WO2009113509A1 - インバータ装置 - Google Patents

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英俊 井上
健二 野島
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三洋電機株式会社
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    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
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    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H02M7/53876—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output based on synthesising a desired voltage vector via the selection of appropriate fundamental voltage vectors, and corresponding dwelling times

Definitions

  • the present invention relates to an inverter device for controlling an electric motor by a sensorless vector method without using a magnetic pole position sensor.
  • FIG. 6 shows a circuit configuration diagram of the former one-shunt inverter device 100.
  • 3 is a three-phase PWM (Pulse Width Modulation) inverter main circuit, which converts the voltage supplied from the DC power supply 4 into a three-phase pseudo-AC voltage of any variable voltage and variable frequency, and outputs it.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the inverter main circuit 3 includes a U-phase upper arm switching element 7u, a U-phase lower arm switching element 8u, a V-phase upper arm switching element 7v, and a V-phase lower arm switching element.
  • each switching element 7u, 8u, 7v, 8v, 7w, 8w flows in the winding of the motor 6.
  • a diode for circulating current is connected in reverse parallel.
  • the switching element includes an IGBT (Insulated). Gate Bipolar Transistor (insulated gate bipolar transistor) is used (and so on).
  • the switching elements 7u, 8u, 7v, 8v, 7w, and 8w are turned on when the pulse signal input to the base is at “H” level, and turned off when the pulse signal is at “L” level.
  • the shunt resistor 101 is connected to a DC bus, and a DC bus current Idc (shunt current) flows through the shunt resistor 101.
  • the control device 102 distributes the DC bus current Idc detected by the shunt resistor 101 to each phase based on the pulse signals U, Ubar, V, Vbar, W, Wbar output by itself, and thereby the three-phase current flowing in the motor 6 That is, the U-phase current Iu, the V-phase current Iv, and the W-phase current Iw are estimated.
  • FIG. 7 shows the on / off state of each switching element in FIG. 6 and the DC bus current Idc (shunt current) within one cycle (one carrier frequency) of a carrier wave used in the three-phase PWM method of the inverter device 100. Yes.
  • the DC bus current Idc is detected within the period of circle 2 and circle 3 in FIG.
  • the switching element 7u for the upper arm for the U phase is on
  • the switching element 7v for the upper arm for the V phase is on
  • the switching element 8w for the lower arm for the W phase is on.
  • the phase current Iw (sign is negative) is estimated to be the DC bus current Idc detected in the period 3.
  • the switching element 7u for the upper arm for the U phase is on
  • the switching element 8v for the lower arm for the V phase is on
  • the switching element 8w for the lower arm for the W phase is on.
  • the phase current Iu (sign is negative) is estimated to be the DC bus current Idc detected in the period 2.
  • the U-phase current Iu is also estimated.
  • the control device 102 uses the estimated three-phase currents Iu, Iv, and Iw, and based on the phase and the angular frequency command value ⁇ (speed command), the voltage command value, the angular frequency estimated value, and the phase of the rotating coordinate system (For example, the process shown in Patent Document 3), the voltage command value of the rotating coordinate system is converted into a three-phase voltage command value from these, and this is further subjected to pulse width modulation to switch the switching elements 7u, 8u, 7v. , 8v, 7w, and 8w are output as pulse signals U, Ubar, V, Vbar, W, and Wbar, respectively.
  • FIG. 1 shows a circuit configuration diagram of the latter two-shunt inverter device 200.
  • 3 is an inverter main circuit of a three-phase PWM (Pulse Width Modulation) system, which converts the voltage supplied from the DC power supply unit 4 into a three-phase pseudo AC voltage having an arbitrary variable voltage and variable frequency, and outputs it.
  • the electric motor (for example, synchronous motor) 6 is supplied. That is, the inverter main circuit 3 includes a U-phase upper arm switching element 7u, a U-phase lower arm switching element 8u, a V-phase upper arm switching element 7v, and a V-phase lower arm switching element.
  • each switching element 7u, 8u, 7v, 8v, 7w, 8w includes a winding of the motor 6.
  • a diode that circulates the current flowing through is connected in reverse parallel.
  • the switching elements 7u, 8u, 7v, 8v, 7w, and 8w are turned on when the pulse signal input to the base is at “H” level, and turned off when the pulse signal is at “L” level.
  • the shunt resistors 11 and 12 are connected to the U-phase lower arm and the V-phase lower arm.
  • the U-phase current Iu is connected to the shunt resistor 11 and the V-phase current Iv is supplied to the shunt resistor 12, respectively. It is configured to flow.
  • the control device 201 detects the U-phase current Iu from the shunt resistor 11 and detects the V-phase current Iv from the shunt resistor 12. As described above, since the sum of the U-phase current Iu, the V-phase current Iv, and the W-phase current Iw becomes zero, the W-phase current Iw is estimated.
  • the control device 201 uses the detected and estimated three-phase currents Iu, Iv, and Iw, and based on the phase and the angular frequency command value ⁇ (speed command), the voltage command value of the rotating coordinate system, the angular frequency estimated value, and The phase is calculated (the process shown in Patent Document 3 described above), and the voltage command value of the rotating coordinate system is converted into a three-phase voltage command value from these, and this is further subjected to pulse width modulation to switch the switching elements 7u, 8u. , 7v, 8v, 7w, and 8w are respectively output as pulse signals U, Ubar, V, Vbar, W, and Wbar.
  • the sensorless vector control is performed by obtaining the current of each arm phase in any method.
  • the circle in FIG. Since the area of 2 or 3 is narrowed and ringing (disturbance of the waveform due to circuit inductance or reflection when the signal changes suddenly) occurs in the current detected by the shunt resistor, the correct current value cannot be detected. As a result, only the current for one phase can be detected. Further, there is a problem that the dq current used in the vector control cannot be calculated only by the current for one phase.
  • FIG. 8 shows an on / off state of each switching element in FIG. 1 within one carrier cycle (one carrier frequency) of the inverter device 200 in the two-shunt method described above.
  • 8 shows the on / off state of each switching element when the phase is 30 °
  • the center shows the on / off state of each switching element when the phase is 60 °
  • the right side shows the switching element when the phase is 90 °.
  • the switching element 8u for the U-phase lower arm is turned off at the phase of 90 ° in the entire region of one carrier frequency.
  • the phase current Iu cannot be detected.
  • the V-phase current Iv cannot be detected near the phase 210 °
  • the W-phase current Iw cannot be detected near the phase 330 °.
  • This is not limited to 100% duty, and the same applies to values close to 100% (for example, values of 85% to 95% or more).
  • FIG. 9 is a diagram in which the U-phase current Iu and the V-phase current Iv that actually flow through the shunt resistor are detected in the two-shunt method. It can be seen that correct current values are not detected before and after the phase around 90 ° for the U-phase current Iu and around 210 ° for the V-phase current Iv. Similarly, the correct current value cannot be detected in the subsequent phases.
  • the current cannot be detected in a specific phase.
  • the current is detected by increasing / decreasing the ON period of some phases, A method of estimating the phase current that cannot be detected has been adopted (see Patent Document 1).
  • the present invention has been made to solve the conventional technical problem, and an object of the present invention is to realize accurate sensorless vector control without increasing the shunt resistance in the above-described two-shunt method. It is what.
  • the invention according to claim 1 is a three-phase PWM type three-phase pseudo-AC, in which three arms, each having two switching elements connected in series to a DC power source, are connected in a three-phase bridge shape for conflicting ON / OFF operations.
  • An inverter main circuit for applying a voltage to the motor; a shunt resistor connected to the DC power supply in series with at least two of the three arms of the inverter main circuit; and a current flowing through the shunt resistor at a predetermined cycle
  • a control means for controlling the ON / OFF operation of each switching element of the inverter main circuit based on the detected current, and the control means has a predetermined ON time of the switching element continuously.
  • the current value detected at a time approximately 180 ° before the specific angle range that is less than or equal to the value is used instead of the current value in the specific angle range. It is characterized in.
  • the invention according to claim 2 is a three-phase PWM type three-phase pseudo-AC, in which three arms formed by connecting two switching elements in series to a DC power supply in a three-phase bridge shape for conflicting ON / OFF operations.
  • An inverter main circuit for applying a voltage to the motor; a shunt resistor connected to the DC power supply in series with at least two of the three arms of the inverter main circuit; and a current flowing through the shunt resistor at a predetermined cycle
  • a control means for controlling the ON / OFF operation of each switching element of the inverter main circuit based on the detected current, and the control means has a predetermined ON time of the switching element continuously.
  • the current value is calculated from the current values flowing through multiple shunt resistors in the vicinity of approximately 180 ° corresponding to a specific angle range that is less than or equal to the value.
  • the current value is calculated, characterized by using instead of the calculated value to the current value of the range of the specific angle.
  • the polarity is reversed like the current in the phase approximately 180 ° before the current value detected previously, and Since the current value having the same or substantially the same absolute value is used as the current current value, in the so-called two-shunt method, accurate sensorless vector control can be realized without further increasing the shunt resistance. Become.
  • the current value is calculated by calculation from a plurality of current values in the phase in the vicinity of approximately 180 ° before as in claim 2, the current value can be obtained more accurately.
  • FIG. 3 is a characteristic diagram of three-phase modulation when the voltage command value is 100% duty and explains the operation of the control device of FIG. 2.
  • It is a circuit block diagram of the conventional 1 shunt-type inverter apparatus. It is a figure which shows the ON / OFF state and DC bus current of each switching element within 1 carrier frequency of the inverter apparatus of FIG. The ON / OFF state of each switching element within 1 carrier frequency of the inverter apparatus of FIG. 1 is shown. It is a figure which shows the electric current detection waveform of the shunt resistance in the 2 shunt system of FIG.
  • Inverter device 3 Inverter main circuit 4
  • DC power supply 6 Electric motor 7u, 8u, 7v, 8v, 7w, 8w switching element 11, 12 Shunt resistance 13 Control device
  • the inverter device 1 of the embodiment drives, for example, a compressor motor of a car air conditioner, and the circuit configuration is the same as that shown in FIG.
  • FIG. 2 is a functional block diagram of the control device (control means) 13 of FIG.
  • 3 is a three-phase PWM (Pulse Width Modulation) inverter main circuit, which converts the voltage supplied from the DC power supply unit 4 into an arbitrary variable voltage and variable frequency three-phase pseudo AC voltage and outputs it to an electric motor (for example, synchronous motor) 6 Supply.
  • an electric motor for example, synchronous motor 6 Supply.
  • current is supplied to two of the three-phase (U-phase, V-phase, and W-phase) coils, and the coil that is energized every 60 degrees in electrical angle is switched and the energized is not opened.
  • the inverter main circuit 3 includes a U-phase upper arm switching element 7u, a U-phase lower arm switching element 8u, a V-phase upper arm switching element 7v, a V-phase lower arm switching element 8v, A switching element 7w for the upper arm for the W phase and a switching element 8w for the lower arm for the W phase are provided.
  • a current flowing through the winding of the motor 6 is supplied.
  • the diode to be refluxed is connected in reverse parallel.
  • the switching elements 7u, 8u, 7v, 8v, 7w, and 8w are turned on when the pulse signal input to the base is at “H” level, and turned off when the pulse signal is at “L” level.
  • the shunt resistors 11 and 12 are connected to the U-phase lower arm and the V-phase lower arm.
  • the U-phase current Iu is connected to the shunt resistor 11 and the V-phase current Iv is supplied to the shunt resistor 12, respectively. It is configured to flow.
  • the control device 13 in this case includes a current detection unit 21, a current conversion unit 22, a control unit 23, a voltage conversion unit 24, a PWM control unit 26, and the like.
  • the current detection unit 21 detects the U-phase current Iu flowing through the shunt resistor 11 at a predetermined cycle, and detects the V-phase current Iv flowing through the shunt resistor 12. As described above, since the sum of the U-phase current Iu, the V-phase current Iv, and the W-phase current Iw becomes zero, the W-phase current Iw is estimated (two-shunt method).
  • the current converter 22 converts the three-phase currents Iu, Iv, and Iw into the currents I ⁇ and I ⁇ in the rotational coordinate ( ⁇ - ⁇ ) system based on the phase ⁇ of the three-phase PWM inverter main circuit 3.
  • the rotational coordinate ( ⁇ - ⁇ ) system is the ⁇ - ⁇ axis (control axis) described in Patent Document 3, and is an orthogonal coordinate system that rotates with an estimated angular frequency value of the rotating magnetic field.
  • the control unit 23 includes a speed / current control unit 23A and a speed / phase estimation unit 23B.
  • the speed / current control unit 23A includes an angular frequency command value ⁇ of the rotor input from the outside and a current conversion unit 22. Based on the output currents I ⁇ and I ⁇ of the rotating coordinate system, voltage command values V ⁇ and V ⁇ of the rotating coordinate system of the three-phase PWM inverter main circuit 3 are calculated.
  • the speed / phase estimation unit 23B calculates the angular frequency estimation value ⁇ * and the phase ⁇ of the three-phase PWM inverter main circuit 3 based on the currents I ⁇ and I ⁇ and the voltage command values V ⁇ and V ⁇ in the rotating coordinate system. To do.
  • the basic processing of the control unit 23 is the same as that described in Patent Document 3.
  • the switching element 8u for the U-phase lower arm is turned off in the entire range of one carrier frequency at a phase of 90 ° as shown in FIG. Therefore, the U-phase current Iu cannot be detected near the phase of 90 °. Similarly, the V-phase current Iv cannot be detected near the phase 210 °, and the W-phase current Iw cannot be detected near the phase 330 °.
  • the current value of the phase 180 ° before the current has a polarity opposite to that of the current current value and substantially the same absolute value. Further, the current value of the phase in the vicinity of 180 ° before is opposite in polarity to the current current value and has substantially the same absolute value. Therefore, in the embodiment of the present invention, the duty of the voltage command values Vv, Vu, Vw, which will be described later, is less than 100% (for example, 85%, or any value from 85% to 95%. The same applies hereinafter. ) When the value H ⁇ Duty is exceeded, the current detection unit 21 does not detect the U-phase current Iu and the V-phase current Iv and estimate the W-phase current Iw. Then, the current detection unit 21 calculates the current value from the current value of the phase 180 ° before the current phase or a phase near 180 ° before.
  • the current detection unit 21 assumes that the angular frequency estimation value ⁇ * estimated by the speed / phase estimation unit 23B at the time of sampling before the phase P2 is still the same (that is, it is rotating at the same speed). ), The current (P2) phase ⁇ is grasped as having progressed to the next sampling at the angular frequency. Then, the phase 180 ° before the phase of P2 or the phase P3 in the vicinity of 180 ° is specified.
  • the current conversion unit 22 converts the estimated three-phase currents Iu, Iv, and Iw into currents I ⁇ and I ⁇ in a rotational coordinate ( ⁇ - ⁇ ) system based on the phase ⁇ . Then, the speed / current control unit 23A is a three-phase PWM inverter based on the rotor angular frequency command value ⁇ input from the outside and the currents I ⁇ and I ⁇ of the rotating coordinate system output from the current conversion unit 22. Voltage command values V ⁇ and V ⁇ in the rotating coordinate system of the main circuit 3 are calculated.
  • the speed / phase estimation unit 23B calculates the angular frequency estimation value ⁇ * and the phase ⁇ of the three-phase PWM inverter main circuit 3 based on the currents I ⁇ and I ⁇ and the voltage command values V ⁇ and V ⁇ in the rotating coordinate system. To do.
  • the voltage conversion unit 24 converts the voltage command values V ⁇ and V ⁇ of the rotating coordinate system into three-phase voltage command values, that is, U-phase voltage command values Vu and V-phase.
  • the voltage command value Vv is converted into a W-phase voltage command value Vw.
  • the PWM control unit 26 performs pulse width modulation (duty) on the three-phase voltage command values Vu, Vv, and Vw to control the switching elements 7u, 8u, 7v, 8v, 7w, and 8w, respectively. , Vbar, W, Wbar are output.
  • FIG. 3 is a flowchart of the control device 13 showing the above operation. That is, in step S1, the current detection unit 21 detects the U-phase current Iu flowing through the shunt resistor 11 at a predetermined cycle, and detects the V-phase current Iv flowing through the shunt resistor 12. As described above, since the sum of the U-phase current Iu, the V-phase current Iv, and the W-phase current Iw becomes zero, the W-phase current Iw is estimated.
  • the current detection unit 21 determines whether or not the PWM duty of the voltage command values Vv, Vu, and Vw is equal to or greater than a predetermined value H ⁇ Duty (85% described above) in Step S2, and is smaller than H ⁇ Duty. The process proceeds to step S4, and if it is equal to or higher than H ⁇ Duty, the process proceeds to step S3.
  • step S3 the current detection unit 21 obtains the current U-phase current Iu, V-phase current Iv, and W-phase current Iw from the current value of the phase 180 ° before the current phase or a phase near 180 ° before. calculate.
  • a current value of a phase before 180 ° or a phase in the vicinity of 180 ° is adopted, and currents of the same value with the polarity reversed are currently flowing.
  • phase current storage memory that stores the phase current for each phase current is provided in the control device 13, and the phase current storage memory includes an electric motor 6 as shown in FIG.
  • the estimated angle of the rotor and the value of the detected phase current are stored in pairs, but these data are overwritten and rewritten sequentially as the motor 6 rotates.
  • step S31 the control device 13 obtains an angle ⁇ p that is 180 ° before the current estimated angle ⁇ .
  • step S32 it is determined whether or not the estimated angle ⁇ that matches the angle ⁇ p is stored (stored) in the phase current storage memory.
  • the detected phase current ⁇ Iu ( ⁇ p) corresponding to the angle is set as the estimated phase current Iu ′ ( ⁇ ).
  • step S34 the detected phase currents Iu ( ⁇ 1) and Iu ( ⁇ 2) corresponding to the angles before and after the angle ⁇ p are retrieved from the phase current storage memory and read out.
  • step S35 linear interpolation is performed based on the detected phase current value obtained in step S34, and finally the estimated phase current Iu ′ ( ⁇ ) is obtained.
  • the current converter 22 converts the three-phase currents Iu, Iv, Iw into the current I ⁇ in the rotational coordinate ( ⁇ - ⁇ ) system based on the phase ⁇ of the inverter main circuit 3 of the three-phase PWM method. , I ⁇ .
  • step S5 the speed / phase estimation unit 23B of the control unit 23 determines the angle of the three-phase PWM inverter main circuit 3 based on the currents I ⁇ and I ⁇ and the voltage command values V ⁇ and V ⁇ in the rotating coordinate system.
  • the frequency estimated value ⁇ * and the phase ⁇ are calculated.
  • step S6 the speed / current control unit 23A of the control unit 23 inputs the angular frequency command value ⁇ of the rotor input from the outside, and the rotational coordinate system output from the current conversion unit 22 in step S7. Based on the currents I ⁇ and I ⁇ , voltage command values V ⁇ and V ⁇ of the rotational coordinate system of the inverter main circuit 3 of the three-phase PWM method are calculated.
  • step S8 the voltage conversion unit 24 converts the voltage command values V ⁇ and V ⁇ of the rotating coordinate system into the three-phase voltage command values, that is, the U-phase voltage command based on the phase ⁇ of the three-phase PWM inverter main circuit 3.
  • the value Vu, the V-phase voltage command value Vv, and the W-phase voltage command value Vw are converted.
  • step S9 the PWM control unit 26 performs pulse width modulation (duty) on the three-phase voltage command values Vu, Vv, and Vw to control the switching elements 7u, 8u, 7v, 8v, 7w, and 8w, respectively.
  • Signals U, Ubar, V, Vbar, W, Wbar are output.
  • the control device 13 determines that the current value cannot be detected from the voltage command value, the current value detected before is in a phase before 180 ° or a phase in the vicinity of 180 ° before. Since the current value is calculated from the current value, that is, the current value that is opposite in polarity to the current current and has the same or substantially the same absolute value, the shunt resistance is further increased in the so-called two-shunt method. Accurate sensorless vector control can be realized without increasing the number.
  • the current value is calculated from the current value of the phase before 180 ° or the phase in the vicinity thereof, but not limited thereto, for example, the current value in two phases before and after 180 °, or Based on the current values in a plurality of phases more than 180 degrees before and in the vicinity thereof, the current value may be calculated from them using a predetermined calculation formula (calculation). By doing so, it is possible to estimate the current value more accurately.

Abstract

　２シャント方式において、シャント抵抗を増やすこと無く、的確なセンサレスベクトル制御を実現できるようにする。相反するＯＮ／ＯＦＦ動作を２つのスイッチング素子を直流電源に直列に接続して成る三つのアームを三相ブリッジ状に結線し、三相ＰＷＭ方式の三相疑似交流電圧を電動機に印加するインバータ主回路と、インバータ主回路の三つのアームのうち、少なくとも二つのアームと直列に直流電源に接続されるシャント抵抗と、所定の周期でシャント抵抗に流れる電流を検出し、その検出された電流に基づいて、インバータ主回路のそれぞれのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御する制御手段と、制御手段は、スイッチング素子のＯＮ時間が連続して所定値以下となる特定の角度の範囲に対応する略１８０°前の時間に検出された電流値を、この特定の角度の範囲の電流値に換えて用いる。 

Description

インバータ装置
　本発明は、磁極位置センサを用いない、センサレスベクトル方式により電動機を制御するインバータ装置に関するものである。
　従来よりブラシレスモータ（電動機）をセンサレスベクトル制御で運転する場合、インバータ主回路を流れる相電流から電圧指令値、角周波数、及び、位相を算出するものであるが、この相電流を検出する装置として小型で安価なシャント抵抗が用いられる。このシャント抵抗を用いる方式には二種類あり、一つは図６に示すような一つのシャント抵抗を用いる方式（１シャント方式）で（例えば特許文献１参照）、もう一つは図１に示すような二相の相電流を検出するために二つのシャント抵抗を用いる方式（２シャント方式）である。
（１シャント方式） 
　図６は前者の１シャント方式のインバータ装置１００の回路構成図を示している。３は三相ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)方式のインバータ主回路であり、直流電源部４から供給される電圧を、任意の可変電圧、可変周波数の三相疑似交流電圧に変換して出力し、電動機（例えば、同期電動機）６に供給する。即ち、インバータ主回路３は、Ｕ相用の上アームのスイッチング素子７ｕ、Ｕ相用の下アームのスイッチング素子８ｕ、Ｖ相用の上アームのスイッチング素子７ｖ、Ｖ相用の下アームのスイッチング素子８ｖ、Ｗ相用の上アームのスイッチング素子７ｗ、Ｗ相用の下アームのスイッチング素子８ｗを備え、各スイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗには、電動機６の巻線に流れる電流を還流させるダイオードが逆並列接続されている。
　なお、前記のスイッチング素子には、ＩＧＢＴ（Insulated
Gate Bipolar Transistor、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタ）が使用されている（以降も同様である。）。 
　スイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗは、ベースに入力されるパルス信号が「Ｈ」レベルのときにオンとなり、「Ｌ」レベルのときにオフとなる。そして、シャント抵抗１０１は直流母線に接続されており、このシャント抵抗１０１には直流母線電流Ｉｄｃ（シャント電流）が流れる構成とされている。
　制御装置１０２は自らが出力するパルス信号Ｕ、Ｕbar、Ｖ、Ｖbar、Ｗ、Ｗbarに基づいて、シャント抵抗１０１で検出した直流母線電流Ｉｄｃを各相に分配することによって電動機６に流れる三相電流、即ち、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを推定する。
　図７はインバータ装置１００の三相ＰＷＭ方式に用いる搬送波（キャリア）の１周期内（１キャリア周波数）の図６の各スイッチング素子のオン／オフ状態と直流母線電流Ｉｄｃ（シャント電流）を示している。例えば、図７の丸２と丸３の期間内で直流母線電流Ｉｄｃが検出される。
　期間丸３では、Ｕ相用の上アームのスイッチング素子７ｕがオンで、Ｖ相用の上アームのスイッチング素子７ｖがオンで、Ｗ相用の下アームのスイッチング素子８ｗがオンであるので、Ｗ相の電流Ｉｗ（符号は負）は期間丸３で検出された直流母線電流Ｉｄｃであると推定される。
　期間丸２では、Ｕ相用の上アームのスイッチング素子７ｕがオンで、Ｖ相用の下アームのスイッチング素子８ｖがオンで、Ｗ相用の下アームのスイッチング素子８ｗがオンであるので、Ｕ相の電流Ｉｕ（符号は負）は期間丸２で検出された直流母線電流Ｉｄｃであると推定される。
　また、Ｕ相の電流ＩｕとＶ相の電流ＩｖとＷ相の電流Ｉｗとの和が零となることからＵ相の電流Ｉｕも推定される。
　制御装置１０２は、推定された三相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを用い、位相と角周波数指令値ω（速度指令）に基づいて回転座標系の電圧指令値、角周波数推定値、及び、位相を算出し（例えば、特許文献３に示される処理）、これらから回転座標系の電圧指令値を三相電圧指令値に変換し、更にこれをパルス幅変調して、スイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗをそれぞれ制御するパルス信号Ｕ、Ｕbar、Ｖ、Ｖbar、Ｗ、Ｗbarを出力するものである。
（２シャント方式） 
　図１は後者の２シャント方式のインバータ装置２００の回路構成図を示している。同じく３は三相ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)方式のインバータ主回路であり、直流電源部４から供給される電圧を、任意の可変電圧、可変周波数の三相疑似交流電圧に変換して出力し、電動機（例えば、同期電動機）６に供給する。即ち、インバータ主回路３は、Ｕ相用の上アームのスイッチング素子７ｕ、Ｕ相用の下アームのスイッチング素子８ｕ、Ｖ相用の上アームのスイッチング素子７ｖ、Ｖ相用の下アームのスイッチング素子８ｖ、Ｗ相用の上アームのスイッチング素子７ｗ、Ｗ相用の下アームのスイッチング素子８ｗを備え、同様に各スイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗには、電動機６の巻線に流れる電流を還流させるダイオードが逆並列接続されている。
　スイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗは、同様にベースに入力されるパルス信号が「Ｈ」レベルのときにオンとなり、「Ｌ」レベルのときにオフとなる。そして、この場合シャント抵抗１１、１２はＵ相用の下アーム及びＶ相用の下アームに接続されており、シャント抵抗１１にはＵ相電流Ｉｕ、シャント抵抗１２にはＶ相電流Ｉｖがそれぞれ流れる構成とされている。
　制御装置２０１はシャント抵抗１１からＵ相電流Ｉｕを検出し、シャント抵抗１２からＶ相電流Ｉｖを検出する。また、前述したようにＵ相の電流ＩｕとＶ相の電流ＩｖとＷ相の電流Ｉｗとの和が零となることからＷ相の電流Ｉｗを推定する。
　制御装置２０１は、検出及び推定された三相の電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを用い、位相と角周波数指令値ω（速度指令）に基づいて回転座標系の電圧指令値、角周波数推定値、及び、位相を算出し（前述した特許文献３に示される処理）、これらから回転座標系の電圧指令値を三相電圧指令値に変換し、更にこれをパルス幅変調して、スイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗをそれぞれ制御するパルス信号Ｕ、Ｕbar、Ｖ、Ｖbar、Ｗ、Ｗbarを出力するものである。
特開２００７－３１２５１１号公報 特許第３６７４５７８号公報 特開２０００－２６２０８８号公報
　このように何れの方式においても各アーム相の電流を得てセンサレスベクトル制御が成されるものであるが、前述した１シャント方式において、上アームのオン期間が近接した領域では、図７の丸２又は丸３の領域が狭くなり、シャント抵抗で検出される電流にリンギング（信号が急激に変化するときの回路のインダクタンスや反射による波形の乱れ）が発生するため、正しい電流値が検出できなくなる結果、１相分の電流しか検出できなくなる。そして、この１相分の電流のみではベクトル制御で使用するｄ－ｑ電流を計算できなくなる問題がある。
　一方、図８に前述した２シャント方式におけるインバータ装置２００のキャリアの１周期（１キャリア周波数）内の図１の各スイッチング素子のオン／オフ状態を示す。図８の左は位相３０°のときの各スイッチング素子のオン／オフ状態、中央は位相６０°のとき、右は位相９０°のときの各スイッチング素子のオン／オフ状態を示している。 
　この図８から明らかな如く、デューティー１００％の高負荷状態では、位相９０°でＵ相用の下アームのスイッチング素子８ｕが１キャリア周波数の全域においてオフしてしまうため、位相９０°付近ではＵ相の電流Ｉｕを検出できなくなる。同様に、位相２１０°付近ではＶ相の電流Ｉｖが検出できなくなり、位相３３０°付近ではＷ相の電流Ｉｗが検出できなくなる。これは１００％デューティーに限らず、１００％に近い値（例えば、８５％～９５％の値以上）でも同様である。
　図９は、２シャント方式において、シャント抵抗に実際流れる、Ｕ相の電流Ｉｕ、及びＶ相の電流Ｉｖを検出した図である。Ｕ相の電流Ｉｕでは位相９０°付近の前後において、またＶ相の電流Ｉｖでは位相２１０°付近の前後において、それぞれ正しい電流値が検出できていないことが分かる。これ以降の位相においても、同様に正しい電流値が検出できない。
　このように、シャント抵抗を用いた相電流の検出方式では、特定の位相で電流を検出できなくなるため、例えば１シャント方式では一部の相のオン期間を増減させて電流を検出する方法や、検出できない相の電流を推定する方法が採られている（前記特許文献１参照）。
　また、２シャント方式では特定の２相しか検出できなくなるので、３相ともシャント抵抗を設けて位相によって検出する相を変更するなどの必要が生じ、Ａ／Ｄ変換が複雑となり、また、抵抗部品の点数も増えて発熱が増大するなどの問題があった（例えば、特許文献２参照）。
　本発明は、係る従来の技術的課題を解決するために成されたものであり、前述した２シャント方式において、シャント抵抗を増やすこと無く、的確なセンサレスベクトル制御を実現できるようにすることを目的とするものである。
　請求項１に係る発明は、相反するＯＮ／ＯＦＦ動作を２つのスイッチング素子を直流電源に直列に接続して成る三つのアームを三相ブリッジ状に結線し、三相ＰＷＭ方式の三相疑似交流電圧を電動機に印加するインバータ主回路と、該インバータ主回路の三つのアームのうち、少なくとも二つのアームと直列に前記直流電源に接続されるシャント抵抗と、所定の周期で前記シャント抵抗に流れる電流を検出し、その検出された電流に基づいて、前記インバータ主回路のそれぞれのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御する制御手段と、前記制御手段は、前記スイッチング素子のＯＮ時間が連続して所定値以下となる特定の角度の範囲に対応する略１８０°前の時間に検出された電流値を、この特定の角度の範囲の電流値に換えて用いることを特徴とする。 
　請求項２に係る発明は、相反するＯＮ／ＯＦＦ動作を２つのスイッチング素子を直流電源に直列に接続して成る三つのアームを三相ブリッジ状に結線し、三相ＰＷＭ方式の三相疑似交流電圧を電動機に印加するインバータ主回路と、該インバータ主回路の三つのアームのうち、少なくとも二つのアームと直列に前記直流電源に接続されるシャント抵抗と、所定の周期で前記シャント抵抗に流れる電流を検出し、その検出された電流に基づいて、前記インバータ主回路のそれぞれのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御する制御手段と、前記制御手段は、前記スイッチング素子のＯＮ時間が連続して所定値以下となる特定の角度の範囲に対応する略１８０°前の近傍における複数のシャント抵抗に流れる電流値から現在の電流値を演算によって算出し、その算出した値を前記特定の角度の範囲の電流値に換えて用いることを特徴とする。
　本発明によれば、電圧指令値から正しい電流値が検出できなくなると判断した場合、以前に検出された電流値のうち、略１８０°前の位相における電流の如く、極性が逆で、且つ、同一若しくは略同一の絶対値となる電流値を現在の電流値として用いるようにしたので、所謂２シャント方式において、シャント抵抗を更に増やすこと無く、的確なセンサレスベクトル制御を実現することができるようになる。
　更に、請求項２の如く略１８０°前の近傍の位相における複数の電流値から現在の電流値を演算によって算出するようにすれば、より正確に現在の電流値を求めることが可能となる。
本発明の一実施形態のインバータ装置の回路構成図である。 図１のインバータ装置における制御装置の機能ブロック図である。 図２の制御装置の動作を説明するフローチャートである。 （ａ）はある特定の相電流保存メモリの構成図であり、（ｂ）は図３のステップＳ３を説明するフローチャートである。 図２の制御装置の動作を説明する電圧指令値１００％デューティーのときの三相変調の特性図である。 従来の１シャント方式のインバータ装置の回路構成図である。 図６のインバータ装置の１キャリア周波数内の各スイッチング素子のオン／オフ状態と直流母線電流を示す図である。 図１のインバータ装置の１キャリア周波数内の各スイッチング素子のオン／オフ状態を示す。 図１の２シャント方式におけるシャント抵抗の電流検出波形を示す図である。
符号の説明
　１　インバータ装置 
　３　インバータ主回路 
　４　直流電源部 
　６　電動機 
　７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗ　スイッチング素子 
　１１、１２　シャント抵抗 
　１３　制御装置 
発明を実施するための形態
　以下、図面に基づき本発明の実施形態を詳述する。実施例のインバータ装置１は、例えばカーエアコンのコンプレッサモータを駆動するものであり、回路構成は図１に示すものと同様である。また、図２は図１の制御装置（制御手段）１３の機能ブロック図である。
　図１から改めて説明すると、３は三相ＰＷＭ(Pulse Width
Modulation)方式のインバータ主回路であり、直流電源部４から供給される電圧を、任意の可変電圧、可変周波数の三相疑似交流電圧に変換して出力し、電動機（例えば、同期電動機）６に供給する。電動機６のセンサレスベクトル制御では、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）コイルのうち，二つのコイルに電流を流し、電気角で６０度ごとに通電するコイルを切り替え、通電していない開放相から誘起電圧を検出することによって、そのゼロクロスするタイミングを検出し、６０度ごとにロータの位置を検出することが可能である。たとえば、Ｕ相からＶ相に通電する区間では、開放相のＷ相のゼロクロスが検出可能である。
　インバータ主回路３は、Ｕ相用の上アームのスイッチング素子７ｕ、Ｕ相用の下アームのスイッチング素子８ｕ、Ｖ相用の上アームのスイッチング素子７ｖ、Ｖ相用の下アームのスイッチング素子８ｖ、Ｗ相用の上アームのスイッチング素子７ｗ、Ｗ相用の下アームのスイッチング素子８ｗを備え、各スイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗには、電動機６の巻線に流れる電流を還流させるダイオードが逆並列接続されている。
　スイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗは、ベースに入力されるパルス信号が「Ｈ」レベルのときにオンとなり、「Ｌ」レベルのときにオフとなる。そして、この場合シャント抵抗１１、１２はＵ相用の下アーム及びＶ相用の下アームに接続されており、シャント抵抗１１にはＵ相電流Ｉｕ、シャント抵抗１２にはＶ相電流Ｉｖがそれぞれ流れる構成とされている。
　次に図２において、この場合の制御装置１３は、電流検出部２１、電流変換部２２、制御部２３、電圧変換部２４及びＰＷＭ制御部２６などから構成される。電流検出部２１は、所定の周期でシャント抵抗１１を流れるＵ相電流Ｉｕを検出し、シャント抵抗１２を流れるＶ相電流Ｉｖを検出する。また、前述したようにＵ相の電流ＩｕとＶ相の電流ＩｖとＷ相の電流Ｉｗとの和が零となることからＷ相の電流Ｉｗを推定する（２シャント方式）。
　電流変換部２２は、三相ＰＷＭ方式のインバータ主回路３の位相θに基づいて、三相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを回転座標（γ－δ）系の電流Ｉδ、Ｉγに変換する。この回転座標（γ－δ）系とは、前記特許文献３に記載されたγ－δ軸（制御軸）であり、回転磁界の角周波数推定値で回転する直交座標系である。
　制御部２３は、速度・電流制御部２３Ａと速度・位相推定部２３Ｂとから成り、速度・電流制御部２３Ａは、外部から入力される回転子の角周波数指令値ωと、電流変換部２２から出力された回転座標系の電流Ｉδ、Ｉγに基づき、三相ＰＷＭ方式のインバータ主回路３の回転座標系の電圧指令値Ｖδ、Ｖγを算出する。また、速度・位相推定部２３Ｂは、前記回転座標系の電流Ｉδ、Ｉγと電圧指令値Ｖδ、Ｖγに基づき、三相ＰＷＭ方式のインバータ主回路３の角周波数推定値ω＊及び位相θを算出する。この制御部２３の基本的な処理は前記特許文献３に記載されているものと同様である。
　前述した如く、２シャント方式では電圧指令値がデューティー１００％の高負荷状態となると、図８の如く位相９０°でＵ相用の下アームのスイッチング素子８ｕが１キャリア周波数の全域においてオフしてしまうため、位相９０°付近ではＵ相の電流Ｉｕを検出できなくなる。同様に、位相２１０°付近ではＶ相の電流Ｉｖが検出できなくなり、位相３３０°付近ではＷ相の電流Ｉｗが検出できなくなる。 
　一方で、現在から１８０°前の位相の電流値は、現在の電流値と極性が逆で、且つ、略同一の絶対値となる。また、１８０°前の近傍の位相の電流値は、現在の電流値と極性が逆で、且つ、略同一の絶対値となる。そこで、本発明の実施形態では、後述する電圧指令値Ｖｖ、Ｖｕ、Ｖｗのデューティーが１００％より少許小さい（例えば８５％。或いは、８５％～９５％のうちの何れかの値。以下、同じ）値Ｈ・Ｄｕｔｙを超えた場合、電流検出部２１はＵ相の電流Ｉｕ、Ｖ相の電流Ｉｖの検出とＷ相の電流Ｉｗの推定を行わない。そして、電流検出部２１は現在の位相から１８０°前の位相、若しくは、１８０°前の近傍の位相の電流値から現在の電流値を算出する。
　例えば、図５の位相Ｐ２で電圧指令値のデューティーがＨ・Ｄｕｔｙを超えた場合、Ｕ相電流Ｉｕを検出できなくなると判断し、そこから１８０°前の位相Ｐ３（若しくはその近傍の位相）のＵ相電流Ｉｕを採用し、その極性を反転した同一の値の相電流Ｉｕが現在流れているものとする。Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗも同様である。
　この場合、電流検出部２１は位相Ｐ２の前のサンプリング時に速度・位相推定部２３Ｂにて推定された角周波数推定値ω＊が現在も同一であるとし（即ち、同じ速度で回っていると仮定）、その角周波数で次のサンプリングまでに進んだものとして現在（Ｐ２）の位相θを把握する。そして、このＰ２の位相から１８０°前の位相、若しくは、１８０°前の近傍の位相Ｐ３を特定する。 
　電流変換部２２は、上記位相θに基づいて、推定した三相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを回転座標（γ－δ）系の電流Ｉδ、Ｉγに変換する。そして、速度・電流制御部２３Ａは、外部から入力される回転子の角周波数指令値ωと、電流変換部２２から出力された回転座標系の電流Ｉδ、Ｉγに基づき、三相ＰＷＭ方式のインバータ主回路３の回転座標系の電圧指令値Ｖδ、Ｖγを算出する。また、速度・位相推定部２３Ｂは、前記回転座標系の電流Ｉδ、Ｉγと電圧指令値Ｖδ、Ｖγに基づき、三相ＰＷＭ方式のインバータ主回路３の角周波数推定値ω＊及び位相θを算出する。 
　電圧変換部２４は三相ＰＷＭ方式のインバータ主回路３の位相θに基づいて回転座標系の電圧指令値Ｖδ、Ｖγを三相電圧指令値、即ち、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相の電圧指令値Ｖｖ、Ｗ相の電圧指令値Ｖｗに変換する。
　ＰＷＭ制御部２６は、三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗをパルス幅変調（デューティー）して、スイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗをそれぞれ制御するパルス信号Ｕ、Ｕbar、Ｖ、Ｖbar、Ｗ、Ｗbarを出力する。
　図３は以上の動作を示した制御装置１３のフローチャートである。即ち、ステップＳ１で電流検出部２１は、所定の周期でシャント抵抗１１を流れるＵ相電流Ｉｕを検出し、シャント抵抗１２を流れるＶ相電流Ｉｖを検出する。また、前述したようにＵ相の電流ＩｕとＶ相の電流ＩｖとＷ相の電流Ｉｗとの和が零となることからＷ相の電流Ｉｗを推定する。
　次に、電流検出部２１はステップＳ２で電圧指令値Ｖｖ、Ｖｕ、ＶｗのＰＷＭデューティーが所定の値Ｈ・Ｄｕｔｙ（前述した８５％）以上となったか否か判断し、Ｈ・Ｄｕｔｙより小さい場合にはステップＳ４に進み、Ｈ・Ｄｕｔｙ以上である場合にはステップＳ３に進む。
　このステップＳ３で電流検出部２１は、現在の位相から１８０°前の位相、若しくは、１８０°前の近傍の位相の電流値から現在のＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを算出する。この場合、１８０°前の位相、若しくは、１８０°前の近傍の位相の電流値を採用し、その極性を反転した同一の値の電流が現在流れているものとする。
　具体的には、制御装置１３内には、相電流毎にその相電流を保存する相電流保存メモリが設けられ、この相電流保存メモリには、図４（ａ）に示すように、電動機６の回転子の推定角度、及び検出した相電流の値がペアで保存されるが、これらのデータは、電動機６が回転するに従って、オーバーライトされて順次書き換えられる。
　図４（ｂ）のステップＳ３１では、制御装置１３は、現在の推定角度θから１８０°前の角度θｐを求める。ステップＳ３２では、相電流保存メモリ内に、その角度θｐと一致する推定角度θが保存（格納）されているか否かを判断する。 
　もし、一致する角度が保存されていれば、その角度に対応する検出相電流　－Ｉｕ（θｐ）を推定相電流Ｉｕ´（θ）とする。
　一方、一致する角度が保存されていなければ、ステップＳ３４では、その角度θｐの前後の角度に対応する検出相電流Ｉｕ（θ１）、Ｉｕ（θ２）を相電流保存メモリから検索して読み出す。 
　ステップＳ３５では、ステップＳ３４で求めた検出相電流の値に基づいて、線形補間の演算を行って、最終的に推定相電流Ｉｕ´（θ）を求める。 
　次に、ステップＳ４に進み、電流変換部２２は、三相ＰＷＭ方式のインバータ主回路３の位相θに基づいて、三相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを回転座標（γ－δ）系の電流Ｉδ、Ｉγに変換する。
　次に、ステップＳ５に進み、制御部２３の速度・位相推定部２３Ｂは、上記回転座標系の電流Ｉδ、Ｉγと電圧指令値Ｖδ、Ｖγに基づき、三相ＰＷＭ方式のインバータ主回路３の角周波数推定値ω＊及び位相θを算出する。 
　次に、ステップＳ６で制御部２３の速度・電流制御部２３Ａは、外部から入力される回転子の角周波数指令値ωを入力し、ステップＳ７で電流変換部２２から出力された回転座標系の電流Ｉδ、Ｉγに基づき、三相ＰＷＭ方式のインバータ主回路３の回転座標系の電圧指令値Ｖδ、Ｖγを算出する。 
　次に、ステップＳ８で電圧変換部２４は三相ＰＷＭ方式のインバータ主回路３の位相θに基づいて回転座標系の電圧指令値Ｖδ、Ｖγを三相電圧指令値、即ち、Ｕ相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相の電圧指令値Ｖｖ、Ｗ相の電圧指令値Ｖｗに変換する。 
　次に、ステップＳ９でＰＷＭ制御部２６は、三相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗをパルス幅変調（デューティー）して、スイッチング素子７ｕ、８ｕ、７ｖ、８ｖ、７ｗ、８ｗをそれぞれ制御するパルス信号Ｕ、Ｕbar、Ｖ、Ｖbar、Ｗ、Ｗbarを出力する。
　このように、制御装置１３は電圧指令値から電流値が検出できなくなると判断した場合、以前に検出された電流値のうち、１８０°前の位相、若しくは、当該１８０°前の近傍の位相における電流値、即ち、現在の電流と極性が逆で、且つ、同一若しくは略同一の絶対値となる電流値から現在の電流値を算出するようにしたので、所謂２シャント方式において、シャント抵抗を更に増やすこと無く、的確なセンサレスベクトル制御を実現することができるようになる。
　特に、前回のサンプリング時に算出された角周波数推定値が現在も同一であるものとして現在の位相を推定することで、以前の位相を特定する作業も的確に行うことができるようになる。
　尚、上述した実施形態では１８０°前の位相、若しくはその近傍の位相の電流値から現在の電流値を算出したが、それに限らず、例えば１８０°前の前後二つの位相における電流値、或いは、１８０°前、及び、その近傍の位相における更に多くの複数の位相における電流値に基づき、それらから所定の計算式（演算）によって現在の電流値を算出するようにしてもよい。そのようにすることで、より正確に現在の電流値の推定を行うことが可能となる。

Claims (2)

  1. 　相反するＯＮ／ＯＦＦ動作を２つのスイッチング素子を直流電源に直列に接続して成る三つのアームを三相ブリッジ状に結線し、三相ＰＷＭ方式の三相疑似交流電圧を電動機に印加するインバータ主回路と、
    　該インバータ主回路の三つのアームのうち、少なくとも二つのアームと直列に前記直流電源に接続されるシャント抵抗と、
    　所定の周期で前記シャント抵抗に流れる電流を検出し、その検出された電流に基づいて、前記インバータ主回路のそれぞれのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御する制御手段と、
    　前記制御手段は、前記スイッチング素子のＯＮ時間が連続して所定値以下となる特定の角度の範囲に対応する略１８０°前の時間に検出された電流値を、この特定の角度の範囲の電流値に換えて用いることを特徴とするインバータ装置。 
  2. 　相反するＯＮ／ＯＦＦ動作を２つのスイッチング素子を直流電源に直列に接続して成る三つのアームを三相ブリッジ状に結線し、三相ＰＷＭ方式の三相疑似交流電圧を電動機に印加するインバータ主回路と、
    　該インバータ主回路の三つのアームのうち、少なくとも二つのアームと直列に前記直流電源に接続されるシャント抵抗と、
    　所定の周期で前記シャント抵抗に流れる電流を検出し、その検出された電流に基づいて、前記インバータ主回路のそれぞれのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御する制御手段と、
    　前記制御手段は、前記スイッチング素子のＯＮ時間が連続して所定値以下となる特定の角度の範囲に対応する略１８０°前の近傍における複数のシャント抵抗に流れる電流値から現在の電流値を演算によって算出し、その算出した値を前記特定の角度の範囲の電流値に換えて用いることを特徴とするインバータ装置。
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