EP2529480A2 - Verfahren zur verbesserung des wirkungsgrades bei einem mehrphasigen motor, und motor zur durchführung eines solchen verfahrens - Google Patents

Verfahren zur verbesserung des wirkungsgrades bei einem mehrphasigen motor, und motor zur durchführung eines solchen verfahrens

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Publication number
EP2529480A2
EP2529480A2 EP11702396A EP11702396A EP2529480A2 EP 2529480 A2 EP2529480 A2 EP 2529480A2 EP 11702396 A EP11702396 A EP 11702396A EP 11702396 A EP11702396 A EP 11702396A EP 2529480 A2 EP2529480 A2 EP 2529480A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
motor
amplitude
current
voltage
efficiency
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP11702396A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Markus Hirt
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Ebm Papst St Georgen GmbH and Co KG
Original Assignee
Ebm Papst St Georgen GmbH and Co KG
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Filing date
Publication date
Application filed by Ebm Papst St Georgen GmbH and Co KG filed Critical Ebm Papst St Georgen GmbH and Co KG
Publication of EP2529480A2 publication Critical patent/EP2529480A2/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
    • H02P23/26—Power factor control [PFC]

Definitions

  • the invention relates to a method for improving the efficiency in a
  • the multiphase motor relates to a motor for carrying out such a method.
  • the motor is preferably a permanent-magnetically excited three-phase synchronous motor (PMSM).
  • PMSM permanent-magnetically excited three-phase synchronous motor
  • the efficiency of a motor is defined by
  • n speed.
  • TMi (t) CM * ⁇ ( ⁇ ) * l (t) ...
  • I current to the stator, z. B. current in one phase, or total current to the stator, as explained below
  • stator flux ⁇ and the stator current I are parallel vectors, then the torque T generated by the motor is equal to zero. If, on the other hand, the room vector is at right angles to the stator current, a maximum torque is created. This is similar to a DC motor.
  • the measured phase currents are passed through in the field-oriented control (FOR)
  • Matrizenoperationen (Park-Clarke transformation or inverse Park-Clarke transformation) into the two components field-forming part id and moment-forming part iq decomposed.
  • This type of division into components makes it possible for the FOR to change or regulate the field-forming variable id independently of the moment-forming variable iq.
  • the field-forming quantity is zero at the point of maximum efficiency. This results in a special case that can be realized in a simple manner, without requiring elaborate
  • x angle of rotation of the rotor, usually measured in rad
  • FIGS. 1 and 2 This is shown in FIGS. 1 and 2. At 20, the overlap is between a phase current, z, B. i_U, and the size ⁇ shown. It can be seen that surface 20 reaches its maximum when ⁇ and iJJ are in phase.
  • this object is achieved by a method according to claim 1 and an engine according to claim 2.
  • FIG. 2 shows a phase relation with optimized efficiency
  • Fig. 6 shows the schematic structure of a permanently magnetically excited three-phase
  • Fig. 9 shows the representation of a prior art arrangement.
  • Fig. 3 shows an embodiment of a permanent magnet excited multiphase synchronous motor 40, which is fed in operation via an inverter 42 with a multi-phase AC voltage. Shown is a three-phase motor 40 with a
  • Stator winding 44 in star connection.
  • a delta connection is possible, cf. Fig. 4.
  • Other phase numbers are also possible.
  • the motor 40 has a symbolically illustrated permanent magnetic rotor 46, which is shown in two poles, but naturally 4, 6, 8, 10th etc. Pole can have. This rotor 46 preferably has a sinusoidal magnetization, since then results in using a substantially constant torque of the motor 40 when using sinusoidal stator currents
  • phase current i_U is shown in each case in FIG. 1 and FIG. 2, and this is therefore also shown in FIG. 3.
  • the type of motor 40 is arbitrary, z. B. internal rotor, external rotor, engine with even air gap, etc.
  • the motor 40 is used for. B. for driving a fan 48, which is a largely constant load during operation and the z. B. serves to cool an electronic device, for. A computer. Another application is z. As the drive of a pump for liquid cooling of a processor, where also the load is largely constant.
  • a DC link 50 is used. This can z. B. be connected to the trunk battery of a telephone office. Shown is the supply of the intermediate circuit 50 via a rectifier 52 from an AC network 54.
  • the current I in the intermediate circuit 50 is measured on a measuring element 56, z. B. one
  • a FOR component 42 receives at its input 60 a (variable) voltage U.
  • the amplitude U of this voltage is changed stepwise during the optimization of the efficiency.
  • the component 42 receives at its input 62 an angle ß, which specifies the speed of the rotating field generated in the motor 40.
  • the motor 40 does not require a rotor position sensor per se, but such may be necessary to constantly be able to determine whether the rotor 46 is rotating during operation, or whether it has come to a standstill by exceeding its overturning moment.
  • the FOR component 42 controls a three-phase inverter 43 to which the winding 44 of the motor 40 is connected.
  • the motor 40 has a speed controller 70 for determining the frequency of the rotating field generated by the components 42, 43.
  • the output signal of the actuator 70 is fed to a summer 72, which causes a speed ramp from the speed zero to the speed n, So a slow increase in speed.
  • the output of the summer 72 is supplied to an integrator 74, which generates the ramp function and whose output signal is fed to a negative input of the summer 72.
  • the motor has a switch 78 with two switch positions "1" and "2".
  • This switching position “1" is also referred to as "set” operation, because the engine is set to certain operating data.
  • the switch position "2" means search function and is set when the efficiency is to be optimized by a search function, see Figures 1 and 2.
  • a signal for the rotational speed n which is supplied to a member 76 which generates a speed-dependent factor P. This determines the voltage amplitude according to the formula
  • the position "2" of the switch 78 is set when the efficiency by a
  • the terminal 60 is connected to a summer 80 which serves to calculate the amplitude Cl when the
  • a positive input of the summer 80 is supplied with the signal n * P (Equation 5).
  • a negative input is supplied via a switch 82, the signal "zero” when the switch 78 is in position "1". In position "2" (search mode) it receives the signal
  • Another negative input of the summing element 80 is supplied with the output signal of an integrator 84. This produces an amplitude reduction in continuous operation.
  • the input of the integrator 84, the output of a multiplier 86 is supplied. This serves to generate an amplitude reduction ramp. This generates a value of
  • the one input of the multiplier 86 is supplied from a transmitter 88, the input of the speed n, a speed-dependent factor P for the reduction of the amplitude Ü.
  • the other input of the multiplier 86 is supplied with the output signal of a decision element 90, which decides between the criterion "greater than” (>),
  • the input of the decision element 90 the output of a differential element 92 is supplied, which serves to determine the difference between two successive measurements of the current I.
  • the current I changes its amplitude until it has reached a minimum and after reaching this minimum, the current I increases again.
  • An integrator 94 integrates the speed value n and generates at its output the
  • Angle value ⁇ which is the input 62 of the inverter 42 is supplied.
  • Fig. 3 which are surrounded by a dotted line 95, are components of a microprocessor 95.
  • an 8-bit microcontroller has been used, which has three PWM generators for generating the three phase currents and that for generating the three Sinusoidal voltages of the three-phase system has three sinusoidal encoder. This is described in Hg. 6.
  • a suitable type is z. B. PIC 16F 1938 from Microchip. operation
  • a voltage rotating field is generated by the inverter 42, 43. This has an amplitude size that is sufficiently large so that a torque is generated, which is sufficient for the start of the motor 40.
  • the load on the engine should be as constant as possible.
  • the voltage amplitude Ü is maintained at the value achieved, as long as no current increase (over a predetermined
  • Threshold addition occurs. If such an increase in current occurs, it is the result of a load change, and then a new operating point occurs, ie. H. the described search function is repeated.
  • the property is used that at the point of optimal efficiency, the amplitude of the current I is at a minimum.
  • this means that in order to achieve the same operating state at a different position (angle ⁇ in FIG. 1) of the current I relative to the flux ⁇ , this operating state could only be achieved by a magnitude-higher current amplitude, ie with a worse one
  • a phase current can be used, e.g. i_U, or the total current I flowing to the motor 40, or in FIG. 4 the current through the resistor 56, ie the current through the semiconductor switch 52.
  • the method can be implemented with a low-cost microprocessor 95.
  • Fig. 5 shows schematically the course of an iteration S100, with which the motor 40 is set to an optimum operating point for the instantaneous load.
  • the measured current may either be the current in a string of the motor 40, e.g. in FIG. 3, the current i_U in the strand U, or else the total current I, which is measured at a measuring resistor 66 in FIG. In the latter variant, of course, the losses are slightly higher, i. you get a slightly lower efficiency. Likewise, the current in the resistor 56 of FIG. 4 is suitable.
  • step S116 it is checked in step S116 whether Ioid was greater than Inew, i. whether one has approached the optimal current value, or whether the values have remained the same size, or whether Ioid is smaller than Inew, which would mean that one moves away from the optimum again.
  • the routine goes back to step S102 and the entire iteration begins anew, i. the motor 40 then searches for the new load a new optimized voltage U, at which the motor current (or the phase current) becomes a minimum.
  • FIG. 6 shows on the right the motor 40 whose stator has three phases 202, 204, 206.
  • the motor 40 has the permanent magnetic rotor 46, which is shown as a four-pole rotor. Its poles are magnetized sinusoidally. An example of such a rotor with sinusoidal
  • Magnetization is the rotor according to DE 100 20 946 A1.
  • the three phases 202, 204, 206 are supplied with three-phase current which is generated in the motor, wherein the motor is automatically adjusted to a good efficiency.
  • the ⁇ € 95 generates three sinusoidal signals, namely sin t
  • the frequency of these three signals is adjustable at C 95 by a signal 250. Since this frequency determines the speed of the rotating field and thus the speed of the rotor 40, a speed measurement is not required, unless you want a separate
  • the signal PWM 1 is supplied to a driver module 286 whose upper output 288 is connected to the gate of an n-channel MOSFET 290, whose one terminal is connected to the line 50 at which the intermediate circuit voltage UZK is located. Its other terminal is connected to strand 204.
  • the lower output 294 of the driver module 286 is connected to the gate of an n-channel MOSFET 296, whose upper terminal is also connected to the strand 204 and whose lower terminal via the measuring resistor 264 to ground 300.
  • the signal PWM2 is supplied to a driver module 304 whose upper output 306 controls an upper n-channel MOSFET 308 and whose lower output 310 controls a lower n-channel MOSFET 312.
  • the circuit corresponds to that of the MOSFETs 290, 296, but the MOSFETs 308, 312 control the string 202.
  • the signal PWM3 is fed to a driver module 316 whose upper output 318 controls an upper n-channel MOSFET 320 and whose output 322 controls a lower n-channel MOSFET 324.
  • the circuit corresponds to that of the MOSFETs 290, 296, but the MOSFETs 320, 324 control the string 206.
  • FIG. 7 a shows, highly schematically, the signal PWM 1.
  • FIG. 7b) shows the current i204 through the phase 204, which is caused by the signal PWM1. It is a
  • Fig. 7c shows the signal PWM2 at the output of the comparator 274, and Fig. 7d) shows the current i202 through the strand 202. This current is also sinusoidal and offset from the strand 1204 by 120 ° in phase.
  • FIG. 7e shows signal PWM3 at output 282 of comparator 276, and FIG. 7f) shows current i206 through strand 206. This current is 240 ° out of phase with current 1204 and also sinusoidal.
  • the three sinusoidal currents 1204, 1202 and 1206 together form a three-phase system and generate a rotating field which drives the permanent magnet rotor 46 at the rotational frequency of this rotating field, as already explained. Since the magnetization of the rotor 46 is sinusoidal, results in a largely constant torque, and this torque is achieved with little effort. In particular, they are not complicated and expensive
  • Fig. 8a shows in schematic form the signal U270, which is generated by the triangular generator 268.
  • the frequency of the signal u270 is here assumed to be 20 kHz, ie a triangle of the triangular signal U270 has a period of 50 ⁇ 5.
  • the first triangle, labeled 338, begins at time 0 5, reaches its maximum at 25 5, and returns to zero at 50. It is therefore symmetrical and preferably has the shape of an isosceles triangle. Also, its frequency is high relative to the frequency of the signal sin t.
  • Fig. 8 shows a simplification, because for the duration of a period of the signal sin t is obtained in reality over 100 triangles of the signal U270, which, however, could not represent graphically.
  • the symmetrical triangular shape of the pulses of the signal U270 gives the advantage that the PWM signals according to FIG. 8b) are always substantially symmetrical to the maximum of a triangle.
  • the invention thus provides a simple structure of such a three-phase motor 40, wherein the rotational speed can be predetermined by the signal at the input 250 (FIG. 6).
  • the current for the optimization process according to FIG. 4 is only applied to a single one

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Abstract

Ein Elektromotor hat einen permanentmagnetischen Rotor (46) und eine Vorrichtung zur Erzeugung eines dreiphasigen sinusförmigen Stromes (i202, i204, i206) zur Stromversorgung dieses Motors (40), ferner einen Mikroprozessor (95) zur Ausführung folgender Schritte: Während der Motor (40) bei einer Last läuft, die von einem vorgegebenen Wert wenig oder gar nicht abweicht, wird er zunächst bei einer vorgegebenen Betriebsspannung (U) betrieben, und eine Amplitude eines zum Motor fließenden Stromes wird gemessen und gespeichert (S106, S108). Danach wird die Amplitude der dem Motor zugeführten Spannung reduziert (S110). Darauf folgend wird erneut eine Amplitude des zum Motor (40) fließenden Stromes gemessen, und diese Amplitude wird mit der zuvor gespeicherten Amplitude verglichen (S116). Falls dabei festgestellt wird, dass der zum Motor fließende Strom durch die Reduzierung der Spannungsamplitude nicht abgenommen hat, wird der Motor (40) bei diesem Strom betrieben. Falls aber festgestellt wird, dass der zum Motor fließende Strom als Folge der Reduzierung der dem Motor (40) zugeführten Spannung abgenommen hat, werden die Messungen und der Vergleich, ggf. mehrfach, wiederholt, um Werte für einen optimierten Wirkungsgrad zu erhalten.

Description

Verfahren zur Verbesserung des Wirkungsgrades bei einem mehrphasigen Motor, und Motor zur Durchführung eines solchen Verfahrens
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Verbesserung des Wirkungsgrades bei einem
mehrphasigen Motor, und sie betrifft einen Motor zur Durchführung eines solchen Verfahrens. Beim Motor handelt es sich bevorzugt um einen permanentmagnetisch erregten Drehstrom- Synchronmotor (PMSM).
Beim Betrieb eines elektronisch kommutierten Motors ist ein guter Wirkungsgrad bei niedrigem Hardwareaufwand wünschenswert.
Der Wirkungsgrad eines Motors ist definiert durch
Wirkungsgrad = Pout/Pin ... (1)
Wenn der Wirkungsgrad sein Maximum hat, muss folglich der Quotient Pout / Pin sein
Maximum haben.
Hierbei sind
Pin = U * I = aufgenommene elektrische Leistung des Motors ... (2)
Pout = T * n = abgegebene mechanische Wellenleistung ... (3)
Hierbei sind
U = Spannung
I = Strom
T = Drehmoment
n = Drehzahl. Bei konstantem Lastmoment T = constant und konstanter Drehzahl n = constant, also bei einem Zustand konstanter Last, wie er z.B. bei einem Lüfter im Dauerbetrieb gegeben ist, ist die variable Komponente in Gleichung (1) die zugeführte Leistung Pin = U * I.
Im Normalfall ist die Spannung Ü konstant, und folglich ist der Strom I die zu regelnde Größe.
Die Definition des sogenannten Luftspaltmoments ist
TMi(t) = CM * Ψ(ί) * l(t) ... (4) Hierbei sind
ΤΜΪ = inneres Moment oder Luftspaltmoment des Motors
CM = Maschinenkonstante
Ψ = verketteter Fluss
I = Strom zum Stator, z. B. Strom in einer Phase, oder Gesamtstrom zum Stator, wie nachfolgend erläutert
Aus der Forderung, dass der Verlauf von TMi gleichmäßig oder„glatt" sein solle, ergibt sich die Forderung, dass sowohl der verkettete Fluss Ψ wie auch der Strom I sinusförmig sein sollten. Daraus resultiert die Forderung, die Phasenlage zwischen Strom I und Fluss Ψ so zu bestimmen, dass man ein maximales Drehmoment ΤΜΪ erhält.
Sind bei einem dreiphasigen Synchronmotor der Statorfluss Ψ und der Statorstrom I parallele Vektoren, so ist das Drehmoment T, das vom Motor erzeugt wird, gleich Null. Steht dagegen der Raumvektor rechtwinklig zum Statorstrom, so entsteht ein maximales Drehmoment. Das ist ähnlich wie bei einem Gleichstrommotor.
Um diesen rechten Winkel durch einen Regelvorgang zu erzeugen, ist ein Regelkreis mit Rückkopplung zur Maschine erforderlich, welcher die Lage des Rotors angibt. Diese
Rückkopplung wurde bei Synchronmaschinen oft mit drei Hallsensoren realisiert. Heute werden meistens Encoder (Resolver), optische Inkremental- und Absolutwertgeber, oder induktive Geber eingesetzt. Sensorlose Regelungen können bei Blockkommutierung durch das Messen der im Motor induzierten Gegen-EMK realisiert werden. Aus dem Stand der Technik ist es bekannt, mit Hilfe der feldorientierten Regelung FOR einen dreiphasigen Synchronmotor mit gutem Wirkungsgrad zu betreiben. Dabei werden, wie in Fig. 8 dargestellt, die Rotorposition und somit die Phasenlage des Flusses entweder über einen Rotorstellungssensor oder durch sensorlose Verfahren, z.B. sogenannten Beobachterentwurf, bestimmt.
Die gemessenen Phasenströme werden bei der feldorientierten Regelung (FOR) durch
Matrizenoperationen (Park-Clarke-Transformation bzw. inverse Park-Clarke-Transformation) in die beiden Komponenten feldbildender Teil id und momentbildender Teil iq zerlegt. Durch diese Art der Aufteilung in Komponenten ist es bei der FOR möglich, die feldbildende Größe id unabhängig von der momentbildenden Größe iq zu verändern bzw. zu regeln. Die feldbildende Größe ist an der Stelle des maximalen Wirkungsgrades gleich Null. Hieraus ergibt sich ein Spezialfall, der auf einfache Weise realisiert werden kann, ohne dass hierzu aufwändige
Matrizenoperationen durchgeführt werden müssten, d.h. bei diesem Spezialfall kommt man ohne FOR aus.
Da Matrizenoperationen nicht erforderlich sind, kann ein einfacher Mikroprozessor verwendet werden, während sonst für die FOR teure Mikroprozessoren mit DSP (digitalem
Signalprozessor) benötigt werden.
In diesem Fall kann man durch einen kurzen Messvorgang die Phasenlage zwischen dem Fluss Ψ und dem Motorstrom I bestimmen, bei welcher sich das maximale Drehmoment T ergibt. Es gilt:
Hierbei sind:
x = Drehwinkel des Rotors, gewöhnlich gemessen in rad
α = Phasenunterschied zwischen dem Strom I und dem Fluss Ψ, vgl. Fig. 1 1. Notwendig:
2. Hinreichend:
Aus dieser Berechnung ergibt sich die Forderung für einen sinusförmigen Strom, dass dieser phasengleich mit dem verketteten Fluss Ψ sein muss, damit der Wirkungsgrad optimal wird.
Dies ist in Fig. 1 und 2 dargestellt. Bei 20 ist die Überlappung zwischen einem Phasenstrom, z,B. i_U, und der Größe Ψ dargestellt. Man sieht, dass die Fläche 20 ihr Maximum erreicht, wenn Ψ und iJJ phasengleich sind.
Wenn der Fluss Ψ und der Strom I von der Sinusform abweichen, ergibt sich aus Fig. 1 ebenfalls die Forderung nach Phasengleichheit, um einen verbesserten Wirkungsgrad zu erhalten.
Es ist deshalb eine Aufgabe der Erfindung, ein neues Verfahren zum Betrieb eines PMSM, und einen neuen PMSM, bereit zu stellen.
Nach der Erfindung wird diese Aufgabe gelöst durch ein Verfahren nach Anspruch 1 und einen Motor nach Anspruch 2.
Weitere Einzelheiten und vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den im Folgenden beschriebenen und in der Zeichnung dargestellten, in keiner Weise als Einschränkung der Erfindung zu verstehenden Ausführungsbeispielen, sowie aus den Unteransprüchen. Es zeigt: Fig. 1 die Phasenrelationen zwischen dem verketteten Fluss Ψ (entspricht etwa der
Motorspannung U) und dem Strom i_U in der Statorphase U eines PMSM, wobei eine Phasenverschiebung alpha vorhanden ist, die einem optimalen Wirkungsgrad entgegenwirkt,
Fig. 2 eine Phasenrelation bei optimiertem Wirkungsgrad;
hier sind Fluss Ψ und Strangstrom i_U in Phase, und der Wirkungsgrad ist im Bereich seines Optimums,
Fig. 3 den Aufbau einer Schaltung zur automatischen Optimierung des Wirkungsgrads für einen PMSM,
Fig. 4 eine Darstellung des Motors 40 mit Dreieckschaltung der Statorwicklung 44,
Fig. 5 einen Algorithmus zur Ermittlung von elektrischen Werten zur Erzielung eines
optimierten Wirkungsgrades des PMSM,
Fig. 6 den schematischen Aufbau eines permanentmagnetisch erregten dreiphasigen
Motors,
Fig. 7 ein Schaubild, welches die Erzeugung eines Drehstromsystems erläutert,
Fig. 8 eine Darstellung der Digitalisierung einer sinusförmigen Spannung, und
Fig. 9 die Darstellung einer Anordnung nach dem Stand der Technik.
Fig. 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines permanentmagnetisch erregten, mehrphasigen Synchronmotors 40, der im Betrieb über einen Wechselrichter 42 mit einer mehrphasigen Wechselspannung gespeist wird. Dargestellt ist ein dreiphasiger Motor 40 mit einer
Statorwicklung 44 in Sternschaltung. Alternativ ist eine Dreieckschaltung möglich, vgl. Fig. 4. Andere Phasenzahlen sind ebenfalls möglich. Der Motor 40 hat einen symbolisch dargestellten permanentmagnetischen Rotor 46, der zweipolig dargestellt ist, aber naturgemäß 4, 6, 8, 10 etc. Pole haben kann. Dieser Rotor 46 hat bevorzugt eine sinusförmige Magnetisierung, da sich dann bei Verwendung sinusförmiger Statorströme ein weitgehend konstantes Drehmoment des Motors 40 ergibt
In Fig. 1 und Fig. 2 ist jeweils der Strangstrom i_U dargestellt, und dieser ist deshalb auch in Fig. 3 eingezeichnet. Die Bauart der Motors 40 ist beliebig, z. B. Innenläufer, Außenläufer, Motor mit ebenem Luftspalt, etc.
Der Motor 40 dient z. B. zum Antrieb eines Lüfters 48, der im Betrieb eine weitgehend konstante Last darstellt und der z. B. dazu dient, ein elektronisches Gerät zu kühlen, z. B. einen Computer. Eine andere Anwendung ist z. B. der Antrieb einer Pumpe zur Flüssigkeitskühlung eines Prozessors, wo ebenfalls die Last weitgehend konstant ist.
Beim Ausführungsbeispiel wird ein Gleichstrom-Zwischenkreis 50 verwendet. Dieser kann z. B. an die Amtsbatterie eines Telefonamts angeschlossen sein. Dargestellt ist die Speisung des Zwischenkreises 50 über einen Gleichrichter 52 aus einem Wechselstromnetz 54.
Der Strom I im Zwischenkreis 50 wird an einem Messorgan 56 gemessen, z. B. einem
Messwiderstand oder einem Stromwandler, vgl. Fig. 3.
Ein FOR-Bauteil 42 erhält an seinem Eingang 60 eine (variable) Spannung U. Die Amplitude Ü dieser Spannung wird während der Optimierung des Wirkungsgrads stufenweise verändert. Außerdem erhält das Bauteil 42 an seinem Eingang 62 einen Winkel ß, der die Geschwindigkeit des im Motor 40 erzeugten Drehfelds vorgibt. Als Synchronmotor benötigt der Motor 40 an sich keinen Rotorstellungsgeber, doch kann ein solcher notwendig sein, um ständig feststellen zu können, ob sich der Rotor 46 im Betrieb dreht, oder ob er durch Überschreiten seines Kippmoments zum Stillstand gekommen ist. Das FOR-Bauteil 42 steuert einen Dreiphasen- Wechselrichter 43, an den die Wicklung 44 des Motors 40 angeschlossen ist.
Der Motor 40 hat zur Festlegung der Frequenz des von den Bauteilen 42, 43 erzeugten Drehfelds einen Drehzahlsteller 70. Das Ausgangssignal des Stellers 70 wird einem Summierer 72 zugeführt, welcher eine Drehzahlrampe von der Drehzahl Null bis zur Drehzahl n bewirkt, also einen langsamen Anstieg der Drehzahl. Das Ausgangssignal des Summierers 72 wird einem Integrator 74 zugeführt, welcher die Rampenfunktion erzeugt und dessen Ausgangssignal einem negativen Eingang des Summierers 72 zugeführt wird.
Der Motor hat einen Schalter 78 mit zwei Schaltstellungen„1 " und„2".
Die Schaltstellung„1 " wird verwendet:
a) beim Hochlaufen des Motors, also beim Beschleunigen
und
b) bei Drehzahländerungen.
Diese Schaltstellung„1 " wird auch als„gestellter" Betrieb bezeichnet, weil der Motor auf bestimmte Betriebsdaten eingestellt ist.
Die Schaltstellung„2" bedeutet Suchfunktion und wird eingestellt, wenn der Wirkungsgrad durch eine Suchfunktion optimiert werden soll, vgl. die Fig. 1 und 2.
Am Ausgang des Integrators 74 erhält man ein Signal für die Drehzahl n, welches einem Glied 76 zugeführt wird, das einen drehzahlabhängigen Faktor P erzeugt. Dieser bestimmt die Spannungsamplitude nach der Formel
Ü = n * P ...(5), d. h. mit steigender Drehzahl nimmt die Spannungsamplitude Ü zu. Diese wird im„gestellten" Betrieb über den Schalter 78 (Schaltstellung 1) dem Eingang 60 des Wechselrichters 42 zugeführt, wodurch dieser in einem optimalen Betriebspunkt arbeitet.
Die Stellung„2" des Schalters 78 wird eingestellt wenn der Wirkungsgrad durch eine
Suchfunktion optimiert werden soll. In dieser Stellung ist der Anschluss 60 verbunden mit einem Summierglied 80, das dazu dient, die Amplitude Cl zu berechnen, wenn das
Suchverfahren für den optimalen Wirkungsgrad aktiviert ist.
Einem positiven Eingang des Summierglieds 80 wird das Signal n * P (Gleichung 5) zugeführt. Einem negativen Eingang wird über einen Schalter 82 das Signal„Null" zugeführt, wenn sich der Schalter 78 in Stellung„1 " befindet. In der Stellung„2" (Suchbetrieb) wird ihm das Signal „1 " zugeführt. Einem anderen negativen Eingang des Summierglieds 80 wird das Ausgangssignal eines Integrators 84 zugeführt. Dieser bewirkt eine Amplitudenreduktion im Dauerbetrieb.
Dem Eingang des Integrators 84 wird das Ausgangssignal eines Multiplikators 86 zugeführt. Dieser dient zum Erzeugung einer Amplituden-Reduktionsrampe. Diese erzeugt einen Wert von
0 * drehzahlabhängige Reduktion, oder
1 * drehzahlabhängige Reduktion.
Dem einen Eingang des Multiplikators 86 wird von einem Geber 88, dessen Eingang die Drehzahl n zugeführt wird, ein drehzahlabhängiger Faktor P für die Reduktion der Amplitude Ü zugeführt.
Dem anderen Eingang des Multiplikators 86 wird das Ausgangssignal eines Entscheidungsglieds 90 zugeführt, welches entscheidet zwischen dem Kriterium„größer als" (>),
und dem
Kriterium„kleiner / gleich" (<).
Dem Eingang des Entscheidungsglieds 90 wird das Ausgangssignal eines Differenzglieds 92 zugeführt, welches dazu dient, die Differenz zwischen zwei aufeinander folgenden Messungen des Stromes I festzustellen. Im Verlauf der Suchfunktion ändert nämlich der Strom I seine Amplitude, bis er ein Minimum erreicht hat und nach Erreichen dieses Minimums steigt der Strom I wieder an.
Ein Integrator 94 integriert den Drehzahlwert n und erzeugt an seinem Ausgang den
Winkelwert ß, der dem Eingang 62 des Wechselrichters 42 zugeführt wird.
Die Bauteile der Fig. 3, die von einer strichpunktierten Linie 95 umgeben sind, sind Bestandteile eines Mikroprozessors 95. Beim Ausführungsbeispiel wurde ein 8-Bit-Mikrocontroller verwendet, der drei PWM-Generatoren zur Erzeugung der drei Phasenströme hat und der zur Erzeugung der drei Sinusspannungen des dreiphasigen Systems drei Sinusgeber hat. Dies wird bei Hg. 6 beschrieben. Ein geeigneter Typ ist z. B. PIC 16F 1938 von der Firma Microchip. Arbeitsweise
Beim Anlauf des Motors 40 wird vom Wechselrichter 42, 43 ein Spannungs-Drehfeld erzeugt. Dieses hat eine Amplitudengröße, die ausreichend groß ist, damit ein Drehmoment erzeugt wird, das für den Start des Motors 40 ausreicht.
Bei laufendem Motor 40 wird nun die Spannungsamplitude Ü des auszugebenden Drehfeldes stufenweise verkleinert. Dadurch verringert sich zunächst die Stromamplitude. Sie erreicht ihr Minimum an der Stelle des optimalen Wirkungsgrades.
Hierbei sollte die Last am Motor möglichst konstant sein.
Nach Erreichen des optimalen Wirkungsgrades wird die Spannungsamplitude Ü auf dem erreichten Wert gehalten, solange keine Stromerhöhung (über einen vorgegebenen
Schwellwert hinaus) auftritt. Tritt eine solche Stromerhöhung auf, so ist sie Folge eines Lastwechsels, und es stellt sich dann ein neuer Betriebspunkt ein, d. h. die beschriebene Suchfunktion wird wiederholt.
Bei der vorliegenden Erfindung wird also die Eigenschaft genutzt, dass an der Stelle des optimalen Wirkungsgrades die Amplitude des Stromes I zu einem Minimum wird. Anders gesagt bedeutet das, dass zur Erreichung desselben Betriebszustandes bei einer anderen Lage (Winkel α in Fig. 1) des Stromes I relativ zum Fluss Ψ dieser Betriebszustand nur durch eine betragsmäßig höhere Stromamplitude zu erreichen wäre, also mit einem schlechteren
Wirkungsgrad. Als Stromwert kann dabei entweder ein Phasenstrom verwendet werden, z.B. i_U, oder der zum Motor 40 fließende Gesamtstrom I, oder bei Fig. 4 der Strom durch den Widerstand 56, also der Strom durch den Halbleiterschalter 52.
Als Vorteile sind u. a. zu nennen:
• Das Verfahren kann mit einem preiswerten Mikroprozessor 95 implementiert werden.
• Das Verfahren benötigt keine motorspezifischen Parameter und kann somit bei allen Motoren dieser Art verwendet werden. (Im Gegensatz dazu benötigen sensorlose Verfahren zur Flussbestimmung motorspezifische Kenngrößen.) • Umwelteinflüsse (Temperatur, Feuchtigkeit) und Fertigungstoleranzen haben keinen Einfluss. Dies steht im Gegensatz zu sensorlosen Verfahren zur Bestimmung der Rotorstellung, bei denen sich die motorspezifischen Parameter durch die Einflüsse der Temperatur und durch Fertigungstoleranzen verändern können. (Solche Einflüsse können zu einem Fehler bei der Schätzung des Flusses und bei der Bestimmung des Regler-Sollwertes führen.)
Fig. 5 zeigt schematisch den Ablauf einer Iteration S100, mit der der Motor 40 auf einen optimalen Arbeitspunkt für die augenblickliche Last eingestellt wird.
Bei S102 wird, im Bauteil 70 der Fig. 3, eine Spannungsamplitude Ü = Ustart eingestellt, vgl. Fig. 1, und bei S104 wird diese im Augenblick aktive Spannungsamplitude Ü gespeichert, also Uactive = Ü, damit bei der nächsten Iteration der dann verwendete Spannungswert LI erneut gespeichert werden kann.
Bei S106 wird der Strom Inew gemessen und gespeichert, der sich bei dieser
Spannungsamplitude Ü ergibt, also Inew = I. Der gemessene Strom kann entweder der Strom in einem Strang des Motors 40 sein, z.B. in Fig. 3 der Strom i_U im Strang U, oder aber der Gesamtstrom I, der in Fig. 3 an einem Messwiderstand 66 gemessen wird. Bei der letzteren Variante sind naturgemäß die Verluste etwas höher, d.h. man erhält einen etwas niedrigeren Wirkungsgrad. Ebenso eignet sich der Strom im Widerstand 56 der Fig. 4.
Bei S108 wird dieser Strom Inew in ein Register loid kopiert, also loid = Inew, damit anschließend im Register Inew der nächste Stromwert gespeichert werden kann, der im Verlauf der Iteration gemessen wird.
In S1 10 wird die verwendete Spannungsamplitude um einen vorgegebenen Wert UDeita reduziert, also
0 = Uactive - UDeita. ...(6) Diese neue Spannungsamplitude Ü wird bei S1 12 im Register für den Wert Ü gespeichert, also Uactive = Ü. Bei dieser reduzierten Spannungsamplitude ergibt sich ein neuer Wert für den Strom Inew, der entweder so groß sein kann wie der vorhergehende Stromwert Ioid, oder kleiner oder größer als dieser Wert. Dieser neue Stromwert Inew wird in S1 14 gemessen und im Register Inew gespeichert.
Anschließend wird im Schritt S1 16 geprüft, ob Ioid größer war als Inew, d.h. ob man sich dem optimalen Stromwert genähert hat, oder ob die Werte gleich groß geblieben sind, oder ob Ioid kleiner ist als Inew, was bedeuten würde, dass man sich vom Optimum wieder entfernt.
Falls in S1 16 die Antwort Ja lautet, ist die Optimierung noch nicht abgeschlossen, und die Routine geht zurück zu S108, d.h. der in S1 14 gemessene Strom Inew wird in das Register Ioid kopiert, und die Schritte S1 10, S1 12, S1 14 und S1 16 werden wiederholt.
Dabei erreicht man schließlich einen Zustand, Wo Ioid nicht mehr größer ist als Inew, sondern entweder gleich groß oder sogar kleiner. In diesem Fall lautet in S1 16 die Antwort Nein, d.h. der Bereich des Optimums (für die augenblickliche Last des Motors 40) ist gefunden, und die Routine kommt bei S1 18 zu ihrem Ende, weil der optimale Bereich ermittelt wurde. Der Motor 40 läuft dann mit dieser Spannung Uactive aus S112, bis sich ggf. die Last ändert.
Bei Laständerungen geht die Routine zurück zum Schritt S102, und die gesamte Iteration beginnt von neuem, d.h. der Motor 40 sucht dann für die neue Last eine neue optimierte Spannung Ü, bei welcher der Motorstrom (oder der Strangstrom) zu einem Minimum wird.
Fig. 6 zeigt rechts den Motor 40, dessen Stator drei Phasen 202, 204, 206 hat. Der Motor 40 hat den permanentmagnetischen Rotor 46, der als vierpoliger Rotor dargestellt ist. Seine Pole sind sinusförmig magnetisiert. Ein Beispiel eines solchen Rotors mit sinusförmiger
Magnetisierung ist der Rotor gemäß der DE 100 20 946 A1.
Die drei Phasen 202, 204, 206 werden mit Drehstrom versorgt, der im Motor erzeugt wird, wobei der Motor automatisch auf einen guten Wirkungsgrad eingestellt wird.
Hierzu erzeugt der μ€ 95 drei Sinussignale, nämlich sin t
sin (t + 120 °)
sin (t + 240 °)
Die Frequenz dieser drei Signale ist am C 95 durch ein Signal 250 einstellbar. Da diese Frequenz die Geschwindigkeit des Drehfelds und damit die Drehzahl des Rotors 40 bestimmt, ist eine Drehzahlmessung nicht erforderlich, es sei denn, man wünscht eine separate
Drehzahlüberwachung des Motors 40, z. B. für den Fall, dass dieser sein Kippmoment überschreitet und dadurch stehen bleibt.
Die Signale sin t, sin (t + 120 °) und sin (t + 240 °) werden in Komparatoren 272, 274, 276 mit dem Dreiecksignal u 270 am Ausgang eines Dreiecksgenerators 268 verglichen, das den invertierenden Eingängen der drei Komparatoren 272, 274, 276 zugeführt wird. Dem nicht invertierenden Eingang des zugeordneten Komparators wird jeweils das zugeordnete
Sinussignal vom 95 zugeführt, wie in Fig. 6 dargestellt. Aus Ausgang der Komparatoren 272, 274, 276 erhält man dann die Signale PWM 1 , PWM2, PWM3, die in Fig. 7 dargestellt sind.
Das Signal PWM 1 wird einem Treiberbaustein 286 zugeführt, dessen oberer Ausgang 288 mit dem Gate eines n-Kanal-MOSFET 290 verbunden ist, dessen einer Anschluss mit der Leitung 50 verbunden ist, an welcher die Zwischenkreisspannung UZK liegt. Sein anderer Anschluss ist mit dem Strang 204 verbunden.
Der untere Ausgang 294 des Treiberbausteins 286 ist mit dem Gate eines n-Kanal-MOSFET 296 verbunden, dessen oberer Anschluss ebenfalls mit dem Strang 204 und dessen unterer Anschluss über den Messwiderstand 264 mit Masse 300 verbunden ist.
Das Signal PWM2 wird einem Treiberbaustein 304 zugeführt, dessen oberer Ausgang 306 einen oberen n-Kanal-MOSFET 308 und dessen unterer Ausgang 310 einen unteren n-Kanal- MOSFET 312 steuert. Die Schaltung entspricht derjenigen der MOSFETs 290, 296, doch steuern die MOSFETs 308, 312 den Strang 202. Das Signal PWM3 wird einem Treiberbaustein 316 zugeführt, dessen oberer Ausgang 318 einen oberen n-Kanal-MOSFET 320 und dessen unter Ausgang 322 einen unteren n-Kanal- MOSFET 324 steuert. Die Schaltung entspricht derjenigen der MOSFETs 290, 296, doch steuern die MOSFETs 320, 324 den Strang 206.
Wenn z.B. der MOSFET 290 und der MOSFET 324 gleichzeitig leitend sind, fließt ein Strom von der positiven Leitung 50 über den n-Kanal-MOSFET 290, die Stränge 204, 206, den n-Kanal- MOSFET 324 und den Messwiderstand 264 nach Masse 300. Zu den MOSFETs, sind wie dargestellt, Freilaufdioden antiparallel geschaltet.
Fig. 7a) zeigt, stark schematisiert, das Signal PWM 1 . Fig. 7b) zeigt den Strom i204 durch die Phase 204, der durch das Signal PWM 1 verursacht wird. Es handelt sich um einen
sinusförmigen Strom, der durch die Vielzahl von Umschaltvorgängen bewirkt wird, welche insgesamt bei der Drehung des Rotors 46 stattfinden.
Fig. 7c) zeigt das Signal PWM2 am Ausgang des Komparators 274, und Fig. 7d) zeigt den Strom i202 durch den Strang 202. Dieser Strom ist ebenfalls sinusförmig und gegenüber dem Strang 1204 um 120° in der Phase versetzt.
Fig. 7e) zeigt das Signal PWM3 am Ausgang 282 des Komparators 276, und Fig. 7f) zeigt den Strom i206 durch den Strang 206. Dieser Strom ist gegenüber dem Strom 1204 um 240° in der Phase versetzt und ebenfalls sinusförmig.
Die drei sinusförmigen Ströme 1204, 1202 und 1206 bilden zusammen ein Drehstromsystem und erzeugen ein Drehfeld, das den permanentmagnetischen Rotor 46 mit der Drehfrequenz dieses Drehfelds antreibt, wie bereits erläutert. Da die Magnetisierung des Rotors 46 sinusförmig ist, ergibt sich ein weitgehend konstantes Drehmoment, und dieses Drehmoment wird mit einem geringen Aufwand erreicht. Insbesondere sind keine komplizierten und teuren
Drehwinkelsensoren erforderlich, und der Motor 40 arbeitet mit einem optimierten
Wirkungsgrad. Fig. 8a) zeigt in schematisierter Form das Signal U270, das vom Dreiecksgenerator 268 erzeugt wird. Die Frequenz des Signals u270 ist hier als 20 kHz angenommen, d. h. ein Dreieck des Dreiecksignals U270 hat eine Periodendauer von 50 μ5. Das erste Dreieck, das mit 338 bezeichnet ist, beginnt zum Zeitpunkt 0 5, erreicht sein Maximum bei 25 5, und wird bei 50 wieder zu Null. Es ist also symmetrisch und hat bevorzugt die Form eines gleichschenkligen Dreiecks. Auch ist seine Frequenz hoch in Relation zur Frequenz des Signals sin t.
Solange letzteres Signal größer ist als U270, ist das in Fig. 8b) dargestellte Signal PWM1 hoch. Wird H1 kleiner als U270, so bekommt PWM1 den Wert niedrig (LOW). Dadurch ergibt sich das in Fig. 8b) dargestellte typische Bild für PWM 1 , wo links und rechts das Tastverhältnis hoch ist, z. B. 90 %, während es in der Mitte etwa den Wert 10 % hat, wodurch sich in Fig. 8b) ein weitgehend symmetrischer Verlauf ergibt. ·
Es ist darauf hinzuweisen, dass Fig. 8 eine Vereinfachung zeigt, denn für die Dauer einer Periode des Signals sin t erhält man in der Realität über 100 Dreiecke des Signals U270, was sich aber zeichnerisch nicht darstellen ließe.
Durch die symmetrische Dreiecksform der Impulse des Signals U270 erhält man den Vorteil, dass die PWM-Signale gemäß Fig. 8b) stets im Wesentlichen symmetrisch zum Maximum eines Dreiecks liegen.
Durch die Erfindung erhält man also einen einfachen Aufbau eines solchen dreiphasigen Motors 40, wobei die Drehzahl durch das Signal am Eingang 250 (Fig. 6) vorgebbar ist. Im Normalfall wird der Strom für den Optimierungsvorgang gemäß Fig. 4 nur an einem einzigen
Brückenzweig gemessen, z. B. durch den dort dargestellten Messwiderstand 56, so dass man einen guten Wirkungsgrad erhält.
Naturgemäß sind im Rahmen der vorliegenden Erfindung vielfache Abwandlungen und
Modifikationen möglich.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zur Verbesserung des Wirkungsgrades bei einem permanentmagnetisch erregten dreiphasigen Motor (40), mit folgenden Schritten:
a) Bei einer vorgegebenen Betriebsspannung (U) wird der Motor (40) bei einer Last betrieben, die während der Durchführung des Verfahrens wenig oder gar nicht von einem vorgegebenen Wert abweicht;
b) eine Amplitude eines zum Motor (40) fließenden Stromes wird gemessen und gespeichert (S106, S108);
c) die Amplitude der dem Motor zugeführten Spannung (0) wird reduziert (S1 10); d) danach wird erneut eine Amplitude des zum Motor (40) fließenden Stromes gemessen;
e) die im Schritt d) gemessene neue Amplitude wird mit der im Schritt b)
gespeicherten Amplitude verglichen (S1 16);
f) falls im Schritt e) festgestellt wird, dass der zum Motor (40) fließende Strom durch die Reduzierung der Spannungsamplitude (Ü) nicht abgenommen hat, wird der Motor bei diesem Strom betrieben;
g) falls im Schritt e) festgestellt wird, dass der zum Motor (40) fließende Strom durch die Reduzierung der dem Motor zugeführten Spannung (D) abgenommen hat, werden die Messungen und der Vergleich wiederholt, um Werte für einen optimierten Wirkungsgrad zu ermitteln.
2. Verfahren nach Anspruch 1 , bei welchem bei den Messungen zur Verbesserung des Wirkungsgrades der Motor (40) bei einer im Wesentlichen konstanten Last betrieben wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei welchem bei einer Laständerung das Verfahren zur Verbesserung des Wirkungsgrades wiederholt wird, um neue Werte für einen optimierten Wirkungsgrad zu ermitteln.
4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei welchem der Motor zu Beginn des Verfahrens mit einer vorgegebenen Spannung (U) betrieben wird. Elektromotor (40) mit permanentmagnetischem Rotor (46) und einer Vorrichtung zur Erzeugung eines dreiphasigen sinusförmigen Stromes (1202, 1204, 1206) zur
Stromversorgung dieses Motors (40),
und mit einem Mikroprozessor (95) zur Ausführung folgender Schritte:
Während der Motor (40) bei einer Last läuft, die von einem vorgegebenen Wert wenig
Λ
oder gar nicht abweicht, wird er bei einer vorgegebenen Betriebsspannung (U) betrieben und eine Amplitude eines zum Motor fließenden Stromes wird gemessen und gespeichert (S106, S108);
danach wird die Amplitude der dem Motor zugeführten Spannung (Ü) reduziert (S1 10); darauf folgend wird erneut eine Amplitude des zum Motor (40) fließenden Stromes gemessen (S114);
diese neue Amplitude wird mit der zuvor gespeicherten Amplitude verglichen (S1 16); falls festgestellt wird, dass der zum Motor fließende Strom durch die Reduzierung der Spannungsamplitude (Ü) nicht abgenommen hat, wird der Motor bei diesem Strom betrieben;
falls festgestellt wird, dass der zum Motor (40) fließende Strom durch die Reduzierung der dem Motor (40) zugeführten Spannung (Ü) abgenommen hat, werden die
Messungen und der Vergleich wiederholt, um Werte für einen optimierten
Wirkungsgrad zu ermitteln.
Motor nach Anspruch 5, bei welchem bei einer Laständerung die Schritte zur
Verbesserung des Wirkungsgrades wiederholt werden, und der Motor bei den ermittelten neuen Werten betrieben wird.
Motor nach Anspruch 5 oder 6, bei welchem ein MikroController (95) vorgesehen ist, welcher drei Geber zur Erzeugung von drei um 120 0 gegeneinander versetzten sinusförmigen Signalen und drei PWM-Geber (272, 274, 276) aufweist, in welchen jeweils ein sinusförmiges Signal (sin t, sin (t + 120 °), ...) mit dem Ausgangssignal (u270) eines Dreiecksgenerators (268) verglichen wird, um Steuersignale für die Ansteuerung eines Drehstrom-Wechselrichters (42, 43) zu erhalten.
8. Motor nach einem der Ansprüche 5 bis 7, bei welchem zur Drehzahlmessung ein vom Mikroprozessor (95) erzeugbares, zur Steuerung des Drehfelds im Motor (40) dienendes Signal (sin t, ...) dient.
9. Motor nach einem der Ansprüche 5 bis 8, bei welchem für die Messung des Stromes (I) während der Optimierung ein Strom-Messglied (56; 264) in der Wechselrichter- Brückenschaltung des Motors (40) vorgesehen ist.
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