KR20100051880A

KR20100051880A - 전력 변환 장치

Info

Publication number: KR20100051880A
Application number: KR1020107008495A
Authority: KR
Inventors: 겐이치 사카키바라
Original assignee: 다이킨 고교 가부시키가이샤
Priority date: 2007-10-24
Filing date: 2008-10-21
Publication date: 2010-05-18
Also published as: US20100244570A1; CN101836352B; US8270186B2; EP2204900A4; CN101836352A; EP2204900A1; KR101075357B1; JP2009106110A; EP2204900B1; AU2008315011B2; WO2009054379A1; AU2008315011A1; JP4270316B2

Abstract

입력 전류 파형의 왜곡을 억제하면서도 간단히 캐리어를 생성할 수 있는 전력 변환 장치를 제공하는 것으로서, 캐리어(C1)가 값(0∼drt)을 취하는 경우에 스위치 소자(Srp)를 도통시키고, 캐리어(C1)가 값(drt∼1)을 취하는 경우에 스위치 소자(Ssp)를 도통시키고, 캐리어(C1)의 1주기(T)를, 지령값 이상의 기간(Ts)과, 지령값 이하의 기간(Tr)으로 구분한다. 기간(Ts, Tr)의 각각은 dst·T, drt·T로 계산된다. 인버터(2)의 캐리어(C2)에 컨버터(1)의 캐리어(C1)와 동일한 것을 채용하고, 값(drt)을 기준값으로 하여, 당해 기준값보다도 큰 쪽과 작은 쪽의 각각에 있어서 인버터(2)의 지령값을 설정한다. 캐리어(C2)에 있어서 값(drt) 이상의 값을 취하는 기간(Ts)을 d0, d4, d6의 비로, 또한 값(drt) 이하의 값을 취하는 기간(Ts)을 d0, d4, d6의 비로, 각각 분할한다.

Description

전력 변환 장치 {POWER CONVERSION DEVICE}

본 발명은, 교류―교류 변환을 행하는 전력 변환 장치에 관한 것으로, 특히, 직류 링크용의 전력 축적 수단을 가지지 않는 전력 변환 장치에 관한 것이다.

직류 링크용의 전력 축적 수단을 가지지 않고 교류―교류 변환을 행하는 전력 변환 장치로서, 매트릭스 컨버터나, AC/DC/AC 직접형 전력 변환기(이하 「직접형 전력 변환기」라고 칭한다)가 알려져 있다(예를 들면, 후에 개제의 비특허 문헌 1). 이들은 대형의 전해 콘덴서를 이용하지 않으므로, 소형화, 장수명화의 면에서 뛰어나다.

직접형 전력 변환기에서는, 어느것이나 PWM(펄스폭 변조) 제어되는 컨버터와 인버터가, 직류 링크로서 기능하는 한쌍의 전원선을 통해 접속된다. 그리고 직류 링크에 있어서, 평활 콘덴서로 예시되는 전력 변환 장치가 생략된다.

또한, 매트릭스 컨버터의 스위칭 패턴은, 어느것이나 PWM 제어되는 컨버터와 인버터가, 직류 링크를 통해 접속되는 타입의 전력 변환기를 가상하고, 가상된 당해 전력 변환기의 스위칭 패턴을 매트릭스 변환하여 얻어지는 것이 알려져 있다(예를 들면 후에 게재의 비특허 문헌 2). 따라서 이하에서는 주로 직접형 전력 변환기에 대해서 기술한다.

도 1은 직접형 전력 변환기의 일양태를 나타내는 회로도이다. 컨버터(1)와 인버터(2)는, 한쌍의 직류 전원선(LH, LL)에 의해 접속되어 있다. 컨버터(1)의 입력단(Pr, Ps, Pt)은 3상 교류 전압을 입력하고, 각각 상부 아암측의 스위치 소자(Srp, Ssp, Stp)를 통해 직류 전원선(LH)에 접속된다. 또한 입력단(Pr, Ps, Pt)은 각각 하부 아암측의 스위치 소자(Srn, Ssn, Stn)를 통해 직류 전원선(LL)에 접속된다.

인버터(2)의 출력단(Pu, Pv, Pw)은 3상 교류 전압을 입력하고, 각각 상부 아암측의 스위치 소자(Sup, Svp, Swp)를 통해 직류 전원선(LH)에 접속된다. 또한 출력단(Pu, Pv, Pw)은 각각 하부 아암측의 스위치 소자(Sun, Svn, Swn)를 통해 직류 전원선(LL)에 접속된다.

직접형 전력 변환기에서는, 입력단(Pr, Ps, Pt)끼리의 단락을 방지하기 위해, 컨버터(1)의 상부 아암측의 스위치 소자(Srp, Ssp, Stp) 및 하부 아암측의 스위치 소자(Srn, Ssn, Stn)는 각각 택일적으로 도통한다. 또한 직류 전원선(LH, LL)끼리의 단락을 방지하기 위해, 컨버터(1)에 있어서 동일한 상에 대응하는 상부 아암측의 스위치 소자와 하부측의 스위치 소자의 사이에서도, 택일적으로 도통한다.

이러한 컨버터(1)의 스위칭(전류(轉流))은, 직류 전원선(LH, LL)에 전류가 흐르지 않는 상황에서 행하는 것이 바람직하다. 이러한 상황을 실현하기 위해서, 인버터(2)의 출력단(Pu, Pv, Pw)끼리를 단락하고, 이른바 영 전압 벡터라고 칭해지는 상황을 생성한다. 구체적으로는 상부 아암측의 스위치 소자(Sup, Svp, Swp)를 모두 도통시키고, 하부 아암측의 스위치 소자(Sun, Svn, Swn)를 모두 비도통으로 하거나(전압 벡터(V7)로 칭해지는 상태), 상부 아암측의 스위치 소자(Sup, Svp, Swp)를 모두 비도통시키고, 하부 아암측의 스위치 소자(Sun, Svn, Swn)를 모두 도통시키거나 한다(전압 벡터(VO)로 칭해지는 상태).

단, 인버터(2)에 있어서도, 직류 전원선(LH, LL)끼리의 단락을 방지하기 위해, 동일한 상에 대응하는 상부 아암측의 스위치 소자와 하부측의 스위치 소자의 사이에서도, 택일적으로 도통한다. 따라서 인버터(2)의 스위치 소자의 스위칭에 있어서, 동일한 상에 대응하는 한쌍의 스위칭 소자가 도통하는 기간이 중복하지 않도록, 이른바 데드 타임으로 칭해지는 일정한 기간을 설정하고, 이 기간에 있어서는 동일한 상에 대응하는 한쌍의 스위칭 소자중 어느 것이 비도통으로 되는 기간이 구비된다(예를 들면 후에 게재의 비특허 문헌 3, 4).

또한, 본원에 관련된 특허 문헌으로서 비특허 문헌 5 및 특허 문헌 1, 2를 더 들어둔다.

특허 문헌 1：일본국 특허공개 2004－222337호 공보 특허 문헌 2：일본국 특허공보 평 6－81514호 공보

비특허 문헌 1：Lix1ang Wei, Thomas.A Lipo, "A Novel Matrix Converter Topology With Simple Commutation", IEEE IAS 2001, vol.3, 2001, pp1749－1754. 비특허 문헌 2：이토 리에, 타카하시 이사오, 「매트릭스 컨버터에 있어서의 입출력 무효 전력의 비간섭 제어법」, 전기 학회 반도체 전력 변환 연구회 SPC－01－121, 2001 비특허 문헌 3：카토 야스시, 이토 준이치, 「승압형 AC/DC/AC 직접형 전력 변환기의 파형 개선」, 평성 19년 전기 학회 전국 대회 4－098(2007), 제4 분책 153∼154페이지 비특허 문헌 4：카토 야스시, 이토 준이치, 「입력 전류에 착안한 승압형 AC/DC/AC 직접형 전력 변환기의 파형 개선」, 평성 19년 전기 학회 산업 응용 부문 대회 1－31, 1－279∼282페이지 비특허 문헌 5：타케시타 타카시, 소토야마 코지, 마츠이 노부유키, 「전류형 3상 인버터·컨버터의 삼각파 비교 방식 PWM 제어」, 전기 학회 논문잡지 D, vol.116, No.1, 제106∼107페이지, 1996

예를 들면 비특허 문헌 3에서는, 데드 타임에 의한 출력 전압의 오차를 보상하는 전압 지령을 소개하고 있는데, 입력 전류의 오차를 보상할 수 없는 것을 개시하고 있다. 이 문제는 하기의 기술적 배경에 의거하고 있다고 생각된다.

영 전압 벡터에 기인하는 입력 전류의 왜곡을 억제하는 요구로부터, 영 전압 벡터가 채용되는 기간(이하 「영 전압 벡터 기간」)은, 컨버터에서 도통/비도통이 반복되는 한쌍의 스위칭 소자끼리의 듀티의 비로 분할된다. 이러한 상황에 있어서, 비특허 문헌 3에 개시된 기술에서는, 한쌍의 스위칭 소자의 도통/비도통이 반복되는 2종의 주기의 합이 되는 기간에 있어서 평균적으로 데드 타임이 보상된다. 그러나, 각각의 주기를 채용하는 기간에 대해서 데드 타임이 미치는 영향을 배제할 수 없다. 영 전압 벡터 기간이 상술의 비로 분할되는데 대해, 데드 타임의 값 자체는 일정하기 때문이다. 환언하면, 비특허 문헌 3의 기술에서는, 데드 타임의 값 자체가 보상되지 않았다.

또한 비특허 문헌 4에서는 데드 타임의 값 자체를 보상했기 때문에, 비특허 문헌 3과는 반대로, 인버터에서의 스위칭 제어에 복잡한 논리를 채용하지 않을 수 없게 된다.

이러한 문제는, 영 전압 벡터 기간을 상기의 듀티의 비로 분할하는 수법으로서, 비특허 문헌 3, 4에서는 인버터와 컨버터에서 다른 캐리어를 채용한 것에 기인한다. 즉 듀티의 비는, 컨버터의 캐리어가 지령값으로 내분되는 비로 결정되는 한편, 당해 비에 따라 인버터의 캐리어의 경사가 결정되는 것에 기인한다.

여기서 본 발명은, 인버터와 컨버터에서 동일한 캐리어를 채용하고, 또한 영 전압 벡터 기간에 기인하는 입력 전류의 왜곡이나, 데드 타임에 기인하는 입력 전류의 왜곡도 원리적으로 제거하고, 복잡한 연산없이 인버터와 컨버터를 PWM 제어하는 기술을 제공하는 것을 목적으로 한다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제1의 양태는, 각각 3상 교류의 상 전압이 입력되는 3개의 입력단(Pr, Ps, Pt)과, 3개의 출력단(Pu, Pv, Pw)과, 제1 및 제2의 직류 전원선(LH, LL)과, 상기 입력단의 각각과 상기 제1의 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 스위치 소자(Srp, Ssp, Stp)와, 상기 입력단의 각각과 상기 제2의 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 스위치 소자(Srn, Ssn, Stn)를 포함하는 제1 스위치 소자군을 가지는 컨버터(1)와, 상기 출력단의 각각과 상기 제1의 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 스위치 소자(Sup, Svp, Swp)와, 상기 출력단의 각각과 상기 제2의 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 스위치 소자(Sun, Svn, Swn)를 포함하는 제2 스위치 소자군을 가지고, 상기 제2 스위치 소자군의 스위칭에 있어서 데드 타임(Td)을 채용하는 전압형 인버터(2)와, 시간에 대한 경사의 절대값이 일정한 삼각파를 나타내는 캐리어를 생성하는 캐리어 생성부(15)와, 상기 컨버터의 전류(轉流)를, 상기 캐리어의 최소값으로부터 최대값까지의 사이를 제1값(drt)과 제2값(dst)의 비로 내분하는 제1기준값(drt)을 상기 캐리어가 채용하는 타이밍에서 행하는 컨버터용 게이트 신호 발생부(11∼13)와, 상기 제1기준값으로부터 상기 최대값까지의 사이를 제3값(dO)과 제4값(d4＋d6)의 비로 내분하는 제2 기준값(drt＋dst·dO)으로부터 상기 소정값만큼 작은 값을 제1 지령값으로 하고, 상기 최소값으로부터 상기 제1기준값까지의 사이를 상기 제4값과 상기 제3값의 비로 내분하는 제3기준값(drt·(1－dO))으로부터 소정값만큼 큰 값을 제2 지령값으로 하고, 상기 캐리어가 상기 제2 지령값 내지 상기 제1 지령값을 채용하는 기간에 있어서, 상기 인버터의 스위칭 양태로서 영(0) 전압 벡터를 채용시키는 인버터용 게이트 신호 발생부(21∼25)를 구비한다.

상기 소정값의 절대값은, 상기 캐리어의 상기 최대값과 상기 최소값의 차에 상기 데드 타임의 길이를 곱해 상기 캐리어의 주기로 나눈 값이다.

상기 영 전압 벡터를 채용하는 기간의 사이에 있는 기간에 있어서 상기 제1의 직류 전원선과 계속 도통하는 출력단(Pu)에 흐르는 전류가, 상기 인버터로부터 흘러나오는 경우에는 상기 소정값은 플러스의 값을, 상기 부하 전류가 상기 인버터에 흘러들어가는 경우에는 상기 소정값은 마이너스의 값을, 각각 채용한다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제2의 양태는, 각각 3상 교류의 상 전압이 입력되는 3개의 입력단(Pr, Ps, Pt)과, 3개의 출력단(Pu, Pv, Pw)과, 제1 및 제2의 직류 전원선(LH, LL)과, 상기 입력단의 각각과 상기 제1의 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 스위치 소자(Srp, Ssp, Stp)와, 상기 입력단의 각각과 상기 제2의 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 스위치 소자(Srn, Ssn, Stn)를 포함하는 제1 스위치 소자군을 가지는 컨버터(1)와, 상기 출력단의 각각과 상기 제1의 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 스위치 소자(Sup, Svp, Swp)와, 상기 출력단의 각각과 상기 제2의 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 스위치 소자(Sun, Svn, Swn)를 포함하는 제2 스위치 소자군을 가지고, 상기 제2 스위치 소자군의 스위칭에 있어서 데드 타임(Td)을 채용하는 인버터(2)와, 시간에 대한 경사 선형인 톱니파를 나타내는 캐리어를 생성하는 캐리어 생성부(15)와, 상기 컨버터의 전류(轉流)를, 상기 캐리어가 경사지는 기간에 있어서의 최소값으로부터 최대값까지의 사이를 제1값(drt)과 제2값(dst)의 비로 내분하는 제1 기준값(drt)을 상기 캐리어가 채용하는 타이밍과, 상기 캐리어가 상기 최소값과 최대값의 사이를 천이하는 타이밍에서 행하는 컨버터용 게이트 신호 발생부(11∼13)와, 상기 제1 기준값으로부터 상기 최대값까지의 사이를 제3값(dO)과 제4값(d4＋d6)과 제5값(1－dO－d4－d6)의 비로 이 순서로 내분하는 제2 기준값(drt＋dst·dO)과 제3 기준값(drt＋dst(dO＋d4＋d6)), 상기 제1기준값으로부터 상기 최소값까지의 사이를 상기 제3값과 상기 제4값과 상기 제5값의 비로 이 순서로 내분하는 제4 기준값(drt(1－dO))과 제5 기준값(drt(1－dO－d4－d6))에 의거하여 상기 인버터를 스위칭시키는 인버터용 게이트 신호 발생부(21∼25)를 구비한다.

상기 인버터용 게이트 신호 발생부는, 상기 제3 기준값으로부터 소정값만큼 작은 값을 제1 지령값으로 하고, 상기 제2기준값으로부터 상기 소정값만큼 큰 값을 제2 지령값으로 하고, 상기 제4 기준값으로부터 소정값만큼 작은 값을 제3 지령값으로 하고, 상기 제5 기준값으로부터 상기 소정값만큼 큰 값을 제4 지령값으로 한다. 또한 상기 인버터용 게이트 신호 발생부는, 상기 캐리어가 상기 제2 지령값 내지 상기 제3 지령값을 채용하는 기간에 있어서는 상기 인버터의 스위칭 양태로서 제1의 영 전압 벡터(VO)를, 상기 캐리어가 상기 제1 지령값 이상 또는 상기 제4 지령값 이하를 채용하는 기간에 있어서는 상기 인버터의 스위칭 양태로서 제2의 영 전압 벡터(V7)를, 각각 상기 인버터의 스위칭 양태로서 채용시킨다.

상기 소정값의 절대값은, 상기 캐리어의 상기 최대값과 상기 최소값의 차에 상기 데드 타임의 길이를 곱하여 상기 캐리어의 주기의 2배로 나눈 값이다.

상기 제1의 영 전압 벡터와 상기 제2의 영 전압 벡터를 채용하는 기간의 사이에 있는 기간에 있어서 상기 제1의 직류 전원선과 계속 도통하는 출력단(Pu；Pw)에 흐르는 전류가, 상기 인버터로부터 흘러나오는 경우에는 상기 소정값은 플러스의 값을, 상기 부하 전류가 상기 인버터에 흘러들어가는 경우에는 상기 소정값은 마이너스의 값을, 각각 채용한다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제3의 양태는, 그 제1의 양태 또는 제2의 양태로서, 상기 컨버터는, 360도 주기로서 상호 120도 어긋나 있고, 평탄 구간의 한쌍과, 이들 한쌍의 평탄 구간을 연결하는 경사 영역의 한쌍을 가지는 사다리꼴파와 상기 캐리어의 비교에 의해 전류(轉流)가 규정된다. 상기 캐리어의 최소값 및 최대값을 각각 m, M로 하고, 상기 사다리꼴파의 상기 경사 영역 중 위상각의 증대와 함께 증대하는 영역에 있어서, 당해 경사 영역내를 나타내는 위상각(φ)을 0 내지 π/3 라디안으로 채용하고, 상기 사다리꼴파는 ((m＋M)＋√3·(M－m)·tan(φ－π／6))/2를 채용하고, 상기 사다리꼴파의 상기 경사 영역 중 위상각의 증대와 함께 감소하는 영역에 있어서, 당해 경사 영역내를 나타내는 위상각(φ)을 0 내지 π/3 라디안으로 채용하고, 상기 사다리꼴파는 ((m＋M)－√3·(M－m)·tan(φ－π／6))/2를 채용한다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제1의 양태에서는, 컨버터가 전류(轉流)하는 전후에서 캐리어의 파형의 경사가 일정하므로, 인버터의 스위칭 양태가 영 전압 벡터를 채용하는 기간은, 컨버터의 전류(轉流)의 전후에서 제1값과 제2값의 비로 안분된다. 또한 컨버터에 있어서의 제1의 도통 상태와, 제2의 도통 상태의 기간의 비도 제1값과 제2값의 비가 된다. 따라서 전류가 흐르지 않는 기간은, 제1의 도통 상태와, 제2의 도통 상태의 각각에 있어서, 각각의 기간의 길이에 비례하여 발생한다. 따라서 인버터가 영 전압 벡터를 채용함에 의한, 입력 전류의 왜곡이 제거된다.

또한, 제1의 도통 상태로부터 제2의 도통 상태로 전류(轉流)할 때와, 제2의 도통 상태로부터 제1의 도통 상태로 전류(轉流)할 때에서, 캐리어의 경사는 그 절대값이 동일하고, 또한 플러스마이너스가 반대로 된다. 따라서 인버터의 스위칭 양태가 영 전압 벡터 이외를 채용하는 상태의 개시와 종료에 있어, 데드 타임을 설정할 수 있다. 또한 인버터의 부하 전류의 방향에 따른 데드 타임을 설정할 수 있어, 데드 타임을 설정함에 의한 입력 전류의 왜곡도 제거된다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제2의 양태에서는, 컨버터가 전류(轉流)하는 전후에서 캐리어의 경사가 일정하거나, 혹은 캐리어가 최소값과 최대값의 사이를 천이할 때에 컨버터가 전류(轉流)한다. 따라서 인버터의 스위칭 양태가 제1의 영 전압 벡터를 채용하는 기간 및 제2의 영 전압 벡터를 채용하는 기간은, 어느것이나 컨버터의 전류(轉流)의 전후에서 제1값과 제2값의 비로 안분된다. 또한 컨버터에 있어서의 제1의 도통 상태와, 제2의 도통 상태의 기간의 비도 제1값과 제2값의 비로 된다. 따라서 전류가 흐르지 않는 기간은, 제1의 도통 상태와 제2의 도통 상태의 각각에 있어서, 각각의 기간의 길이에 비례하여 발생한다. 따라서 인버터가 영 전압 벡터를 채용함에 의한, 입력 전류의 왜곡이 제거된다.

또한, 인버터의 스위칭 양태가 영 전압 벡터 이외를 채용하는 상태의 개시와 종료에 있어서, 데드 타임을 설정할 수 있다. 그리고 인버터의 부하 전류의 방향에 따른 데드 타임을 설정할 수 있어, 데드 타임을 설정함에 의한 입력 전류의 왜곡도 제거된다.

본 발명에 관한 전력 변환 장치의 제3의 양태에서는, 캐리어의 최소값과 최대값의 사이를 제1값과 제2값의 비로 내분되는 제1기준값이 사다리꼴파에 의해 주어진다.

본 발명의 목적, 특징, 국면, 및 이점은, 이하의 상세한 설명과 첨부 도면에 의해, 보다 명백하게 된다.

도 1은 직접형 전력 변환기의 일양태를 나타내는 회로도이다.
도 2는 스위치 소자의 구성을 예시하는 회로도이다.
도 3은 제1의 실시의 형태에 있어서의 스위칭 동작을 나타내는 타이밍 차트이다.
도 4는 제1의 실시의 형태에 있어서의 스위칭 동작을 나타내는 타이밍 차트이다.
도 5는 본 실시의 형태의 제2의 실시의 형태에 있어서의 스위칭 동작을 나타내는 타이밍 차트이다.
도 6은 본 실시의 형태의 제2의 실시의 형태에 있어서의 스위칭 동작을 나타내는 타이밍 차트이다.
도 7은 본 실시의 형태의 제3의 실시의 형태에 있어서의 스위칭 동작을 나타내는 타이밍 차트이다.
도 8은 본 실시의 형태의 제3의 실시의 형태에 있어서의 스위칭 동작을 나타내는 타이밍 차트이다.
도 9는 전압 지령을 예시하는 그래프이다.
도 10은 스위치 지령을 얻기 위한 제어 회로를 나타내는 블록도이다.
도 11은 인버터의 구성을 나타내는 회로도이다.
도 12는 상 전압과, 각 상의 통류비와, 직류 링크 전압과, 입력 전류를 예시하는 그래프이다.
도 13은 전압 파형을 나타내는 그래프이다.
도 14는 매트릭스 컨버터의 구성을 예시하는 구성도이다.
도 15는 매트릭스 컨버터의 스위치 소자를 제어하는 제어 회로의 블록도이다.

이하, 우선 도 1에 나타낸 직접형 전력 변환기에 있어서 입력 전류의 파형을 개선하는 방법에 대해서 설명한다.

제1의 실시의 형태

이하에서는, 설명을 간단히 하기 위해서 스위치 소자(Stp, Stn)가 각각 비도통, 도통하고 있는 경우(입력단(Pt)이 직류 전원선(LL)에 접속되어 있는 경우)를 예로 들어 설명한다. 따라서 이 경우의 컨버터(1)의 스위칭에서는, 스위치 소자(Srn, Ssn)가 비도통이며, 스위치 소자(Srp, Ssp)가 상호 배타적으로 도통한다. 물론, r상, s상이 직류 전원선(LL)에 접속되어 있는 상태도 발생할 수 있지만, 그 경우는 적절하게 상의 종류를 바꿔 읽으면 된다.

도 2는 컨버터(1), 인버터(2)에 채용되는 스위치 소자의 구성을 예시하는 회로도이다. 컨버터(1)에 채용되는 스위치 소자(동 도면(a))는 고속 다이오드와 IGBT를 상호 직렬 접속한 구성으로 할 수 있다. 인버터(2)에 채용되는 스위치 소자는 예를 들면 환류 다이오드 부가의 IGBT를 채용할 수 있다(동 도면(b)). 여기서 문자 x는 문자 r, s, t를 대표하고, 문자 y는 문자 u, v, w를 대표한다.

도 3 및 도 4는 제1의 실시의 형태에 있어서의 스위칭 동작을 나타내는 타이밍 챠트이다. 시간에 대한 경사의 절대값이 동일한 삼각파를 컨버터(1)의 캐리어(C1)로서 채용한다. 그리고 캐리어(C1)와 지령값을 비교함으로써 컨버터(1)의 스위칭이 행해진다. 이하에서 도시된 범위 내에서는 지령값이 일정하면 근사하다. 실제로는 지령값은, 예를 들면 캐리어의 주기의 배수의 기간마다 갱신된다.

여기에서는 스위치 소자(Stn)가 도통하고 있는 상태에 있어서의 스위치 소자(Srp, Ssp)의 배타적인 도통을 생각하고 있으므로, 지령값은 스위치 소자(Srp, Ssp)가 도통하는 듀티에 의거하여 설정된다. 도 3에서는 간단하게 하기 위해, 캐리어(C1)의 피크·투·피크의 진폭을 1로 했다. 또한 설명을 간단히 하기 위해, 특별히 양해를 얻지 않는한, 최소값을 0, 최대값을 1로 하여 설명한다. 캐리어(C1)의 진폭이 다른 경우에도 비례를 고려하고, 캐리어(C1)의 중심값이 다른 경우에도 캐리어(C1)의 시프트를 고려하면, 이하의 설명이 타당하다.

스위치 소자(Stp)는 비도통이며, 그 도통하는 듀티는 0으로 간주할 수 있으므로, 스위치 소자(Srp, Ssp)의 듀티를 각각 값(drt, dst)로 하면, 값(drt, dst)의 합은 1이 된다.

상술과 같이 캐리어(C1)의 경사의 절대값은 동일하기 때문에, 캐리어(C1)가 값(0∼drt)을 취하는 경우에 스위치 소자(Srp)를 도통시키고, 캐리어(C1)가 값(drt∼1)을 취하는 경우에 스위치 소자(Ssp)를 도통시키면, 그 도통 기간은 상기 듀티에 대응하게 된다.

따라서 캐리어(C1)가 값(drt) 이하이면 스위치 소자(Srp)를 도통시키고, 캐리어(C1)가 값(drt) 이상이면 스위치 소자(Ssp)를 도통시키는 제어를 행한다. 도 3, 도 4에서는 스위치 소자(Srp, Ssp, Stp)의 도통/비도통을 각각 그래프의 상변/하변으로 나타내고 있다.

이러한 스위칭의 채용에 의해, 캐리어(C1)의 일주기(T)는, 지령값인 값(drt)이상의 기간(Ts)과, 지령값 이하의 기간(Tr)으로 구분되고, 각각 dst·T, drt·T로 계산되게 된다.

다음에, 영 전압 벡터의 실현을 설명한다. 상술과 같이 영 전압 벡터의 기간은, 기간(Ts, Tr)의 각각에 있어서 기간(Ts, Tr)의 비로 분배되는 것이 요망된다. 여기서, 본 실시의 형태에서는, 인버터(2)의 캐리어(C2)에 컨버터(1)의 캐리어(C1)와 동일한 것을 채용하고, 값(drt)을 기준값으로 하여, 당해 기준값보다도 큰 쪽과 작은 쪽의 각각에 있어서 인버터(2)의 지령값을 설정한다.

구체적으로는, 일예로서, 인버터(2)가 전압 벡터 VO(000), V4(100), V6(110), V4(100)를 이 순서로 반복하여 채용한 스위칭을 행하는 경우를 설명한다. 즉 스위치 소자(Swp, Swn)가 각각 비도통, 도통하고 있는 상태(출력단(Pw)이 직류 전원선(LL)에 접속되어 있는 상태)에 있어서, 스위치 소자(Sup, Sun, Svp, Svn)가 스위칭하는 경우를 예로 든다. 물론, u상, v상이 직류 전원선(LL)에 접속되어 있는 상태도 발생할 수 있지만, 그 경우는 적절히 상의 종류를 바꿔 읽으면 된다.

스위치 소자(Sup, Svp, Swp)가 모두 비도통하는 전압 벡터(VO)를 채용하는 듀티, 스위치 소자(Sup)가 도통하고, Svp, Swp가 모두 비도통하는 전압 벡터(V4)를 채용하는 듀티, 스위치 소자(Sup, Svp)가 모두 도통하고, Swp가 비도통하는 전압 벡터(V6)를 채용하는 듀티를 각각 값(dO, d4, d6)으로 표시하면, dO＋d4＋d6＝1이 된다.

캐리어(C2)에 있어서 값(drt) 이상의 값을 취하는 기간(Tr)을 dO, d4, d6의 비로, 또한 값(drt) 이하의 값을 취하는 기간(Ts)을 dO, d4, d6의 비로, 각각 분할 한다. 스위치 소자(Swp)는 비도통이며, 그 도통하는 듀티는 0으로 간주할 수 있다. 따라서, 상기의 분할에 의해, 인버터(2)에 있어서의 전압 벡터의 듀티를 손상시키지 않고, 전압 벡터(VO)를 채용하는 기간을, 값(dst, drt)의 비로 분할할 수 있다.

구체적으로는 인버터(2)의 스위칭은 하기와 같이 제어된다(스위치 소자(Swp, Swn)는 각각 비도통, 도통하고 있다).

캐리어(C2)가 값(drt(1－dO)∼drt＋dst·dO)을 채용하는 경우：전압 벡터(VO)를 채용한다；

캐리어(C2)가 값(drt(1－dO－d4)∼drt(1－dO)), 또는 값(drt＋dst·dO∼drt＋dst(dO＋d4))을 채용하는 경우 : 전압 벡터(V4)를 채용한다；

캐리어(C2)가 값(0∼drt(1－dO－d4)), 또는 값(drt＋dst(dO＋d4)∼drt＋dst＝1)을 채용하는 경우：전압 벡터(V6)를 채용한다.

캐리어(C2)도 캐리어(C1)와 동일한 파형을 채용하고, 또한 시간에 대한 경사의 절대값이 동일한 삼각파가 채용되므로, 기간(Ts)에 있어서의 전압 벡터(VO)의 기간은 플러스의 경사측 및 마이너스의 경사측 중 어디에 있어서나 하기의 기간(TsO)을 채용한다.

<수식 1>

TsO＝((drt＋dst·dO)－drt)×T/2＝dO·dst·(T/2) …(1)

마찬가지로, 기간(Tr)에 있어서의 전압 벡터(VO)의 기간은 플러스의 경사측 및 마이너스의 경사측의 어디에 있어서나 하기의 기간(TrO)을 채용한다.

<수식 2>

TrO＝(drt－drt(1－dO))×T/2＝dO·drt·(T/2) …(2)

따라서, 영 전압 벡터의 기간은 기간(Tr, Ts)에 있어서, 각각 drt·dO·T, dst·dO·T로 되고, 각각 값(drt, dst)의 비로 분배하는 것이 실현된다. 따라서 영 전압 벡터 기간에 기인하는 입력 전류의 왜곡을 원리적으로 제거할 수 있다.

또한, 캐리어(C2)의 1주기(T) 당에 있어서, 전압 벡터(V4)의 기간은 하기로 표시된다.

<수식 3>

캐리어(C2)의 1주기(T)당에 있어서 전압 벡터(V6)의 기간은 하기로 표시된다.

<수식 4>

그리고 캐리어(C2)의 1주기(T) 당에 있어서 전압 벡터(VO)의 기간은 하기로 표시된다.

<수식 5>

따라서, 캐리어(C2)의 1주기(T) 당에 있어서, 전압 벡터(VO, V4, V6)의 기간이 값(dO, d4, d6)의 비로 실현된다.

다음에, 데드 타임의 보상에 대해서 설명한다. 여기에서는 u상의 출력을 예로 들어 설명한다. 데드 타임을 무시하고 생각하면, 스위칭 소자(Sup)는 전압 벡터(VO, V4, V6)에 대응하여 각각 비도통, 도통, 도통하고, 스위칭 소자(Sun)는 스위칭 소자(Sup)와 상보적으로 도통/비도통한다. 데드 타임을 설정하지 않은 경우의 스위칭 지령을, 도 3에 있어서 지령(Sup^*, Sun^*)으로 나타낸다. 지령(Sup^*)이 “1”/“0”(도면에서는 상변/하변으로 나타난다)을 채용함으로써, 대응하는 스위칭 소자(Sup)가 (데드 타임을 설정하지 않은 경우에) 각각 도통/비도통한다. 지령(Sun^*)과 이에 대응하는 스위칭 소자(Sun)의 도통/비도통에 대해서도 동일하다. 따라서 출력단(Pu)은, 영 전압 벡터(VO) 이외에 인버터(2)가 채용하는 전압 벡터(V4, V6)에 있어서 직류 전원선(LH)과 계속 도통한다.

우선 도 3을 참조하여, 출력단(Pu)(도 1 참조)으로부터 부하 전류가 흘러나오는 방향을 플러스로 하고, 부하 전류가 플러스인 경우에 있어서의 데드 타임에 대해서 고찰한다. 출력 전위(Vu)를, r상, s상, t상의 최대상의 전위(Vmax), 중간상의 전위(Vmid), 최소상의 전위(Vmin)(여기서는 각각 s상, r상, t상)로서 나타냈다. 데드 타임 중에 흐르는 부하 전류는, 하부 아암의 환류 다이오드를 흐르므로, 출력단(Pu)은 직류 전원선(LL)에 접속된다. 따라서 출력 전위(Vu)가 전위(Vmax, Vmid)를 채용하는 기간은 데드 타임 기간만큼, 짧아진다.

이러한 출력 전압 오차를 보상하면서도 데드 타임을 확보하기 위해서, 지령(Sup^*)의 상승으로부터 데드 타임(Td)만큼 지연되어 상승하고, 지령(Sup^*)의 하강으로부터 데드 타임(Td)과 동일한 기간(Td’)만큼 지연되어 하강 지령(Sup^**)이 채용된다. 또한, 데드 타임(Td)을 확보하기 위해, 지령(Sun^*)의 하강의 타이밍에서 하강하고, 출력 전압 오차를 보상하기 위해서 지령(Sun^*)의 상승으로부터 시간 Td＋Td’(＝2Td)만큼 지연되어 상승하는 지령(Sun^**)이 채용된다. 그리고 지령(Sup^**, Sun^**)이, 각각 스위칭 소자(Sup, Sun)의 도통/비도통을 제어한다.

이러한 데드 타임(Td)에 대한 보상은 비특허 문헌 4에서 시사되어 있고, 본 실시의 형태에 있어서도 유효하다. 전위(Vu)가 중간상의 전위(Vmid)를 취하는 기간은, 그 개시하는 타이밍이 데드 타임(Td)을 설정함으로써 지연되는데, 종료하는 타이밍도 상기의 보상에 의해 데드 타임과 동 기간으로 지연된다. 따라서 이 기간의 길이는 보상된다. 최대상의 전위(Vmax), 최소상의 전위(Vmin)를 채용하는 기간에 대해서도 동일하다.

또한, 통상, 데드 타임(Td)은 짧고, 통상은 하기의 관계가 성립한다.

<수식 6>

(T/2)·dst·dO＞2Td, (T/2)·dst·dO＞2Td …(6)

따라서 상기와 같이 비특허 문헌 4에서 시사되는 데드 타임(Td)의 보상을 본 실시의 형태에 있어서 채용한 경우, 이 보상이 기간(Tr, Ts)의 경계를 넘지 않는다. 따라서 기간(Tr)에 있어서 발생하는 데드 타임(Td)의 보상은 기간(Tr) 내에 수용되고, 기간(Ts)에 있어서 발생하는 데드 타임(Td)의 보상은 기간(Ts) 내에 수용된다. 따라서, 직류 링크에 흐르는 전류(구체적으로는 직류 전원선(LL, LH)을 흐르는 전류)의, 데드 타임에 기인한 입력 전류의 왜곡도 원리적으로 제거할 수 있다. 또한, 지령(Sup^**)이 상승하는 타이밍이나 지령(Sun^**)이 하강하는 타이밍은, 지령(Sup^*)이 상승하는 타이밍이나 지령(Sun^*)이 하강하는 타이밍, 즉 지령값(drt＋dst·dO, drt(1－dO))을 기준으로 하여 채용할 수 있으므로, 복잡한 연산없이 지령(Sup^**, Sun^**)을 생성할 수 있다.

도 3에는 직류 링크에 흐르는 전류(Idc)를 나타냈다. 상술과 같이, 영 전압 벡터의 기간(TsO, TrO)의 비는, 기간(Ts, Tr)의 비와 동일해진다. 따라서 스위치 소자(Ssp, Srp)의 각각의 도통에 의해 흘러야 하는데 영 전압 벡터의 기간에 기인하여 전류가 흐르지 않는 기간은, 스위치 소자(Ssp, Srp)의 듀티(dst, drt)의 비로 기간(Ts, Tr)에 배분된다. 또한, 전류(Idc)가 흐르기 시작하는 타이밍은 데드 타임(Td)에 의해 지연되고, 흐름이 끝나는 타이밍은 데드 타임의 보상에 의해 지연되므로, 전류(Idc)가 흐르는 기간은 데드 타임을 설정하지 않은 경우와 동일한 길이로 된다. 따라서 데드 타임을 설정하는 경우의 데드 타임의 보상은, 데드 타임에 기인하는 입력 전류의 왜곡을 제거하는데다, 영 전압 벡터에 기인하는 입력 전류의 왜곡을 제거하는 방법을 방해하지 않는다.

다음에 도 4를 참조하여, 부하 전류가 마이너스인 경우에 있어서의 데드 타임에 대해서 고찰한다. 이 경우에 데드 타임 중에 흐르는 부하 전류는, 상부 아암의 환류 다이오드에 흐르므로, 출력단(Pu)은 직류 전원선(LH)에 접속된다. 따라서 출력 전압(Vu)이 전위(Vmax, Vmid)를 채용하는 기간이 데드 타임 기간만큼 길어진다.

이러한 출력 전압 오차를 보상하면서도 데드 타임을 확보하기 위해, 지령(Sup^*)의 상승으로부터, 데드 타임(Td)과, 이와 동일한 기간(Td’)의 합만큼 지연되어 상승하고, 지령(Sup^*)의 하강으로 하강하는 지령(Sup^**)이 채용된다. 또한, 출력 전압 오차를 보상하기 위해서 지령(Sun^*)의 하강의 타이밍으로부터 기간(Td’)에서 하강하고, 데드 타임을 확보하기 위해서 지령(Sun^*)의 상승으로부터 데드 타임(Td)만큼 지연되어 상승하는 지령(Sun^**)이 채용된다. 그리고 지령(Sup^**, Sun^**)이, 각각 스위칭 소자(Sup, Sun)의 도통/비도통을 제어한다.

이러한 데드 타임(Td)에 대한 보상도 비특허 문헌 4에 시사되어 있고, 본 실시의 형태에 있어서도 유효하다. 중간상의 전위(Vmid)를 취하는 기간은, 그 종료하는 타이밍이 데드 타임(Td)을 설정함으로써 지연된다. 그러나 스위치 소자(Sun)의 도통 기간을 지연시킴으로써, 부하 전류를 하부 아암에 흐르게 하고, 출력단(Pu)을 직류 전원선(LL)에 접속하므로, 전압(Vu)이 중간상의 전위(Vmid)를 취하는 기간은 데드 타임과 동 기간으로 지연된다. 따라서 전위(Vu)가 중간상의 전위(Vmid)를 취하는 기간의 길이는 보상된다. 전위(Vu)가 최대상의 전위(Vmax), 최소상의 전위(Vmin)를 채용하는 기간에 대해서도 동일하다.

이에 따라 전류(Idc)가 흐르는 기간도 보상되어, 입력 전류의 왜곡이 저감될 뿐만 아니라, 영 전압 벡터에 기인하는 입력 전류의 왜곡을 제거하는 방법을 방해하지 않는다.

또한, 데드 타임(Td)의 존재에 의해 전압 벡터(VO, V4)를 채용하는 기간은 변동하고, 도 3 및 도 4에서는 당해 기간을 각각 부호(VO’, V4’)로 나타냈다. 도 3에서는 기간(Tr)에서 기간(V4’)이 1개 소실되어 있는데, 이는 도면에 있어서 가끔 (T/2)·drt·d4가 데드 타임(Td)과 동일한 것이 원인으로서, 필연적으로 소실되는 것은 아니다. 도 4에서도 기간(Tr, Ts)의 각각에서 기간(V4’)이 한개씩 소실되어 있는데, 이도 도면에 있어서의 우발적인 것이며, 필연적으로 소실되는 것은 아니다.

제2의 실시의 형태

도 5 및 도 6은 본 실시의 형태의 제2의 실시의 형태에 있어서의 스위칭 동작을 나타내는 타이밍 차트이다. 본 실시의 형태에서는 제1의 실시의 형태와 비교하여, 데드 타임의 보상 수법만이 다르다. 따라서 영 전압 벡터에 기인하는 입력 전류의 왜곡의 제거에 대해서는 설명을 생략한다.

본 실시의 형태에서는 데드 타임의 설정 및 그 보상을, 인버터로 채용하는 캐리어(C2)의 지령값을 수정함으로써 실현한다.

제1의 실시의 형태와 마찬가지로, 우선 도 5를 이용하여, 출력단(Pu)으로부터 부하 전류가 흘러나오는 경우(부하 전류가 플러스인 경우)에 있어서의 데드 타임에 대해서 고찰한다. 이 경우에는 제1의 실시의 형태에서 설명한 것처럼, 데드 타임에 있어서 출력단(Pu)이 직류 전원선(LL)과 접속되므로, 데드 타임을 단순히 형성하는 경우와 비교하여 전위(Vu)가 중간상의 전위(Vmid)나 최대상의 전위(Vmax)를 채용하는 기간을 데드 타임의 기간만큼 연장하는 보상이 필요하다.

이 경우, 본 실시의 형태에서는, 제1의 실시의 형태에서는 지령값으로서 채용되었던 값(drt＋dst·dO)을 기준값으로 하여, 당해 기준값으로부터 소정의 수정값(δ)만큼 작은 값(drt＋dst·dO－δ)을 제1 지령값으로 한다. 또 제1의 실시의 형태에서는 지령값으로서 채용되었던 값(drt(1－dO))을 기준값으로 하여, 당해 기준값보다도 수정값(δ)만큼 큰 값(drt(1－dO)＋δ)을 제2 지령값으로서 채용한다. 현재, 캐리어(C2)에 대해서도 캐리어(C1)와 마찬가지로, 그 최소값을 0, 최대값을 1로 하고 있으므로, 삼각파의 경사의 절대값은 2/T이다. 따라서 데드 타임을 고려하지 않은 경우에 지령(Sup^*)이 “1”로 되는 (즉 지령(Sun^*)이 “0”으로 된다) 기간은, 제1의 실시의 형태의 그것보다도, 개시가 Δ＝δ·T/2＞0만큼 빨라지고, 종료가 Δ만큼 늦어진다.

데드 타임(Td)을 형성하기 위한 지령(Sup^*, Sun^*)의 각각의 상승이 지연된 지령(Sup^**, Sun^**)을 생성한다. 따라서 지령(Sup^**)가 상승하는 타이밍은, 캐리어(C2)가 지령값(drt＋dst·dO)이나, 지령값(drt(1－dO))을 채용하는 타이밍에서 인버터가 스위칭하는 경우와 비교하여 (Td－Δ)로 지연된다. 또한 지령(Sup^**)이 하강하는 타이밍은, 캐리어(C2)가 지령값(drt＋dst·dO)이나, 지령값(drt(1－dO))을 채용하는 타이밍에서 인버터가 스위칭하는 경우와 비교하여 Δ로 지연된다. 따라서 (Td－Δ)＝Δ가 되도록, 즉 Δ＝Td/2(즉 δ＝Td/T)에 선정함으로써, 스위치(Sup)가 도통하는 기간의 길이(전류(Idc)가 흐르는 기간의 길이)를 캐리어(C2)가 지령값(drt＋dst·dO) 이상 혹은 지령값(drt(1－dO)) 이하를 채용하는 기간의 길이와 동일하게 할 수 있다. 따라서 데드 타임의 존재에 상관없이, 전위(Vu)가 중간상의 전위(Vmid)를 채용하는 기간의 길이도 캐리어(C2)가 지령값(drt＋dst·dO) 이상을 채용하는 기간의 길이와 동일하게 할 수 있다. 마찬가지로, 전위(Vu)가 최대상의 전위(Vmax)를 채용하는 기간의 길이도 캐리어(C2)가 지령값 drt(1－dO) 이하를 채용하는 기간의 길이와 동일하게 할 수 있다.

다음에 도 6을 이용하여, 출력단(Pu)으로부터 부하 전류가 흘러들어가는 경우(부하 전류가 마이너스인 경우)에 있어서의 데드 타임에 대해서 고찰한다. 이 경우에는 제1의 실시의 형태에서 설명한 것처럼, 데드 타임에 있어서 출력단(Pu)이 직류 전원선(LH)과 접속되므로, 데드 타임을 단순히 설정하는 경우와 비교하여 전위(Vu)가 중간상의 전위(Vmid)나 최대상의 전위(Vmax)를 채용하는 기간을 데드 타임의 기간만큼 단축하는 보상이 필요해진다.

본 실시의 형태에서는, 이 경우도 기준값(drt＋dst·dO)으로부터 소정의 수정값(δ)만큼 작은 값(drt＋dst·dO－δ)을 제1 지령값으로 하고, 기준값(drt(1－dO))보다도 수정값(δ)만큼 큰 값(drt(1－dO)＋δ)을 제2 지령값으로서 채용한다. 단, 수정값의 절대값은 부하 전류가 플러스인 경우와 마찬가지로 Td/T이지만, 마이너스의 값을 채용한다(δ＝－Td/T＜0).

이에 따라 지령(Sun^**)이 상승하는 타이밍은, 캐리어(C2)가 지령값(drt＋dst·dO)이나, 지령값(drt(1－dO))을 채용하는 타이밍에서 인버터가 스위칭하는 경우와 비교하여 Δ로 지연된다. 또한 지령(Sun^**)이 상승하는 타이밍은, 캐리어(C2)가 지령값(drt＋dst·dO)이나, 지령값(drt(1－dO))을 채용하는 타이밍에서 인버터가 스위칭하는 경우와 비교하여 (Td－Δ)로 지연된다. 따라서 Δ＝Td/2로 선정함으로써, 스위치(Sun)가 비도통하는 기간의 길이(전류(Idc)가 흐르는 기간의 길이)를 캐리어(C2)가 지령값(drt＋dst·dO) 이상 혹은 지령값(drt(1－dO)) 이하를 채용하는 기간의 길이와 동일하게 할 수 있다.

이상과 같이 하여, 제2의 실시의 형태에서는 데드 타임을 고려하지 않은 경우의 지령값을 기준값으로 하고, 당해 기준값에 대해서 수정값을 가감하므로, 복잡한 연산 처리를 필요로 하지 않고, 데드 타임을 설정하면서 이에 기인하는 출력 전압 오차를 제거하고, 데드 타임 및 영 전압 벡터 중 어느 하나에 기인하는 입력 전류의 왜곡도 제거할 수 있다.

데드 타임(Td)의 존재에 의해 전압 벡터(VO, V4)를 채용하는 기간은 변동하고, 당해 기간을 각각 부호(VO’, V4’)로 도시했다. 기간(V4’)의 소실에 대해서는 제1의 실시의 형태에서 설명한 대로, 필연적인 것은 아니다.

데드 타임의 존재를 고려한 영 전압 벡터(VO’)를 이용하여, 본 실시의 형태에 있어서의 인버터(2)의 스위칭 양태는, 출력단(Pu)으로부터 부하 전류가 흘러나오는 방향을 플러스로 취하고, 부하 전류가 플러스인 경우에 있어서의 데드 타임에 대해서 고찰한다. 캐리어(C2)가 지령값(drt(1－dO)＋δ) 내지 지령값(drt＋dst·dO－δ)을 채용하는 기간에 있어서 영 전압 벡터(VO’)가 채용된다고 설명할 수 있다. 그리고 수정값(δ)의 부호 및 절대값이 상술과 같이 하여 선정되면, 데드 타임이 보상되게 된다.

제3의 실시의 형태

도 7 및 도 8은 본 실시의 형태의 제3의 실시의 형태에 있어서의 스위칭 동작을 나타내는 타이밍 차트이다. 본 실시의 형태에서는 제2의 실시의 형태와 비교하여, 캐리어의 파형을 톱니파로 한 점에서 다르다. 인버터의 지령값을 수정하여 데드 타임에 의한 영향을 보상하는 점에서 제2의 실시의 형태와 공통되는데, 캐리어의 파형을 톱니파로 한 점에서 다르다.

컨버터(1)의 전류에 이용하는 캐리어(C3)와 인버터(2)의 스위칭에 이용하는 캐리어(C4)는 동일한 것을 이용한다. 도 7 및 도 8에서는, 인버터(2)의 지령값을 상세하게 나타내기 위해 캐리어(C4)를 캐리어(C3)보다도 세로축 방향으로 확대하여 나타내는데, 어떠한 것이나 최소값을 0, 최대값을 1로서 나타내고 있다.

본 실시의 형태에서도 스위치 소자(Stn)가 도통하고 있는 상태에 있어서의 스위치 소자(Srp, Ssp)의 배타적 도통을 생각하므로, 지령값은 스위치 소자(Srp, Ssp)가 도통하는 듀티에 의거하여 설정된다. 캐리어(C3)의 경사는 시간에 대해서 선형이므로, 스위치 소자(Srp)에 캐리어(C3)가 값(0∼drt)을 취하는 경우에 도통시키고, 스위치 소자(Ssp)에 캐리어(C3)가 값(drt∼1)을 취하는 경우에 도통시키면, 그 도통 기간은 상기 듀티에 대응하게 된다. 따라서 제3의 실시의 형태에서도, 제1 및 제2의 실시의 형태에서 이용한 캐리어(C1)와 마찬가지로, 캐리어(C3)에 대한 지령값으로서 값(drt)을 채용한다.

이러한 스위칭의 채용에 의해, 캐리어(C3)의 1주기(T)는, 값(drt) 이상을 채용하는 기간(Ts)과, 값(drt) 이하를 채용하는 기간(Tr)으로 구분되고, 각각 dst·T, drt·T로 계산되게 된다.

컨버터(1)가 전류(轉流)하는 전후에서는 캐리어(C3)의 경사가 일정하거나, 혹은 캐리어(C3)가 최소값과 최대값의 사이를 천이할 때에 컨버터가 전류(轉流)한다.

그리고 본 실시의 형태에 있어서도, 우선 데드 타임을 고려하지 않은 경우의 캐리어(C4)의 지령값을, 값(drt)을 기준값으로 하여, 당해 기준값보다도 큰 쪽과 작은 쪽의 각각에 설정한다.

단, 캐리어(C3)는 톱니파를 채용하므로, 인버터(2)의 스위칭 양태가 영 전압 벡터를 채용하는 수법이 제1 및 제2의 실시의 형태와는 다르다. 도 3에 도시된 캐리어(C2)가 시간에 대해서 마이너스의 경사를 나타내는 구간이, 캐리어(C4)의 경사지는 구간에 상당한다. 그리고 캐리어(C2)에 있어서는, 이 구간의 양 끝에서 인버터(2)가 전압 벡터 V6(110)를 채용하고 있다.

따라서 본 실시의 형태에서는 인버터(2)의 스위칭에 있어서, 제1 및 제2의 실시의 형태와 동일하게 하여 한쌍의 전압 벡터 V4(100)의 사이에 있는 영 전압 벡터 VO(000)를 채용할 뿐만 아니라, 한쌍의 전압 벡터 V6(110)의 사이에 있는 영 전압 벡터 V7(111)도 채용할 필요가 있다. 다른 전압 벡터가 인접하는 기간에 설정되는 경우, 2개의 전압 벡터의 천이는 통상, 하나의 아암의 스위칭만으로 실행되기 때문이다.

이 때문에, 본 실시의 형태에 있어서 우선 데드 타임을 고려하지 않은 경우의 캐리어(C4)의 지령값을 기준값으로 하여, 기준값(drt)보다도 큰 쪽과 작은 쪽의 각각에 있어서, 이하와 같이 설정한다. 구체적으로는 캐리어(C4)가 기준값(drt)으로부터 최대값(＝1)까지의 사이를 dO와 (d4＋d6)와 d7(＝1－dO－d4－d6)의 비로 이 순서로 내분하는 기준값(drt＋dst·dO), (drt＋dst(dO＋d4＋d6))을 설정한다. 또한 기준값(drt)으로부터 최소값(＝0)까지의 사이를 dO와 (d4＋d6)와 d7의 비로 이 순서로 내분하는 기준값 drt(1－dO), drt(1－dO－d4－d6)를 설정한다.

이에 따라, 제1의 실시의 형태와 동일하게 하여 영 전압 벡터(VO)는 기간(Ts, Tr)에 있어서, 각각 T·dst·dO, T·drt·dO로 되고, 값(dst, drt)의 비로 안분된다. 이와 마찬가지로, 영 전압 벡터(V7)도 기간(Ts, Tr)에 있어서, 각각 T·dst·d7, T·drt·d7로 되고, 값(dst, drt)의 비로 안분된다. 기간(Ts, Tr)의 비도 값(dst, drt)의 비로 된다. 따라서 상기의 기준값(drt＋dst·dO), (drt＋dst(dO＋d4＋d6)), drt(1－dO), drt(1－dO－d4－d6)를 지령값으로서 채용하면, 전류가 흐르지 않는 기간은, 기간(Ts, Tr)의 각각에 있어서, 각각의 기간의 길이에 비례하여 발생하고, 영 전압 벡터에 기인하는 입력 전류의 왜곡은 제거된다.

또한, 출력단(Pu)은, 영 전압 벡터(VO, V7) 이외에 인버터(2)가 채용하는 전압 벡터(V4, V6)에 있어서 직류 전원선(LH)과 계속 도통한다. 또한 출력단(Pw)은, 영 전압 벡터(VO, V7) 이외에 인버터(2)가 채용하는 전압 벡터(V4, V6)에 있어서 직류 전원선(LL)과 계속 도통한다.

그런데, 데드 타임을 고려하는 경우에는, 기준값(drt＋dst·dO), (drt＋dst(dO＋d4＋d6)), drt(1－dO), drt(1－dO－d4－d6)에 대해서 수정량(δ)을 가감하지 않으면 안된다. 또한, 영 전압 벡터(VO, V7)가 2종 존재하므로, 출력 전압의 오차는 2상의 통전 상태에 의해 결정된다.

도 7은 u상의 출력단(Pu)에 흐르는 부하 전류가 플러스이고, w상의 출력단(Pw)에 흐르는 부하 전류가 마이너스인 경우에 대해서 도시했다. 이 경우, 지령(Sup^**, Sun^**)은 도 5의 캐리어(C2)의 경사가 마이너스인 영역과 동일하게 해야 한다. 따라서 수정량(δ)을 플러스로 하고, 기준값(drt＋dst·dO), drt(1－dO)으로 가감하여, 지령값(drt＋dst·dO)－δ, drt(1－dO)＋δ를 얻는다. 또한 지령(Swp^**, Swn^**)은 도 6의 캐리어(C2)의 경사가 마이너스인 영역과 동일하게 해야한다. 따라서 수정량(δ)을 마이너스로 하고, 기준값(drt＋dst(dO＋d4＋d6)), drt(1－dO－d4－d6)으로 가감하여, 지령값(drt＋dst(dO＋d4＋d6))－δ, drt(1－dO－d4－d6)＋δ을 얻는다.

도 8은 u상의 출력단(Pu)에 흐르는 부하 전류가 마이너스이고, w상의 출력단(Pw)에 흐르는 부하 전류가 플러스인 경우에 대해서 도시했다. 이 경우, 지령(Sup^**, Sun^**)은 도 5의 캐리어(C2)의 경사가 플러스인 영역과 동일하게 해야한다. 따라서 수정량(δ)을 마이너스로 하고, 기준값(drt＋dst·dO), drt(1－dO)으로 가감하여, 지령값(drt＋dst·dO)－δ, drt(1－dO)＋δ를 얻는다. 또한 지령(Swp^**, Swn^**)은 도 6의 캐리어(C2)의 경사가 플러스인 영역과 동일하게 해야한다. 따라서 수정량(δ)을 플러스로 하고, 기준값(drt＋dst(dO＋d4＋d6)), drt(1－dO－d4－d6)으로 가감하여, 지령값(drt＋dst(dO＋d4＋d6))－δ, drt(1－dO－d4－d6)＋δ을 얻는다.

본 실시의 형태에서도, 데드 타임(Td)을 보상하기 위해서는 Δ＝Td/2로 된다. 단, 캐리어(C2)의 기울기의 절대값이 2/T인 것에 대해, 캐리어(C4)의 기울기의 절대값은 1/T이므로, Δ＝δ·T로 된다. 따라서 수정값(δ)의 절대값은 Td/2T로 된다.

데드 타임(Td)의 존재에 의해 전압 벡터(VO, V4, V6, V7)를 채용하는 기간은 변동하고, 당해 기간을 각각 부호(VO’, V4’, V6’, V7’)로 도시했다. 데드 타임의 존재를 고려한 영 전압 벡터(VO’, V7’)를 이용함으로써, 본 실시의 형태에 있어서의 인버터(2)의 스위칭 양태는 이하와 같이 설명할 수 있다. 캐리어(C4)가 지령값 drt(1－dO)＋δ 내지 (drt＋dst·dO)－δ를 채용하는 기간에 있어서는 영 전압 벡터(VO)가 채용된다. 캐리어(C4)가 지령값 (drt＋dst(dO＋d4＋d6))－δ 이상 또는 지령값 drt(1－dO－d4－d6)＋δ 이하를 채용하는 기간에 있어서는 영 전압 벡터(V7)가 채용된다. 그리고 수정값(δ)의 부호 및 절대값이 상술과 같이 하여 선정되면, 데드 타임이 보상되게 된다.

이상과 같이 하여, 제3의 실시의 형태에 있어서도, 제2의 실시의 형태와 마찬가지로, 데드 타임을 고려하지 않은 경우의 지령값을 기준값으로 하여, 당해 기준값에 대해서 수정값을 가감하므로, 복잡한 연산 처리를 필요로 하지 않고, 데드 타임을 설정하면서 이에 기인하는 출력 전압 오차를 제거하고, 데드 타임 및 영 전압 벡터 중 어느 하나에 기인하는 입력 전류의 왜곡도 제거할 수 있다.

제4의 실시의 형태

본 실시의 형태에서는, 컨버터(1)의 전류(轉流)의 타이밍을 정하고, 인버터(2)의 스위칭의 지령값의 기준이 되는 값의, 설정 방법의 일예에 대해서 설명한다.

전압형 인버터에서는 영 전압 벡터를 채용하는 경우를 제외하고, 하나의 상에 대해서는 하이 아암측의 스위칭 소자가 도통하고, 다른 하나의 상에 대해서는 로우 아암측의 스위칭 소자가 도통하며, 나머지의 하나의 상에 대해서는 하이 아암측의 스위치 소자와, 로우 아암측의 스위치 소자가 교대로 도통한다(데드 타임을 제외한다).

따라서 전압형 인버터에서의 전압 지령의 파형은, 항상 어느 하나의 상의 전압 지령이 캐리어의 최대값을 채용하고, 다른 하나의 상의 전압 지령이 캐리어의 최소값을 채용한다. 그리고 나머지 하나의 상의 전압 지령이 캐리어의 최소값과 최대값의 사이의 값을 채용하고, 다른 2개의 상에 대한 중간상으로서 파악할 수 있다.

도 9는 이러한 전압 지령(Va^*, Vb^*, Vc^*)을 예시하는 그래프이다. 전압 지령(Va^*, Vb^*, Vc^*)은 각각 360도 주기로서 서로 120도 어긋나 있고, 120도로 연속하는 평탄 구간의 한쌍과, 이들 한쌍의 평탄 구간을 연결하는 60도의 경사 영역의 한쌍을 가지는 사다리꼴파를 나타낸다. 여기에서는 전압 지령(Va^*, Vb^*, Vc^*)의 최소값, 최대값으로서 각각 값(－1, 1)을 채용하는 경우를 예시했다. 도 9에 있어서 예를 들면 위상각 0∼60도에 있어서 전압 지령(Vb^*)은 중간상이고, 이 때에 전압 지령(Va^*, Vc^*)이 각각 값(1, －1)을 채용하는 것을 감안하면, 전압 지령(Vb^*)은 값(－1, 1)을 (1＋Vb^*), (1－Vb^*)로 내분하는 것을 알 수 있다.

한편, 제1의 실시의 형태에서 설명한 것처럼, 캐리어(C2)는 인버터(2)의 지령값과 비교되어, 인버터(2)는 전압형이므로, 전압 벡터(VO, V4, V6, V4)가 이 순서로 반복되기 위한 지령값을 생성하기 위해서는, 값(dO, dO＋d4, dO＋d4＋d6＝1)을 채용하는 출력 전압 지령 신호(Vu^*, Vv^*, Vw^*)와, 기준값(drt)이 필요해진다(값(dst)는 1－drt로 구해진다).

여기서, 사다리꼴파 전압 지령(Va^*, Vb^*, Vc^*)으로 나타나는 파형을 각각 r상, s상, t상에 대한 전압 지령(Vr^*, Vs^*, Vt^*)으로서 채용하고, 그 중의 중간상을 검출한다. 캐리어(C1, C2)의 어느것이나 최소값, 최대값을 0, 1로 했으므로, 당해 중간상의 값에 1/2를 곱하여 1/2를 가산하여, 인버터(2)의 기준값(도 3에 나타내는 값(drt))으로서 채용한다. 구체적으로는 캐리어(C2)가 당해 기준값 이상인 기간과, 당해 기준값 이하인 기간을, 전압 벡터에 따른 값으로 내분한다.

또한 캐리어(C1)가 상기 중간상의 값을 채용하는 시점을, 컨버터(1)의 전류(轉流)의 타이밍으로 한다. 이에 따라, 상기 실시의 형태에서 설명된 것처럼, 컨버터(1)의 PWM 제어용의 캐리어(C1)와, 인버터(2)의 PWM 제어용의 캐리어(C2)에 동일한 파형을 채용할 수 있다. 이하, 전압 지령(Vr^*, Vs^*, Vt^*)을 캐리어(C1)와의 비교 대조로 채용하면서도, 캐리어(C1)가 전압 지령(Vr^*, Vs^*, Vt^*)의 중간상의 값을 채용하는 타이밍에서 컨버터(1)가 전류(轉流)하는 것에 대해서 설명한다.

도 10은 스위치 지령(Srp^*, Ssp^*, Stp^*, Srn^*, Ssn^*, Stn^*, Sup^**, Svp^**, Swp^**, Sun^**, Svn^**, Swn^**)을 얻기 위한 제어 회로(3)를 나타내는 블록도이다. 스위치 지령(Srp^*, Ssp^*, Stp^*, Srn^*, Ssn^*, Stn^*)은, 각각 컨버터(1)의 스위치 소자(Srp, Ssp, Stp, Srn, Ssn, Stn)의 도통/비도통을 지시하고, 스위치 지령(Sup^**, Svp^**, Swp^**, Sun^**, Svn^**, Swn^**)는, 각각 인버터(2)의 스위치 소자(Sup, Svp, Swp, Sun, Svn, Swn)의 데드 타임을 고려한 도통/비도통을 지시한다.

컨버터(1)를 제어하는 부분(이하 「컨버터 제어부」)은, 사다리꼴파 형상 전압 지령 신호 생성부(11)를 가지고 있고, 여기서 캐리어(C1)와 비교되는 사다리꼴파 형상 전압 지령 신호(Vr^*, Vs^*, Vt^*)가 생성된다. 인버터(2)를 제어하는 부분(이하 「인버터 제어부」)은, 사다리꼴파 형상 전압 지령 신호 생성부(21)를 가지고 있고, 여기서 캐리어(C2)와 비교되는 사다리꼴파 형상 전압 지령 신호(Vu^*, Vv^*, Vw^*)가 생성된다.

중간상 검출부(14)는 사다리꼴파 형상 전압 지령 신호(Vr^*, Vs^*, Vt^*)의 중간상을 검출하여, 최대상과 중간상의 차, 최소상과 중간상의 차, 혹은 나아가 양자의 비를 구한다. 여기서는 캐리어(C2)의 진폭에 정합시켜 사다리꼴파 형상 전압 지령 신호(Vr^*, Vs^*, Vt^*)의 최대 진폭이 1이고, 도 10에서는 도 3에 의거한 동작을 기재하고 있으므로, |Vr^*－Vt^*|로서 값(drt)을 구하고, |Vs^*－Vt^*|로서 값(dst)을 구할 수 있다.

인버터(2) 제어부는, 인버터(2)의 출력 전압에 대한 지령값인 전압 지령(Vu^*, Vv^*, Vw^*)을 생성하는 출력 전압 지령 신호 생성부(21)를 가지고 있다. 여기에서는 사다리꼴파 형상 전압 지령 신호(Vu^*, Vv^*, Vw^*)의 최대 진폭을, 캐리어(C2)의 진폭에 정합시켜 1로 한다. 물론, 캐리어(C1, C2)의 진폭은 반드시 1일 필요는 없고, 그 진폭에 비례시켜 사다리꼴파 형상 전압 지령 신호(Vr^*, Vs^*, Vt^*, Vu^*, Vv^*, Vw^*)의 최대 진폭을 결정할 수 있다.

인버터(2) 제어부는, 컨버터 제어용의 사다리꼴파 형상 전압 지령 신호(Vr^*, Vs^*, Vt^*)의 중간상으로부터 구해진 값으로 전압 지령(Vu^*, Vv^*, Vw^*)을 각각 보정하는 제1 보정부(22), 제2 보정부(23)를 가지고 있다.

제1 보정부(22)로부터의 출력은 캐리어(C2)가 값(drt) 이상을 채용하는 영역(캐리어(C1)와 캐리어(C2)는 동일하므로, 환언하면 기간(Ts)에 있어서의 캐리어(C2)의 영역)에 있어서의 지령값을, 제2 보정부(23)로부터의 출력은 캐리어(C2)가 값(drt) 이하를 채용하는 영역(캐리어(C1)와 캐리어(C2)는 동일하므로, 환언하면 기간(Tr)에 있어서의 캐리어(C2)의 영역)에 있어서의 지령값을, 각각 나타내게 된다.

구체적으로는, 도 3의 경우를 예로 들어, 인버터(2)에 있어서는 스위치 소자(Swn)가 도통하고, 스위치 소자(Swp)가 비도통 상태이므로, 전압 지령(Vu^*, Vv^*, Vw^*)은 각각 dO, dO＋d4, 1이 된다. 따라서 기간(Ts)에 있어서의 캐리어(C2)에 대한 지령값(drt＋dst·dO, drt＋dst(dO＋d4), drt＋dst(＝1))를 얻기 위해서는, 전압 지령(Vu^*, Vv^*, Vw^*)의 각각 대해서 값(dst)을 곱하고 다시 값(drt)와의 합을 채용하면 된다. 이를 도 10에서는 「drt＋dst·V^*」로서 표시했다. 여기서 기호 V^*는 전압 지령(Vu^*, Vv^*, Vw^*)을 대표하는 표기이다. 물론, dst＝1－drt인 것을 감안하여, drt(1－V^*)＋V^*로서 지령값을 구해도 된다.

마찬가지로, 기간(Tr)에 있어서의 캐리어(C2)에 대한 지령값(drt(1－dO), drt(1－dO－d4), drt(1－dO－d4－d6)(＝0))을 얻기 위해서는, 전압 지령(Vu^*, Vv^*, Vw^*)의 각각을 1부터 빼고 다시 값(drt)을 곱하면 된다. 이를 도 10에서는 「drt(1－V^*)」로서 표시했다.

이와 같이 하여 얻어진 6개의 지령값은 비교부(24)에 있어서 캐리어(C2)와 비교된다. 스위치 소자(Sup, Svp, Swp, Sun, Svn, Swn)는 기간(Tr, Ts)의 각각에 있어서 전압 벡터(VO, V4, V6, V4)를 구성하는 스위칭을 행한다. 예를 들면 u상에 대해서 말하면, 스위치 소자(Sup, Sun)가 기간(Tr, Ts)의 각각에 있어서 스위칭한다. 따라서 상기의 비교 결과는 상마다 논리합이 구해지고, 스위치 지령(Sup^**, Svp^**, Swp^**, Sun^**, Svn^**, Swn^**)이 구해진다. 이러한 논리합의 연산은 논리합 연산부(25)에 있어서 행해진다.

그런데, 컨버터 제어부는 비교부(12)를 가지고 있고, 여기서 사다리꼴파 형상 전압 지령 신호(Vr^*, Vs^*, Vt^*)와 캐리어(C1)가 비교된다. 이 비교 결과와, 스위치 지령(Srp^*, Ssp^*, Stp^*, Srn^*, Ssn^*, Stn^*)의 관계에 대해서 이하에 기술한다.

앞에 게재한 비특허 문헌 5에는, 전압형 인버터의 상 전압과 전류형 인버터의 상 전류의 쌍대성, 및 전압형 인버터의 선간 전압과 전류형 인버터의 상 전류의 쌍대성을 감안하여, 선 전류 지령값에 의거하는 스위칭과 상 전류 지령값에 의거하는 스위칭의 대응 관계에 대해서 교시하고 있다.

도 11은 여기서 검토하는 인버터의 구성을 나타내는 회로도이다. 당해 인버터는, 컨버터(1)의 스위칭에 대해서 검토하기 위한 것이며, 인버터(2)와는 직접적으로는 관계없으므로, 3상 교류에 대해서 a상, b상, c상의 명칭을 채용한다. 당해 인버터는 a상의 하이 아암측에 스위치 소자(Sap)를, 로우 아암측에 스위치 소자(San)를, 각각 가지고 있다. 당해 인버터는 동일하게 하여, b상에 있어서 스위치 소자(Sbp, Sbn)를, c상에 있어서 스위치 소자(Scp, Scn)를, 각각 가지고 있다.

a상의 선 전류(ia)는, a상―c상간의 상 전류(ica)와 b상―a상간의 상 전류(iba)의 차로 구해지므로, 이들 한쌍의 상 전류를 흐르게 하는 스위칭을 행하는 경우만, a상 전류가 흐른다. 다른 상의 선 전류에 대해서도 동일하다. 여기서, 상 전류(ijk)가 상부 아암측의 스위치 소자에 흐르는지 여부를 기호(Sjk)로, 하부 아암측의 스위치 소자에 흐르는지 여부를 기호(SjkB)로 표시하기로 한다. 여기서 기호(j, k)는 상호 다르면서도 기호(a, b, c)를 대표하고, 기호(Sjk, SjkB)가 2값 논리 “1”/“0”을 취함으로써, 상 전류(ijk)가 「흐른다」/「흐르지 않는다」를 나타내기로 한다.

인버터가 상 전압 지령과 캐리어의 비교에 의거하여 선 전류를 흐르게할 때, 하이 아암측의 스위치 소자(Sjp), 로우 아암측의 스위치 소자(Sjn)의 도통/비도통을 제어하는 스위치 지령을, 각각 기호(Sj^＋, Sj^－)로 표시하면, 비특허 문헌 5에 나타내는 내용은 이하와 같이 된다.

<수식 7>

여기서 다시, 전압형 인버터의 상 전압과 전류형 인버터의 상 전류의 쌍대성을 감안하면, 상기의 각 식의 우변의 논리값은, 전압형 인버터에서의 상 전압과 캐리어의 비교 결과로서 얻어지는 것을 알 수 있다. 비특허 문헌 5에 의하면, 상 전류(ijk)의 지령값이 상 전압(Vj)의 지령값과 대응한다. 따라서 기호(Sjk)의 논리는 상 전압 지령(Vj^*)과 캐리어의 비교에 의해 스위치 소자(Sjp)를 도통시키는 논리와 일치하고, 기호(SjkB)의 논리는 상 전압 지령(Vj^*)과 캐리어는 비교에 의해 스위치 소자(Sjn)를 도통시키는 논리와 일치한다.

지금부터, 도 9에서 나타난 전압 지령(Va^*, Vb^*, Vc^*)에 있어서 위상각이 0∼60도에 있는 경우를 설명한다. 전압 지령(Va^*, Vc^*)은 각각 값(1, －1)을 채용하므로, Sac＝1, SacB＝0, Scb＝0, ScbB＝1이 된다. 이에 따라, Sa^＋＝SbaB, Sb^＋＝Sba, Sc^＋＝Sa^－＝Sb^－＝0이 된다.

기호(SbaB)의 논리는 상 전압 지령(Vb)과 캐리어의 비교에 의해 스위치 소자(Sap, Sbp)를 각각 도통/비도통시키는 논리와 일치하고, 기호(Sba)의 논리는 상 전압 지령(Vb)과 캐리어의 비교에 의해 스위치 소자(Sbp, Sap)를 각각 도통/비도통시키는 논리와 일치한다. 보다 구체적으로는, 상 전압 지령(Vb)이 캐리어 이하인 경우에는 스위치 소자(Sap)를 도통시키고, 이상인 경우에는 스위치 소자(Sbp)를 도통시킨다. 그리고 기호(Sa^＋, Sb^＋)는 선전류를 흐르게 할 때 각각 스위치 소자(Sap, Sbp)를 도통시키는 기간을 나타낸다.

이를 본원에 의거하여 보면, a상, b상, c상을 각각 r상, s상, t상으로 바꿔 읽고, 전압 지령 신호(Vs^*)가 캐리어(C1) 이하인 경우에는 스위치 소자(Srp)가 도통하고, 캐리어(C1) 이상인 경우에는 스위치 소자(Ssp)가 도통한다. 캐리어(C1)의 최소값이 0인 것을 감안하면, 전압 지령 신호(Vs^*)의 값이 스위치 소자(Srp)를 도통시키는 기간에 상당한다.

이상에서 전압 지령 신호(Vs^*)의 값은, 캐리어(C2)의 지령값을 구할 때의 기준값(drt)이 된다. 또한 컨버터(1)의 스위치 소자(Srp, Ssp)를 값(drt, 1－drt)의 비에 비례하는 기간에 교대로 도통시키는 전류의 타이밍을 캐리어(C1)의 값으로서 규정한다. 다른 위상각에 있어서도 마찬가지로, 전압 지령(Vr^*, Vt^*)의 값에 대해서는 상기의 설명이 타당하다.

상술과 같이 하여 결정되는 전압 지령 신호(Vr^*, Vs^*, Vt^*)와 캐리어(C1)의 비교에 의해 얻어진 결과는 비교부(12)로부터 전류형 게이트 논리 변환부(13)로 주어지고, 식(7)에서 나타낸 변환식에 준거한 변환이 행해진다. 당해 변환에 의해, 스위치 지령(Srp^*, Ssp^*, Stp^*, Srn^*, Ssn^*, Stn^*)이 구해진다.

제5의 실시의 형태

본 실시의 형태에서는, 제4의 실시의 형태에서 설명한 전압 지령 신호(Vr^*, Vs^*, Vt^*)의 바람직한 파형에 대한 일예를 나타낸다.

상술과 같이, 제4의 실시의 형태에서는 전압 지령 신호(Vr^*, Vs^*, Vt^*)로서 도 9에 예시된 전압 지령(Va^*, Vb^*, Vc^*)(캐리어(C1, C2)의 최소값, 최대값을 각각 0, 1로 하는 경우에는, 전압 지령(Va^*, Vb^*, Vc^*)에 1/2를 곱하여 1/2를 가산한다)을 채용했다. 그리고 이들 파형은 각각 360도 주기로서 상호 120도 어긋나 있고, 120도로 연속하는 평탄 구간의 한쌍과, 이들 한쌍의 평탄 구간을 연결하는 60도의 경사 영역의 한쌍을 가지는 사다리꼴파였다. 여기서 이하에서는 60도의 구간의 경사 영역의 파형에 대한 바람직한 함수형에 대해서 설명한다.

또한, 상기 게재의 비특허 문헌 1에 있어서는, 본원에서는 스위치 소자(Srp, Ssp)로서 나타내는 스위치 소자를 도통시키는 기간의 비, 즉 도통비의 바람직한 관계에 대해서 나타내고 있다. 여기서 본 실시의 형태에서는 우선, 비특허 문헌 1에서 나타낸 바람직한 통류비에 대해서 설명한다. 그리고 그 후, 이러한 통류비를 실현하기 위해서, 전압 지령 신호(Vr^*, Vs^*, Vt^*)가 어떠한 경사 영역을 가지게 되는지에 대해서 설명한다.

도 12는, 컨버터(1)의 입력단(Pr, Ps, Pt)에 각각 입력되는 상 전압(Vr, Vs,

Vt)과, 각 상의 통류비(듀티)와, 직류 전원선(LH, LL)의 사이의 전압과, 입력 전류(Ir, Is, It)를 예시하는 그래프이다. 각 상 전압(Vr, Vs, Vt)은, 2개의 상 전압이 플러스이고 나머지 1개의 상 전압이 마이너스인 영역(1)과, 2개의 상 전압이 마이너스이고 나머지의 1개의 상 전압이 플러스인 영역(2)중 어떠한 영역으로 구별된다. 그리고, 이들 영역(1, 2)이 위상각 60도마다 교대로 반복되어 나타난다. 구체적으로는 상 전압(Vr, Vs, Vt)은 하기의 식에 의거한다.

<수식 8>

컨버터의 1개의 스위칭 양태로서, 영역(1, 2)의 각각에 있어서, 상 전압의 절대값이 가장 큰 상(최대상 혹은 최소상)에 대해서는 스위치 소자를 항상 도통시키고, 그 이외의 2개의 상(이들은 모두 최대상 또는 최소상과는 극성이 반대)에 대해서는 소정의 통류비로 스위치 소자를 도통시킨다.

통류비가 플러스인 경우는 스위치 소자(Srp, Ssp, Stp)의 듀티를 나타내고, 통류비가 마이너스인 경우에는 스위치 소자(Srn, Ssn, Stn)의 듀티를 나타낸다. 상술에서 예시한 것처럼, 최소상에 대응하는 상에 대해서는 직류 전원선(LL)에 접속되는 스위치 소자가 항상 도통하므로 통류비는 ―1이고, 최대상에 대응하는 상에 대해서는 직류 전원선(LH)에 접속되는 스위치 소자가 항상 도통하므로 통류비는 1이다.

예를 들면 위상각 30도에서 90도까지의 영역은 상기의 영역(1)으로 분류된다. 당해 영역에 있어서 t상은 최소상이고, 상 전압의 절대값이 가장 크고, 또한 그 극성이 마이너스이므로, 스위치 소자(Stn)를 항상 도통시킨다. 그 외의 상인 r상, s상에 대해서는, 상 전압의 극성이 플러스이므로, 스위치 소자(Srp, Ssp)를 각각 이하의 통류비(drt, dst)로 배타적으로 도통시킨다.

<수식 9>

drt＝｜cosθr/cosθt｜, dst＝｜cosθs/cosθt｜ …(9)

단, θr,θs,θt는 각각 상 전압(Vr, Vs, Vt)의 위상이므로,θs＝θr－2π／3,θts＝θr＋2π／3의 관계에 있다.

또한 위상각 90도에서 150도까지의 영역에 있어서는 상기의 영역(2)으로 분류된다. 당해 영역에 있어서, s상은 최대상이고, 그 절대값이 가장 크고, 또한 그 극성이 플러스이므로, 스위치 소자(Ssp)를 항상 도통시킨다. 그 외의 상인 r상, t상에 대해서는, 상 전압의 극성이 마이너스이므로, 스위치 소자(Srn, Stn)를 각각 이하의 통류비로 배타적으로 도통시킨다(도 12에서 마이너스로 되는 통류비는 상 전압의 극성이 마이너스인 것을 나타내고 있다).

<수식 10>

dst＝｜cosθt/cosθs｜, drs＝｜cosθr/cosθs｜ …(10)

또한, 위상각이 60도마다의 영역에 있어서, 항상 도통시키는 스위치 소자와, 상호 배타적으로 전환하여 도통시키는 스위치 소자를 표 1에 표시한다.

［표 1］

최대상 혹은 최소상에 대응하는 스위치 소자는 항상 도통하므로, 직류 전원선(LH, LL)의 사이에 인가되는 전압(이하, 「직류 링크 전압」이라고 부른다)으로는, 최대상과 최소상의 사이의 선간 전압(Emax)과, 최소상과 중간상(영역 1) 또는 최대상과 중간상(영역 2)의 사이의 선간 전압(Emid)의 2개의 전압이 얻어진다. 또한, 직류 링크 전압의 평균값(Vdc)은, 각각의 통류비를 곱함으로써 얻어지고, 다음과 같이 표시되고, 상기의 통류비로 스위칭함으로써, 직류 링크 전압은 맥류상(脈流狀)의 전압 파형이 된다.

<수식 11>

인버터(2)측에 있어서는, 이 전압(Vdc)을 입력으로서 이용하여 제어를 행한다. 인버터(2)측에서는 맥류분을 보상하도록 전압 제어를 행하므로, 통전 시간에는 맥류분(cosθin)이 곱해진다. 또한, 인버터(2)의 부하는 유도성이므로, 전류원으로서 파악할 수 있다. 따라서 직류 전원선(LH, LL)를 흐르는 전류(idc＿avg)는, 인버터의 출력 전류의 진폭을 I0으로 하고,

로 나타낸다. 단, k는 변조율로서 0＜k＜√3/2,

는 출력 전압과 출력 전류의 위상차이다.

컨버터(1)측에서는 1상이 도통 상태이고, 2상이 각각의 통류비로 스위칭하므로, 예를 들면 위상각 30도에서 90도의 영역에 있어서, 각 상의 입력 전류(ir, is, it)는, 다음과 같이 표시된다.

<수식 12>

그 외의 위상각에 대해서도 동일한 결과로 되고, 이는 도 3에 도시하는 바와같이 입력 전류(ir,is, it)를 정현파로 할 수 있다.

상기 통류비는, 상 전압(r, Vs, Vt)의 대상성으로부터, 영역 1, 2의 각각에 있어서 개별적으로 위상각φ(0≤φ≤π／3)을 도입하면, 경사 영역의 파형의 절대값은, 각 상의 경사 영역에 대해서 공통으로 표현할 수 있다. 여기서는 30≤θ≤90의 영역(1)을 고찰의 대상으로 하여 경사 영역의 파형을 인도한다. 이 영역에서는 φ=θ―π／6의 관계가 성립하므로, 위상각(φ)이 증대함과 더불어 통류비가 증대하는 경사 영역에서는 그 통류비는

<수식 13>

로 표시된다. 동일하게 하여 위상각(φ)이 증대함과 더불어 통류비가 감소하는 경사 영역에서는 그 통류비는 (1＋√3tan(φ―π／6))/2로 표시된다.

따라서 전압 지령 신호(Vr^*, Vs^*, Vt^*)의 경사 영역은, 그 개시기를 기준으로 하는 위상각(φ)을 도입하여, 상기 통류비로서 표현할 수 있다. 예를 들면 도 9를 참고로 하여, b상을 s상과 바꿔 읽어, 전압 지령 신호(Vs^*)는 하기와 같이 표시된다.

<수식 14>

다른 상에 대해서도 동일하다. 물론, 캐리어(C1)의 진폭, 중앙값이 다르면 상기의 표현도 다르다. 예를 들면 캐리어(C1)의 최소값 및 최대값을 각각 m, M으로 하면 그 진폭은 (M－m)/2, 중앙값은 (M＋m)/2로 되므로, 사다리꼴파는 하기로 표시된다.

<수식 15>

예를 들면 캐리어(C1)의 최소값 및 최대값이 각각 ―1 1이면, 경사 영역 중, 위상각의 증대와 함께 증대하는 영역에 있어서는 당해 사다리꼴파는 √3tan(φ―π／6)을 취하고, 위상각의 증대와 함께 감소하는 영역에 있어서는 당해 사다리꼴파는 ―√3tan(φ―π／6)을 취한다.

제 6의 실시의 형태

본 실시의 형태에서는, 제5의 실시의 형태에서 설명한 전압 지령 신호(Vr^*, Vs^*, Vt^*)를 얻기 위한 간단한 연산에 대해서 설명한다. 여기에서는 특허 문헌 2에 기재된 수법을 이용하여, 처리를 더 추가하여 전압 지령(Vr^*, Vs^*, Vt^*)을 구한다. 구체적으로는 도 10을 참조하여, 사다리꼴파 형상 전압 지령 신호 생성부(11)는 r상의 파형(Vr)을 전원 동기 신호로서 입력한다. 이에 의거하여, 전압 지령 신호의 근원이 되는 전압 파형을 구한다. 구체적으로는 각 상의 전압 파형은 하기와 같이 나타난다(도 12의 상 전압 참조).

<수식 16>

다음에, 이들 3상의 중간상의 1/2를 각각에 추가한다. 예를 들면 위상각 0도부터 60도에 있어서는, 중간상은 r상이다. 따라서 이 위상각의 범위에서, 새로운 전압 파형(Vr’, Vs’, Vt’)은

<수식 17>

가 얻어진다. 여기서 Vr＋Vs＋Vt＝0을 이용했다. 도 13은 전압 파형(Vr’, Vs’, Vt’)을 나타내는 그래프이며, Vm＝1/√3으로 했다.

직류 링크 전압(Vdc)의 고 전위측의 포락선(이하, 맥류 전압(Vlink)이라고 부른다)은, 최대상과 최소상의 전압차이고, 위상각 0도에서 60도에 있어서는, 선간 전압(Vrt)이다. 따라서 이 위상각의 범위에서 하기식이 성립한다.

<수식 18>

Vlink＝Vrt＝Vt－Vr＝√3sin(θ＋π/3) …(18)

따라서 수식(17), (18)로부터 하기식이 얻어진다.

<수식 19>

그리고 처리를 더 추가한다. 구체적으로는 전압 파형(Vr’)으로 전압 파형(Vr’, Vs’, Vt’)을 정규화한다. 이에 따라, 하기의 전압 파형(Vr”, Vs”, Vt”)이 얻어진다.

<수식 20>

또한 캐리어(C1)의 최소값 및 최대값이 각각 0, 1인 것을 감안하여, 이들 파형의 크기를 반으로 축소하고, 또한 최소값 및 최대값을 각각 0, 1로 한다. 구체적으로는 전압 파형(Vs”, Vt”)을 이용하여 하기의 연산이 행해진다.

<수식 21>

수식(21)은 0도부터 60도에 있어서 식(14)와 일치한다. 즉 상기의 처리에 의해 사다리꼴파 형상 전압 지령 신호(Vs^*)가 얻어진 것을 알 수 있다.

즉 사다리꼴파 형상 전압 지령 신호 생성부(11)는, 전원 동기 신호(Vr)를 얻어, 3상의 전압 파형을 생성하고, 그 중간상의 1/2를 각 파형에 가산하고, 그 가산한 결과를 최대상으로 정규화하는 처리를 행하여 사다리꼴파 형상 전압 지령 신호(Vs^*)를 얻는다. 다른 상에 대해서도 동일하게 하여 구할 수 있다.

제7의 실시의 형태

본 실시의 형태에서는, 컨버터(1)의 전류(轉流)의 타이밍을 정하는, 다른 설정에 대해서 설명한다. 구체적으로는 전류형 컨버터(1)의 캐리어(C1)의 지령값으로서 전류값을 채용하는 경우를 설명한다. 이 경우, 전류 지령값으로는, 통류비 자체를 채용하면 된다.

도 12를 참조하여, 위상각(θ)이 30도 내지 90도인 구간(여기에서는 t상의 로우 아암측 스위치 소자값이 항상 도통하고 있으므로, t상의 통류비는 ―1로서 나타나 있다)에서는, r상의 통류비(drt)와 s상의 통류비(dst)를, 캐리어(C1)의 지령값으로서 채용하면 된다.

환언하면 3상의 전류 지령값 중, 절대값이 최대로 되는 상 이외의 2상을 추출하고, 이를 캐리어(C1)의 지령값으로서 채용하면 된다. 또한 당해 2상의 지령값이 유통비 그 자체이므로, 이들을 제1 보정부(22), 제2 보정부(23)에 부여하면 된다.

이러한 처리를 위해서는, 예를 들면 중간상 검출부(14)를, 상기 2상을 검출하는 기능을 담당하는 처리부로 치환한다.

경사 영역에서의 통류비는 식(13)으로부터 구해지므로, 사다리꼴파의 경사의 절대값도, 캐리어(C1)의 최소값 및 최대값을 각각 m, M으로서 ((m＋M)＋√3·(M－m)·tan(φ-π／6))/2 혹은 ((m＋M)－√3·(M－m)·tan(φ-π／6))/2로서 표시할 수 있다.

이러한 사다리꼴파를 얻기 위해서, 예를 들면 사다리꼴파 형상 전압 지령 신호 생성부(11)를 전류 지령을 생성하는 처리부로 치환한다. 전원 동기 신호(Vr)에 의거하여 전류 지령을 생성하는 것이다.

단, r상의 전류 지령값(Ir^*)은 전원 동기 신호(Vr)로부터 π／6 어긋나게 할 필요가 있다. 식(9)에 나타내는 바와같이 하여 통류비가 정해지므로, 도 12에 나타나는 바와같이 경사 영역의 기점은 r상의 기점으로부터 30도 어긋나기 때문이다. 이와 같이 위상을 어긋나게 하는 처리도, 상기의 전류 지령을 생성하는 처리부에 담당하게 할 수 있다.

전압 지령의 중간상을 검출하여 전류형 컨버터(1)의 전류(轉流)를 행하게 하는 경우에는, 식(7)로 표시되는 변환이 필요했는데, 전류 지령의 2상을 검출하여 전류(轉流)를 행하게 하는 경우에는, 식(7)의 변환이 불필요해진다. 따라서 후자의 경우에는, 캐리어(C1)와 전류 지령의 비교 결과는, 인버터(2)의 제어와 마찬가지로, 논리합을 연산하는 것만으로 충분하다.

매트릭스 컨버터에의 응용

상술의 직접형 전력 변환기를 가상하여, 그 스위칭 양태에 의거하여 매트릭스 컨버터의 스위칭을 행할 수도 있다.

도 14는 매트릭스 컨버터의 구성을 예시하는 구성도이다. 입력단(Pr, Ps, Pt)과, 직접형 변환부(MCV)와, 출력단(Pu, Pv, Pw)을 구비한다. 입력단(Pr, Ps, Pt)으로부터 입력되는 3상 교류 입력 전압의 진폭, 주기의 적어도 어느 하나를 변환하여 3상 교류 출력 전압으로서 출력단(Pu, Pv, Pw)에 출력한다.

직접형 변환부(MCV)는, 스위치 소자(Sur, Sus, Sut, Svr, Svs, Svt, Swr, Sws, Swt)를 구비하고 있다. 3개의 스위치 소자(Sur, Sus, Sut)는, 입력단(Pr, Ps, Pt)의 각각과 출력단(Pu)의 사이에 접속되어 있다. 3개의 스위치 소자(Sv, Svs, Svt)는, 입력단(Pr, Ps, Pt)의 각각과 출력단(Pv)의 사이에 접속되어 있다. 3개의 스위치 소자(Swr, Sws, Swt)는, 입력단(Pr, Ps, Pt)의 각각과 출력단(Pw)의 사이에 접속되어 있다.

도 15는 이들 스위치 소자를 제어하는 스위치 지령을 생성하는 제어 회로(10)를 나타내는 블록도이다. 제어 회로(10)는 제어 회로(3)에 대해서 게이트 논리 합성부(33)를 추가한 구성을 가지고 있다.

직접형 변환부(MCV)의 제어에 대해서는, 도 1에 나타내는 컨버터(1), 인버터(2)를 가상한다. 그리고 상기의 실시의 형태와 동일하게 하여 전류형 게이트 논리 변환부(12)로부터 스위치 지령(Srp^*, Ssp^*, Stp^*, Srn^*, Ssn^*, Stn^*)을, 논리합 연산부(25)로부터 스위치 지령(Sup^**, Svp^**, Swp^**, Sun^**, Svn^**, Swn^**)을 얻는다.

그리고 게이트 논리 합성부(33)는, 스위치 지령(Srp^*, Ssp^*, Stp^*, Srn^*, Ssn^*, Stn^*, Sup^**, Svp^**, Swp^**, Sun^**, Svn^**, Swn^**)으로부터 다음의 식에 의해 행렬 변환하여, 직접 형태 변환부(MCV)의 스위치 신호로서 출력한다. 스위치 신호(S11, S12, S13, S21, S22, S23, S31, S32, S33)는, 각각 스위치 소자(Sur, Sus, Sut, Svr, Svs, Svt, Swr, Sws, Swt)에 대한 스위치 신호이다.

<수식 22>

따라서 상기 실시의 형태에 의거하여, 어떠한 것이나 가상적인 컨버터(1) 및 인버터(2)를 동작시키므로, 직접형 변환부(MCV)의 스위칭에 의해서나, 본 전력 변환 장치에 있어서도 3개의 출력단(Pu, Pv, Pw)에 생기는 영 전압이나, 데드 타임에 기인하여 생기는 입력단(Pr, Ps, Pt)에 있어서의 전류의 왜곡을 억제할 수 있다.

본 발명은 상세하게 설명되었는데, 상기한 설명은, 모든 국면에 있어서, 예시로서, 본 발명이 여기에 한정되는 것은 아니다. 예시되어 있지 않은 무수한 왜곡예가, 본 발명의 범위로부터 벗어나지 않고 상정될 수 있는 것으로 해석된다.

Claims

각각 3상(相) 교류의 상 전압이 입력되는 3개의 입력단(Pr, Ps, Pt)과,
3개의 출력단(Pu, Pv, Pw)과,
제1 및 제2의 직류 전원선(LH, LL)과,
상기 입력단의 각각과 상기 제1의 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 스위치 소자(Srp, Ssp, Stp)와, 상기 입력단의 각각과 상기 제2의 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 스위치 소자(Srn, Ssn, Stn)를 포함하는 제1 스위치 소자군을 가지는 컨버터(1)와,
상기 출력단의 각각과 상기 제1의 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 스위치 소자(Sup, Svp, Swp)와, 상기 출력단의 각각과 상기 제2의 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 스위치 소자(Sun, Svn, Swn)를 포함하는 제2 스위치 소자군을 가지고, 상기 제2 스위치 소자군의 스위칭에 있어서 데드 타임(Td)을 채용하는 전압형 인버터(2)와,
시간에 대한 경사의 절대값이 일정한 삼각파를 나타내는 캐리어를 생성하는 캐리어 생성부(15)와,
상기 컨버터의 전류(轉流)를, 상기 캐리어의 최소값으로부터 최대값까지의 사이를 제1값(drt)과 제2값(dst)의 비로 내분하는 제1기준값(drt)을 상기 캐리어가 채용하는 타이밍에서 행하는 컨버터용 게이트 신호 발생부(11∼13)와,
상기 제1기준값으로부터 상기 최대값까지의 사이를 제3값(dO)과 제4값(d4＋d6)의 비로 내분하는 제2 기준값(drt＋dst·dO)으로부터 상기 소정값만큼 작은 값을 제1 지령값으로 하고, 상기 최소값으로부터 상기 제1기준값까지의 사이를 상기 제4값과 상기 제3값의 비로 내분하는 제3기준값(drt·(1－dO))으로부터 소정값만큼 큰 값을 제2 지령값으로 하고, 상기 캐리어가 상기 제2 지령값 내지 상기 제1 지령값을 채용하는 기간에 있어서, 상기 인버터의 스위칭 양태로서 영(0) 전압 벡터를 채용시키는 인버터용 게이트 신호 발생부(21∼25)를 구비하고,
상기 소정값의 절대값은, 상기 캐리어의 상기 최대값과 상기 최소값의 차에 상기 데드 타임의 길이를 곱해 상기 캐리어의 주기로 나눈 값이며,
상기 영 전압 벡터를 채용하는 기간의 사이에 있는 기간에 있어서 상기 제1의 직류 전원선과 계속 도통하는 출력단(Pu)에 흐르는 전류가, 상기 인버터로부터 흘러나오는 경우에는 상기 소정값은 플러스의 값을, 상기 부하 전류가 상기 인버터에 흘러들어가는 경우에는 상기 소정값은 마이너스의 값을, 각각 채용하는 전력 변환 장치.
각각 3상 교류의 상 전압이 입력되는 3개의 입력단(Pr, Ps, Pt)과,
3개의 출력단(Pu, Pv, Pw)과,
제1 및 제2의 직류 전원선(LH, LL)과,
상기 입력단의 각각과 상기 제1의 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 스위치 소자(Srp, Ssp, Stp)와, 상기 입력단의 각각과 상기 제2의 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 스위치 소자(Srn, Ssn, Stn)를 포함하는 제1 스위치 소자군을 가지는 컨버터(1)와,
상기 출력단의 각각과 상기 제1의 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 스위치 소자(Sup, Svp, Swp)와, 상기 출력단의 각각과 상기 제2의 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 스위치 소자(Sun, Svn, Swn)를 포함하는 제2 스위치 소자군을 가지고, 상기 제2 스위치 소자군의 스위칭에 있어서 데드 타임(Td)을 채용하는 인버터(2)와,
시간에 대한 경사 선형인 톱니파를 나타내는 캐리어를 생성하는 캐리어 생성부(15)와,
상기 컨버터의 전류(轉流)를, 상기 캐리어가 경사지는 기간에 있어서의 최소값으로부터 최대값까지의 사이를 제1값(drt)과 제2값(dst)의 비로 내분하는 제1 기준값(drt)을 상기 캐리어가 채용하는 타이밍과, 상기 캐리어가 상기 최소값과 최대값의 사이를 천이하는 타이밍에서 행하는 컨버터용 게이트 신호 발생부(11∼13)와,
상기 제1 기준값으로부터 상기 최대값까지의 사이를 제3값(dO)과 제4값(d4＋d6)과 제5값(1－dO－d4－d6)의 비로 이 순서로 내분하는 제2 기준값(drt＋dst·dO)과 제3 기준값(drt＋dst(dO＋d4＋d6)), 상기 제1기준값으로부터 상기 최소값까지의 사이를 상기 제3값과 상기 제4값과 상기 제5값의 비로 이 순서로 내분하는 제4 기준값(drt(1－dO))과 제5 기준값(drt(1－dO－d4－d6))에 의거하여 상기 인버터를 스위칭시키는 인버터용 게이트 신호 발생부(21∼25)를 구비하고,
상기 인버터용 게이트 신호 발생부는,
상기 제3 기준값으로부터 소정값만큼 작은 값을 제1 지령값으로 하고, 상기 제2기준값으로부터 상기 소정값만큼 큰 값을 제2 지령값으로 하고, 상기 제4 기준값으로부터 소정값만큼 작은 값을 제3 지령값으로 하고, 상기 제5 기준값으로부터 상기 소정값만큼 큰 값을 제4 지령값으로 하고,
상기 캐리어가 상기 제2 지령값 내지 상기 제3 지령값을 채용하는 기간에 있어서는 상기 인버터의 스위칭 양태로서 제1의 영 전압 벡터(VO)를, 상기 캐리어가 상기 제1 지령값 이상 또는 상기 제4 지령값 이하를 채용하는 기간에 있어서는 상기 인버터의 스위칭 양태로서 제2의 영 전압 벡터(V7)를, 각각 상기 인버터의 스위칭 양태로서 채용시키고,
상기 소정값의 절대값은, 상기 캐리어의 상기 최대값과 상기 최소값의 차에 상기 데드 타임의 길이를 곱해 상기 캐리어의 주기의 2배로 나눈 값이며,
상기 제1의 영 전압 벡터와 상기 제2의 영 전압 벡터를 채용하는 기간의 사이에 있는 기간에 있어서 상기 제1의 직류 전원선과 계속 도통하는 출력단(Pu；Pw)에 흐르는 전류가, 상기 인버터로부터 흘러나오는 경우에는 상기 소정값은 플러스의 값을, 상기 부하 전류가 상기 인버터에 흘러들어가는 경우에는 상기 소정값은 마이너스의 값을, 각각 채용하는 전력 변환 장치.
청구항 1 또는 2에 있어서,
상기 컨버터는, 360도 주기로서 상호 120도 어긋나 있고, 평탄 구간의 한쌍과, 이들 한쌍의 평탄 구간을 연결하는 경사 영역의 한쌍을 가지는 사다리꼴파와 상기 캐리어의 비교에 의해 전류(轉流)가 규정되고,
상기 캐리어의 최소값 및 최대값을 각각 m, M로 하고,
상기 사다리꼴파의 상기 경사 영역 중 위상각의 증대와 함께 증대하는 영역에 있어서, 당해 경사 영역내를 나타내는 위상각(φ)을 0 내지 π/3 라디안으로 채용하고, 상기 사다리꼴파는 ((m＋M)＋√3·(M－m)·tan(φ－π／6))/2를 채용하고,
상기 사다리꼴파의 상기 경사 영역 중 위상각의 증대와 함께 감소하는 영역에 있어서, 당해 경사 영역내를 나타내는 위상각(φ)을 0 내지 π/3 라디안으로 채용하고, 상기 사다리꼴파는 ((m＋M)－√3·(M－m)·tan(φ－π／6))/2를 채용하는, 전력 변환 장치.