CN101836352A - 电力变换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种可在抑制输入电流波形的失真的同时简单地生成载波的电力变换装置。在载波(C1)取值0～drt的情况下，使开关元件(Srp)导通，在载波(C1)取值drt～1的情况下，使开关元件(Ssp)导通，将载波(C1)的一个周期(T)划分为指令值以上的期间(Ts)和指令值以下的期间(Tr)。期间(Ts，Tr)分别用dst·T、drt·T来计算。逆变器(2)的载波(C2)采用与变流器(1)的载波(C1)相同的载波，将值drt用作基准值，在比该基准值大的一侧和比该基准值小的一侧分别设置逆变器(2)的指令值。将在载波(C2)中取值(drt)以上的值的期间(Ts)以d0、d4、d6之比进行分割，并将取值drt以下的值的期间(Ts)以d0、d4、d6之比进行分割。

Description

电力变换装置
技术领域
本发明涉及进行交流-交流变换的电力变换装置，特别是涉及不具有直流通路用的电力蓄积单元的电力变换装置。
背景技术
作为不具有直流通路用的电力蓄积单元而进行交流-交流变换的电力变换装置，可知有矩阵变流器、以及AC/DC/AC直接型电力变换器(以下称为“直接型电力变换器”)(例如后述的非专利文献1)。这些装置由于不使用大型的电解电容器，因而在小型化、长寿命化方面是优良的。
在直接型电力变换器中，被进行PWM(脉宽调制)控制的变流器和逆变器均经由作为直流通路执行功能的一对电源线连接。然后在直流通路中，省略了由滑动电容器例示的电力变换装置。
另外，可知的是，矩阵变流器的开关动作模式是通过假想被进行PWM控制的变流器和逆变器均经由直流通路连接的类型的电力变换器，并对假想的该电力变换器的开关动作模式进行矩阵变换而获得的(例如后述的非专利文献2)。因此以下主要描述直接型电力变换器。
图1是示出直接型电力变换器的一个方式的电路图。变流器1和逆变器2经由一对直流电源线LH、LL连接。变流器1的输入端Pr、Ps、Pt输入三相交流电压，分别经由上臂侧的开关元件Srp、Ssp、Stp与直流电源线LH连接。并且，输入端Pr、Ps、Pt分别经由下臂侧的开关元件Srn、Ssn、Stn与直流电源线LL连接。
逆变器2的输出端Pu、Pv、Pw输入三相交流电压，分别经由上臂侧的开关元件Sup、Svp、Swp与直流电源线LH连接。并且，输出端Pu、Pv、Pw分别经由下臂侧的开关元件Sun、Svn、Swn与直流电源线LL连接。
在直接型电力变换器中，为了防止输入端Pr、Ps、Pt之间的短路，变流器1的上臂侧的开关元件Srp、Ssp、Stp和下臂侧的开关元件Srn、Ssn、Stn分别择一地导通。并且为了防止直流电源线LH、LL之间的短路，在变流器1中，即使在与相同相对应的上臂侧的开关元件和下臂侧的开关元件之间也择一地导通。
期望的是，这样的变流器1的开关动作(换流)是在电流不流到直流电源线LH、LL的状况下进行的。为了实现该状况，使逆变器2的输出端Pu、Pv、Pw之间短路，生成被称为所谓的零电压矢量的状况。具体地说，使上臂侧的开关元件Sup、Svp、Swp全部导通，使下臂侧的开关元件Sun、Svn、Swn全部非导通(称为电压矢量V7的状态)，或者使上臂侧的开关元件Sup、Svp、Swp全部非导通，使下臂侧的开关元件Sun、Svn、Swn全部导通(称为电压矢量V0的状态)。
然而，在逆变器2中，为了防止直流电源线LH、LL之间的短路，即使在与相同相对应的上臂侧的开关元件与下臂侧的开关元件之间，也择一地导通。因此，在逆变器2的开关元件的开关动作中，设置被称为所谓的死区时间的一定期间，以使与相同相对应的一对开关元件导通的期间不重复，在该期间中设有与相同相对应的一对开关元件均为非导通的期间(例如后述的非专利文献3、4)。
另外，作为与本申请相关联的专利文献，还列举有非专利文献5和专利文献1、2。
专利文献1：日本特开2004-222337号公报
专利文献2：日本特公平6-81514号公报
非专利文献1：Lixiang Wei，Thomas.A Lipo，“A Novel MatrixConverter Topology With Simple Commutation”，IEEE IAS 2001，vol.3，2001，pp1749-1754.
非专利文献2：伊藤里絵、高橋勲、「マトリクスコンバ一タにおける入出力無効電力の非干涉制御法」、電気学会半導体電力変換研究会SPC-01-121、2001
非专利文献3：加藤康司、伊藤淳一、「昇圧形AC/DC/AC直接形電力変換器の波形改善」、平成19年電気学会全国大会4-098(2007)、第4分冊153～154頁
非专利文献4：加藤康司、伊藤淳一、「入力電流に着目した昇圧形AC/DC/AC直接形電力変換器の波形改善」、平成19年電気学会産業応用部門大会1-31、I-279～282頁
非专利文献5：竹下隆晴、外山浩司、松井信行、「電流形三相インバ一タ·コンバ一タの三角波比较方式PWM制御」、電気学会論文誌D、vol.116、No.1、第106～107頁、1996
例如在非专利文献3中，介绍了补偿因死区时间产生的输出电压的误差的电压指令，然而公开的是不能补偿输入电流的误差。该问题可以认为是依据下述的技术背景。
根据抑制零电压矢量引起的输入电流失真的要求，采用零电压矢量的期间(以下称为“零电压矢量期间”)是以在变流器中反复导通/非导通的一对开关元件之间的占空比来分割的。在该状况中，在非专利文献3公开的技术中，在一对开关元件反复导通/非导通的两种周期之和的期间中平均地进行死区时间的补偿。然而，不能排除死区时间对取各个周期的期间产生的影响。这是因为，对于零电压矢量期间以上述的比来分割来说，死区时间的值自身是恒定的。换句话说，在非专利文献3的技术中，没有补偿死区时间的值自身。
并且在专利文献4中，为了补偿死区时间的值自身，与非专利文献3相反，逆变器中的开关动作控制不得不采用复杂的逻辑。
该问题是由于作为将零电压矢量期间以上述的占空比进行分割的方法，在非专利文献3、4中逆变器和变流器采用了不同载波。也就是说，是由于占空比是根据以指令值对变流器的载波进行内分的比来决定的，另一方面，根据该比决定逆变器的载波的斜率。
发明内容
本发明的目的是提供这样的技术：逆变器和变流器采用相同载波，而且无论是零电压矢量期间引起的输入电流失真、还是死区时间引起的输入电流失真都能在原理上去除，不用复杂运算即可对逆变器和变流器进行PWM控制。
本发明涉及的电力变换装置的第1方式具有：3个输入端(Pr，Ps，Pt)，其分别被输入三相交流电的相电压；3个输出端(Pu，Pv，Pw)；第1和第2直流电源线(LH，LL)；变流器(1)，其具有第1开关元件组，该第1开关元件组包含连接在所述输入端的各方和所述第1直流电源线之间的3个开关元件(Srp，Ssp，Stp)、以及连接在所述输入端的各方和所述第2直流电源线之间的3个开关元件(Srn，Ssn，Stn)：电压型逆变器(2)，其具有第2开关元件组，并在所述第2开关元件组的开关动作中采用死区时间(Td)，所述第2开关元件组包含连接在所述输出端的各方和所述第1直流电源线之间的3个开关元件(Sup，Svp，Swp)、以及连接在所述输出端的各方和所述第2直流电源线之间的3个开关元件(Sun，Svn，Swn)；载波生成部(15)，其生成表现为三角波的载波，所述三角波相对于时间的斜率的绝对值是恒定的；变流器用门信号产生部(11～13)，其在所述载波取第1基准值(drt)的时机进行所述变流器的换流，该第1基准值(drt)以第1值(drt)与第2值(dst)之比对所述载波的最小值到最大值之间进行内分；以及逆变器用门信号产生部(21～25)，其设比第2基准值(drt+dst·d0)小所述预定值的值为第1指令值，并设比第3基准值(drt·(1-d0))大预定值的值为第2指令值，在所述载波取所述第2指令值至所述第1指令值的期间中，采用零电压矢量作为所述逆变器的开关动作状态，其中，所述第2基准值(drt+dst·d0)以第3值(d0)与第4值(d4+d6)之比对所述第1基准值到所述最大值之间进行内分，所述第3基准值(drt·(1-d0))以所述第4值与所述第3值之比对所述最小值到所述基准值之间进行内分。
所述预定值的绝对值是将所述死区时间的长度乘以所述载波的所述最大值与所述最小值之差并除以所述载波的周期而得到的值。
关于取所述零电压矢量的期间所夹着的期间中流到与所述第1直流电源线继续导通的输出端(Pu)的电流，在从所述逆变器流出的情况下，所述预定值采用正值，在所述负载电流流入所述逆变器的情况下，所述预定值采用负值。
本发明涉及的电力变换装置的第2方式具有：3个输入端(Pr，Ps，Pt)，其分别被输入三相交流电的相电压；3个输出端(Pu，Pv，Pw)；第1和第2直流电源线(LH，LL)；变流器(1)，其具有第1开关元件组，该第1开关元件组包含连接在所述输入端的各方和所述第1直流电源线之间的3个开关元件(Srp，Ssp，Stp)、以及连接在所述输入端的各方和所述第2直流电源线之间的3个开关元件(Srn，Ssn，Stn)：逆变器(2)，其具有第2开关元件组，并在所述第2开关元件组的开关动作中采用死区时间(Td)，所述第2开关元件组包含连接在所述输出端的各方和所述第1直流电源线之间的3个开关元件(Sup，Svp，Swp)、以及连接在所述输出端的各方和所述第2直流电源线之间的3个开关元件(Sun，Svn，Swn)；载波生成部(15)，其生成表现为作为相对于时间的倾斜线形的锯齿波的载波；变流器用门信号产生部(11～13)，其在所述载波取第1基准值(drt)的时机、以及所述载波在所述载波倾斜的期间中的最小值和最大值之间转变的时机，进行所述变流器的换流，其中所述第1基准值(drt)以第1值(drt)与第2值(dst)之比对所述载波倾斜的期间中的最小值到最大值之间进行内分；以及逆变器用门信号产生部(21～25)，其根据第2基准值(drt+dst·d0)和第3基准值(drt+dst(d0+d4+d6))、以及第4基准值(drt(1-d0))和第5基准值(drt(1-d0-d4-d6))，使所述逆变器进行开关动作，其中，第2基准值(drt+dst·d0)和第3基准值(drt+dst(d0+d4+d6))以第3值(d0)、第4值(d4+d6)、第5值(1-d0-d4-d6)之比依次对所述第1基准值到所述最大值之间进行内分，第4基准值(drt(1-d0))和第5基准值(drt(1-d0-d4-d6))以所述第3值、所述第4值、所述第5值之比依次对所述第1基准值到所述最小值之间进行内分。
所述逆变器用门信号产生部设比所述第3基准值小预定值的值为第1指令值，设比所述第2基准值大所述预定值的值为第2指令值，设比所述第4基准值小预定值的值为第3指令值，并设比所述第5基准值大所述预定值的值为第4指令值。并且，所述逆变器用门信号产生部在所述载波取所述第2指令值至所述第3指令值的期间中，采用第1零电压矢量(V0)作为所述逆变器的开关动作状态，在所述载波取所述第1指令值以上或所述第4指令值以下的期间中，采用第2零电压矢量(V7)作为所述逆变器的开关动作状态。
所述预定值的绝对值是将所述死区时间的长度乘以所述载波的所述最大值与所述最小值之差并除以所述载波的周期的2倍而得到的值。
关于在取所述第1零电压矢量和所述第2零电压矢量的期间所夹着的期间中流到与所述第1直流电源线继续导通的输出端(Pu，Pw)的电流，在从所述逆变器流出的情况下，所述预定值采用正值，在所述负载电流流入所述逆变器的情况下，所述预定值采用负值。
本发明涉及的电力变换装置的第3方式是在该第1方式或第2方式中，所述变流器通过作为360度周期且相互错开120度的、具有一对平坦区间和连接该一对平坦区间的一对倾斜区域的梯形波与所述载波的比较来规定换流。分别设所述载波的最小值和最大值为m、M，在所述梯形波的所述倾斜区域中随着相位角的增大而增大的区域中，将表示该倾斜区域内的相位角φ取为0～π/3弧度，所述梯形波取
Figure GPA00001113523200062
在所述梯形波的所述倾斜区域中随着相位角的增大而减小的区域中，将表示该倾斜区域内的相位角φ取为0～π/3弧度，所述梯形波取
Figure GPA00001113523200063
在本发明涉及的电力变换装置的第1方式中，由于在变流器进行换流的前后载波的波形斜率是恒定的，因而在逆变器的开关动作方式采用零电压矢量的期间，在变流器的换流前后以第1值与第2值之比按比率分配。并且变流器中的第1导通状态与第2导通状态的期间之比也为第1值与第2值之比。因此在没有电流流动的期间，在第1导通状态和第2导通状态的各方中，与各个期间的长度成正比地产生。因此，可去除由于逆变器采用零电压矢量引起的输入电流的失真。
而且，当从第1导通状态向第2导通状态进行换流时，以及从第2导通状态向第1导通状态进行换流时，载波的斜率的绝对值相等、且正负相反。因此，在逆变器的开关动作方式取零电压矢量以外的状态的开始和结束时，可设置死区时间。而且可设定与逆变器的负载电流的方向对应的死区时间，还可去除由于设置死区时间引起的输入电流的失真。
在本发明涉及的电力变换装置的第2方式中，在变流器进行换流的前后载波的斜率是恒定的，或者当载波在最小值与最大值之间迁移时变流器进行换流。因此在逆变器的开关动作方式采用第1零电压矢量的期间以及采用第2零电压矢量的期间，均在变流器的换流前后以第1值与第2值之比按比率分配。并且变流器中的第1导通状态与第2导通状态的期间之比也为第1值与第2值之比。因此在没有电流流动的期间，在第1导通状态和第2导通状态的各方中，与各个期间的长度成正比地产生。因此，可去除由于逆变器采用零电压矢量引起的输入电流的失真。
而且，在逆变器的开关动作方式取零电压矢量以外的状态的开始和结束时，可设置死区时间。而且可设定与逆变器的负载电流的方向对应的死区时间，还可去除由于设置死区时间引起的输入电流的失真。
在本发明涉及的电力变换装置的第3方式中，将载波的最小值与最大值之间以第1值与第2值之比进行内分的第1基准值由梯形波给出。
本发明的目的、特征、方面以及优点通过以下的详细说明和附图将更加明白。
附图说明
图1是示出直接型电力变换器的一个方式的电路图。
图2是例示出开关元件的结构的电路图。
图3是示出第1实施方式中的开关动作的时序图。
图4是示出第1实施方式中的开关动作的时序图。
图5是示出本实施方式的第2实施方式中的开关动作的时序图。
图6是示出本实施方式的第2实施方式中的开关动作的时序图。
图7是示出本实施方式的第3实施方式中的开关动作的时序图。
图8是示出本实施方式的第3实施方式中的开关动作的时序图。
图9是例示出电压指令的图。
图10是示出用于获得开关指令的控制电路的框图。
图11是示出逆变器的结构的电路图。
图12是例示出相电压、各相的通流比、直流通路电压以及输入电流的图。
图13是示出电压波形的图。
图14是例示出矩阵变流器的结构的结构图。
图15是控制矩阵变流器的开关元件的控制电路的框图。
具体实施方式
以下，首先说明在图1所示的直接型电力变换器中改善输入电流的波形的方法。
第1实施方式
以下，为使说明简单，采用开关元件Stp、Stn分别非导通和导通的情况(输入端Pt与直流电源线LL连接的情况)为例进行说明。因此，在此时的变流器1的开关动作中，开关元件Srn、Ssn是非导通，开关元件Srp、Ssp相互排他性地导通。当然，也会产生r相、s相与直流电源线LL连接的状态，然而在该情况下只要适当改换相的种类即可。
图2是例示出在变流器1、逆变器2中采用的开关元件的结构的电路图。变流器1中采用的开关元件(该图(a))可采用将高速二极管和IGBT相互串联连接的结构。逆变器2中采用的开关元件可采用例如带有回流二极管的IGBT(该图(b))。这里，字符x代表字符r、s、t，字符y代表u、v、w。
图3和图4是示出第1实施方式中的开关动作的时序图。采用相对于时间的斜率的绝对值相等的三角波作为变流器1的载波C1。然后，通过将载波C1和指令值进行比较来进行变流器1的开关动作。在以下图示的范围内，指令值近似于恒定。实际上，指令值是针对例如载波周期的倍数的每个期间来更新的。
这里考虑在开关元件Stn导通的状态下的开关元件Srp、Ssp的排他性导通，因而指令值是根据开关元件Srp、Ssp导通的占空比来设定的。在图3中为了简单起见，将载波C1的峰一峰的振幅设定为1。并且，为了简单起见，只要没有特别事先说明，就将最小值设定为0、将最大值设定为1来进行说明。即使在载波C1的振幅不同的情况下，只要考虑比率，以下的说明就是妥当的，并且即使在载波C1的中心值不同的情况下，只要考虑载波C1的偏移，以下的说明就是妥当的。
由于开关元件Stp是非导通，其导通的占空比可认为是0，因而当把开关元件Srp、Ssp的占空比分别设为值drt、dst时，值drt、dst之和为1。
如上所述载波C1的斜率的绝对值相等，因而在载波C1取值0～drt的情况下，使开关元件Srp导通，在载波C1取值drt～1的情况下，使开关元件Ssp导通，则其导通期间对应于上述占空比。
因此进行这样的控制：在载波C1是值drt以下的情况下，使开关元件Srp导通，在载波C1是值drt以上的情况下，使开关元件Ssp导通。在图3、图4中，开关元件Srp、Ssp、Stp的导通/非导通分别由图的上边/下边表示。
通过采用这样的开关动作，载波C1的一个周期T被划分为作为指令值的值drt以上的期间Ts、和指令值以下的期间Tr，分别用dst·T、drt·T来计算。
下面说明零电压矢量的实现。如上所述，期望的是，零电压矢量的期间在期间Ts、Tr各方中以期间Ts、Tr之比进行分配。因此在本实施方式中，逆变器2的载波C2采用与变流器1的载波C1相同的载波，以值drt为基准值，在比该基准值大的一侧和比该基准值小的一侧分别设置逆变器2的指令值。
具体地说，作为一例，说明逆变器2进行依次反复采用电压矢量V0(000)、V4(100)、V6(110)、V4(100)的开关动作的情况。即，采用以下情况为例：在开关元件Swp、Swn分别非导通、导通的状态(输出端Pw与直流电源线LL连接的状态)下，开关元件Sup、Sun、Svp、Svn进行开关动作。当然，也会产生u相、v相与直流电源线LL连接的状态，然而在该情况下只要适当改换相的种类即可。
在取开关元件Sup、Svp、Swp都非导通的电压矢量V0的占空比、取开关元件Sup导通、Svp、Swp都非导通的电压矢量V4的占空比、取开关元件Sup、Svp都导通、Swp非导通的电压矢量V6的占空比分别由值d0、d4、d6表示的情况下，d0+d4+d6＝1。
在载波C2中，以d0、d4、d6之比对取值drt以上的值的期间Tr进行分割，并以d0、d4、d6之比对取值drt以下的值的期间Ts进行分割。开关元件Swp非导通，其导通的占空比可认为是0。因此，通过上述分割，不会有损逆变器2中的电压矢量的占空比，可以以值dst、drt之比对取电压矢量V0的期间进行分割。
具体地说，逆变器2的开关动作如下述那样来控制(开关元件Swp、Swn分别非导通、导通)。
在载波C2取值drt(1-d0)～drt+dst·d0的情况下：取电压矢量V0；
在载波C2取值drt(1-d0-d4)～drt(1-d0)、或者值drt+dst·d0～drt+dst(d0+d4)的情况下：取电压矢量V4；
在载波C2取值0～drt(1-d0-d4)、或者值drt+dst(d0+d4)～drt+dst＝1的情况下：取电压矢量V6。
载波C2也采用与载波C1相同的波形，而且采用相对于时间的斜率的绝对值相等的三角波，因而不管期间Ts中的电压矢量V0的期间在正斜率侧还是在负斜率侧，都取下述的期间Ts0。
Ts0＝((drt+dst·d0)-drt)×T/2＝d0·dst·(T/2)…(1)
同样，不管期间Tr中的电压矢量V0的期间在正斜率侧还是在负斜率侧，都取下述的期间Tr0。
Tr0＝(drt-drt(1-d0))×T/2＝d0·drt·(T/2)…(2)
因此，零电压矢量的期间在期间Tr、Ts中分别为drt·d0·T、dst·d0·T，实现分别以值drt、dst之比进行分配。因此，可在原理上去除零电压矢量期间引起的输入电流失真。
而且，在载波C2的每一周期T中，电压矢量V4的期间由下述表示。
((drt+dst(d0+d4))-(dr t+ds t·d0)+dr t(1-d0)
-drt(1-d0-d4))×T/2×2＝d4(dst+drt)·T    …(3)
在载波C2的每一周期T中，电压矢量V6的期间由下述表示。
((drt+dst)-(drt+dst(d0+d4))+drt(1-d0-d4)-0)
×T/2×2＝T·(dst+drt)(1-d0-d4)＝d6(dst+drt)·T
                                                …(4)
并且，在载波C2的每一周期T中，电压矢量V0的期间由下述表示。
drt·d0·T+dst·d0·T＝d0(dst+drt)·T           …(5)
因此，在载波C2的每一周期T中，电压矢量V0、V4、V6的期间以值d0、d4、d6之比来实现。
下面说明死区时间的补偿。这里取u相的输出为例进行说明。在忽略死区时间来考虑时，开关元件Sup对应于电压矢量V0、V4、V6而分别非导通、导通、导通，开关元件Sun与开关元件Sup互补地导通/非导通。不设置死区时间时的开关动作指令在图3中由指令Sup*、Sun*表示。由于指令Sup*取“1”/“0”(图中由上边/下边表示)，因而对应的开关元件Sup(在不设置死区时间的情况下)分别导通/非导通。关于指令Sun*和与其对应的开关元件Sun的导通/非导通，也是一样。因此输出端Pu除了零电压矢量V0以外在逆变器2取的电压矢量V4、V6中与直流电源线LH继续导通。
首先参照图3，取从输出端Pu(参照图1)流出负载电流的方向为正，对负载电流为正时的死区时间进行考察。将输出电位Vu表示为r相、s相、t相的最大相的电位Vmax、中间相的电位Vmid、最小相的电位Vmin(这里分别是s相、r相、t相)。由于在死区时间中流动的负载电流流经下臂的回流二极管，因而输出端Pu与直流电源线LL连接。因此，输出电位Vu取电位Vmax、Vmid的期间缩短死区时间期间。
采用为了在补偿这样的输出电压误差的同时确保死区时间而从指令Sup*的上升延迟死区时间Td后上升、从指令Sup*的下降延迟与死区时间Td相等的期间Td’后下降的指令Sup**。并且采用为了确保死区时间Td而在指令Sun*的下降时机下降、为了补偿输出电压误差而从指令Sun*的上升延迟时间Td+Td’(＝2Td)后上升的指令Sun**。并且，指令Sup**、Sun**分别控制开关元件Sup、Sun的导通/非导通。
针对这样的死区时间Td的补偿，在非专利文献4中作了暗示，在本实施方式中也是有效的。电位Vu取中间相的电位Vmid的期间，其开始的时机由于设置死区时间Td而延迟，然而结束的时机也由于上述补偿以与死区时间相同的期间延迟。因此该期间的长度被补偿。关于取最大相的电位Vmax、最小相的电位Vmin的期间，也是一样。
并且，通常，死区时间Td短，通常下述关系成立。
(T/2)·dst·d0＞2Td，(T/2)·dst·d0＞2Td    …(6)
因此在本实施方式中采用了如上述那样在非专利文献4中暗示的死区时间Td的补偿的情况下，该补偿不会跨越期间Tr、Ts的边界。因此在期间Tr中产生的死区时间Td的补偿收在期间Tr内，在期间Ts中产生的死区时间Td的补偿收在期间Ts内。因此，可在原理上去除流到直流通路的电流(具体地说流经直流电源线LL、LH的电流)的死区时间引起的输入电流失真。而且，由于指令Sup**上升的时机和指令Sun**下降的时机可以以指令Sup*上升的时机和指令Sun*下降的时机，即指令值drt+dst·d0、drt(1-d0)为基准来采用，因而无需复杂运算即可生成指令Sup**、Sun**。
图3示出流到直流通路的电流Idc。如上所述，零电压矢量的期间Ts0、Tr0之比等于期间Ts、Tr之比。因此，本应该通过开关元件Ssp、Srp各自的导通而使电流流动却由于零电压矢量的期间而使电流没有流动的期间，以开关元件Ssp、Srp的占空比dst、drt之比被分配给期间Ts、Tr。并且，电流Idc开始流动的时机因死区时间Td而延迟，结束流动的时机因死区时间的补偿而延迟，因而电流Idc流动的期间具有与不设置死区时间时相同的长度。因此设置死区时间时的死区时间的补偿可以是这样的方法：去除死区时间引起的输入电流失真，并去除零电压矢量引起的输入电流失真。
下面参照图4，对负载电流为负时的死区时间进行考察。在该情况下在死区时间中流动的负载电流流经上臂的回流二极管，因而输出端Pu与直流电源线LH连接。因此输出电压Vu取电位Vmax、Vmid的期间延长死区时间期间。
采用为了在补偿这样的输出电压误差的同时确保死区时间而从指令Sup*的上升延迟死区时间Td与同其相等的期间Td’之和后上升、在指令Sup*下降时下降的指令Sup**。并且，采用为了补偿输出电压误差而从指令Sun*的下降时机在期间Td’下降、为了确保死区时间而从指令Sun*的上升延迟死区时间Td后上升的指令Sun**。并且，指令Sup**、Sun**分别控制开关元件Sup、Sun的导通/非导通。
针对这样的死区时间Td的补偿，也在非专利文献4中作了暗示，在本实施方式中也是有效的。取中间相的电位Vmid的期间，其结束的时机由于设置死区时间Td而延迟。然而通过使开关元件Sun的导通期间延迟，使负载电流流到下臂，使输出端Pu与直流电源线LL连接，因而电压Vu取中间相的电位Vmid的期间由于与死区时间期间相同而延迟。因此电位Vu取中间相的电位Vmid的期间的长度被补偿。关于电位Vu取最大相的电位Vmax、最小相的电位Vmin的期间，也是一样。
由此电流Idc流动的期间也被补偿，可以是这样的方法：不仅减少输入电流失真，而且去除零电压矢量引起的输入电流失真。
另外，由于死区时间Td的存在而取电压矢量V0、V4的期间变动，在图3和图4中，该期间分别由标号V0’、V4’表示。在图3中，在期间Tr内，期间V4’消失一个，这是因为在附图中(T/2)·drt·d4偶尔等于死区时间Td，而不是必然消失的。在图4中，在期间Tr、Ts的各个期间内，期间V4’逐一消失，这在附图中也是偶然发生的，而不是必然消失的。
第2实施方式
图5和图6是示出本实施方式的第2实施方式中的开关动作的时序图。在本实施方式中，与第1实施方式相比较，只是死区时间的补偿方法不同。因此省略关于去除零电压矢量引起的输入电流失真的说明。
在本实施方式中，通过修正在逆变器中采用的载波C2的指令值来实现死区时间的设定及其补偿。
与第1实施方式一样，首先使用图5，对从输出端Pu流出负载电流时(负载电流为正时)的死区时间进行考察。在该情况下，如在第1实施方式中说明的那样，由于在死区时间中输出端Pu与直流电源线LL连接，因而与单纯设置死区时间的情况相比较，需要使电位Vu取中间相的电位Vmid和最大相的电位Vmax的期间延长死区时间期间的补偿。
在该情况下，在本实施方式中，将在第1实施方式中用作指令值的值drt+dst·d0设定为基准值，将比该基准值小预定的修正值δ的值drt+dst·d0-δ设定为第1指令值。并且将在第1实施方式中用作指令值的值drt(1-d0)设定为基准值，将比该基准值大修正值δ的值drt(1-d0)+δ用作第2指令值。现在，关于载波C2，与载波C1一样，将其最小值设定为0，将其最大值设定为1，因而三角波的斜率的绝对值是2/T。因此在不考虑死区时间的情况下，指令Sup*为“1”(也就是说指令Sun*为“0”)的期间与第1实施方式的期间相比，开始快Δ＝δ·T/2＞0，结束慢Δ。
生成为了设置死区时间Td而使指令Sup*、Sun*各自的上升延迟的指令Sup**、Sun**。因此指令Sup**上升的时机与在载波C2取指令值drt+dst·d0和指令值drt(1-d0)的时机逆变器进行开关动作时相比较延迟(Td-Δ)。并且，指令Sup**下降的时机与在载波C2取指令值drt+dst·d0和指令值drt(1-d0)的时机逆变器进行开关动作时相比较延迟Δ。因此如(Td-Δ)＝Δ那样，即通过选定为Δ＝Td/2(即δ＝Td/T)，可使开关Sup导通的期间长度(电流Idc流动的期间长度)等于载波C2取指令值drt+dst·d0以上或者指令值drt(1-d0)以下的期间长度。因此与死区时间的存在无关，电位Vu取中间相的电位Vmid的期间长度也可等于载波C2取指令值drt+dst·d0以上的期间长度。同样，电位Vu取最大相的电位Vmax的期间长度也可等于载波C2取指令值drt(1-d0)以下的期间长度。
然后使用图6，对从输出端Pu流入负载电流时(负载电流为负时)的死区时间进行考察。在该情况下，如在第1实施方式中说明的那样，由于在死区时间中输出端Pu与直流电源线LH连接，因而与单纯设置死区时间时相比较，需要使电位Vu取中间相的电位Vmid和最大相的电位Vmax的期间缩短死区时间期间的补偿。
在本实施方式中，在该情况下，将比基准值drt+dst·d0小预定的修正值δ的值drt+dst·d0-δ用作第1指令值。并且将比基准值drt(1-d0)大修正值δ的值drt(1-d0)+δ用作第2指令值。不过修正值的绝对值与负载电流为正时一样是Td/T，但取负值(δ＝-Td/T＜0)。
由此，指令Sun**下降的时机与在载波C2取指令值drt+dst·d0和指令值drt(1-d0)的时机逆变器进行开关动作时相比较延迟Δ。并且指令Sun**上升的时机与在载波C2取指令值drt+dst·d0和指令值drt(1-d0)的时机逆变器进行开关动作时相比较延迟(Td-Δ)。因此通过选定为Δ＝Td/2，可使开关Sun非导通的期间长度(电流Idc流动的期间长度)等于载波C2取指令值drt+dst·d0以上或者指令值drt(1-d0)以下的期间长度。
如以上那样，在第2实施方式中以不考虑死区时间时的指令值为基准值，使修正值与该基准值进行加减，因而无需复杂的运算处理，可在设置死区时间的同时去除起因于此的输出电压误差，还可去除死区时间和零电压矢量中的任何一方引起的输入电流失真。
由于死区时间Td的存在而取电压矢量V0、V4的期间变动，该期间分别由标号V0’、V4’图示。关于期间V4’的消失，与在第1实施方式中说明的一样，不是必然消失的。
使用考虑了死区时间的存在的零电压矢量V0’，本实施方式中的逆变器2的开关动作方式取从输出端Pu流出负载电流的方向为正，对负载电流为正时的死区时间进行考察。可以这样说明：在载波C2取指令值drt(1-d0)+δ至指令值drt+dst·d0-δ的期间中采用零电压矢量V0’。并且，在修正值δ的符号和绝对值如上所述选定的情况下，死区时间被补偿。
第3实施方式
图7和图8是示出本实施方式的第3实施方式中的开关动作的时序图。在本实施方式中，与第2实施方式相比较，不同点是载波的波形采用锯齿波。在修正逆变器的指令值来补偿死区时间的影响方面与第2实施方式是共同的，而不同点是载波的波形采用锯齿波。
在变流器1的换流中使用的载波C3和在逆变器2的开关动作中使用的载波C4使用相同的载波。在图7和图8中，为了详细示出逆变器2的指令值而将载波C4与载波C3相比在纵轴方向放大示出，然而均将最小值设定为0、将最大值设定为1来示出。
在本实施方式中，考虑在开关元件Stn导通的状态下的开关元件Srp、Ssp的排他性导通，因而根据开关元件Srp、Ssp导通的占空比设定指令值。由于载波C3的斜率相对于时间是线性的，因而在载波C3取值0～drt的情况下使开关元件Srp导通，在载波C3取值drt～1的情况下使开关元件Ssp导通，则其导通期间对应于上述占空比。因此在第3实施方式中，与在第1和第2实施方式中使用的载波C1一样，采用值drt作为针对载波C3的指令值。
通过采用这样的开关动作，载波C3的一个周期T被划分为取值drt以上的期间Ts和取值drt以下的期间Tr，分别用dst·T、drt·T来计算。
在变流器1进行换流的前后，载波C3的斜率是恒定的，或者当载波C3在最小值与最大值之间迁移时，变流器进行换流。
并且，在本实施方式中，首先，以值drt为基准值，将不考虑死区时间时的载波C4的指令值分别设定在比该基准值大的一侧和比该基准值小的一侧。
然而，由于载波C3采用锯齿波，因而逆变器2的开关动作方式采用零电压矢量的方法与第1和第2实施方式不同。图3所示的载波C2相对于时间表现出负斜率的区间相当于载波C4倾斜的区间。并且，在载波C2中，在该区间的两端逆变器2取电压矢量V6(110)。
因此，在本实施方式中，在逆变器2的开关动作中，与第1和第2实施方式一样，有必要不仅采用在一对电压矢量V4(100)之间的零电压矢量V0(000)，而且采用在一对电压矢量V6(110)之间的零电压矢量V7(111)。这是因为，在不同的电压矢量设在邻接的期间中的情况下，两个电压矢量的迁移通常仅在一个臂的开关动作中执行。
因此，在本实施方式中，首先以不考虑死区时间时的载波C4的指令值为基准值，按以下方式分别设置在比基准值drt大的一侧和比基准值drt小的一侧。具体地说，设定载波C4将从基准值drt到最大值(＝1)之间以d0、(d4+d6)、d7(＝1-d0-d4-d6)之比依次进行内分的基准值(drt+dst·d0)、(drt+dst(d0+d4+d6))。并且设定将从基准值drt到最小值(＝0)之间以d0、(d4+d6)、d7之比依次进行内分的基准值drt(1-d0)、drt(1-d0-d4-d6)。
由此，与第1实施方式一样，零电压矢量V0在期间Ts、Tr中分别为T·dst·d0、T·drt·d0，以值dst、drt之比按比例分配。与此相同，零电压矢量V7也在期间Ts、Tr中分别为T·dst·d7、T·drt·d7，以值dst、drt之比按比例分配。期间Ts、Tr之比也为值dst、drt之比。因此在采用上述的基准值(drt+dst·d0)、(drt+dst(d0+d4+d6))、drt(1-d0)、drt(1-d0-d4-d6)作为指令值的情况下，电流不流动的期间在期间Ts、Tr的各个期间中，与各自的期间长度成正比地产生，零电压矢量引起的输入电流失真被去除。
另外，输出端Pu除了零电压矢量V0、V7以外在逆变器2取的电压矢量V4、V6中与直流电源线LH继续导通。并且输出端Pw除了零电压矢量V0、V7以外在逆变器2取的电压矢量V4、V6中与直流电源线LL继续导通。
另外，在考虑死区时间的情况下，必须使修正量δ与基准值(drt+dst·d0)、(drt+dst(d0+d4+d6))、drt(1-d0)、drt(1-d0-d4-d6)进行加减。而且，由于存在两种零电压矢量V0、V7，因而输出电压的误差是根据两相的通电状态来决定的。
图7示出流到u相的输出端Pu的负载电流为正、流到w相的输出端Pw的负载电流为负的情况。在该情况下，指令Sup**、Sun**应与图5的载波C2的斜率为负的区域一样。因此将修正量δ设定为正，与基准值(drt+dst·d0)、drt(1-d0)进行加减，得到指令值(drt+dst·d0)-δ、drt(1-d0)+δ。并且指令Swp**、Swn**应与图6的载波C2的斜率为负的区域一样。因此将修正量δ设定为负，与基准值(drt+dst(d0+d4+d6))、drt(1-d0-d4-d6)进行加减，得到指令值(drt+dst(d0+d4+d6))-δ、drt(1-d0-d4-d6)+δ。
图8示出流到u相的输出端Pu的负载电流为负、流到w相的输出端Pw的负载电流为正的情况。在该情况下，指令Sup**、Sun**应与图5的载波C2的斜率为正的区域一样。因此将修正量δ设定为负，与基准值(drt+dst·d0)、drt(1-d0)进行加减，得到指令值(drt+dst·d0)-δ、drt(1-d0)+δ。并且指令Swp**、Swn**应与图6的载波C2的斜率为正的区域一样。因此将修正量δ设定为正，与基准值(drt+dst(d0+d4+d6))、drt(1-d0-d4-d6)进行加减，得到指令值(drt+dst(d0+d4+d6))-δ、drt(1-d0-d4-d6)+δ。
在本实施方式中，为了补偿死区时间Td，Δ＝Td/2。不过，载波C2的斜率的绝对值是2/T，与此相对，载波C4的斜率的绝对值是1/T，因而Δ＝δ·T。因此修正值δ的绝对值为Td/2T。
由于死区时间Td的存在而取电压矢量V0、V4、V6、V7的期间变动，该期间分别由标号V0’、V4’、V6’、V7’图示。通过使用考虑了死区时间的存在的零电压矢量V0’、V7’，可按以下方式说明本实施方式中的逆变器2的开关动作方式。在载波C4取指令值drt(1-d0)+δ至(drt+dst·d0)-δ的期间中采用零电压矢量V0。在载波C4取指令值(drt+dst(d0+d4+d6))-δ以上或指令值drt(1-d0-d4-d6)+δ以下的期间中采用零电压矢量V7。并且，在修正值δ的符号和绝对值按上述方式选定的情况下，死区时间被补偿。
如以上那样，在第3实施方式中，与第2实施方式一样，以不考虑死区时间时的指令值为基准值，使修正值与该基准值进行加减，因而无需复杂的运算处理，可在设置死区时间的同时去除起因于此的输出电压误差，还可去除死区时间和零电压矢量中的任何一方引起的输入电流失真。
第4实施方式
在本实施方式中，决定变流器1的换流时机，并说明逆变器2的开关动作指令值的基准值的设定方法的一例。
在电压型逆变器中，除了采用零电压矢量的情况以外，针对一个相，高臂侧的开关元件导通，针对另一个相，低臂侧的开关元件导通，针对剩余一个相，高臂侧的开关元件和低臂侧的开关元件交替导通(除了死区时间以外)。
因此，对于电压型逆变器中的电压指令的波形，总是任意一相的电压指令取载波的最大值，另一个相的电压指令取载波的最小值。并且，剩余一个相的电压指令取载波的最小值与最大值之间的值，可作为针对其他两个相的中间相来把握。
图9是例示出相应的电压指令Va*、Vb*、Vc*的图。电压指令Va*、Vb*、Vc*分别表现为作为360度周期且相互错开120度的、具有以120度连续的一对平坦区间和连接该一对平坦区间的一对60度的倾斜区域的梯形波。这里例示出作为电压指令Va*、Vb*、Vc*的最小值、最大值分别采用值-1、1的情况。在图9中，例如在相位角0～60度中，电压指令Vb*是中间相，此时鉴于电压指令Va*、Vc*分别取值1、-1，知道电压指令Vb*以(1+Vb*)、(1-Vb*)对值-1、1进行内分。
另一方面，如在第1实施方式中说明的那样，载波C2与逆变器2的指令值相比较，由于逆变器2是电压型，因而为了生成电压矢量V0、V4、V6、V4依次反复用的指令值，需要取值d0、d0+d4、d0+d4+d6＝1的输出电压指令信号Vu*、Vv*、Vw*、以及基准值drt(值dst是根据1-drt求出的)。
因此，采用由梯形波电压指令Va*、Vb*、Vc*表示的波形分别作为针对r相、s相、t相的电压指令Vr*、Vs*、Vt*，检测其中的中间相。由于载波C1、C2均将最小值、最大值设定为0、1，因而使1/2乘以该中间相的值并加上1/2，用作逆变器2的基准值(图3所示的值drt)。具体地说，使用与电压矢量对应的值对载波C2是该基准值以上的期间、以及载波C2是该基准值以下的期间进行内分。
并且将载波C1取上述中间相的值的时点设为变流器1的换流时机。由此，如上述实施方式中说明的那样，可采用与变流器1的PWM控制用的载波C1和逆变器2的PWM控制用的载波C2相同的波形。以下，说明的是，在将电压指令Vr*、Vs*、Vt*用作与载波C1的比较对照的同时，在载波C1取电压指令Vr*、Vs*、Vt*的中间相的值的时机变流器1进行换流。
图10是示出用于获得开关指令Srp*、Ssp*、Stp*、Srn*、Ssn*、Stn*、Sup**、Svp**、Swp**、Sun**、Svn**、Swn**的控制电路3的框图。开关指令Srp*、Ssp*、Stp*、Srn*、Ssn*、Stn*分别指示变流器1的开关元件Srp、Ssp、Stp、Srn、Ssn、Stn的导通/非导通，开关指令Sup**、Svp**、Swp**、Sun**、Svn**、Swn**分别指示考虑了逆变器2的开关元件Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn的死区时间的导通/非导通。
控制变流器1的部分(以下称为“变流器控制部”)具有梯形波状电压指令信号生成部11，这里生成与载波C1相比较的梯形波状电压指令信号Vr*、Vs*、Vt*。控制逆变器2的部分(以下称为“逆变器控制部”)具有梯形波状电压指令信号生成部21，这里生成与载波C2相比较的梯形波状电压指令信Vu*、Vv*、Vw*。
中间相检测部14检测梯形波状电压指令信号Vr*、Vs*、Vt*的中间相，求出最大相与中间相之差、最小相与中间相之差、或者两者之比。这里，使载波C2的振幅匹配，梯形波状电压指令信号Vr*、Vs*、Vt*的最大振幅是1，在图10中记载了结合图3的动作，因而可求出值drt作为|Vr*-Vt*|，可求出值dst作为|Vs*-Vt*|。
逆变器2的控制部具有生成针对逆变器2的输出电压的指令值即电压指令Vu*、Vv*、Vw*的输出电压指令信号生成部21。这里使梯形波状电压指令信号Vu*、Vv*、Vw*的最大振幅与载波C2的振幅匹配而设定为1。当然，载波C1、C2的振幅没有必要一定是1，可以与该振幅成正比来决定梯形波状电压指令信号Vr*、Vs*、Vt*、Vu*、Vv*、Vw*的最大振幅。
逆变器2的控制部具有使用从变流器控制用的梯形波状电压指令信号Vr*、Vs*、Vt*的中间相求出的值来分别校正电压指令Vu*、Vv*、Vw*的第1校正部22和第2校正部23。
来自第1校正部22的输出表示载波C2取值drt以上的区域(由于载波C1和载波C2相同，因而换句话说期间Ts中的载波C2的区域)中的指令值，来自第2校正部23的输出表示载波C2取值drt以下的区域(由于载波C1和载波C2相同，因而换句话说期间Tr中的载波C2的区域)中的指令值。
具体地说，以图3的情况为例，由于在逆变器2中处于开关元件Swn导通、开关元件Swp非导通的状态，因而电压指令Vu*、Vv*、Vw*分别为d0，d0+d4，1。因此，为了获得期间Ts中的针对载波C2的指令值drt+dst·d0、drt+dst(d0+d4)、drt+dst(＝1)，只要使值dst乘以电压指令Vu*、Vv*、Vw*的各方并取与值drt之和即可。这在图10中表示为“drt+dst·V*”。这里记号V*是代表电压指令Vu*、Vv*、Vw*的标记。当然，鉴于dst＝1-drt，可以求出指令值作为drt(1-V*)+V*。
同样，为了获得期间Tr中的针对载波C2的指令值drt(1-d0)、drt(1-d0-d4)、drt(1-d0-d4-d6)(＝0)，只要从电压指令Vu*、Vv*、Vw*的各方减去1并乘以值drt即可。这在图10中表示为“drt(1-V*)”。
这样获得的6个指令值在比较部24中与载波C2进行比较。开关元件Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn在期间Tr、Ts的各个期间中进行构成电压矢量V0、V4、V6、V4的开关动作。例如对于u相来说，开关元件Sup、Sun在期间Tr、Ts的各个区间中进行开关动作。因此，上述的比较结果按每相求出逻辑和，求出开关指令Sup**、Svp**、Swp**、Sun**、Svn**、Swn**。该逻辑和的运算在逻辑和运算部25中进行。
另外，变流器控制部具有比较部12，这里将梯形波状电压指令信号Vr*、Vs*、Vt*与载波C1进行比较。关于该比较结果与开关指令Srp*、Ssp*、Stp*、Srn*、Ssn*、Stn*的关系，以下进行描述。
在上述的非专利文献5中，鉴于电压型逆变器的相电压与电流型逆变器的相电流之间的双对性、以及电压型逆变器的线间电压与电流型逆变器的相电流直接的双对性，指出了基于线电流指令值的开关动作与基于相电流指令值的开关动作之间的对应关系。
图11是示出这里探讨的逆变器的结构的电路图。该逆变器是用于针对变流器1的开关动作进行探讨的逆变器，由于与逆变器2没有直接关系，因而针对三相交流电采用a相、b相、c相的名称。该逆变器在a相的高臂侧具有开关元件Sap，在低臂侧具有开关元件San。该逆变器同样在b相具有开关元件Sbp、Sbn，在c相具有开关元件Scp、Scn。
由于a相的线电流ia是根据a相-c相间的相电流ica与b相-a相间的相电流iba之差来求出，因而只有在进行使该一对相电流流动的开关动作的情况下，a相电流才流动。其他相的线电流也是一样。因此，相电流ijk是否流到上臂侧的开关元件由记号Sjk表示，相电流ijk是否流到下臂侧的开关元件由记号SjkB表示。这里，记号j、k相互不同且代表记号a、b、c，记号Sjk、SjkB取二值逻辑“1”/“0”，从而相电流ijk表示“流动”/“不流动”。
当逆变器根据相电压指令与载波的比较使线电流流动时，如果控制高臂侧的开关元件Sjp、低臂侧的开关元件Sjn的导通/非导通的开关指令分别由记号Sj+、Sj-表示，则非专利文献5所示的内容为以下。
Sa+＝Sac·SbaB，Sb+＝Sba·ScbB，Sc+＝Scb·SacB，
Sa-＝Sba·SacB，Sb-＝Scb·SbaB，Sc-＝Sac·ScbB  …(7)
这里还可知，鉴于电压型逆变器的相电压与电流型逆变器的相电流之间的双对性，上述各式右边的逻辑值是作为电压型逆变器中的相电压与载波的比较结果获得的。根据非专利文献5，相电流ijk的指令值对应于相电压Vj的指令值。因此，记号Sjk的逻辑与通过相电压指令Vj*和载波的比较使开关元件Sjp导通的逻辑一致，记号SjkB的逻辑与通过相电压指令Vj*和载波的比较使开关元件Sjn导通的逻辑一致。
现在，说明在图9所示的电压指令Va*、Vb*、Vc*中相位角处于0～60度的情况。由于电压指令Va*、Vc*分别取值1、-1，因而Sac＝1、SacB＝0、Scb＝0、ScbB＝1。由此，Sa+＝SbaB、Sb+＝Sba、Sc+＝Sa-＝Sb-＝0。
记号SbaB的逻辑与通过相电压指令Vb和载波的比较使开关元件Sap、Sbp分别导通/非导通的逻辑一致，记号Sba的逻辑与通过相电压指令Vb和载波的比较使开关元件Sbp、Sap分别导通/非导通的逻辑一致。更具体地说，在相电压指令Vb是载波以下的情况下，使开关元件Sap导通，在相电压指令Vb是载波以上的情况下，使开关元件Sbp导通。并且，记号Sa+、Sb+表示当使线电流流动时分别使开关元件Sap、Sbp导通的期间。
结合本申请来看，将a相、b相、c相分别改换为r相、s相、t相，在电压指令信号Vs*是载波C1以下的情况下，开关元件Srp导通，在电压指令信号Vs*是载波C1以上的情况下，开关元件Ssp导通。鉴于载波C1的最小值是0，电压指令信号Vs*的值相当于使开关元件Srp导通的期间。
根据以上，电压指令信号Vs*的值成为在求出载波C2的指令值时的基准值drt。而且将使变流器1的开关元件Srp、Ssp在与值drt、1-drt之比成正比的期间交替导通的换流定时规定为载波C1的值。在其它相位角时也一样，关于电压指令Vr*、Vt*的值，上述说明是妥当的。
通过按上述方式决定的电压指令信号Vr*、Vs*、Vt*与载波C1的比较而获得的结果从比较部12被提供给电流型门逻辑转换部13，进行依据式(7)所示的转换式的转换。通过该转换，求出开关指令Srp*、Ssp*、Stp*、Srn*、Ssn*、Stn*。
第5实施方式
在本实施方式中，示出关于在第4实施方式中说明的电压指令信号Vr*、Vs*、Vt*的期望波形的一例。
如上所述，在第4实施方式中，作为电压指令信号Vr*、Vs*、Vt*采用了图9例示的电压指令Va*、Vb*、Vc*(在将载波C1、C2的最小值、最大值分别设为0、1的情况下，使电压指令Va*、Vb*、Vc*乘以1/2并加上1/2)。并且，它们的波形分别是作为360度周期且相互错开120度的、具有以120度连续的一对平坦区间和连接该一对平坦区间的一对60度的倾斜区域的梯形波。因此，以下说明关于60度区间的倾斜区域的波形的期望函数型。
另外，在上述的非专利文献1中示出了使在本申请中作为开关元件Srp、Ssp所示的开关元件导通的期间之比，即通流比的期望关系。因此，在本实施方式中，首先说明非专利文献1所示的期望的通流比。之后说明电压指令信号Vr*、Vs*、Vt*具有什么样的倾斜区域来实现该通流比。
图12是例示出分别输入到变流器1的输入端Pr、Ps、Pt的相电压Vr、Vs、Vt、各相的通流比(占空比)、直流电源线LH、LL之间的电压以及输入电流Ir、Is、It的图。各相电压Vr、Vs、Vt被区分为2个相电压为正、剩余1个相电压为负的区域1、以及2个相电压为负、剩余1个相电压为正的区域2中的任意一个区域。并且，这些区域1、2按每个相位角60度交替重复出现。具体地说，相电压Vr、Vs、Vt基于下式。
Vr＝Vm·cos(θ)，
Vs＝Vm·cos(θ-2π/3)，
Vt＝Vm·cos(θ+2π/3)，
Vm = 1 / 3 . . . ( 8 )
作为变流器的一个开关动作方式，在区域1、2的各个区域中，针对相电压的绝对值最大的相(最大相或最小相)，总是使开关元件接通，针对除此以外的2个相(它们的极性均与最大相或最小相相反)，以预定的通流比使开关元件导通。
在通流比为正的情况下表示开关元件Srp、Ssp、Stp的占空比，在通流比为负的情况下表示开关元件Srn、Ssn、Stn的占空比。如上述例式的那样，针对与最小相对应的相，与直流电源线LL连接的开关元件总是导通，因而通流比是-1，针对与最大相对应的相，与直流电源线LH连接的开关元件总是导通，因而通流比是1。
例如相位角30度到90度的区域被分类为上述的区域1。在该区域中，t相是最小相，相电压的绝对值最大，且其极性为负，因而总是使开关元件Stn导通。针对其他相即r相、s相，相电压的极性为正，因而使开关元件Srp、Ssp分别按以下的通流比drt、dst排他性导通。
drt＝|cosθr/cosθt|，dst＝|cosθs/cosθt|    …(9)
其中，由于θr、θs、θt分别是相电压Vr、Vs、Vt的相位，因而存在θs＝θr-2π/3、θts＝θr+2π/3的关系。
并且相位角90度到150度的区域被分类为上述区域2。在该区域中，s相是最大相，其绝对值最大，且其极性为正，因而总是使开关元件Ssp导通。针对其他相即r相、t相，相电压的极性为负，因而使开关元件Srn、Stn分别按以下的通流比排他性导通(在图12中为负的通流比表示相电压的极性为负)。
dts＝|cosθt/cosθs|，drs＝|cosθr/cosθs|      …(10)
另外，表1示出在相位角每隔60度的区域中，总是导通的开关元件以及相互排他性切换导通的开关元件。
[表1]
  相位角 0～30   30～90   90～150   150～210   210～270   270～330   330～360
  总是导通 Srp   Stn   Ssp   Srn   Stp   Ssn   Srp
  导通/非导通 Ssn，Stn   Srp，Ssp   Srn，Stn   Ssp，Stp   Srn，Ssn   Srp，Stp   Ssn，Stn
由于与最大相或最小相对应的开关元件总是导通，因而作为施加在直流电源线LH、LL之间的电压(以下称为“直流通路电压”)，获得最大相与最小相之间的线间电压Emax、最小相与中间相(区域1)或者最大相与中间相(区域2)之间的线间电压Emid这2个电压。并且，直流通路电压的平均值Vdc是通过乘以各个通流比来获得的，如下所示，通过以上述通流比进行开关动作，直流通路电压成为脉流状的电压波形。
Vdc＝3Vm/(2cosθin)，
cosθin＝max(|cosθr|，|cosθs|，|cosθt|) …(11)
在逆变器2侧，将该电压Vdc用作输入来进行控制。在逆变器2侧，为了进行电压控制以补偿脉流量，使通电时间乘以脉流量cosθin。并且，由于逆变器2的负载是感应性的，因而可作为电流源来把握。因此，将逆变器的输出电流的振幅设为I0，流经直流电源线LH、LL的电流idc_avg由k·I0·cosφ·cosθin表示。其中，k是调制率，且
Figure GPA00001113523200251
φ是输出电压与输出电流的相位差。
在变流器1侧，一相是导通状态，二相以各自的通流比进行开关动作，因而例如在相位角30度到90度的区域中，各相的输入电流ir、is、it如下所示。
ir＝drt·idc_avg＝k·I0·cosφ·cosθr
is＝dst·idc_avg＝k·I0·cosφ·cosθs
it＝-idc_avg＝k·I0·cosφcosθt                …(12)
关于其他相位角也为相同结果，从而如图3所示，可将输入电流ir、is、it设为正弦波。
只要上述通流比根据相电压Vr、Vs、Vt的对象性，在区域1、2的各个区域中单独导入相位角φ(0≤φ≤π/3)，倾斜区域的波形的绝对值就能对各相的倾斜区域共同地表现。这里，将30≤θ≤90的区域1作为考察对象导出倾斜区域的波形。在该区域中，由于φ＝θ-π/6的关系成立，因而对于随着相位角φ增大而通流比增大的倾斜区域，其通流比由
sin φ / sin ( φ + π / 3 )
= ( 3 · sin ( φ - π / 6 ) / sin ( φ + π / 3 ) + 1 ) / 2
= ( 1 + 3 tan ( φ - π / 6 ) ) / 2 . . . ( 13 )
表示。同样对于随着相位角φ增大而通流比减小的倾斜区域，其通流比由表示。
因此，电压指令信号Vr*、Vs*、Vt*的倾斜区域可导入以其开始为基准的相位各φ，以上述通流比来表现。例如参考图9，将b相改换为s相，电压指令信号Vs*如下所示。
Vs * = ( 1 + 3 tan ( θ - π / 6 ) ) / 2 (0≤φ≤π/3)
= 1 (π/3≤θ≤π)
= ( 1 - 3 tan ( θ - π / 6 ) ) / 2 (π≤θ≤4π/3)
= 0 (4π/3≤θ≤2π)
                …(14)
关于其他相也是一样。当然，在载波C1的振幅、中央值不同的情况下，上述表现也不同。例如将载波C1的最小值和最大值分别设定为m、M，则其振幅为(M-m)/2，中央值为(M+m)/2，因而梯形波如下所示。
Vs * = ( ( m + M ) + 3 · ( M - m ) · tan ( θ - π ) ) / 2
(0≤θ≤π/3)
= m + M (π/3≤θ≤π)
= ( ( m + M ) - 3 · ( M - m ) · tan ( θ - π / 6 ) ) / 2
(π≤θ≤4π/3)
= M - m (4π/3≤θ≤2π)
               …(15)
例如在载波C1的最小值和最大值分别是-1、1的情况下，在倾斜区域中，在随着相位角的增大而增大的区域中，该梯形波取
Figure GPA000011135232002613
Figure GPA000011135232002614
在随着相位角的增大而减小的区域中，该梯形波取
Figure GPA000011135232002615
Figure GPA000011135232002616
第6实施方式
在本实施方式中，说明用于获得在第5实施方式中说明的电压指令信号Vr*、Vs*、Vt*的简单运算。这里使用在专利文献2中记载的方法，进一步追加处理来求出电压指令Vr*、Vs*、Vt*。具体地说，参照图10，梯形波状电压指令信号生成部11将r相的波形Vr作为电源同步信号来输入。根据该电源同步信号，求出成为电压指令信号的基础的电压波形。具体地说，各相的电压波形如下所示(参照图12的相电压)。
Vr＝Vm·cosθ，
Vs＝Vm·cos(θ-2π/3)，
Vt＝Vm·cos(θ+2π/3)     …(16)
然后，分别加上该三相的中间相的1/2。例如在相位角0度到60度中，中间相是r相。因此在该相位角的范围内，新的电压波形Vr’、Vs’、Vt’可获得
Vr , = 3 / 2 · Vm · sin ( θ + π / 3 ) ,
Vs’＝3/2·Vm·sin(θ-π/6)，
Vt , = - 3 / 2 · Vm · sin ( θ + π / 3 ) . . . ( 17 )
这里使用了Vr+Vs+Vt＝0。图13是示出电压波形Vr’、Vs’、Vt’的图，设
Figure GPA00001113523200273
直流通路电压Vdc的高电位侧的包络线(以下称为脉流电压Vlink)是最大相与最小相的电压差，在相位角0度到60度中，是线间电压Vrt。因此在该相位角的范围内下式成立。
Vlink = Vrt = Vt - Vr = 3 sin ( θ + π / 3 ) . . . ( 18 )
因此根据式(17)、(18)获得下式。
Vr’＝Vlink/2，
Vs , = 3 / 2 · Vlink · cos ( θ - 2 π / 3 ) / sin ( θ + π / 3 ) .
Vt’＝-Vlink/2…(19)
然后进一步追加处理。具体地说，使用电压波形Vr’对电压波形Vr’、Vs’、Vt’进行归一化。由此，获得下述的电压波形Vr”、Vs”、Vt”。
Vr”＝Vr’/Vr’＝1
Vs , , = Vs , / Vr , = 3 · cos ( θ - 2 π / 3 ) / sin ( θ + π / 3 )
Vt”＝Vt’/Vr’＝-1       …(20)
并且鉴于载波C1的最小值和最大值分别是0、1，将这些波形的大小缩小一半，而且将最小值和最大值分别设为0、1。具体地说，使用电压波形Vs”、Vt”来进行下述的运算。
( Vs , , - Vt , , ) / 2
= ( 3 · cos ( θ - 2 π / 3 ) / sin ( θ + π / 3 ) - ( - 1 ) ) / 2
= ( 1 + 3 · tan ( θ - π / 6 ) ) / 2 . . . ( 21 )
式(21)在0度到60度中与式(14)一致。也就是说，可知通过上述处理获得梯形波状电压指令信号Vs*。
也就是说，梯形波状电压指令信号生成部11获得电源同步信号Vr，生成三相电压波形，将其中间相的1/2与各波形相加，执行将该相加后的结果以最大相进行归一化的处理，获得梯形波状电压指令信号Vs*。关于其他相也是一样来求出。
第7实施方式
在本实施方式中，说明决定变流器1的换流时机的另一设定。具体地说，说明采用电流值作为电流型变流器1的载波C1的指令值的情况。在该情况下，作为电流指令值，只要采用通流比自身即可。
参照图12，在相位角θ是30度到90度的区间(这里由于t相的低臂侧开关元件值总是导通，因而t相的通流比表示为-1)中，只要将r相的通流比drt和s相的通流比dst用作载波C1的指令值即可。
换句话说，只要提取三相电流指令值中、除了绝对值最大的相以外的二相，并将其用作载波C1的指令值即可。而且由于该二相的指令值是通流比自身，因而只要将它们提供给第1校正部22、第2校正部23即可。
为了进行这样的处理，例如将中间相检测部14置换为担负检测上述二相的功能的处理部。
由于倾斜区域中的通流比是根据式(13)求出的，因而将载波C1的最小值和最大值分别设为m、M，则梯形波的斜率的绝对值也可表示为
Figure GPA00001113523200284
或者
Figure GPA00001113523200285
Figure GPA00001113523200286
为了获得这样的梯形波，例如将梯形波状电压指令信号生成部11置换为生成电流指令的处理部。根据电源同步信号Vr生成电流指令。
然而，r相的电流指令值Ir*有必要从电源同步信号Vr错开π/6。这是因为，由于如式(9)所示求出通流比，因而如图12所示，倾斜区域的基点从r相的基点错开30度。这样使相位错开的处理也能由上述生成电流指令的处理部承担。
在检测电压指令的中间相来进行电流型变流器1的换流的情况下，需要式(7)所示的变换，在检测电流指令的二相来进行换流的情况下，不需要式(7)的变换。因此在后者的情况下，载波C1与电流指令的比较结果与逆变器2的控制一样，只需运算逻辑和即可。
对矩阵变流器的应用
还可以假想上述的直接型电力变换器，根据其开关动作方式进行矩阵变流器的开关动作。
图14是例示出矩阵变流器的结构的结构图。具有输入端Pr、Ps、Pt、直接型变换部MCV、以及输出端Pu、Pv、Pw。变换从输入端Pr、Ps、Pt输入的三相交流输入电压的振幅、周期中的至少任意一方来作为三相交流输出电压输出到输出端Pu、Pv、Pw。
直接型变换部MCV具有开关元件Sur、Sus、Sut、Svr、Svs、Svt、Swr、Sws、Swt。3个开关元件Sur、Sus、Sut连接在输入端Pr、Ps、Pt的各方与输出端Pu之间。3个开关元件Svr、Svs、Svt连接在输入端Pr、Ps、Pt的各方与输出端Pv之间。3个开关元件Swr、Sws、Swt连接在输入端Pr、Ps、Pt的各方与输出端Pw之间。
图15是示出生成控制这些开关元件的开关指令的控制电路10的框图。控制电路10具有对控制电路3追加了门逻辑合成部33的结构。
关于直接型变换部MCV的控制，假想图1所示的变流器1、逆变器2。并且，与上述的实施方式一样，从电流型门逻辑变换部12获得开关指令Srp*、Ssp*、Stp*、Srn*、Ssn*、Stn*，从逻辑和运算部25获得开关指令Sup**、Svp**、Swp**、Sun**、Svn**、Swn**。
然后，门逻辑合成部33根据开关指令Srp*、Ssp*、Stp*、Srn*、Ssn*、Stn*、Sup**、Svp**、Swp**、Sun**、Svn**、Swn**，按照下式进行矩阵变换，作为直接型变换部MCV的开关信号来输出。开关信号S11、S12、S13、S21、S22、S23、S31、S32、S33分别是针对开关元件Sur、Sus、Sut、Svr、Svs、Svt、Swr、Sws、Swt的开关信号。
S 13 S 23 S 33 S 12 S 22 S 32 S 11 S 21 S 31 = Sup * * Sun * * Svp * * Svn * * Swp * * Swn * * Srp * Ssp * Stp * Srn * Ssn * Stn * . . . ( 22 )
因此，根据上述实施方式，由于使假想的变流器1和逆变器2均进行动作，因而利用直接型变换部MCV的开关动作，可在本电力变换装置中抑制在3个输出端Pu、Pv、Pw产生的零电压、由于死区时间而产生的输入端Pr、Ps、Pt的电流失真。
对本发明作了详细说明，然而上述说明在所有方面只是例示，本发明不受其限定。可以理解的是，在不背离本发明范围的情况下，可想到未例示的无数的变型例。

Claims (3)

1.一种电力变换装置，该电力变换装置具有：
3个输入端(Pr，Ps，Pt)，其分别被输入三相交流电的相电压；
3个输出端(Pu，Pv，Pw)；
第1和第2直流电源线(LH，LL)；
变流器(1)，其具有第1开关元件组，该第1开关元件组包含连接在所述输入端的各方和所述第1直流电源线之间的3个开关元件(Srp，Ssp，Stp)、以及连接在所述输入端的各方和所述第2直流电源线之间的3个开关元件(Srn，Ssn，Stn)；
电压型逆变器(2)，其具有第2开关元件组，并在所述第2开关元件组的开关动作中采用死区时间(Td)，所述第2开关元件组包含连接在所述输出端的各方和所述第1直流电源线之间的3个开关元件(Sup，Svp，Swp)、以及连接在所述输出端的各方和所述第2直流电源线之间的3个开关元件(Sun，Svn，Swn)；
载波生成部(15)，其生成表现为三角波的载波，所述三角波相对于时间的斜率的绝对值是恒定的；
变流器用门信号产生部(11～13)，其在所述载波取第1基准值(drt)的时机进行所述变流器的换流，该第1基准值(drt)以第1值(drt)与第2值(dst)之比对所述载波的最小值到最大值之间进行内分；以及
逆变器用门信号产生部(21～25)，其设比第2基准值(drt+dst·d0)小所述预定值的值为第1指令值，并设比第3基准值(drt·(1-d0))大预定值的值为第2指令值，在所述载波取所述第2指令值至所述第1指令值的期间中，采用零电压矢量作为所述逆变器的开关动作状态，其中，所述第2基准值(drt+dst·d0)以第3值(d0)与第4值(d4+d6)之比对所述第1基准值到所述最大值之间进行内分，所述第3基准值(drt·(1-d0))以所述第4值与所述第3值之比对所述最小值到所述第1基准值之间进行内分，
所述预定值的绝对值是将所述死区时间的长度乘以所述载波的所述最大值与所述最小值之差并除以所述载波的周期而得到的值，
关于取所述零电压矢量的期间所夹着的期间中流到与所述第1直流电源线继续导通的输出端(Pu)的电流，在从所述逆变器流出的情况下，所述预定值采用正值，在所述负载电流流入所述逆变器的情况下，所述预定值采用负值。
2.一种电力变换装置，该电力变换装置具有：
3个输入端(Pr，Ps，Pt)，其分别被输入三相交流电的相电压；
3个输出端(Pu，Pv，Pw)；
第1和第2直流电源线(LH，LL)；
变流器(1)，其具有第1开关元件组，该第1开关元件组包含连接在所述输入端的各方和所述第1直流电源线之间的3个开关元件(Srp，Ssp，Stp)、以及连接在所述输入端的各方和所述第2直流电源线之间的3个开关元件(Srn，Ssn，Stn)；
逆变器(2)，其具有第2开关元件组，并在所述第2开关元件组的开关动作中采用死区时间(Td)，所述第2开关元件组包含连接在所述输出端的各方和所述第1直流电源线之间的3个开关元件(Sup，Svp，Swp)、以及连接在所述输出端的各方和所述第2直流电源线之间的3个开关元件(Sun，Svn，Swn)；
载波生成部(15)，其生成表现为作为相对于时间的倾斜线形的锯齿波的载波；
变流器用门信号产生部(11～13)，其在所述载波取第1基准值(drt)的时机、以及所述载波在所述载波倾斜的期间中的最小值和最大值之间转变的时机，进行所述变流器的换流，其中所述第1基准值(drt)以第1值(drt)与第2值(dst)之比对所述载波倾斜的期间中的最小值到最大值之间进行内分；以及
逆变器用门信号产生部(21～25)，其根据第2基准值(drt+dst·d0)和第3基准值(drt+dst(d0+d4+d6))、以及第4基准值(drt(1-d0))和第5基准值(drt(1-d0-d4-d6))，使所述逆变器进行开关动作，其中，第2基准值(drt+dst·d0)和第3基准值(drt+dst(d0+d4+d6))以第3值(d0)、第4值(d4+d6)、第5值(1-d0-d4-d6)之比依次对所述第1基准值到所述最大值之间进行内分，第4基准值(drt(1-d0))和第5基准值(drt(1-d0-d4-d6))以所述第3值、所述第4值、所述第5值之比依次对所述第1基准值到所述最小值之间进行内分，
所述逆变器用门信号产生部设比所述第3基准值小预定值的值为第1指令值，设比所述第2基准值大所述预定值的值为第2指令值，设比所述第4基准值小预定值的值为第3指令值，并设比所述第5基准值大所述预定值的值为第4指令值，
所述逆变器用门信号产生部在所述载波取所述第2指令值至所述第3指令值的期间中，采用第1零电压矢量(V0)作为所述逆变器的开关动作状态，在所述载波取所述第1指令值以上或所述第4指令值以下的期间中，采用第2零电压矢量(V7)作为所述逆变器的开关动作状态，
所述预定值的绝对值是将所述死区时间的长度乘以所述载波的所述最大值与所述最小值之差并除以所述载波的周期的2倍而得到的值，
关于在取所述第1零电压矢量和所述第2零电压矢量的期间所夹着的期间中流到与所述第1直流电源线继续导通的输出端(Pu，Pw)的电流，在从所述逆变器流出的情况下，所述预定值采用正值，在所述负载电流流入所述逆变器的情况下，所述预定值采用负值。
3.根据权利要求1或权利要求2所述的电力变换装置，其中，
所述变流器通过作为360度周期且相互错开120度的、具有一对平坦区间和连接该一对平坦区间的一对倾斜区域的梯形波与所述载波的比较来规定换流，
分别设所述载波的最小值和最大值为m、M，
在所述梯形波的所述倾斜区域中随着相位角的增大而增大的区域中，将表示该倾斜区域内的相位角φ取为0～π/3弧度，所述梯形波取
Figure FPA00001113523100031
Figure FPA00001113523100032
在所述梯形波的所述倾斜区域中随着相位角的增大而减小的区域中，将表示该倾斜区域内的相位角φ取为0～π/3弧度，所述梯形波取
Figure FPA00001113523100033
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