常时，将由上述正向变换器生成的直流电力向上述逆向变换器供给并向电力贮存装置储存；
在来自上述商用交流电源的交流电力的供给被停止的停电时，将上述电力贮存装置的直流电力向上述逆向变换器供给。
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