CN102124642B - 直接型变换装置及其控制方法以及控制信号生成装置 - Google Patents
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Abstract
在具有变流器和多个逆变器的直接型变换装置中，进行与变流器同步的运转，并且使多个逆变器中的实质的载波频率彼此不同，提高与逆变器的负载特性对应的载波选择的自由度。原载波(C20)具有在一个逆变器的控制中使用的第1载波(C1)的载波频率的二倍的载波频率。将原载波(C20)的波形以值(drt)为中心放大二倍，得到在另一个逆变器的控制中使用的第2载波。
Description
技术领域
本发明涉及直接型变换装置，特别涉及具有变流器和多个逆变器的直接型变换装置。
背景技术
在所谓的间接型交流电力变换装置中，在变流器与逆变器之间的所谓的直流链路中设置有大型的电容器。该电容器承担对基于商用频率的电压脉动进行平滑的功能。该技术例如在后述的专利文献1中公开。在该文献中示出了，针对平滑电容器并联连接压缩机用逆变器部和风扇用逆变器部，由此使两个逆变器部的电源共同化。在该技术中，在两个逆变器中共用直流电压，所以，根据随压缩机负载而变动的直流电压，对风扇控制进行校正。
另一方面，在直接型交流电力变换装置中，不需要大型的电容器或电抗器。因此，该变换装置能够期待小型化，在近年来作为下一代电力变换装置而受到关注。例如，在专利文献2中介绍了如下技术：针对一个变流器连接一个逆变器，使该逆变器根据零矢量进行工作，在得到所谓的零电流的状态时使变流器换流(以下简称为“零电流下的变流器的换流”)。并且，还介绍了能够在变流器和逆变器中共用载波的技术。
关于直接型交流电力变换装置，还提出了如下技术，为了驱动多个负载，针对一个变流器连接多个逆变器来进行运转。该技术例如在后述的非专利文献1中公开。在该文献中，DC/DC变流器和电压型逆变器并联连接。而且，能够将电流型整流器理解为变流器，将DC/DC变流器理解为逆变器。在该文献所示的技术中示出了，为了使电流型整流器在所谓的零电流下进行换流，在与基于电流型整流器的工作的载波同步的一个载波中，利用脉冲宽度调制来控制多个逆变器。
另外，在专利文献3中介绍了如下技术：利用与相电压对偶的相电流相关的指令值和载波的比较结果，对产生电流型脉冲宽度控制模式的开关(switching)进行控制。
在专利文献4中公开了如下技术：使变流器的脉冲宽度调制中使用的载波和逆变器的脉冲宽度调制中使用的载波的倾斜度不同。
专利文献1：日本特开平9-224393号公报
专利文献2：日本特开2007-312589号公报
专利文献3：日本特开平9-182458号公报
专利文献4：日本特开2004-266972号公报
非专利文献1：加藤、伊東、“昇压形AC/DC/AC直接形電力変换器の波形改善”、平成19年電気学会全国大会、2007/3/15～17、第四分冊、4-098
在间接型交流电力变换装置中，能够任意设定在多个逆变器的控制中使用的载波的频率。但是，在现有的直接型变换装置中，在进行零电流下的变流器的换流的情况下，在与变流器控制中使用的载波频率相同的载波下，对多个逆变器进行调制。
另一方面，在各逆变器驱动的负载的传递特性彼此不同的情况下，针对同一载波频率，电磁噪声成为峰值的频率不同。由此，即使以降低一个逆变器与负载的组合中的电磁噪声(或者从可听域中去除电磁噪声的峰值)的方式选择载波频率，有时也无法降低其他逆变器与负载的组合中的电磁噪声(或者无法从可听域中去除电磁噪声的峰值)。
发明内容
因此，本发明的目的在于，在具有变流器和多个逆变器的直接型变换装置中，进行与变流器同步的运转，并且使多个逆变器中的实质的载波频率彼此不同，提高与逆变器的负载特性对应的载波选择的自由度。
本发明的直接型变换装置的控制方法是对直接型变换装置进行控制的方法，该直接型变换装置具有：变流器(3)，其通过脉冲宽度调制对多相交流电压(Vr、Vs、Vt)进行整流而输出给一对直流电源线(L1、L2)；以及第1逆变器(4)和第2逆变器(5)，它们在所述一对直流电源线之间彼此并联连接，且均按照遵循瞬时空间矢量控制的脉冲宽度调制进行工作。
在该第1方式中，在变流器用载波(C0)取变流器用指令值(drt)的值时，所述变流器进行换流，所述变流器用载波的一个周期(T)按照进行所述换流的定时以第1值(dst)和第2值(drt)进行内分，划分为第1期间(dst·T)和第2期间(drt·T)。
在作为包含所述定时的期间的第1换流零矢量期间(T01)中，在所述第1逆变器的所述瞬时空间矢量控制中采用的瞬时空间矢量(V01、V41、V61)采用零矢量(V01)。
在作为包含所述定时的期间的第2换流零矢量期间(T02；T02、T72)中，在所述第2逆变器的所述瞬时空间矢量控制中采用的瞬时空间矢量(V02、V42、V62；V02、V42、V62、V72)采用零矢量(V02；V02、V72)。
而且，在所述第1期间中，所述第1逆变器除了在所述第1换流零矢量期间中采用的所述零矢量(V01)以外所采用的所述瞬时空间矢量的排列模式(V41、V61、V41)出现M次，其中，M为1以上的整数。在所述第1期间中，所述第2逆变器除了在所述第2换流零矢量期间中采用的所述零矢量(V02；V02、V72)以外所采用的所述瞬时空间矢量的排列模式(V42、V62、V42)出现N次，其中，N为2以上且与所述M不同的整数。
本发明的直接型变换装置的控制方法的第2方式是在其第1方式中，在所述第2逆变器中，所述第1期间具有(N-1)个非换流零矢量期间(Ts01；Ts1)，该(N-1)个非换流零矢量期间是与所述第2换流零矢量期间(T02；T02、T72)离散、且采用在所述第2换流零矢量期间中采用的所述零矢量(V02；V02、V72)的期间。
而且，在由所述第2换流零矢量期间和所述非换流零矢量期间夹着的各个期间(Tk)中，在所述第2逆变器的所述瞬时空间矢量控制中使用的矢量的顺序(V42、V62、V42；V62、V42)彼此相等。
本发明的直接型变换装置的控制方法的第3方式是在其第2方式中，在所述第1逆变器(4)的所述瞬时空间矢量控制中采用的第1载波(C1)和在所述第2逆变器(5)的所述瞬时空间矢量控制中采用的第2载波(C2)与所述变流器用载波(C0)同步。
而且，在所述第1载波中，相同波形在所述第1期间(dst·T)中出现所述M次，在所述第2载波中，相同波形在所述第1期间中出现所述N次。
本发明的直接型变换装置的控制方法的第4方式是在其第2方式中，在所述第1逆变器的所述瞬时空间矢量控制中采用的第1载波(C1)与所述变流器用载波(C0)同步，在所述第2逆变器的所述瞬时空间矢量控制中采用的第2载波(C2)的周期与所述变流器用载波(C0)的周期相等。
而且，在所述第1期间(dst·T)中，针对所述第2载波，在所述第2逆变器中，针对第2逆变器的每个相设定N个根据所述排列模式设定的信号波(dst(1-V*)、drt+dst·V*；drt(1-V*)、drt·V*；drt+(2/3)dst+dst·V*、drt+(2/3)dst-dst·V*、drt+dst·V*；drt(1-V*)、drt(1/3+V*)、drt(1/3-V*))。
本发明的直接型变换装置的控制方法的第5方式是在其第4方式中，在所述第1期间(dst·T)中，针对所述第2载波，在所述第2逆变器中，还设定(N-1)个不基于所述排列模式而基于所述第1值(dst)和所述第2值(drt)的信号波(drt+dst/2、drt/2)。
本发明的直接型变换装置的第1方式执行直接型变换装置的控制方法的第1～第5方式中的任一方式，该直接型变换装置具有所述变流器(3)、所述第1逆变器(4)以及所述第2逆变器(5)。
本发明的控制信号生成装置对直接型变换装置进行控制，该直接型变换装置具有：变流器(3)，其对多相交流电压(Vr、Vs、Vt)进行整流而输出给一对直流电源线(L1、L2)；以及第1逆变器(4)和第2逆变器(5)，它们在所述一对直流电源线之间彼此并联连接，
其第1方式具有：第1逆变器控制部(61)，其输出使所述第1逆变器按照遵循瞬时空间矢量控制的脉冲宽度调制进行工作的第1控制信号(Sup1*、Sun1*；Svp1*、Svn1*；Swp1*、Swn1*)；第2逆变器控制部(62)，其输出使所述第2逆变器按照遵循瞬时空间矢量控制的脉冲宽度调制进行工作的第2控制信号(Sup2*、Sun2*；Svp2*、Svn2*；Swp2*、Swn2*)；以及变流器控制部(60)，其输出使所述变流器进行换流的第3控制信号(Srp*、Ssp*、Stp*、Srn*、Ssn*、Stn*)。
而且，所述变流器控制部具有：载波生成部(604)，其生成变流器用载波(C0)；变流器用指令生成部(601)，其生成变流器用指令值(Vr*、Vs*、Vt*)；第3控制信号生成部(603、609)，其使用所述变流器用载波和变流器用指令值的比较结果，生成对所述变流器进行脉冲宽度控制的所述第3控制信号；以及中间相检测部(602)，其输出所述变流器用指令值(Vr*、Vs*、Vt*)的中间相(Vs*)的占空比(通流比)(dst)。
所述第1逆变器控制部具有：第1输出指令生成部(611)，其生成作为所述第1逆变器的输出指令值的第1输出指令值(Vu1*、Vv1*、Vw1*)；第1运算部(612、613)，其根据所述占空比和所述第1输出指令值，生成与同步于所述变流器用载波的 第1载波(C1)进行比较的第1逆变器用信号波(drt+dst·V*、drt(1-V*))；以及第1控制信号生成部(614、615、619)，其根据所述比较结果生成所述第1控制信号。
所述第2逆变器控制部具有：第2输出指令生成部(621)，其生成作为所述第2逆变器的输出指令值的第2输出指令值(Vu2*、Vv2*、Vw2*)；第2运算部(622、623；622A、622B、623A、623B；622A、622B1、622C1、623A、623B1、623C1；622A、622B2、622C2、623A、623B2、623C2)，其根据所述占空比和所述第2输出指令值，生成与同步于所述变流器用载波的第2载波(C2)进行比较的第2逆变器用信号波(drt+dst·V*、drt(1-V*)；drt(1-V*)、drt·V*；drt+dst·V*、drt+dst(2/3-V*)、drt+dst(2/3+V*)、drt(1-V*)、drt(1/3+V*)、drt(1/3-V*)，drt+dst·V*、drt+dst(1/2+V*)、drt+dst/2、drt(1-V*)、drt(1/2-V*)、drt/2))；以及第2控制信号生成部(624、625、629；624A、624B、625A、625B、628；624A、624B、624C、625A、625B、625C、627；624A、624B、624C、625A、625B、625C、627)，其根据所述比较的结果生成所述第2控制信号。
而且，在第1换流零矢量期间(T01)中，在所述第1逆变器的所述瞬时空间矢量控制中采用的瞬时空间矢量(V01、V41、V61)采用零矢量(V01)，该第1换流零矢量期间作为包含所述变流器用载波取所述中间相的值的定时的期间。在作为包含所述定时的期间的第2换流零矢量期间(T02；T02、T72)中，在所述第2逆变器的所述瞬时空间矢量控制中采用的瞬时空间矢量(V02、V42、V62；V02、V42、V62、V72)采用零矢量(V02；V02、V72)。
在所述变流器用载波的一个周期(T)中由所述定时划分的第1期间中，所述第1逆变器除了在所述第1换流零矢量期间中采用的所述零矢量(V01)以外所采用的所述瞬时空间矢量的排列模式(V41、V61、V41)出现M次，其中，M为1以上的整数。
在所述第1期间中，所述第2逆变器除了在所述第2换流零矢量期间中采用的所述零矢量(V02；V02、V72)以外所采用的所述瞬时空间矢量的排列模式(V42、V62、V42)出现N次，其中，N为2以上且与所述M不同的整数。
本发明的控制信号生成装置的第2方式是在其第1方式中，在所述第2逆变器中，所述第1期间具有(N-1)个非换流零矢量期间(Ts01；Ts1)，该(N-1)个非换流零矢量期间是与所述第2换流零矢量期间(T02；T02、T72)离散、且采用在所述 第2换流零矢量期间中采用的所述零矢量(V02；V02、V72)的期间。
而且，在由所述第2换流零矢量期间和所述非换流零矢量期间夹着的各个期间(Tk)中，在所述第2逆变器的所述瞬时空间矢量控制中使用的矢量的顺序(V42、V62、V42；V62、V42)彼此相等。
本发明的控制信号生成装置的第3方式是在其第2方式中，在所述第1载波中，相同波形在所述第1期间(dst·T)中出现所述M次，在所述第2载波中，相同波形在所述第1期间中出现所述N次。
本发明的控制信号生成装置的第4方式是在其第2方式中，在所述第2逆变器的所述瞬时空间矢量控制中采用的第2载波(C2)的周期与所述变流器用载波(C0)的周期相等。而且，在所述第1期间(dst·T)中，所述第2逆变器用信号波针对每个相设定有N个基于所述排列模式的值(dst(1-V*)、drt+dst·V*、drt(1-V*)、drt·V*，drt+(2/3)dst+dst·V*、drt+(2/3)dst-dst·V*、drt+dst·V*、drt(1-V*)、drt(1/3+V*)、drt(1/3-V*))。
本发明的控制信号生成装置的第5方式是在其第4方式中，在所述第1期间(dst·T)中，所述第2逆变器用信号波还设定有(N-1)个不基于所述排列模式而基于所述占空比的值(drt+dst/2、drt/2)。
本发明的直接型变换装置的第2方式具有：控制信号生成装置的第1～第5方式中的任一方式；以及所述变流器(3)、所述第1逆变器(4)和所述第2逆变器(5)。
根据本发明的直接型变换装置的控制方法的第1方式和控制信号生成装置的第1方式，在直接型变换装置中，进行与变流器同步的运转，并且使多个逆变器中的实质的载波频率彼此不同，所以，与逆变器的负载特性对应的载波选择的自由度提高。
根据本发明的直接型变换装置的控制方法的第2方式和控制信号生成装置的第2方式，在第1期间中，第2逆变器采用的瞬时空间矢量的同一模式出现2次以上，所以，有助于控制方法的第1方式和控制信号生成装置的第1方式。
根据本发明的直接型变换装置的控制方法的第3方式和控制信号生成装置的第3方式，单独采用第1载波和第2载波，由此，能够实现控制方法的第2方式和控制信号生成装置的第2方式。
根据本发明的直接型变换装置的控制方法的第4方式和控制信号生成装置的第4方式，不对变流器用载波进行倍增地实现了第2载波，并且，能够实现控制方法的 第2方式和控制信号生成装置的第2方式。
根据本发明的直接型变换装置的控制方法的第5方式和控制信号生成装置的第5方式，即使使用锯齿波作为载波，也能够实现控制方法的第4方式和控制信号生成装置的第4方式。
根据本发明的直接型变换装置的第1方式，能够得到控制方法的第1～第5方式的效果。
根据本发明的直接型变换装置的第2方式，能够得到控制信号生成装置的第1～第5方式的效果。
通过以下的详细说明和附图，将会更加明白本发明的目的、特征、局面和优点。
附图说明
图1是示出能够应用本发明的直接型变换装置的结构的电路图。
图2是示出门信号生成电路的结构的框图。
图3是示出各载波和门信号的波形的曲线图。
图4是示出各载波和门信号的波形的曲线图。
图5是概念性地示出载波生成部的工作的曲线图。
图6是概念性地示出载波生成部的工作的曲线图。
图7是示出载波和门信号的波形的曲线图。
图8是示出第2逆变器控制部的结构的框图。
图9是示出载波和作为门信号的一部分的逻辑值的曲线图。
图10是示出载波和作为门信号的一部分的逻辑值的曲线图。
图11是示出第2逆变器控制部的结构的框图。
图12是示出载波和门信号的波形的曲线图。
图13是示出第2逆变器控制部的结构的框图。
图14是示出载波和门信号的波形的曲线图。
图15是示出载波和作为门信号的一部分的逻辑值的曲线图。
具体实施方式
A.直接型变换装置的结构
图1是示出能够应用本发明的直接型变换装置的结构的电路图。该变换装置具有变流器3、逆变器4、5、以及连接两者的一对直流电源线L1、L2。
变流器3对从交流电源1得到的三相(这里设为R相、S相、T相)交流电压Vr、Vs、Vt进行整流，而输出给一对直流电源线L1、L2。也可以在交流电源1和变流器3之间设置输入电容器组2。输入电容器组2例如包含接受多相交流电压Vr、Vs、Vt的Y型连接的3个电容器。这里，例示了假设该Y型连接的中性点接地的情况。
变流器3例如是电流型整流器，按照脉冲宽度调制进行工作。变流器3具有在直流电源线L1、L2之间彼此并联连接的多个电流路径。变流器3的电流路径中的对应于R相的电流路径包含在直流电源线L1、L2之间串联连接的一对开关元件Srp、Srn。对开关元件Srp、Srn之间的连接点施加电压Vr。变流器3的电流路径中的对应于S相的电流路径包含在直流电源线L1、L2之间串联连接的一对开关元件Ssp、Ssn。对开关元件Ssp、Ssn之间的连接点施加电压Vs。变流器3的电流路径中的对应于T相的电流路径包含在直流电源线L1、L2之间串联连接的一对开关元件Stp、Stn。对开关元件Stp、Stn之间的连接点施加电压Vt。
开关元件Srp、Ssp、Stp与直流电源线L1侧连接，开关元件Srn、Ssn、Stn与直流电源线L2侧连接。这些开关元件自身的结构是公知的，例如在非专利文献1中例示。
逆变器4、5例如是电压型逆变器，它们均按照遵循瞬时空间矢量控制(以下简称为“矢量控制”)的脉冲宽度调制进行工作。逆变器4、5在直流电源线L1、L2之间彼此并联连接，分别单独输出三相(这里设为U相、V相、W相)交流电压。
逆变器4、5均具有在直流电源线L1、L2之间并联连接的多个电流路径。
逆变器4的电流路径中的对应于U相的电流路径包含在直流电源线L1、L2之间串联连接的一对开关元件Sup1、Sun1。从开关元件Sup1、Sun1之间的连接点得到输出电压Vu1。逆变器4的电流路径中的对应于V相的电流路径包含在直流电源线L1、L2之间串联连接的一对开关元件Svp1、Svn1。从开关元件Svp1、Svn1之间的连接点得到输出电压Vv1。逆变器4的电流路径中的对应于W相的电流路径包含在直流电源线L1、L2之间串联连接的一对开关元件Swp1、Swn1。从开关元件Swp1、Swn1之间的连接点得到输出电压Vw1。逆变器5的电流路径中的对应于U相的电流 路径包含在直流电源线L1、L2之间串联连接的一对开关元件Sup2、Sun2。从开关元件Sup2、Sun2之间的连接点得到输出电压Vu2。逆变器5的电流路径中的对应于V相的电流路径包含在直流电源线L1、L2之间串联连接的一对开关元件Svp2、Svn2。从开关元件Svp2、Svn2之间的连接点得到输出电压Vv2。逆变器5的电流路径中的对应于W相的电流路径包含在直流电源线L1、L2之间串联连接的一对开关元件Swp2、Swn2。从开关元件Swp2、Swn2之间的连接点得到输出电压Vw2。
开关元件Sup1、Svp1、Swp1、Sup2、Svp2、Swp2与直流电源线L1侧连接。下面，将这些开关元件理解为上臂侧的开关元件。开关元件Sun1、Svn1、Swn1、Sun2、Svn2、Swn2与直流电源线L2侧连接。下面，将这些开关元件理解为下臂侧的开关元件。这些开关元件自身的结构是公知的，例如在非专利文献1中例示。
逆变器4、5在矢量控制下进行工作。首先，如果针对逆变器4进行说明，则开关元件Sup1、Svp1、Swp1、Sun1、Svn1、Swn1通过作为控制信号的门信号Sup1*、Svp1*、Swp1*、Sun1*、Svn1*、Swn1*来控制其动作，在这些门信号取逻辑值“1”/“0”时，对应的开关元件分别导通/非导通。如果除去所谓的死区时间(dead time)来进行考虑，则门信号Sup1*、Svp1*、Swp1*取与门信号Sun1*、Svn1*、Swn1*相辅的值。即，如果使用字母q来代表字母u、v、w，则信号Sqp1*、Sqn1*的“异或(XOR)”为“1”。
在这种矢量控制中采用的矢量Vx(x＝0～7的整数)中的字母x由4·Sup1*+2·Svp1*+Swp1*给出。例如，如果上臂侧的开关元件Sup1、Svp1、Swp1全部非导通，则下臂侧的开关元件Sun1、Svn1、Swn1全部导通。该情况下x＝0，逆变器4处于矢量V0这样的零矢量的一种状态。
相反，如果上臂侧的开关元件Sup1、Svp1、Swp1全部导通，则下臂侧的开关元件Sun1、Svn1、Swn1全部非导通。该情况下x＝7，逆变器4处于矢量V7这样的与矢量V0不同的零矢量的状态。
针对逆变器5也同样标记电压矢量。但是，为了彼此区分逆变器4、5的工作状态，将逆变器4的电压矢量表记为矢量Vx1，将逆变器5的电压矢量表记为矢量Vx2。
负载M1、M2是感应性负载，分别与逆变器4、5连接。具体而言，负载M1是具有Y型连接并施加有电压Vu1、Vv1、Vw1的三相线圈的电动机。同样，负载M2是具有Y型连接并施加有电压Vu2、Vv2、Vw2的三相线圈的电动机。在电路图 上，三相线圈的各个电阻分量记载为与该线圈串联连接的电阻。并且，各个负载M1、M2各自的寄生电容记载为Y型连接的三个电容器。这里，例示了假设该Y型连接的中性点接地的情况。
下面，对如下技术进行说明：在逆变器4的脉冲宽度调制中使用的载波(下面也称为“第1载波”)与在变流器3的脉冲宽度调制中使用的载波(下面也称为“变流器用载波”)为同一频率，在逆变器5的脉冲宽度调制中使用的载波(下面也称为“第2载波”)的实质(包含实际情况和虚拟情况)频率高于变流器用载波的频率。但是，只要与第2载波的实质频率不同，第1载波的实质频率也可以高于变流器用载波的频率。
B.载波频率的实际倍增
图2是示出门信号生成装置6的结构的框图。门信号生成装置6具有变流器控制部60、第1逆变器控制部61和第2逆变器控制部62。
变流器控制部60输入表示电压Vr的相位角度的电源同步信号(以下也简称为“角度”)θr，作为电源同步信号，输出门信号Srp*、Ssp*、Stp*、Srn*、Ssn*、Stn*。这些门信号分别是对变流器3的开关元件Srp、Ssp、Stp、Srn、Ssn、Stn的工作进行控制的控制信号。
第1逆变器控制部61输入角度θr、逆变器4的运转频率的指令值f1*、电压指令值v1*、相位指令值φ1*(将它们统称为“第1指令值”)，输出上述门信号Sup1*、Svp1*、Swp1*、Sun1*、Svn1*、Swn1*。
第2逆变器控制部62输入角度θr、逆变器5的运转频率的指令值f2*、电压指令值v2*、相位指令值φ2*(将它们统称为“第2指令值”)，输出门信号Sup2*、Svp2*、Swp2*、Sun2*、Svn2*、Swn2*。这些门信号分别对逆变器5的开关元件Sup2、Svp2、Swp2、Sun2、Svn2、Swn2的工作进行控制。
变流器控制部60和第1逆变器控制部61的结构、或变流器控制部60和第2逆变器控制部62的结构能够采用在专利文献2中作为“控制部3”示出的结构。以下的说明与专利文献2所示的技术在表现上存在些许差异，所以进行简单说明。
变流器控制部60具有：梯形电压指令生成部601、中间相检测部602、比较器603、载波生成部604以及电流型信号逻辑变换部609。它们分别发挥与专利文献2中的“梯形电压指令信号生成部11”、“中间相检测部14”、“比较部12”、“载波信号生
梯形电压指令生成部601根据角度θr，以电压Vr为基准，生成变流器3的电压指令Vr*、Vs*、Vt*。这些电压指令均是以360度为周期呈梯形波状的波形，且彼此错开120度的相位。该梯形波状的波形呈具有一对120度连续的平坦区间、和连接这一对平坦区间的一对60度的倾斜区域的梯形波。倾斜区域例如取其中央作为相位的基准，设该波形的最小值、最大值(它们在平坦区间中出现)分别为值0、1，则表示为 或 
该倾斜区域的求出方法及其优点在专利文献2中有所介绍，并且，与本申请没有直接关联，所以省略详细内容。
中间相检测部602选择电压指令Vr*、Vs*、Vt*中既不是取最大值的最大相、也不是取最小值的最小相的电压指令，换言之，选择呈倾斜区域的电压指令。
例如，假设电压指令Vr*、Vt*分别取呈最大值和最小值的平坦区间、电压指令Vs*取倾斜区域的情况。另外，下面只要没有特别限定，则假设直接型变换装置和门信号生成装置6在该状况下进行工作的情况。电压指令Vr*、Vs*、Vt*如果排除相位偏移，则呈同一波形，所以，即使进行这种假设，也不会丧失一般性。
在这种情况下，中间相检测部602选择电压指令Vs*。而且，值Vr*-Vs*(＝1-Vs*)与值Vs*-Vt*(＝Vs*)之比为开关元件Srp导通的期间与开关元件Ssp导通的期间之比。即，变流器3的S相的占空比由中间相检测部602选择的电压指令Vs*决定。开关元件Srp导通的占空比以及开关元件Ssp导通的占空比分别由值drt、dst(drt+dst＝1)表示。中间相检测部602输出值drt、dst。
载波生成部604输出取电压指令Vr*、Vs*、Vt*的最小值和最大值(在上述例子中分别为0、1)的变流器用载波C0。变流器用载波C0例如为三角波。
比较器603对电压指令Vr*、Vs*、Vt*和变流器用载波C0进行比较。根据该比较结果，电流型信号逻辑变换部609输出变流器3用的门信号(下面也称为“变流器用门信号”)Srp*、Ssp*、Stp*、Srn*、Ssn*、Stn*。由此，比较器603和电流型信号逻辑变换部609能够统一理解为信号生成部，该信号生成部使用变流器用载波C0和电压指令Vr*、Vs*、Vt*的比较结果，生成对变流器3进行脉冲宽度控制的变流器用门信号。
关于根据相电压指令与载波的比较结果得到门信号Srp*、Ssp*、Stp*、Srn*、Ssn*、Stn*的逻辑变换，例如在专利文献2、3中是公知的，所以，省略详细内容。
变流器3是电流型整流器，所以，在原则上，对应于最大相的上臂侧开关元件和对应于中间相的上臂侧开关元件交替导通，对应于最小相的下臂侧开关元件导通，进行工作。
另外，在全部开关元件内存在二极管元件的情况下，有时使全部开关元件导通并通过该二极管元件的功能进行整流，但是，不是脉冲宽度调制的工作，所以，这里将该整流工作除外进行考察。
第1逆变器控制部61具有：输出电压指令生成部611、运算部612、613、比较器614、615以及逻辑和运算部619。它们分别发挥与专利文献2中的“输出电压指令信号生成部21”、“运算部22、23”、“比较部24”、“逻辑和运算部25”相同的功能。
输出电压指令生成部611根据第1指令值和角度θr，输出相电压指令Vu1*、Vv1*、Vw1*。它们是逆变器4的输出电压Vu1、Vv1、Vw1(参照图1)的指令值。
运算部612、613根据相电压指令Vu1*、Vv1*、Vw1*和值drt、dst，生成应该与第1载波C1进行比较的信号波(信号波)。第1载波C1与变流器用载波C0同步，在变流器用载波C0取值drt的时刻，第1载波C1取值drt。第1载波C1例如采用变流器用载波C0。为了避免附图的繁杂，在图上仅利用从上方进入运算部613的箭头示出针对运算部613的值drt、dst的输入。
在专利文献2中，利用drt+dst(1-V*)、drt(1-V*)代表性地示出基于值drt、dst和相电压指令Vu1*、Vv1*、Vw1*的运算。这是因为标号V*代表性地示出电压矢量。本申请中的运算也效仿专利文献2来示出。
比较器614将运算部612的结果与第1载波C1进行比较，比较器615将运算部613的结果与第1载波C1进行比较。根据这些比较结果，逻辑和运算部619输出门信号Sup1*、Svp1*、Swp1*、Sun1*、Svn1*、Swn1*。由此，比较器614、615和逻辑和运算部619能够统一理解为信号生成部，该信号生成部根据对第1载波C1和信号波drt+dst(1-V*)、drt(1-V*)进行比较的结果，生成第1逆变器用门信号。
这样，在专利文献2中示出，在求出对变流器3进行控制的门信号时，对梯形波状的电压指令Vr*、Vs*、Vt*和变流器用载波C0进行比较，在生成对逆变器4进行控制的门信号时，将变流器3的占空比drt、dst和逆变器4的相电压指令Vu1*、Vv1*、Vw1*的运算结果与第1载波C1进行比较，由此，在逆变器4的零矢量的期间中进行变流器3的换流，并且，进行直接变换。该工作的详细内容在专利文献2 中有所介绍，所以省略详细内容。
另外，如上所述，在使用变流器用载波C0作为第1载波C1的情况下，能够理解为载波生成部604包含在第1逆变器控制部61中。
第2逆变器控制部62具有：输出电压指令生成部621、运算部622、623、比较器624、625以及逻辑和运算部629。它们分别发挥与第1逆变器控制部61的输出电压指令生成部611、运算部612、613、比较器614、615、逻辑和运算部619相同的功能。另外，输出电压指令生成部621输出的相电压指令Vu2*、Vv2*、Vw2*是逆变器5的输出电压Vu2、Vv2、Vw2(参照图1)的指令值。
并且，第2逆变器控制部62具有载波生成部605，生成第2载波C2。如果理解为载波生成部604包含在第1逆变器控制部61中，则能够理解为，图2所示的门信号生成装置6采用在专利文献2所示的“控制部3”中仅“逆变器控制部”增加一个的结构。
第2载波C2在后面详细叙述，首先，对第1逆变器控制部61的工作进行说明。
图3是示出变流器用载波C0、变流器用门信号Srp*、Ssp*、Stn*、第1载波C1、逆变器4用门信号Sup1*、Svp1*、Swp1*(下面也称为“第1逆变器用门信号”)的波形的曲线图。
变流器用载波C0的一个周期T按照表示换流比的值dst、drt进行内分，划分为期间dst·T和期间drt·T，在该划分的定时进行变流器3的换流。如上所述，设变流器用载波C0的最小值和最大值分别为0、1，成为dst+drt＝1。因此，具体而言，在变流器用载波C0取值drt的定时进行变流器3的换流。在期间dst·T中，对应于作为中间相的S相，变流器用门信号Ssp*激活，在期间drt·T中，对应于作为最大相的R相，变流器用门信号Srp*激活。
为了使逆变器4在变流器3进行换流的定时附近取零矢量V01，对信号波和第1载波C1进行比较。这里，假设W相为最小相的情况，并且，当采用三角波作为第1载波C1时，在逆变器4的控制中，仅采用矢量V01、V41、V61。在此，将采用矢量V01、V41、V61的期间分别作为期间d01、d41、d61(＝1-d01-d41)继续进行说明。期间d01、d41、d61由相电压指令Vu1*、Vv1*、Vw1*(参照图2)决定。
为了实现零电流下的变流器3的换流，在变流器用载波C0取值drt的时刻，在逆变器4中必须采用矢量V0。当在值drt以下时，第1载波C1在值0～drt这一范围 的drt的区域内变动，当在值drt以上时，第1载波C1在值drt～1这一范围的dst的区域内变动。
由此，通过运算部612生成针对期间dst·T的信号波drt+dst·V*(其中V*＝d01、d01+d41、d01+d41+d61)。通过比较器614对这些信号波与第1载波C1进行比较，将该比较结果提供到逻辑和运算部619。
并且，通过运算部613生成针对期间drt·T的信号波drt(1-V*)(其中V*＝d01、d01+d41、d01+d41+d61)。通过比较器615对这些信号波与第1载波C1进行比较，将该比较结果提供到逻辑和运算部619。
逻辑和运算部619针对U相、V相、W相，取比较器614、615的比较结果的逻辑和，输出第1逆变器用门信号Sup1*、Svp1*、Swp1*。例如，第1载波C1取信号波drt+dst·d01以上的值和信号波drt(1-d0)以下的值中的任一个值，由此，第1逆变器用门信号Sup1*激活。
这样，通过信号波drt+dst·V*、drt(1-V*)和第1载波C1的比较，来决定对矢量V01、V41、V61进行切换的定时。而且，采用零矢量V0的期间T01包含变流器3进行换流的定时，所以，能够实现所谓的零电流下的变流器3的换流。下面，将包含变流器3进行换流的定时且采用零矢量的期间(例如上述期间T01)称为“换流零矢量期间”。
接着，对第2逆变器控制部62的工作进行说明。图4是示出变流器用载波C0、变流器用门信号Srp*、Ssp*、Stn*、第2载波C2、逆变器5用门信号Sup2*、Svp2*、Swp2*(下面也称为“第2逆变器用门信号”)的波形的曲线图。
关于变流器用载波C0的一个周期T被划分为期间dst·T和期间drt·T这点、以及变流器用门信号Srp*、Ssp*、Stn*，与在第1逆变器控制部61的工作中说明的相同。
为了使逆变器5在变流器3换流的定时附近取零矢量V02，对信号波和第2载波C2进行比较。第2载波C2与变流器用载波C0同步，在变流器用载波C0取值drt的时刻，第2载波C2取值drt。参照图3，第1载波C1在各个期间dst·T、drt·T中相同波形仅出现一次，与此相对，第2载波C2在期间dst·T中相同波形出现2次。
具体而言，第1载波C1在期间dst·T中呈在值drt～1之间往复一次进行变化的三角波，但是，第2载波C2在期间dst·T中呈在值drt～1之间往复2次进行变化的 三角波。同样，第1载波C1在期间drt·T中呈在值drt～0之间往复一次进行变化的三角波，但是，第2载波C2在期间drt·T中呈在值drt～0之间往复2次进行变化的三角波。
对第2载波C2与第1载波C1同样为三角波、在逆变器5的控制中与逆变器4的控制同样W相为最小相的情况进行考察时，仅采用矢量V02、V42、V62。在此，将采用矢量V02、V42、V62的期间分别作为期间d02、d42、d62(＝1-d02-d42)继续进行说明。期间d02、d42、d62由相电压指令Vu2*、Vv2*、Vw2*决定。
通过运算部622生成针对期间dst·T的信号波drt+dst·V*(其中V*＝d02、d02+d42、d02+d42+d62)。通过比较器624对这些信号波与第2载波C2进行比较，将该比较结果提供到逻辑和运算部629。
并且，通过运算部623生成针对期间drt·T的信号波drt(1-V*)(其中V*＝d02、d02+d42、d02+d42+d62)。通过比较器625对这些信号波与第2载波C2进行比较，将该比较结果提供到逻辑和运算部629。
逻辑和运算部629针对U相、V相、W相，取比较器624、625的比较结果的逻辑和，输出第2逆变器用门信号Sup2*、Svp2*、Swp2*。
第2载波C2与第1载波C1同样，在变流器用载波C0取值drt的时刻，第2载波C2取值drt。由此，在包含变流器3进行换流的定时的换流零矢量期间T02中采用矢量V02。
第2载波C2在各个期间dst·T、drt·T中重复进行2次与第1载波C1相同的变动，所以，在各个期间dst·T、drt·T中，第2逆变器用门信号Sup2*、Svp2*、Swp2*激活的次数为第1逆变器用门信号Sup1*、Svp1*、Swp1*激活的次数的2倍。
由此，逆变器5除了零矢量V02以外所采用的矢量的排列模式(V42→V62→V42)在各个期间dst·T、drt·T中分别重复出现2次。
逆变器4、5如上所述进行工作，所以，逆变器5中的载波频率与逆变器4中的载波频率不同。这样，根据本实施方式，根据逆变器4、5的各个负载M1、M2的特性来选择载波的自由度提高。
另外，在该定时以外，第2载波C2也取值drt，所以，存在采用零矢量V02的期间。这样，将不包含变流器3进行换流的定时且采用在换流零矢量期间中采用的零矢量的期间称为“非换流零矢量期间”。
在非换流零矢量期间和换流零矢量期间中采用的零矢量是共同的。由此，如果非换流零矢量期间和换流零矢量期间连续，则无法区分两者而作为一体包含变流器3进行换流的定时，这与上述说明不同。因此，非换流零矢量期间必须与换流零矢量期间离散。
具体而言，非换流零矢量期间Ts01在期间dst·T中与换流零矢量期间T02离散，非换流零矢量期间Ts02在期间drt·T中与换流零矢量期间T02离散。
第2载波C2为三角波，由此，由于其对称性，在由换流零矢量期间T02和非换流零矢量期间Ts01夹着的期间Tk中采用的矢量的顺序(V42→V62→V42)彼此相等(期间dst·T)。这样，在期间Tk中采用的矢量的顺序相等，由此，能够重复除了在换流零矢量期间T02中采用的零矢量V02以外的矢量的排列模式。
而且，这些期间Tk的长度相等，所以，能够对称性良好地得到产生模式。关于在由换流零矢量期间T02和非换流零矢量期间Ts02夹着的期间Tk中采用的矢量的顺序、以及矢量的排列模式的对称性(期间drt·T)，也具有与上述情况相同的特性。
另外，作为特殊情况，能够假设在逆变器4中d01+d41+d61＜1、在逆变器5中d01+d41+d61＜1的情况。该情况下，信号波drt+dst·V*小于1，信号波drt(1-V*)大于0。于是，第1载波C1取零矢量V71的期间存在于第1载波C1为极大或极小的位置附近，第2载波C2取零矢量V72的期间存在于第2载波C2为极大或极小的位置附近。
该情况下，如果取逆变器5为例，则除了在换流零矢量期间T02中采用的零矢量V02以外的矢量的排列模式为V42→V62→V72→V62→V42。
并且，在换流零矢量期间T02中不采用零矢量V72，所以，不能将采用零矢量V72的期间理解为非换流零矢量期间。由此，在期间Tk中采用的矢量的顺序(V42→V62→V72→V62→V42)彼此相等。
如上所述，为了使在逆变器4、5中采用的第1载波C1和第2载波C2的频率不同，只要至少使变流器用载波C0倍增来生成第2载波C2即可。
图5是概念性地示出载波生成部604、605的工作的曲线图，分别利用虚线和实线示出第1载波C1、原第2载波C20。能够以值drt为中心对原第2载波C20实施归一化，得到第2载波C2。
例如，载波生成部604、605均具有使值随时间经过而上升的增计数功能和使值随时间经过而减少的减计数功能。
载波生成部604从值0起持续进行增计数，对上限值(drt+dst)(这里为值1)进行计数后，进行减计数。然后，持续进行减计数，得到下限值0后，进行增计数。由此，能够生成第1载波C1。当然，也可以将这种生成应用于变流器用载波C0的生成，转用变流器用载波C0作为第1载波C1。
载波生成部605从值drt起持续进行增计数，对上限值(drt+dst/2)进行计数后，进行减计数。然后，持续进行减计数，得到值drt后，进行增计数。然后，第二次对上限值(drt+dst/2)进行计数后，在得到下限值drt/2之前持续进行减计数。然后，得到下限值drt/2后，进行增计数。然后，持续进行增计数，得到值drt后，进行减计数。然后，在第二次对下限值drt/2进行计数后，在得到上限值(drt+dst/2)之前持续进行增计数。进行这种增计数和减计数，能够得到原第2载波C20。
为了使原第2载波C20的最大值和最小值分别归一化为drt+dst(＝1)、0，使原第2载波C20的波形以值drt为中心变成2倍。
这样得到的第2载波C2在期间dst·T中相同波形(这里为三角波)出现2次。在期间drt·T中也同样。
由于最大值和最小值(这里分别为1、0)为固定值，所以，载波生成部604不需要输入值drt、dst。与此相对，载波生成部605需要进行原第2载波C20的生成及其归一化，与运算部622、623同样输入值drt、dst。
或者，即使直接采用原第2载波C20作为第2载波C2，分别采用值drt+(dst/2)·V*、drt-(drt/2)·V*作为运算部622、623生成的信号波，也能够得到图4所示的第2逆变器用门信号Sup2*、Svp2*、Swp2*。
这样生成的第2载波C2由于其对称性，即使与使用变流器用载波C0作为第2载波的情况相比，也能够维持对各个期间d02、d42、d62进行合计后得到的长度。这是因为，虽然这些各个期间的长度变为一半，但是出现次数变为2倍。
变流器用载波C0、第1载波C1、第2载波C2能够采用锯齿波。图6是概念性地示出采用锯齿波作为这些载波时的载波生成部604、605的工作的曲线图。在采用锯齿波作为这些载波的情况下，载波生成部604、605不需要增计数功能和减计数功能的任意一方。这里，取不需要减计数功能的模式的锯齿波为例进行说明。
载波生成部604从值0起持续进行增计数，对上限值(drt+dst)(这里为值1)进行计数后，强制将所计数的值设定为下限值0。由此得到第1载波C1。
载波生成部605从下限值drt/2起持续进行增计数，对值drt进行计数后，强制将所计数的值设定为下限值drt/2。再次进行增计数，第二次对值drt进行计数后，在得到上限值drt+dst/2之前持续进行增计数。然后，得到上限值drt+dst/2后，强制将所计数的值设定为值drt。再次进行增计数，第二次得到上限值drt+dst/2后，强制将所计数的值设定为下限值drt/2。
另外，如“A.直接型变换装置的结构”的最后所述，第1载波C1也可以与第2载波C2同样对变流器用载波C0进行倍增。一般地，在各个期间dst·T、drt·T中，在逆变器4采用的矢量的同一模式出现M次(M为1以上的整数)、逆变器5采用的矢量的同一模式出现N次(N为2以上且与所述M不同的整数)的情况下，根据逆变器4、5的各个负载M1、M2的特性来选择载波的自由度提高。例如，在各个期间dst·T、drt·T中，采用相同波形出现M次的第1载波C1和相同波形出现N次的第2载波C2，由此，能够使用与专利文献2相同的信号波，实现上述矢量的排列模式的重复。
尽管这种第1载波C1和第2载波C2的重复次数不同，但是，能够与图5、图6所示的处理同样地生成。
C.基于信号波增大的载波频率的虚拟倍增
如前一节B所示，与专利文献2同样地生成与第1载波C1和第2载波C2进行比较的信号波时，必须使第1载波C1和第2载波C2的频率不同。而且，例如两者中的至少任一方采用与变流器用载波C0不同的频率。但是，通过改进信号波的生成方法，能够由变流器用载波C0兼用第2载波C2。这具有能够省略载波生成部605的优点。
在本节中，对使用如上所述经改进的信号波、彼此兼用在逆变器4、5的脉冲宽度调制中使用的载波的情况下的逆变器5的工作进行说明。下面，特别地，不仅这些第2载波C2，还对将第1载波C1也与变流器用载波C0兼用的情况进行说明。由此，下面将在逆变器4、5的脉冲宽度调制中使用的载波简称为载波C0。
当然，在逆变器4、5中兼用的载波与变流器用载波C0同步，如果在变流器3进行换流的定时取值drt，则该兼用的载波的频率也可以是变流器用载波C0的频率的 整数倍。
或者，如在前一节B中使用第2载波C2所示的那样，逆变器4也可以使用对变流器用载波C0进行倍增而得到的第1载波C1。
(c-1)载波为三角波且N＝2的情况
如上所述，逆变器5除了零矢量V02以外所采用的矢量在各个期间dst·T、dst·T中相同模式分别重复N次。下面，首先对N＝2的情况进行说明。
图7是示出载波C0和第2逆变器用门信号Sup2*的波形的曲线图。这里，为了避免繁杂，省略了第2逆变器用门信号Svp2*、Swp2*。并且，针对每个相设定有2N(＝4)个根据所采用的矢量的排列模式而设定的信号波。
具体而言，针对U相，设定有两个在期间dst·T中能够采用载波C0的信号波drt+dst·d02、dst(1-d02)、以及两个在期间drt·T中能够采用载波C0的信号波drt(1-d02)、drt·d02(＝drt-drt(1-d02))。
同样，针对V相，设定有两个在期间dst·T中能够采用载波C0的信号波drt+dst(d02+d04)、dst(1-d02-d04)、以及两个在期间drt·T中能够采用载波C0的信号波drt(1-d02-d04)、drt(d02+d04)(这些信号波省略图示)。
针对W相，设定有两个在期间dst·T中能够采用载波C0的信号波drt+dst(d02+d04+d06)、dst(1-d02-d04-d06)、以及两个在期间drt·T中能够采用载波C0的信号波drt(1-d02-d04-d06)、drt(d02+d04+d06)(这些信号波省略图示)。
仅在载波C0取信号波dst(1-d02)以上的情况下，逻辑值J2为“H”(激活)，仅在载波C0取信号波drt+dst·d02以上的情况下，逻辑值J1为“H”，仅在载波C0取信号波drt(1-d02)以下的情况下，逻辑值J3为“H”，仅在载波C0取信号波drt·d02以下的情况下，逻辑值J4为“H”。
与图3所示的曲线图进行比较可知，逻辑值J1、J3的逻辑和对应于第1逆变器用门信号Sup1*。换言之，逻辑值J1、J3的逻辑和的“L”的期间相当于换流零矢量期间T01。并且，与图4所示的曲线图进行比较可知，逻辑值J2、J4为“H”的期间分别相当于非换流零矢量期间Ts01、Ts02。
由此，期间dst·T中的第2逆变器用门信号Sup2*由逻辑值J1与逻辑值J2的反转(图中利用上划线表示逻辑反转：以下相同)的逻辑积(图中利用由○包围的×表示：以下相同)即逻辑值K1得到。并且，期间drt·T中的第2逆变器用门信号Sup2* 由逻辑值J3与逻辑值J4的反转的逻辑积即逻辑值K2得到。因此，第2逆变器用门信号Sup2*由逻辑值K1与逻辑值K2的逻辑和(图中利用由○包围的+表示：以下相同)得到。其他的第2逆变器用门信号Svp2*、Swp2*也同样得到。
载波C0是在期间dst·T中取最小值drt、最大值drt+dst＝1的三角波。而且，信号波dst(1-d02)与值1-(drt+dst·d02)相等，所以，载波C0取(期间dst·T中)最小值drt和信号波drt+dst·d02之间的期间的合计长度、与取(期间dst·T中)最大值1和信号波dst(1-d02)之间的期间的长度相等，能够得到对称性良好的排列模式。
图8是示出这样每一个相的信号波使用2N个时的第2逆变器控制部62的结构的框图。与图2所示的结构同样，设有输出电压指令生成部621，从这里得到相电压指令Vu2*、Vv2*、Vw2*。运算部622A、623A分别与运算部622、623(参照图2)同样，生成信号波drt+dst·V*、drt(1-V*)。比较器624A、625A也分别与比较器624、625(参照图2)同样，输出对上述信号波和载波C0进行比较得到的结果。如果观察U相，则比较器624A、625A的输出分别相当于上述逻辑值J1、J3。
在第2逆变器控制部62中还设有运算部622B、623B、比较器624B、625B。运算部622B、623B分别生成信号波dst(1-V*)、drt·V*。比较器624B、625B也分别与比较器624、625(参照图2)同样，输出对上述信号波和载波C0进行比较得到的结果。如果观察U相，则比较器624B、625B的输出分别相当于上述逻辑值J2、J4。
与图2所示的结构不同，图8所示的第2逆变器控制部62代替逻辑和运算部629而具有逻辑合成部628。这是因为，上述逻辑值J1～J4的逻辑运算仅为简单的逻辑和是不够的，还需要反转、逻辑积的处理。
这样，为了在期间dst·T、drt·T中使矢量的模式重复出现N次，需要(N-1)个非换流零矢量期间。由此，在直接使用载波C0并虚拟地进行N倍的倍增的情况下，在各个期间dst·T、drt·T中各相所需要的信号波的个数与载波C0实际倍增的情况相比增大(N-1)个。各相所需要的信号波的个数在载波C0实际倍增的情况下为1个(相当于在个数N中采用N＝1的情况)，所以，在载波C0虚拟倍增的情况下需要N个。
这里，例示了d02+d04+d0＝1的情况，关于W相，针对载波C0的信号波实质上为值0、1这两种。由此，关于W相，实质上以N倍对载波C0进行倍增时，即使在虚拟倍增的情况下，在观察上，个数与实际倍增的情况也没有不同。
但是，在d02+d04+d0＜1的情况下，在W相中，在各个期间dst·T、drt·T中也各设定两个载波，所以，值0、1实际上能够理解为，是根据所采用的矢量的排列模式而设定的信号波的特殊值，并且，在期间dst·T、drt·T这两者中兼用。
并且，始终将W相作为最小相而驱动逆变器5在实际上是不可能的，U相、V相、W相彼此更替作为最小相。由此，其结果能够理解为，在任意相中，在各个期间dst·T、drt·T中，各相需要根据矢量的排列模式而设定的N个信号波。
(c-2)载波为三角波且N＝3的情况
接着，对N＝3的情况进行说明。图9和图10是示出载波C0和作为第2逆变器用门信号Sup2*的一部分的逻辑值的曲线图。下面，为了避免繁杂，省略第2逆变器用门信号Svp2*、Swp2*的考察。图9和图10分别示出期间dst·T、drt·T中的波形。
针对每个相设定有2N(＝6)个根据所采用的矢量的排列模式而设定的信号波。具体而言，设定有N(＝3)个在期间dst·T中能够采用载波C0的信号波drt+dst·d02、drt+(2/3)dst-dst·d02、drt+(2/3)dst+dst·d02(参照图9)、以及N个在期间drt·T中能够采用载波C0的信号波drt(1-d02)、drt(1/3+d02)、drt(1/3-d02)(参照图10)。
参照图9，仅在载波C0取信号波drt+dst·d02以上的情况下，逻辑值J5为“H”，仅在载波C0取信号波drt+(2/3)dst-dst·d02以上的情况下，逻辑值J6为“H”，仅在载波C0取信号波drt+(2/3)dst+dst·d02以上的情况下，逻辑值J7为“H”。
参照图10，仅在载波C0取信号波drt(1-d02)以下的情况下，逻辑值J8为“H”，仅在载波C0取信号波drt(1/3+d02)以下的情况下，逻辑值J9为“H”，仅在载波C0取信号波drt(1/3-d02)以下的情况下，逻辑值J10为“H”。
与图3所示的曲线图进行比较可知，逻辑值J5、J8的逻辑和对应于第1逆变器用门信号Sup1*。换言之，逻辑值J5、J8的逻辑和的“L”的期间相当于换流零矢量期间T01。
由此，期间dst·T中的第2逆变器用门信号Sup2*由逻辑值K3、K4的逻辑和得到。这里，逻辑值K3是逻辑值J5与逻辑值J6的反转的逻辑积与逻辑值J7的逻辑和，逻辑值K4是逻辑值J8与逻辑值J9的反转的逻辑积与逻辑值J10的逻辑和。其他的第2逆变器用门信号Svp2*、Swp2*也同样得到。
载波C0是在期间dst·T中取最小值drt、最大值drt+dst＝1的三角波。由此，载 波C0取信号波drt+(2/3)dst-dst·d02、drt+(2/3)dst+dst·d02之间的期间是非换流零矢量期间Ts01。并且，载波C0取(期间dst·T中)最小值drt和信号波drt+dst·d02之间的期间是(期间dst·T中)换流零矢量期间T02。与非换流零矢量期间Ts01对应的信号波的宽度为2·dst·d02，与在期间dst·T中出现的换流零矢量期间T02对应的信号波的宽度为dst·d02，并且，在期间dst·T中换流零矢量期间T02出现2次。由此，在期间dst·T中出现的换流零矢量期间T02的长度与非换流零矢量期间Ts01的各个长度彼此相等。
并且，在换流零矢量期间T02和非换流零矢量期间Ts01之间夹着的期间Tk1是载波C0取信号波drt+(2/3)dst-dst·d02、drt+dst·d02之间的期间。这些信号波之差为(2/3)dst-dst·d02。而且，在一对非换流零矢量期间Ts01之间夹着的期间Tk2是载波C0在信号波drt+(2/3)dst+dst·d02和最大值drt+dst＝1之间往复一次的期间。该信号波与最大值之差为(1/3)dst-dst·d02。由此，期间Tk1、Tk2的长度彼此相等。
如上所述，在期间dst·T中采用零矢量V02的期间彼此相等，采用除此之外的矢量(具体而言为矢量V42、V62)的期间也彼此相等。由此，能够得到对称性良好的排列模式。在期间drt·T中也同样。
图11是示出这样每一个相的信号波使用3N个时的第2逆变器控制部62的结构的框图。相对于图8所示的结构，采用如下结构：追加运算部622C1、623C1和比较器624C、625C，将逻辑合成部628置换为逻辑合成部627，将运算部622B、623B分别置换为运算部622B1、623B1。
运算部622A、623A分别如(c-1)中说明的那样，生成信号波drt+dst·V*、drt(1-V*)。比较器624A、625A输出对上述信号波和载波C0进行比较得到的结果。如果观察U相，则比较器624A、625A的输出分别相当于上述逻辑值J5、J8。
运算部622B1、623B1分别生成信号波drt+dst(2/3-V*)、drt(1/3+V*)。比较器624B、625B输出对上述信号波和载波C0进行比较得到的结果。如果观察U相，则比较器624B、625B的输出分别相当于上述逻辑值J6、J9。
运算部622C1、623C1分别生成信号波drt+dst(2/3+V*)、drt(1/3-V*)。比较器624C、625C输出对上述信号波和载波C0进行比较得到的结果。如果观察U相，则比较器624C、625C的输出分别相当于上述逻辑值J7、J10。
如果观察U相，则逻辑合成部627根据逻辑值J5～J10求出逻辑值K3、K4， 取逻辑值K3、K4的逻辑和，输出第2逆变器用门信号Sup2*。其他的第2逆变器用门信号Svp2*、Swp2*也同样输出。
这里，例示了d02+d04+d0＝1的情况，关于W相，针对载波C0的信号波实质上为值0、1这两种。但是，如(c-1)中说明的那样，其结果理解为，在各个期间dst·T、drt·T中，各相需要根据矢量的排列模式而设定的3N个信号波。
(c-3)载波为锯齿波且N＝2的情况
图12是示出呈锯齿波的载波C0和第2逆变器用门信号Sup2*、Svp2*、Swp2*的曲线图。即使在载波C0采用锯齿波的情况下，在各个期间dst·T、drt·T中，各相也需要得到(N-1)个非换流零矢量期间，各相需要2N个根据所采用的矢量的排列模式而设定的信号波。而且，在采用锯齿波作为载波的情况下，在各个期间dst·T、drt·T中还需要(N-1)个信号波。其原因如下。
根据图6可以理解，在呈锯齿波的载波在期间dst·T、drt·T中重复N次呈相同波形的情况下，该载波在各个期间中的最小值和最大值之间急剧变化(N-1)次。由此，代替采用该重复波形而使用载波C0，为了使除了零矢量以外的矢量的排列模式重复N次，在期间dst·T、drt·T中分别采用(N-1)个信号波。
即，针对呈锯齿波的载波C0对信号波进行改进，由此虚拟地对载波频率进行倍增，所以，与采用呈三角波的载波C0的情况相比，需要追加2(N-1)个信号波。
另外，在图6所示的锯齿波中取所述急剧变化的定时固定在对期间dst·T、drt·T进行N等分的时刻，不基于所采用的矢量模式，而基于作为占空比的值drt、dst。具体而言，设K为1以上且小于N的整数，所追加的信号波采用值drt(K/N)、drt+dst(K/N)。这里例示了N＝2的情况，所以，对应于期间drt·T、dst·T，分别采用信号波drt/2、drt+dst/2。
设定有3个在期间drt·T中能够采用载波C0的信号波drt(1/2-d02)、drt/2、drt(1-d02)、以及3个在期间dst·T中能够采用载波C0的信号波drt+dst·d02、drt+dst/2、drt+dst(1/2+d02)。
仅在载波C0取信号波drt+dst·d02以上的情况下，逻辑值J11为“H”，仅在载波C0取信号波drt+dst/2以上的情况下，逻辑值J12为“H”，仅在载波C0取信号波drt+dst(1/2+d02)以上的情况下，逻辑值J13为“H”，仅在载波C0取信号波drt(1-d02)以下的情况下，逻辑值J14为“H”，仅在载波C0取信号波drt/2以下的情 况下，逻辑值J15为“H”，仅在载波C0取信号波drt(1/2-d02)以下的情况下，逻辑值J16为“H”。
期间dst·T中的第2逆变器用门信号Sup2*由逻辑值J11与逻辑值J12的反转的逻辑积与逻辑值J13的逻辑和即逻辑值K5得到。并且，期间drt·T中的第2逆变器用门信号Sup2*由逻辑值J14与逻辑值J15的反转的逻辑积与逻辑值J16的逻辑和即逻辑值K6得到。因此，第2逆变器用门信号Sup2*由逻辑值K5与逻辑值K6的逻辑和得到。其他的第2逆变器用门信号Svp2*、Swp2*也同样得到。
在载波是锯齿波的情况下，如专利文献2中介绍的那样(例如其第0073段落和图9)，当载波在最小值(例如0)和最大值(例如1)之间急剧变动时，使用零矢量V72进行零电流下的变流器的换流。即，在包含变流器进行换流的定时的换流零矢量期间T72中采用零矢量V72。为了采用零矢量V72，在逆变器5中设定为d01+d41+d61＜1。
在本实施方式中，假设逆变器5除了零矢量以外采用V42、V62的情况，所以，在第2逆变器用门信号中激活的期间最短的信号是第2逆变器用门信号Swp2*。而且，在第2逆变器用门信号Swp2*激活时，第2逆变器用门信号Sup2*、Svp2*必定激活。由此，换流零矢量期间T72与第2逆变器用门信号Swp2*激活的期间一致。
并且，在包含在载波C0相对于时间倾斜而取值drt时进行换流的定时的换流零矢量期间T02中，与使用三角波作为载波C0的情况同样，采用零矢量V02。
另一方面，在非换流零矢量期间Ts1、Ts2中，使用信号波drt/2、drt+dst/2，由此，按照零矢量V02、V72的顺序或相反顺序采用零矢量V02、V72双方。下面，对这点进行说明。
这里采用的锯齿波包含随时间经过而倾斜而从值0上升到值1的部分、以及从值1急剧下降到值0的部分。使用信号波drt/2、drt+dst/2，由此，在载波C0取这些值时，能够理解为锯齿波虚拟地急剧下降。由此，与期间dst·T的结束时期和期间drt·T的开始时期的边界(图中右端虚线的定时)类似，在载波C0取信号波drt/2的定时之后，立即产生采用矢量V72的期间Ts72。在紧邻该定时之前，对应于信号波dst(1/2-d02)，产生采用矢量V02的期间Ts02。期间Ts02、Ts72在载波C0取信号波drt/2的定时连续，包含在换流零矢量期间T02、T72中分别采用的零矢量V02、V72双方，所以，能够将两者一并理解为非换流零矢量期间Ts2。
同样，在载波C0即将取信号波drt+dst/2的定时之前，产生采用矢量V72的期间Ts71。在该定时之后，对应于信号波drt+dst(1/2+d02)，立即产生采用矢量V02的期间Ts01。期间Ts01、Ts71在载波C0取信号波drt+dst/2的定时连续，包含零矢量V02、V72双方，所以，能够将两者一并理解为非换流零矢量期间Ts1。
载波C0是在期间drt·T中取最小值0、最大值drt的锯齿波。而且，在期间drt·T中，第2逆变器用门信号Sup2*两次成为“H”，这些期间均相当于值drt·(1/2-d02)。由此，在期间drt·T中，第2逆变器用门信号Sup2*激活的期间的长度彼此相等。
而且，鉴于第2逆变器用门信号Swp2*也与第2逆变器用门信号Sup2*同样得到，则在期间drt·T中，第2逆变器用门信号Swp2*激活的两个期间、即换流零矢量期间T72的一部分与期间Ts72的长度彼此相等。
由此，在期间drt·T中，由期间T72和期间Ts02夹着的期间Tk与由期间Ts72和期间T02夹着的期间Tk的长度彼此相等。这样，由换流零矢量期间T72和非换流零矢量期间Ts2夹着的期间Tk与由换流零矢量期间T02和非换流零矢量期间Ts2夹着的期间Tk的长度彼此相等，并且，在期间Tk中采用除了在换流零矢量期间T02、T72中采用的零矢量V02、V72以外的矢量。
如上所述，在期间drt·T中能够得到对称性良好的排列模式。在期间dst·T中同样能够得到对称性良好的排列模式。
图13是示出这样使用3N个每一个相的信号波时的第2逆变器控制部62的结构的框图。相对于图11所示的结构，采用如下结构：将运算部622B1、623B1、622C1、623C1和比较器624C、625C分别置换为运算部622B2、623B2、622C2、623C2和比较器624D、625D。
运算部622A、623A分别如(c-1)中说明的那样，生成信号波drt+dst·V*、drt(1-V*)。比较器624A、625A输出对上述信号波和载波C0进行比较得到的结果。如果观察U相，则比较器624A、625A的输出分别相当于上述逻辑值J11、J14。
运算部622B2、623B2分别生成信号波drt+dst(1/2+V*)、drt(1/2-V*)。比较器624B、625B输出对上述信号波和载波C0进行比较得到的结果。如果观察U相，则比较器624B、625B的输出分别相当于上述逻辑值J13、J16。
运算部622C2、623C2分别生成信号波drt+dst/2、drt/2。比较器624D、625D输出对上述信号波和载波C0进行比较得到的结果。对U相、V相、W相的任一相而言， 比较器624D、625D的输出均分别相当于上述逻辑值J12、J15。由此，与其他的比较器624A、624B、625A、625B不同，不需要针对各相设置比较要素。
如果观察U相，则逻辑合成部627根据逻辑值J11～J13求出逻辑值K5、K6，取逻辑值K5、K6的逻辑和，输出第2逆变器用门信号Sup2*。其他的第2逆变器用门信号Svp2*、Swp2*也同样输出。基于这些逻辑值J11～J13的逻辑运算与(c-2)中说明的基于这些逻辑值J5～J10的逻辑运算相同，所以，逻辑合成部627与图11所示的结构相同。
D.基于信号波增大的载波频率的虚拟分数倍增
在上一节C中说明的信号波的改进可以仅应用于期间drt·T、dst·T中的任一方。
图14是示出载波C0和第2逆变器用门信号Sup2*的曲线图，示出如下情况：在期间dst·T中采用(c-1)中说明的2个信号波drt+dst·d02、dst(1-d02)，在期间drt·T中采用1个信号波drt(1-d02)。该情况下，能够针对变流器用载波C0的频率进行3/2倍的虚拟倍增，而进行脉冲宽度调制。
图15是示出载波C0和作为第2逆变器用门信号Sup2*的一部分的逻辑值K2的曲线图，在期间drt·T中采用(c-1)中说明的2个信号波drt(1-d02)、drt·d02。在期间dst·T中也能够采用图9所示的信号波drt+dst·d02、drt+(2/3)dst-dst·d02、drt+(2/3)dst+dst·d02。该情况下，能够针对变流器用载波C0的频率进行5/2倍的虚拟倍增，而进行脉冲宽度调制。
与进行实际倍增的情况相比，这种虚拟分数倍增的控制容易。这是因为，关于实际以分数倍进行倍增后的载波，变流器用载波C0在进行换流的定时(取值drt的定时)不取值drt，由此，难以进行零电流下的变流器3的换流。
对本发明进行了详细说明，但是，上述说明在所有局面中只是例示，本发明不限于此。在不脱离本发明范围的情况下能够想到未例示的无数的变形例。
标号说明
3：变流器；4、5：逆变器；6：门信号生成装置；60：变流器控制部；61：第1逆变器控制部；62：第2逆变器控制部；601：梯形电压指令生成部；602：中间相检测部；603、614、615、624、625、624A、625A、624B、625B、624C、625C：比较器；604、605：载波生成部；612、613、622、623、622A、622B、622B1、622B2、622C1、622C2、623A、623B、623B1、623B2、623C1、623C2：运算部；609：电流 型门逻辑变换部；619、629：逻辑和运算部；627、628：逻辑合成部；C0：变流器用载波；C1：第1载波；C2：第2载波；drt、dst：占空比；dst(1-V*)、drt+dst·V*、drt·V*、drt+(2/3)dst+dst·V*、drt+(2/3)dst-dst·V*、drt(1-V*)、drt(1/3+V*)、drt(1/3-V*)、drt+dst/2、drt/2：信号波；L1、L2：直流电源线；Srp*、Ssp*、Stp*、Srn*、Ssn*、Stn*：变流器用门信号；Sup1、Sun1、Svp1、Svn1、Swp1、Swn1、Sup2、Sun2、Svp2、Svn2、Swp2、Swn2：开关元件；Sup1*、Sun1*、Svp1*、Svn1*、Swp1*、Swn1*、Sup2*、Sun2*、Svp2*、Svn2*、Swp2*、Swn2*：逆变器用门信号；T：一个周期；T01、T02：换流零矢量期间；Ts01、Ts02、Ts1、Ts2：非换流零矢量期间；V01、V41、V61、V02、V42、V62、V72：瞬时空间矢量；V01、V02、V72：零矢量；Vu1*、Vv1*、Vw1*、Vu2*、Vv2*、Vw2*：相电压指令；Vr、Vs、Vt：交流电压。
Claims (10)
1.一种直接型变换装置的控制方法，该直接型变换装置具有：
变流器（3），其通过脉冲宽度调制对多相交流电压（Vr、Vs、Vt）进行整流而输出给一对直流电源线（L1、L2）；以及
第1逆变器（4）和第2逆变器（5），它们在所述一对直流电源线之间彼此并联连接，且均按照遵循瞬时空间矢量控制的脉冲宽度调制进行工作，
在所述控制方法中，
在变流器用载波（C0）取变流器用指令值（drt）的值时，所述变流器进行换流，
所述变流器用载波的一个周期（T）按照进行所述换流的定时以第1值（dst）和第2值（drt）进行内分，划分为第1期间（dst·T）和第2期间（drt·T），
在作为包含所述定时的期间的第1换流零矢量期间（T01）中，在所述第1逆变器的所述瞬时空间矢量控制中采用的第1瞬时空间矢量（V01、V41、V61）采用第1零矢量（V01），
在作为包含所述定时的期间的第2换流零矢量期间（T02；T02、T72）中，在所述第2逆变器的所述瞬时空间矢量控制中采用的第2瞬时空间矢量（V02、V42、V62；V02、V42、V62、V72）采用第2零矢量（V02；V02、V72），
在所述第1期间中，所述第1逆变器除了在所述第1换流零矢量期间中采用的所述第1零矢量（V01）以外所采用的所述第1瞬时空间矢量的排列模式（V41、V61、V41）出现M次，其中，M为1以上的整数，
在所述第1期间中，所述第2逆变器除了在所述第2换流零矢量期间中采用的所述第2零矢量（V02；V02、V72）以外所采用的所述第2瞬时空间矢量的排列模式（V42、V62、V42）出现N次，其中，N为2以上且与所述M不同的整数，
在所述第2逆变器中，所述第1期间具有N-1个非换流零矢量期间（Ts01；Ts1），该N-1个非换流零矢量期间是与所述第2换流零矢量期间（T02；T02、T72）离散、且采用在所述第2换流零矢量期间中采用的所述第2零矢量（V02；V02、V72）的期间，
在由所述第2换流零矢量期间和所述非换流零矢量期间夹着的各个期间（Tk）中，在所述第2逆变器的所述瞬时空间矢量控制中使用的第3矢量的顺序（V42、V62、V42；V62、V42）彼此相等。
2.根据权利要求1所述的直接型变换装置的控制方法，其中，
在所述第1逆变器（4）的所述瞬时空间矢量控制中采用的第1载波（C1）和在所述第2逆变器（5）的所述瞬时空间矢量控制中采用的第2载波（C2）与所述变流器用载波（C0）同步，
在所述第1载波中，相同波形在所述第1期间（dst·T）中出现所述M次，
在所述第2载波中，相同波形在所述第1期间中出现所述N次。
3.根据权利要求1所述的直接型变换装置的控制方法，其中，
在所述第1逆变器的所述瞬时空间矢量控制中采用的第1载波（C1）与所述变流器用载波（C0）同步，
在所述第2逆变器的所述瞬时空间矢量控制中采用的第2载波（C2）的周期与所述变流器用载波（C0）的周期相等，
在所述第1期间（dst·T）中，针对所述第2载波，在所述第2逆变器中，针对第2逆变器的每个相设定N个根据所述排列模式设定的信号波（dst（1-V*）、drt+dst·V*；drt（1-V*）、drt·V*；drt+（2/3）dst+dst·V*、drt+（2/3）dst-dst·V*、drt+dst·V*；drt（1-V*）、drt（1/3+V*）、drt（1/3-V*））。
4.根据权利要求3所述的直接型变换装置的控制方法，其中，
在所述第1期间（dst·T）中，针对所述第2载波，在所述第2逆变器中，还设定N-1个不基于所述排列模式而基于所述第1值（dst）和所述第2值（drt）的信号波（drt+dst/2、drt/2）。
5.一种直接型变换装置，其中，该直接型变换装置执行权利要求1～4中的任一项所述的直接型变换装置的控制方法，该直接型变换装置具有所述变流器（3）、所述第1逆变器（4）以及所述第2逆变器（5）。
6.一种控制信号生成装置（6），该控制信号生成装置对直接型变换装置进行控制，该直接型变换装置具有：
变流器（3），其对多相交流电压（Vr、Vs、Vt）进行整流而输出给一对直流电源线（L1、L2）；以及
第1逆变器（4）和第2逆变器（5），它们在所述一对直流电源线之间彼此并联连接，
其中，该控制信号生成装置具有：
第1逆变器控制部（61），其输出使所述第1逆变器按照遵循瞬时空间矢量控制的脉冲宽度调制进行工作的第1控制信号（Sup1*、Sun1*；Svp1*、Svn1*；Swp1*、Swn1*）；
第2逆变器控制部（62），其输出使所述第2逆变器按照遵循瞬时空间矢量控制的脉冲宽度调制进行工作的第2控制信号（Sup2*、Sun2*；Svp2*、Svn2*；Swp2*、Swn2*）；以及
变流器控制部（60），其输出使所述变流器进行换流的第3控制信号（Srp*、Ssp*、Stp*、Srn*、Ssn*、Stn*），
所述变流器控制部具有：
载波生成部（604），其生成变流器用载波（C0）；
变流器用指令生成部（601），其生成变流器用指令值（Vr*、Vs*、Vt*）；
第3控制信号生成部（603、609），其使用所述变流器用载波和变流器用指令值的比较结果，生成对所述变流器进行脉冲宽度控制的所述第3控制信号；以及
中间相检测部（602），其输出所述变流器用指令值（Vr*、Vs*、Vt*）的中间相（Vs*）的占空比（dst），
所述第1逆变器控制部具有：
第1输出指令生成部（611），其生成作为所述第1逆变器的输出指令值的第1输出指令值（Vu1*、Vv1*、Vw1*）；
第1运算部（612、613），其根据所述占空比和所述第1输出指令值，生成与同步于所述变流器用载波的第1载波（C1）进行比较的第1逆变器用信号波（drt+dst·V*、drt（1-V*））；以及
第1控制信号生成部（614、615、619），其根据所述比较结果生成所述第1控制信号，
所述第2逆变器控制部具有：
第2输出指令生成部（621），其生成作为所述第2逆变器的输出指令值的第2输出指令值（Vu2*、Vv2*、Vw2*）；
第2运算部（622、623；622A、622B、623A、623B；622A、622B1、622C1、623A、623B1、623C1；622A、622B2、622C2、623A、623B2、623C2），其根据所述占空比和所述第2输出指令值，生成与同步于所述变流器用载波的第2载波（C2）进行比较的第2逆变器用信号波（drt+dst·V*、drt（1-V*）；drt（1-V*）、drt·V*；drt+dst·V*、drt+dst（2/3-V*）、drt+dst（2/3+V*）、drt（1-V*）、drt（1/3+V*）、drt（1/3-V*），drt+dst·V*、drt+dst（1/2+V*）、drt+dst/2、drt（1-V*）、drt（1/2-V*）、drt/2））；以及
第2控制信号生成部（624、625、629；624A、624B、625A、625B、628；624A、624B、624C、625A、625B、625C、627；624A、624B、624C、625A、625B、625C、627），其根据所述比较的结果生成所述第2控制信号，
在第1换流零矢量期间（T01）中，在所述第1逆变器的所述瞬时空间矢量控制中采用的第1瞬时空间矢量（V01、V41、V61）采用第1零矢量（V01），该第1换流零矢量期间作为包含所述变流器用载波取所述中间相的值的定时的期间，
在作为包含所述定时的期间的第2换流零矢量期间（T02；T02、T72）中，在所述第2逆变器的所述瞬时空间矢量控制中采用的第2瞬时空间矢量（V02、V42、V62；V02、V42、V62、V72）采用第2零矢量（V02；V02、V72），
在所述变流器用载波的一个周期（T）中由所述定时划分的第1期间中，所述第1逆变器除了在所述第1换流零矢量期间中采用的所述第1零矢量（V01）以外所采用的所述第1瞬时空间矢量的排列模式（V41、V61、V41）出现M次，其中，M为1以上的整数，
在所述第1期间中，所述第2逆变器除了在所述第2换流零矢量期间中采用的所述第2零矢量（V02；V02、V72）以外所采用的所述第2瞬时空间矢量的排列模式（V42、V62、V42）出现N次，其中，N为2以上且与所述M不同的整数，
在所述第2逆变器中，所述第1期间具有N-1个非换流零矢量期间（Ts01；Ts1），该N-1个非换流零矢量期间是与所述第2换流零矢量期间（T02；T02、T72）离散、且采用在所述第2换流零矢量期间中采用的所述第2零矢量（V02；V02、V72）的期间，
在由所述第2换流零矢量期间和所述非换流零矢量期间夹着的各个期间（Tk）中，在所述第2逆变器的所述瞬时空间矢量控制中使用的第3矢量的顺序（V42、V62、V42；V62、V42）彼此相等。
7.根据权利要求6所述的控制信号生成装置，其中，
在所述第1载波中，相同波形在所述第1期间（dst·T）中出现所述M次，
在所述第2载波中，相同波形在所述第1期间中出现所述N次。
8.根据权利要求6所述的控制信号生成装置，其中，
在所述第2逆变器的所述瞬时空间矢量控制中采用的第2载波（C2）的周期与所述变流器用载波（C0）的周期相等，
在所述第1期间（dst·T）中，所述第2逆变器用信号波针对每个相设定有N个基于所述排列模式的值（dst（1-V*）、drt+dst·V*、drt（1-V*）、drt·V*，drt+（2/3）dst+dst·V*、drt+（2/3）dst-dst·V*、drt+dst·V*、drt（1-V*）、drt（1/3+V*）、drt（1/3-V*））。
9.根据权利要求8所述的控制信号生成装置，其中，
在所述第1期间（dst·T）中，所述第2逆变器用信号波还设定有N-1个不基于所述排列模式而基于所述占空比的值（drt+dst/2、drt/2）。
10.一种直接型变换装置，其中，该直接型变换装置具有：
权利要求6～9中的任一项所述的控制信号生成装置（6）；以及
所述变流器（3）、所述第1逆变器（4）和所述第2逆变器（5）。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2008212989A JP4471027B2 (ja) | 2008-08-21 | 2008-08-21 | 直接形変換装置及びその制御方法並びに制御信号生成装置 |
| JP2008-212989 | 2008-08-21 | ||
| PCT/JP2009/063351 WO2010021226A1 (ja) | 2008-08-21 | 2009-07-27 | 直接形変換装置及びその制御方法並びに制御信号生成装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN102124642A CN102124642A (zh) | 2011-07-13 |
| CN102124642B true CN102124642B (zh) | 2013-12-04 |
Family
ID=41707104
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN2009801321933A Active CN102124642B (zh) | 2008-08-21 | 2009-07-27 | 直接型变换装置及其控制方法以及控制信号生成装置 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US8711589B2 (zh) |
| EP (1) | EP2317638B1 (zh) |
| JP (1) | JP4471027B2 (zh) |
| KR (1) | KR101181137B1 (zh) |
| CN (1) | CN102124642B (zh) |
| AU (1) | AU2009283588B2 (zh) |
| WO (1) | WO2010021226A1 (zh) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2629029B1 (en) | 2010-10-15 | 2015-09-09 | Mitsubishi Electric Corporation | Heat pump device, heat pump system, and method for controlling three-phase inverter |
| JP4911241B1 (ja) * | 2010-11-16 | 2012-04-04 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2012086010A1 (ja) * | 2010-12-21 | 2012-06-28 | 三菱電機株式会社 | ヒートポンプ装置、ヒートポンプシステム及び三相インバータの制御方法 |
| ES2743164T3 (es) * | 2011-02-07 | 2020-02-18 | Mitsubishi Electric Corp | Dispositivo de bomba de calor, sistema de bomba de calor y método de control para inversor trifásico en un dispositivo de bomba de calor |
| US9829226B2 (en) | 2011-04-28 | 2017-11-28 | Mitsubishi Electric Corporation | Heat pump device, heat pump system, and method for controlling inverter |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP3108003B2 (ja) | 1995-12-22 | 2000-11-13 | 東洋電機製造株式会社 | 電流形変換器の制御装置 |
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| JP4019979B2 (ja) | 2003-03-04 | 2007-12-12 | 富士電機ホールディングス株式会社 | 交流−交流電力変換装置 |
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| FI115265B (fi) * | 2003-08-28 | 2005-03-31 | Vacon Oyj | Taajuusmuuttajan pulssinleveysmodulointi |
| US7005829B2 (en) | 2005-03-01 | 2006-02-28 | York International Corp. | System for precharging a DC link in a variable speed drive |
| JP4591294B2 (ja) | 2005-09-21 | 2010-12-01 | トヨタ自動車株式会社 | 電力制御装置およびそれを備えた電動車両 |
| JP4621612B2 (ja) | 2006-03-09 | 2011-01-26 | 株式会社東芝 | インバータ装置およびマイクロコンピュータ |
| JP4135027B2 (ja) * | 2006-04-20 | 2008-08-20 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換装置および電力変換装置の制御方法 |
| JP4135026B2 (ja) | 2006-04-20 | 2008-08-20 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換装置および電力変換装置の制御方法 |
| CN102170236B (zh) | 2006-04-20 | 2013-01-30 | 大金工业株式会社 | 电力转换装置 |
| JP4491434B2 (ja) * | 2006-05-29 | 2010-06-30 | トヨタ自動車株式会社 | 電力制御装置およびそれを備えた車両 |
| JP4390010B1 (ja) * | 2008-07-01 | 2009-12-24 | ダイキン工業株式会社 | 直接形変換装置及びその制御方法 |
-
2008
- 2008-08-21 JP JP2008212989A patent/JP4471027B2/ja active Active
-
2009
- 2009-07-27 EP EP09808162.3A patent/EP2317638B1/en active Active
- 2009-07-27 KR KR1020117001505A patent/KR101181137B1/ko active IP Right Grant
- 2009-07-27 CN CN2009801321933A patent/CN102124642B/zh active Active
- 2009-07-27 US US13/059,801 patent/US8711589B2/en active Active
- 2009-07-27 AU AU2009283588A patent/AU2009283588B2/en active Active
- 2009-07-27 WO PCT/JP2009/063351 patent/WO2010021226A1/ja active Application Filing
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008532473A (ja) * | 2005-03-01 | 2008-08-14 | ヨーク・インターナショナル・コーポレーション | 可変速駆動装置内の直流リンクをプリチャージするシステム |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| JP2008－532473A 2008.08.14 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP2317638A4 (en) | 2013-07-17 |
| EP2317638A1 (en) | 2011-05-04 |
| KR101181137B1 (ko) | 2012-09-14 |
| KR20110019441A (ko) | 2011-02-25 |
| EP2317638B1 (en) | 2019-05-01 |
| CN102124642A (zh) | 2011-07-13 |
| WO2010021226A1 (ja) | 2010-02-25 |
| JP2010051090A (ja) | 2010-03-04 |
| AU2009283588A1 (en) | 2010-02-25 |
| US8711589B2 (en) | 2014-04-29 |
| JP4471027B2 (ja) | 2010-06-02 |
| AU2009283588B2 (en) | 2013-05-16 |
| US20110141777A1 (en) | 2011-06-16 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C14 | Grant of patent or utility model | ||
| GR01 | Patent grant |