JP4788416B2 - モータ駆動用インバータ制御装置及び冷凍装置 - Google Patents

Description

本発明は、ブラシレスＤＣモータなどを任意の回転数で駆動するモータ駆動用インバータ制御装置及びそれを用いた冷凍装置に関するものである。

近年、空気調和機における圧縮機などのモータを駆動する装置においては、地球環境保護の観点から消費電力を低減する必要性が大きくなっている。その中で、省電力の技術の一つとして、ブラシレスＤＣモータのような効率の高いモータを任意の周波数で駆動するモータ駆動用インバータ制御装置などが広く一般に使用されている。さらに、駆動する技術としては、矩形波状の電流により駆動を行う矩形波駆動に対して、より効率が高く、騒音も低くすることが可能な正弦波駆動技術が注目されている。

空気調和機における圧縮機のようなモータを駆動する場合、モータの回転子の位置を検出するセンサを取りつけることが困難であるため、回転子の位置を何らかの方法で推定しながら駆動を行う位置センサレス正弦波駆動の技術も発明されている（例えば、特許文献１参照）。

図１５に、上記特許文献１に開示された従来のモータ駆動用インバータ制御装置による位置センサレス正弦波駆動を実現するためのシステム構成を示す。

図１５において、１は直流電源、２はインバータ、３はモータ、６は制御部、１５ｖと１５ｗは電流センサである。

モータ３は、中性点を中心にＹ結線されたＵ相巻線４ｕ、Ｖ相巻線４ｖ、Ｗ相巻線４ｗが取付けられた固定子４と、磁石（図示せず）が装着されている回転子５を備えている。Ｕ相巻線４ｕの非結線端にＵ相端子８ｕ、Ｖ相巻線４ｖの非結線端にＶ相端子８ｖ、Ｗ相巻線４ｗの非結線端にＷ相端子８ｗがそれぞれ接続されている。

インバータ２は、一対のスイッチング素子が電流の上流側と下流側の関係に直列接続された直列回路を、Ｕ相用、Ｖ相用、Ｗ相用として３つ有する。これら直列回路に、直流電源１から出力されるＤＣ電圧が印加される。Ｕ相用の直列回路は、上流側のスイッチング素子１２ｕ、および下流側のスイッチング素子１２ｘより成る。Ｖ相用の直列回路は、上流側のスイッチング素子１２ｖ、および下流側のスイッチング素子１２ｙより成る。Ｗ相用の直列回路は、上流側のスイッチング素子１２ｗ、および下流側のスイッチング素子１２ｚより成る。なお、フリーホイールダイオード１４ｕ、１４ｖ、１４ｗ、１４ｘ、１４ｙ、１４ｚが、各スイッチング素子１２ｕ〜１２ｚと並列に接続される。

インバータ２におけるスイッチング素子１２ｕ、１２ｘの相互接続点、スイッチング素子１２ｖ、１２ｙの相互接続点、およびスイッチング素子１２ｗ、１２ｚの相互接続点に、モータ３の相端子８ｕ、８ｖ、８ｗがそれぞれ接続される。

制御部６は、ＰＷＭ信号生成部９と、ベースドライバ１０と、位相推定部１７と、回転子速度推定部１８とからなり、電流センサ１５ｖ、１５ｗによって検出されたモータ３のＶ、Ｗ相巻線４ｖ、４ｗに流れる電流などをもとに回転子５の位相を推定してインバータ２を制御する信号を出力する。

以上のような回路構成にて、モータ３の駆動制御を行っている。

また、近年では、駆動装置を構成する上でコストアップの要因となる電流センサを用いずにインバータに流れる直流電流（以下、インバータ母線電流）からモータ３の相電流を検出する方法が考案されている。

図１６は、インバータ２をＰＷＭ制御しモータ３を駆動させたときのＰＷＭ信号（インバータ上アーム分のみ）と、それによって発生するモータ印加電圧、さらにモータ３に流れる各相の電流を示したものである。

また、図１７は、図１６における期間Ｔの詳細を示している。上から上アームＵ相スイッチング素子制御信号、上アームＶ相スイッチング素子制御信号、上アームＷ相スイッチング素子制御信号、下アームＵ相スイッチング素子制御信号、下アームＶ相スイッチング素子制御信号、下アームＷ相スイッチング素子制御信号、およびインバータ母線電流である。インバータ母線電流には、各スイッチング素子１２ｕ〜１２ｚの状態に応じてモータ３の相電流が現れ、ＰＷＭ信号のデューティ情報を用いてモータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、およびＩｗに変換することができる。

なお、このインバータ母線電流からモータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに変換する方法については、例えば、特許文献２に詳細に記載されている。
特開２０００−３５０４８９号公報 特許第２７１２４７０号公報

しかしながら、従来のモータ駆動用インバータ制御装置においては、各相のモータ印加電圧の振幅が小さい場合、ＰＷＭ信号生成部９が出力するＰＷＭ信号のデューティが小さくなり、インバータ母線電流にモータ相電流が現れるが短くなってしまう。図１７では理想的な波形を示しているため、インバータ母線電流は瞬時に立ち上がっているが、実際には、電流の立ち上がり遅れ時間が存在し、また、場合によってインバータ母線電流にオーバーシュートが発生する場合などがあるため、ＰＷＭ信号生成部９が出力するＰＷＭ信号のデューティが小さい場合には、正確なモータ相電流をサンプリングすることは困難であった。

また、各相の上下アームのスイッチングのオンオフ切り替え時には、スイッチング素子１２ｕ〜１２ｚの動作遅れによるインバータ上下アーム短絡を防止するためのデッドタイムが設けられるが、この期間中にインバータ母線に流れる電流は不定となり、モータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗへの変換が不可能になる。

このように、実際の電流の立ち上がり遅れ時間、インバータ母線電流のオーバーシュート、デッドタイム期間の存在などにより、電流をサンプリングできる期間が短くなる場合は、モータ電流のサンプリングが困難になるといった課題があった。

このため、十分なサンプリング期間を確保するために、キャリア周波数を下げるといった方策があるが、キャリア周波数を下げると、モータ３の制御性が悪化するという課題が生じる。

本発明は、このような従来の課題を解決するものであり、制御性の悪化を招くことなくモータの各相の電流検出を正確に行い、良質な駆動が可能なモータ駆動用インバータ制御装置を提供することを目的とする。

上記従来の課題を解決するために、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、直流の入力を交流に変換してモータを駆動するインバータと、前記インバータに流れる直流電流を検出する直流電流検出器と、前記直流電流検出器から得られる直流電流を基に前記モータの各相の電流値を再現する相電流変換部と、前記インバータが出力する電圧値と前記相電流変換部により得られる前記モータの各相の電流値から前記モータに通電すべき電流指令実行値を演算する電流指令演算手段と、前記電流指令演算手段で得られる電流指令実行値に基づいて前記インバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、前記ＰＷＭ信号生成手段で生成されたＰＷＭ信号のキャリア１周期中で、前記インバータの上アーム側のスイッチング素子が１つ通電している第１の期間と、上アーム側のスイッチング素子が２つ通電している第２の期間が、直流電流を検出するための時間を確保したものとなるようデューティの増減をおこなうと共に、前記電流指令演算手段で得られた前記電流指令実行値が所定の閾値以下の場合は、次のキャリア周期でデューティの増減量を補正するデューティ補正手段とを備えたもので、モータの回転数が低く負荷状態が軽い場合においても制御性の悪化を招くことなく相電流を検出することができるので、良質なモータ駆動を実現すると共に、小型・低コストのモータ駆動用インバータ制御装置を提供することができる。

本発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、いかなるモータや回転数、負荷条件においても直流電流検出器から正確にモータの各相の電流検出ができ、良質なモータ駆動を実現すると共に、小型・低コストで構成することができる。

第１の発明は、直流の入力を交流に変換してモータを駆動するインバータと、前記インバータに流れる直流電流を検出する直流電流検出器と、前記直流電流検出器から得られる直流電流を基に前記モータの各相の電流値を再現する相電流変換部と、前記インバータが出力する電圧値と前記相電流変換部により得られる前記モータの各相の電流値から前記モータに通電すべき電流指令実行値を演算する電流指令演算手段と、前記電流指令演算手段で得られる電流指令実行値に基づいて前記インバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、前記ＰＷＭ信号生成手段で生成されたＰＷＭ信号のキャリア１周期中で、前記インバータの上アーム側のスイッチング素子が１つ通電している第１の期間と、上アーム側のスイッチング素子が２つ通電している第２の期間が、直流電流を検出するための時間を確保したものとなるようデューティの増減をおこなうと共に、前記電流指令演算手段で得られた前記電流指令実行値が所定の閾値以下の場合は、次のキャリア周期でデューティの増減量を補正するデューティ補正手段とを備えたもので、モータの回転数が低く負荷状態が軽い場合においても制御性の悪化を招くことなく相電流を検出することができるので、良質なモータ駆動を実現すると共に、小型・低コストのモータ駆動用インバータ制御装置を提供することができる。

第２の発明は、特に、第１の発明のデューティ補正手段によりデューティの増減のみが行われる第１のモードと、デューティの増減と次のキャリア周期にて増減量の補正が行われる第２のモードが、モータの機械角一回転中に存在するもので、モータの負荷状態が機械角一回転中において変動するような場合においても制御性の悪化を招くことなく相電流を検出することができ、小型・低コストなモータ駆動用インバータ制御装置を実現することができる。

第３の発明は、特に、第１又は第２の発明のデューティ補正手段によりデューティの増減量の補正が行われるキャリア周期においては、各相の電流値を、前回までのキャリア周期で得られる時系列変化量から推定演算するもので、高精度のモータ相電流の再現が可能
となる。

第４の発明は、請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータ駆動用インバータ制御装置と、前記モータ駆動用インバータ制御装置により運転制御されるモータを内蔵した圧縮機を備えたもので、メカ構造の簡単な圧縮機であっても振動の少ないシステムが構築でき、なおかつ、小型・低コストを実現することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
以下に、本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動用インバータ制御装置について図１〜１２を用いて説明する。

図１は、本実施の形態におけるモータ駆動用インバータ制御装置の構成を示すブロック図である。なお、従来例と同一部分については、同一符号を付してその説明を省略する。

図１において、本実施の形態におけるモータ駆動用インバータ制御装置１３は、直流電源１、ブラシレスＤＣモータであるモータ３に供給する駆動電圧を生成、出力するインバータ２及びインバータ２を制御する制御部６を有する。

モータ３は、中性点を中心にＹ結線された３相巻線であるＵ相巻線４ｕ、Ｖ相巻線４ｖ、Ｗ相巻線４ｗが取付けられた固定子４と、磁石（図示せず）が装着された回転子５とから構成されている。Ｕ相巻線４ｕの非結線端には、Ｕ相端子８ｕが、Ｖ相巻線４ｖの非結線端には、Ｖ相端子８ｖが、Ｗ相巻線４ｗの非結線端には、Ｗ相端子８ｗがそれぞれ接続されている。

インバータ２は、一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をＵ相用、Ｖ相用、Ｗ相用として３相分有する。ハーフブリッジ回路の一対のスイッチング素子は、直流電源１の高圧側端と低圧側端の間に直列接続され、ハーフブリッジ回路に直流電源１から出力される直流電圧が印加される。

Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側（上アーム）のスイッチング素子１２ｕ及び低圧側（下アーム）のスイッチング素子１２ｘより成る。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側のスイッチング素子１２ｖ及び低圧側のスイッチング素子１２ｙより成る。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側のスイッチング素子１２ｗ及び低圧側のスイッチング素子１２ｚよりなる。また、各スイッチング素子１２ｕ〜ｚと並列にフリーホイールダイオード１４ｕ、１４ｖ、１４ｗ、１４ｘ、１４ｙ、１４ｚが接続されている。

インバータ２におけるスイッチング素子１２ｕとスイッチング素子１２ｘの相互接続点、スイッチング素子１２ｖとスイッチング素子１２ｙの相互接続点、スイッチング素子１２ｗとスイッチング素子１２ｚの相互接続点には、モータ３のＵ〜Ｗ相端子８ｕ、８ｖ、８ｗがそれぞれ接続されている。

インバータ２に印加されている直流電圧は、上述したインバータ２内のスイッチング素子１２ｕ〜ｚのスイッチング動作によって三相の交流電圧に変換され、それによりモータ３が駆動される。また、インバータ２の母線には、シャント抵抗で構成された直流電流検出器１１が配されている。

制御部６は、ＰＷＭ信号生成部９と、ベースドライバ１０と、相電流変換部７と、位相
推定部１７と、回転子速度推定部１８と、電流指令演算手段１９と、デューティ補正手段２０から構成されている。

相電流変換部７は、直流電流検出器１１に流れるインバータ母線電流を観察し、そのインバータ母線電流をモータ３の相電流に変換する。相電流変換部７は実際にはインバータ母線電流が変化した時から所定期間の間だけ電流を検出する。

位相推定部１７は、相電流変換部７により変換されたモータ３の相電流と、デューティ補正手段２０で演算される出力電圧と、インバータ入力電圧検出部１６により検出されるインバータ２への印加電圧の情報により、モータ３の位相を推定する。

さらに、回転子速度推定部１８は、推定されたモータ３の位相から、モータ３の速度、すなわち回転子５の回転速度を推定する。電流指令演算手段１９では、推定された回転子５の速度と外部から与えられる目標速度との偏差情報に基いて回転子５の速度が目標速度となるように通電すべき電流指令実行値をＰＩ演算などを用いて導出し、ＰＷＭ信号生成部９がモータ３を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。

ＰＷＭ信号は、デューティ補正手段２０を介してベースドライバ１０に出力され、各スイッチング素子１２ｕ、１２ｖ、１２ｗ、１２ｘ、１２ｙ、１２ｚは、ＰＷＭ信号に従い駆動され、正弦波状の交流を生成する。

このように本実施の形態では、正弦波状の相電流を流すことによりモータ３の正弦波駆動を実現している。

ここで、図２〜図６を用いてインバータ母線に流れる電流においてモータ３の相電流が現れる様子を説明する。

図２は、モータ３の各相巻線４ｕ、４ｖ、４ｗに流れる相電流の状態と、６０°毎の電気角の各区間における各相巻線４ｕ、４ｖ、４ｗに流れる電流の方向とを示した図である。図２において、電気角０〜６０°の区間においては、Ｕ相巻線４ｕとＷ相巻線４ｗには非結線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線４ｖには中性点から非結線端に向けて電流が流れている。また、電気角６０〜１２０°の区間においては、Ｕ相巻線４ｕには非結線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線４ｖとＷ相巻線４ｗには中性点から非結線端に向けて電流が流れている。以降、電気角６０°毎に各相の巻線に流れる相電流の状態が変化していく様子が示されている。

例えば、図２において、電気角３０°の時にＰＷＭ信号生成部９で生成された半キャリア周期分のＰＷＭ信号が、図３のように変化する場合を考える。ここで、図３において、信号「Ｕ」は上アームのスイッチング素子１２ｕを、信号「Ｖ」は上アームのスイッチング素子１２ｖを、信号「Ｗ」は、上アームのスイッチング素子１２ｗを、信号「Ｘ」は、下アームのスイッチング素子１２ｘを、信号「Ｙ」は、下アームのスイッチング素子１２ｙを、信号「Ｚ」は、下アームのスイッチング素子１２ｚを動作させる信号を示す。

これらの信号はアクティブ・ハイで動作する。この場合、インバータ母線には、タイミング（１）では、図４（ａ）に示すように電流が現れず、タイミング（２）では図４（ｂ）に示すようにＷ相巻線４ｗに流れる電流（Ｗ相電流）が現れ、タイミング（３）では図４（ｃ）に示すようにＶ相巻線４ｖに流れる電流（Ｖ相電流）が現れる。

別の例として、図２において電気角３０°の時に、ＰＷＭ信号生成部９で生成された半キャリア周期のＰＷＭ信号が、図５のように変化する場合を考える。この場合は、図６（
ａ）に示すようにインバータ母線にはタイミング（１）では電流が現れず、図６（ｂ）に示すようにタイミング（２）ではＵ相巻線４ｕに流れる電流（Ｕ相電流）が現れ、図６（ｃ）に示すようにタイミング（３）ではＶ相巻線４ｖに流れる電流が現れる。

以上のように、インバータ母線上にインバータ２のスイッチング素子１２ｕ、１２ｖ、１２ｗ、１２ｘ、１２ｙ、１２ｚの状態に応じてモータ３の相電流が現れることが分かる。

上述のようにキャリア周期内の近接したタイミングで二相分の電流を判断することができれば、次式の関係から三相それぞれの電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが求められることは明らかである。

ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０ …（１）
なお、タイミング（４）とタイミング（５）は、スイッチング素子１２ｕ〜ｚの動作遅れによりインバータ上下アームが短絡するのを防止するためのデッドタイム期間であり、この期間にインバータ母線に流れる電流は、各相電流の流れる向きによって不定である。

例えば、タイミング（５）において、図７のような各相巻線４ｕ〜ｗに流れる電流の方向であればインバータ母線には、Ｕ相巻線４ｕに流れる電流（Ｕ相電流）が現れ、図８のような各相巻線４ｕ〜ｗに流れる電流の方向であればインバータ母線にはＶ相巻線４ｖに流れる電流（Ｖ相電流）が現れることになる。

次に、デューティ補正手段２０の動作について説明する。

まず、図２において、電気角３０°付近の時にＰＷＭ信号生成部９で生成される半キャリア周期分のＰＷＭ信号が図９のように変化する場合を考えると、図３で示したタイミング（２）が存在せず、タイミング（３）ではＶ相電流のみが現れる。つまり、この場合はキャリア周期において一相分の電流しか確定できない。したがって、このように変化するＰＷＭ信号が繰り返されると三相それぞれの電流を求めることができず、位相推定部１７で位相の推定が不能になり、モータ３の駆動ができなくなる。

デューティ補正手段２０は、上記のような不具合を回避すべく、ＰＷＭ信号生成手段９で生成されるＰＷＭ信号をチェックし、万が一、図９のような信号変化だった場合、例えばＵ相のデューティを増やし、Ｗ相のデューティを減らすことによって図５に示したようなＰＷＭ信号とし、タイミング（２）（３）とも直流電流検出器１１でインバータ母線に流れる電流を検出する時間を確保している。

しかしながらこのようなデューティの増減によるＰＷＭ信号の操作が頻繁に行われると、本来正規のモータ相電流から逸脱した波形で駆動することになり、振動や異音の原因になりかねない。

このデューティの増減によるＰＷＭ信号の操作は、モータ３への電流指令実行値が大きい時には頻度が少なく、電流指令実行値が小さい時ほど頻度が多くなる。

これは、電流指令実行値が大きければＰＷＭ信号のデューティも大きくなり、かつ、モータ３が高速で回転することから電気周期も短くなりＰＷＭ信号のキャリア周期毎のデューティ変化量が多くなるためであり、逆に、電流指令実行値が小さければＰＷＭ信号のデューティも小さくなり、かつ、モータ３が低速で回転することから電気周期も長くなりＰＷＭ信号のキャリア周期毎のデューティ変化量が少なくなるためである。

よって、デューティ補正手段２０で、電流指令演算手段１９で得られる電流指令実行値が所定の閾値以下の場合、ＰＷＭ信号のデューティの増減が行われた次のキャリア周期でデューティの増減量を補正するようにしたものである。

この動作について図１０で説明する。

例えば、ＰＷＭ信号生成手段９で、図１０（ａ）に示したようなＰＷＭ出力をするような演算結果がなされた場合、上アームのスイッチング素子が２つ通電しているタイミング（３）の期間がＡＤサンプリング時間２１よりも短い状態になっていて、図４に示すようにこの期間インバータ母線に現れるＶ相の電流を正確に検出することができない。ここで、デューティ補正手段２０では、各相のデューティがおもにマイコン（図示せず）のＡＤサンプリング時間で決められる値よりも大きくなるようにデューティを補正する。図１０（ａ）のような場合はＵ相デューティが補正され、図１０（ｂ）の１回目キャリア１周期のように上アームのスイッチング素子が２つ通電しているタイミング（３）の期間がＡＤサンプリング時間よりも長くしている。また、２回目のキャリア１周期においては、Ｕ相デューティについて１回目のキャリア１周期に大きくしたデューティ分を減らしている（結果的にスイッチングなし）。

次に、図１１を用いて本実施の形態におけるデューティ補正手段２０での別の動作について説明する。

例えば、ＰＷＭ信号生成手段９で、図１１（ａ）に示したようなＰＷＭ出力をするような演算結果がなされた場合、上アームのスイッチング素子が１つ通電しているタイミング（２）の期間がＡＤサンプリング時間２１よりも短い状態になっていて、インバータ母線に現れるＷ相の電流を正確に検出することができない。ここで、デューティ補正手段２０で、Ｕ相デューティとＷ相デューティのそれぞれが補正され、図１１（ｂ）の１回目キャリア１周期のように上アームのスイッチング素子が１つ通電しているタイミング（２）の期間がＡＤサンプリング時間よりも長くなっている。ここではタイミング（２）に必要な期間に対して不足している分の１／２の期間をＵ相デューティについては減算、Ｗ相デューティについては加算の補正を行うことによってタイミング（２）期間を確保している。また、２回目のキャリア１周期においては、Ｕ相デューティについて１回目のキャリア１周期に小さくしたデューティ分を増やし、Ｗ相デューティについては１回目のキャリア１周期に大きくなったデューティ分を減らしている。

この動作によれば、デューティの増減を行った次のキャリア１周期では、デューティの増減量を差し引く補正が行われるため、ＰＷＭ信号のキャリア２周期における変更量を極力なくすことができ、相電流の乱れをなくせる。

なお、２回目のキャリア周期においても位相推定や回転数推定するアルゴリズムを処理する場合は、１回目のキャリア周期で検出される相電流値によって演算することが可能である。

図１２は、モータ３が回転している時の電流波形と電気１周期におけるキャリア周期を示す信号を表したものであり、図１２（ａ）は、モータ３が高速回転すなわち重負荷状態で回転している時の様子を示し、図１２（ｂ）は、モータ３が低速回転すなわち軽負荷状態で回転している時の様子を示したものである。これらから分かるように、モータ３が軽負荷状態で回転している時は、キャリア周期毎の電流変化量は少なくなり、重負荷状態の時はキャリア周期毎の電流変化量は多くなる。

すなわちモータ３が軽負荷状態で低速回転している時（電流指令演算手段１９で得られ
る電流指令実行値が閾値以下の場合）は、キャリア周期毎の電流検出をキャリア周期の１／２に減らしても検出毎の電流値は大きく変化しないため、ＰＷＭ信号のデューティの変更量を極力少なくし、正弦波電流に歪みを発生させないことを優先させる制御を行うものとした。

以上のように、本実施の形態によれば、軽負荷である低速回転域から重負荷である高速回転域まで電流歪みのない正弦波電流による安定したモータ駆動が実現でき、電流検出手段をインバータとモータの間の線間に２つ以上設ける必要がない安価なシステム構成で精度よく正弦波駆動を実現することができる。また、キャリア周波数を下げることによる制御性の悪化を招くことがないという効果も有する。

（実施の形態２）
図１３は、本発明の第２の実施の形態におけるモータ駆動用インバータ制御装置のモータの電流波形と電流指令実効値を示す図である。なお、上記第１の実施の形態におけるモータ駆動用インバータ制御装置と同一部分については、同一符号を付してその説明を省略する。

本実施の形態は、上記第１の実施の形態に示した動作において、相電流変換部７で三相それぞれの電流を求めるためのデューティの増減によるＰＷＭ信号の操作のみが行われる第１のモードと、電流指令演算手段１９で得られる電流指令実行値が、閾値以下の場合はデューティの増減と次のキャリア周期でデューティの増減量を差し引く補正が行われる第２のモードが、モータ３の機械角一回転中に存在させるようにしたものである。

図１３は、４極のモータ３を動作させた時の電流波形を示したもので、モータ３の機械角一回転中にトルク脈動が存在し、図１３に示すように電流指令演算手段１９で得られる電流指令実行値が機械角一回転中に変化しているような場合を示し、電流指令実行値の閾値を境にして上記モード１とモード２が存在している。

以上のように本実施の形態によれば、モータ３の機械角一回転中におけるトルク脈動に対して適正なタイミングで通電させるとともに、電流波形を歪ませることなく駆動できるより高い信頼性を確保したモータ駆動用インバータ制御装置を提供することができる。

（実施の形態３）
本発明の第３の実施の形態は、上記第１、２の実施の形態におけるモータ駆動用インバータ制御装置において、デューティの増減量を差し引く補正が行われるキャリア周期では、各相の電流値は、前回までのキャリア周期で得られる時系列変化量から推定演算するようにしたものである。

この推定演算式は、
Ｉｕ（ｎ）＝Ｉｕ（ｎ−１）＋［Ｉｕ（ｎ−１）−Ｉｕ（ｎ−２）］…（２）
で表されるような非常に簡単なものでもよく、これによって位相推定部１７や回転子速度推定部１８での演算結果の精度を向上させることが可能となるものである。

なお、上記第１〜３の実施の形態で説明したモータ駆動用インバータ制御装置は、モータを駆動するインバータ回路を搭載した空気調和機、冷蔵庫、電気洗濯機、電気乾燥機、電気掃除機、送風機、ヒートポンプ給湯器等に広く応用できると共に、いずれの製品についても、モータ駆動用インバータ装置を小型化、軽量化することで、製品の設計の自由度が向上し、安価な製品を提供することができる。

（実施の形態４）
図１４は、本発明の第４の実施の形態における冷凍装置の構成を示す図である。なお、上記実施の形態と同一部分については、同一符号を付してその説明を省略する。

本実施の形態における冷凍装置は、図１４に示すように、モータ３を内蔵した圧縮機３０と、モータ３を制御するモータ駆動用インバータ制御装置１３と、凝縮器３１と、乾燥器３２と、膨張器３３、蒸発器３４とから構成され、圧縮機３０、凝縮器３１、乾燥器３２、膨張器３３、蒸発器３４は、ロウ付けなどの溶接により、配管３５によって流体的に結合されている。

以上のように構成された冷凍装置について、以下その動作、作用を説明する。

圧縮機３０は、低圧、低温の冷媒蒸気を吸入し、圧縮して高圧、高温の蒸気にする。圧縮機３０より吐出された高温、高圧の冷媒蒸気は凝縮器３１に入り、空気により冷却され、高圧の冷媒液となる。その後、乾燥器３２にて、冷凍装置内の水分などが除去され、膨張器３３の狭い弁路の抵抗により高圧であった冷媒の圧力が低下し、低圧、低温の液冷媒となり、蒸発器３４に入る。この低圧、低温の液冷媒は蒸発器３４内を流れる間、周囲の熱を奪いながら蒸発し、低圧、低温の冷媒蒸気となり、圧縮機３０の吸入管３０ａに吸込まれる。

以上のように本実施の形態によれば、圧縮機３０に内蔵されたモータ３の制御を上記第１〜３の実施の形態に記載されたモータ駆動用インバータ制御装置１３で行っているので、モータ３の回転制御が精度良く行われ、きわめて振動の少ない圧縮機３０、すなわち振動が少なく運転音の静かな冷凍装置を提供することができる。また、上記のように冷凍装置の構成部品は全てロウ付けなどの溶接により、配管３５によって結合されており、このロウ付けされた部分に大きな振動による応力が繰り返しかかると疲労により亀裂が発生し、冷媒がリークする可能性もあるが、本実施の形態では圧縮機３０の振動が低いため、冷凍装置の配管３５の疲労による亀裂の発生が抑えられ、折損が生じにくくなり、信頼性の高い冷凍装置を提供することができる。

以上のように、本発明にかかるモータ駆動用インバータ制御装置は、高価な電流センサを用いることなくモータの各相の電流を再現することができ、かつ、駆動波形に歪などを生じさせない制御によってシステムの信頼性向上が図れるため、空気調和機における圧縮機駆動モータなどのようにパルスジェネレータ等の速度センサを使用することができない場合に限らず、サーボドライブなどのような場合においても適用できるものである。

本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動用インバータ制御装置の構成を示ブロック図 同モータ駆動用インバータ制御装置のモータの相電流状態の時間的変化の一例、及び、電気角の各区間におけるモータの各相巻線での電流の状態を表す図 同モータ駆動用インバータ制御装置において、半キャリア周期におけるＰＷＭ信号の一例を表す図 （ａ）、（ｂ）、（ｃ）図３におけるＰＷＭ信号による駆動時のモータ及びインバータに流れる電流状態を表す図 同モータ駆動用インバータ制御装置において、半キャリア周期におけるＰＷＭ信号の他の例を表す図 （ａ）、（ｂ）、（ｃ）図５におけるＰＷＭ信号による駆動時のモータ及びインバータに流れる電流状態を表す図 同モータ駆動用インバータ制御装置において、デッドタイム期間における、ＰＷＭ信号による駆動時にモータ及びインバータに流れる電流状態を表す図 同デッドタイム期間における、ＰＷＭ信号による駆動時にモータ及びインバータに流れる電流状態を表す図 同モータ駆動用インバータ制御装置において、半キャリア周期におけるＰＷＭ信号の一例を表す図 （ａ）、（ｂ）同モータ駆動用インバータ制御装置のデューティ補正手段での動作の一例を表す図 （ａ）、（ｂ）同デューティ補正手段での別な動作の例を表す図 （ａ）同モータ駆動用インバータ制御装置のモータの電流波形と電気１周期におけるキャリア周期を示す信号を表す図（高速回転時）、（ｂ）同モータの電流波形と電気１周期におけるキャリア周期を示す信号を表す図（低速回転時） 本発明の第２の実施の形態におけるモータ駆動用インバータ制御装置のモータの電流波形と電流指令実効値を示す図 本発明の第４の実施の形態における冷凍装置の構成を示す図 従来のモータ駆動用インバータ制御装置の構成を表すブロック図 同モータ駆動用インバータ制御装置の動作を示す波形図 同波形の期間Ｔにおける詳細動作波形図

符号の説明

１ 直流電源
２ インバータ
３ モータ
６ 制御部
７ 相電流変換部
９ ＰＷＭ信号生成部
１０ ベースドライバ
１１ 直流電流検出器
１２ｕ〜１２ｗ スイッチング素子（上アーム側）
１２ｘ〜１２ｚ スイッチング素子（下アーム側）
１４ｕ〜１４ｚ フリーホイールダイオード
１６ インバータ入力電圧検出部
１７ 位相推定部
１８ 回転子速度推定部
１９ 電流指令演算手段
２０ デューティ補正手段
２１ ＡＤサンプリング時間

Claims (2)

1. 直流の入力を交流に変換してモータを駆動するインバータと、前記インバータに流れる直流電流を検出する直流電流検出器と、前記直流電流検出器から得られる直流電流を基に前記モータの各相の電流値を再現する相電流変換部と、前記インバータが出力する電圧値と前記相電流変換部により得られる前記モータの各相の電流値から前記モータに通電すべき電流指令実行値を演算する電流指令演算手段と、前記電流指令演算手段で得られる電流指令実行値に基づいて前記インバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、前記ＰＷＭ信号生成手段で生成されたＰＷＭ信号のキャリア１周期中で、前記インバータの上アーム側のスイッチング素子が１つ通電している第１の期間と、上アーム側のスイッチング素子が２つ通電している第２の期間が、直流電流を検出するための時間を確保したものとなるようデューティの増減をおこなうと共に、前記電流指令演算手段で得られた前記電流指令実行値が所定の閾値以下の場合は、次のキャリア周期でデューティの増減量を補正するデューティ補正手段とを備えたモータ駆動用インバータ制御装置であって、前記デューティ補正手段によりデューティの増減のみが行われる第１のモードと、デューティの増減と次のキャリア周期にて増減量の補正が行われる第２のモードが、モータの機械角一回転中に存在させ、デューティの増減量の補正が行われるキャリア周期においては、
   各相の電流値を、前回までのキャリア周期で得られる時系列変化量から推定演算することを特徴とするモータ駆動用インバータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ駆動用インバータ制御装置と、前記モータ駆動用インバータ制御装置により運転制御されるモータを内蔵した圧縮機を備えた冷凍装置。
   

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