JP2014176100A - モータ制御装置およびモータ制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】シャント電流を確実に検出して、多相交流モータを安定して制御する。
【解決手段】ＰＷＭ波形生成部４６が、電流検出部４２が検出した電流値に基づいて、多相交流モータ２０の各相に印加される瞬時電圧値の総和が０となるような目標電圧波形をそれぞれパルス幅変調した複数のＰＷＭ波形を生成して、ＰＷＭ波形補正部４８が、こうして生成された複数のＰＷＭ波形のパルス幅が所定時間以上になるように補正して、直流電源６０が接続されたインバータ３０を制御して多相交流モータ２０を駆動する。
【選択図】図１

Description

この発明は、多相交流モータを駆動するモータ制御装置およびモータ制御方法に関するものである。

多相交流によって駆動される多相交流モータは、様々な産業分野で広く利用されている。例えば自動車にあっては、空調装置のコンプレッサを駆動するための動力源や、電気自動車の動力源等に用いられている。

そして、このような多相交流モータの回転を制御するモータ制御装置にあっては、インバータと直流電源の間を流れる電流を検出して、検出された電流値に基づいて、モータの固定子を構成する各相に流れる電流を推定し、さらに、モータの回転子の位置を推定して、こうして推定された回転子の位置に対応するインバータの駆動信号を生成して、この駆動信号を用いてモータを回転させるモータ制御方法が採られている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００７−６４５５２号公報

特許文献１に記載されたモータ駆動装置では、シャント抵抗に流れる電流を検出して、検出された電流値に基づいてモータの回転子の位置を推定して、推定された回転子の位置に応じて、インバータに入力する駆動信号のタイミングを調整している。

このようなシャント抵抗を流れる電流に基づいてモータの回転を制御するモータ制御方法によると、シャント抵抗を流れる電流を確実に検出するためには、所定の時間が必要になる。

しかしながら、モータを駆動する多相交流信号のうちいずれか２相の電圧値が接近したときには、その２相の電圧信号に基づいて生成されたパルス幅変調（ＰＷＭ）された２つのパルス波形の時間差が小さくなるため、その２相の時間差に相当する時間に亘って、シャント抵抗を流れる電流を検出することができなくなる。そして、当該２相の時間ずれの間、多相交流モータの各相の巻線を流れる電流を推定することができなくなるため回転子の位置を推定することができず、これによって、モータを滑らかに回転させる制御を行うことができなくなってしまうという問題があった。

本発明は上記事情に鑑みなされたもので、モータが回転したときに、多相交流を構成する各相の電圧信号の時間差によらずに、直流電源とインバータの間に流れる電流を正確に検出することを目的とする。

本発明に係るモータ制御装置およびモータ制御方法は、モータの駆動電流を正確に検出して、モータの回転を高い精度で制御するものである。

すなわち、本発明のモータ制御装置は、多相交流モータと、前記多相交流モータを駆動する複数のスイッチング素子からなるインバータと、前記インバータに直流電圧を供給する直流電源と、前記インバータと前記直流電源の間に流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部によって検出された電流値に基づいて、前記インバータの導通、および非導通を制御する複数の駆動パルスを、前記多相交流モータの各相に印加される瞬時電圧値の総和が０となるような目標電圧波形をそれぞれパルス幅変調することによって生成するＰＷＭ波形生成部と、前記ＰＷＭ波形生成部によって生成された複数のＰＷＭ波形のパルス幅を、前記インバータを導通させる時間が所定値以上になるように補正するＰＷＭ波形補正部と、を有することを特徴とする。

このように構成されたモータ制御装置によれば、ＰＷＭ波形生成部が、電流検出部が検出した電流値に基づいて、多相交流モータの各相に印加される瞬時電圧値の総和が０となるような目標電圧波形をそれぞれパルス幅変調した複数のＰＷＭ波形を生成して、ＰＷＭ波形補正部が、こうして生成された複数のＰＷＭ波形のパルス幅が所定時間以上になるように補正して、直流電源が接続されたインバータを制御して多相交流モータを駆動するため、ＰＷＭ波形のパルス幅が長くなることによって、直流電源とインバータの間に流れる電流を正確に検出することができ、これによって、多相交流モータの回転を高い精度で制御することができる。

また、本発明に係るモータ制御装置は、前記ＰＷＭ波形補正部が、前記ＰＷＭ波形生成部によって生成された複数のＰＷＭ波形が前記インバータを導通させる時間を、前記電流検出部によって、前記インバータと前記直流電源との間に流れる電流を検出するのに要する最小時間Ｔ_ｍｉｎよりも長くなるように補正することを特徴とする。

このように構成されたモータ制御装置によれば、ＰＷＭ波形補正部が、ＰＷＭ波形生成部によって生成された複数のＰＷＭ波形がインバータを導通させる時間を、電流検出部がインバータと直流電源の間に流れる電流を検出するのに要する最小時間Ｔ_ｍｉｎよりも長くなるように補正するため、直流電源とインバータの間に流れる電流を確実に検出することができ、これによって、多相交流モータの回転を高い精度で制御することができる。

また、本発明に係るモータ制御装置は、前記ＰＷＭ波形補正部が、前記ＰＷＭ波形生成部によって生成された複数のＰＷＭ波形が前記インバータを導通させる時間を、前記多相交流モータに印加されるある相の高圧側のＰＷＭ波形のＯＦＦ時間をｔｍ、前記インバータのうち、高圧側のインバータと低圧側のインバータが同時に導通しないようにするために設定するデットタイムをＤＴとしたとき、全ての相について、前記ｔｍを２ＤＴ＋Ｔ_ｍｉｎよりも長くなるように補正することを特徴とする。

このように構成されたモータ制御装置によれば、ＰＷＭ波形補正部が、ＰＷＭ波形生成部によって生成された複数のＰＷＭ波形がインバータを導通させる時間を、多相交流モータに印加されるある相の高圧側のＰＷＭ波形のＯＦＦ時間をｔｍ、前記インバータのうち、高圧側のインバータと低圧側のインバータが同時に導通しないようにするために設定するデットタイムをＤＴとしたとき、全ての相について、ｔｍを２ＤＴ＋Ｔ_ｍｉｎよりも長くなるように補正するため、直流電源とインバータの間に流れる電流を確実に検出することができ、これによって、多相交流モータの回転を高い精度で制御することができる。

また、本発明に係るモータ制御装置は、前記ＰＷＭ波形補正部が、前記インバータから前記多相交流モータに供給される複数のＰＷＭ波形の相順が変化する前後の時刻において、前記ＰＷＭ波形生成部によって生成されたＰＷＭ波形を補正することを特徴とする。

このように構成されたモータ制御装置によれば、ＰＷＭ波形補正部が、インバータから多相交流モータに供給される複数のＰＷＭ波形の相順が変化する前後の時刻において、ＰＷＭ波形生成部によって生成された複数のＰＷＭ波形を補正するため、複数のＰＷＭ波形の相順が変化する前後の時刻において、異なる相のＰＷＭ波形の形状が類似もしくは一致したときであっても、ＰＷＭ波形補正部がＰＷＭ波形を補正するため、直流電源とインバータの間に流れる電流を確実に検出することができ、これによって、多相交流モータの回転を高い精度で制御することができる。

また、本発明に係るモータ制御装置は、前記電流検出部が、前記インバータと前記直流電源の間に直列に挿入された抵抗を流れる電流を検出するものであることを特徴とする。

このように構成されたモータ制御装置によれば、電流検出部が、インバータと直流電源の間に直列に挿入された抵抗を流れる電流を検出するため、電流を簡単に検出することができる。

また、本発明に係るモータ制御装置は、前記多相交流モータの各相に印加する前記目標電圧波形に、前記目標電圧波形の各相の瞬時電圧値の中央値の半分の値を加えた波形を新たな目標電圧波形とする目標電圧波形補正部を有することを特徴とする。

このように構成されたモータ制御装置によれば、目標電圧波形補正部が、多相交流モータの各相に印加する目標電圧波形に、目標電圧波形の各相の瞬時電圧値の中央値の半分の値を加えた波形を新たな目標電圧波形とするため、異なる相間の線間電圧を変えずに、印加電圧の基本波成分の最大値をより大きくすることができる。すなわち、小さな電圧波形で従来と同等の線間電圧を得ることができるため、電圧の制御範囲を拡大することができる。

また、本発明に係るモータ制御方法は、複数のスイッチング素子からなるインバータによって多相交流モータを駆動するモータ制御方法であって、前記インバータと前記インバータに直流電圧を供給する直流電源との間に流れる電流を検出して、検出された電流値に基づいて、前記インバータの導通、および非導通を制御する複数の駆動パルスを、前記多相交流モータの各相に印加される瞬時電圧値の総和が０となる目標電圧波形をそれぞれパルス幅変調することによって生成して、こうして生成された複数のＰＷＭ波形のパルス幅を、前記インバータを導通させる時間が所定値以上になるように補正して前記インバータを制御することによって前記多相交流モータを駆動することを特徴とする。

このように構成されたモータ制御方法によれば、インバータと、インバータに直流電圧を供給する直流電源との間に流れる電流値を検出して、検出された電流値に基づいて、インバータの導通、非導通を制御する複数の駆動パルスを、多相交流モータの各相に印加される瞬時電圧値の総和が０となるような目標電圧波形をそれぞれパルス幅変調することによって、ＰＷＭ波形として生成して、こうして生成された複数のＰＷＭ波形のパルス幅が所定時間以上になるように補正して、こうして補正されたＰＷＭ波形によってインバータを制御して多相交流モータを駆動するため、ＰＷＭ波形のパルス幅が長くなることによって、直流電源とインバータの間に流れる電流を正確に検出することができ、これによって、多相交流モータの回転を高い精度で制御することができる。

また、本発明に係るモータ制御方法は、前記複数のＰＷＭ波形のパルス幅が、前記複数のＰＷＭ波形が前記インバータを導通させる時間が、前記インバータと前記直流電源との間に流れる電流を検出できる最小時間Ｔ_ｍｉｎよりも長くなるように補正されることを特徴とする。

このように構成されたモータ制御方法によれば、複数のＰＷＭ波形のパルス幅を、それらのＰＷＭ波形がインバータを導通させる時間が、インバータと直流電源との間を流れる電流を検出できる最小時間Ｔ_ｍｉｎよりも長くなるように補正されるため、直流電源とインバータの間に流れる電流を確実に検出することができ、これによって、多相交流モータの回転を高い精度で制御することができる。

また、本発明に係るモータ制御方法は、前記ＰＷＭ波形が前記インバータを導通させる時間が、前記多相交流モータに印加されるある相の高圧側のＰＷＭ波形のＯＦＦ時間をｔｍ、前記インバータのうち、高圧側のインバータと低圧側のインバータが同時に導通しないようにするために設定するデットタイムをＤＴとしたとき、全ての相について、前記ｔｍが２ＤＴ＋Ｔ_ｍｉｎよりも長くなるように補正されることを特徴とする。

このように構成されたモータ制御方法によれば、ＰＷＭ波形が前記インバータを導通させる時間が、前記多相交流モータに印加されるある相の高圧側のＰＷＭ波形のＯＦＦ時間をｔｍ、前記インバータが同時に導通しないように設定するデットタイムをＤＴとしたとき、前記ｔｍが２ＤＴ＋Ｔ_ｍｉｎよりも長くなるように補正されるため、直流電源とインバータの間に流れる電流を確実に検出することができ、これによって、多相交流モータの回転を高い精度で制御することができる。

また、本発明に係るモータ制御方法は、前記複数のＰＷＭ波形のパルス幅が、前記インバータから前記多相交流モータに供給される複数のＰＷＭ波形の相順が変化する前後の時刻において補正されることを特徴とする。

このように構成されたモータ制御方法によれば、複数のＰＷＭ波形のパルス幅が、インバータから多相交流モータに供給される複数のＰＷＭ波形の相順が変化する前後の時刻において補正されるため、直流電源とインバータの間に流れる電流を確実に検出することができ、これによって、多相交流モータの回転を高い精度で制御することができる。

また、本発明に係るモータ制御方法は、前記インバータと前記直流電源との間に流れる電流を、前記インバータと前記直流電源の間に直列に挿入された抵抗を流れる電流として検出することを特徴とする。

このように構成されたモータ制御方法によれば、インバータと直流電源との間に流れる電流が、インバータと直流電源の間に直列に挿入された抵抗を流れる電流として検出されるため、電流を簡単に検出することができる。

また、本発明に係るモータ制御方法は、前記多相交流モータの各相に印加する前記目標電圧波形に、前記目標電圧波形の各相の瞬時電圧値の中央値の半分の値を加えた波形を新たな目標電圧波形とすることを特徴とする。

このように構成されたモータ制御方法によれば、多相交流モータの各相に印加する目標電圧波形に、目標電圧波形の各相の瞬時電圧値の中央値の半分の値を加えた波形を新たな目標電圧波形とするため、異なる相間の線間電圧を変えずに、印加電圧の基本波成分の最大値をより大きくすることができる。すなわち、小さな電圧波形で従来と同等の線間電圧を得ることができるため、電圧の制御範囲を拡大することができる。

本発明に係るモータ制御装置およびモータ制御方法によれば、モータが回転したときに、多相交流を構成する各相の電圧信号の時間差によらずに、直流電源とインバータの間に流れる電流を正確に検出することができるため、モータの回転を高い精度で制御することができるという効果が得られる。

本発明に係るモータ制御装置の実施例の概略構成を示すブロック図である。 （ａ）は３相交流モータを駆動するための３相交流電圧波形を説明する図である。（ｂ）は３相交流モータの動作原理を説明する図である。 （ａ）は、３相交流モータを駆動する３相交流電圧波形と、各相の相順に対応するモードについて説明する図である。（ｂ）は、（ａ）の３相交流電圧波形を補正するために生成された信号である。（ｃ）は、補正された３相交流電圧波形を説明する図である。 ３相交流電圧波形の相順がＵＶＷであるときの、インバータの導通、非導通を制御するパルスの生成方法について説明する図であり、（ａ）は、パルス幅変調を行う搬送波の波形を示す図である。（ｂ）は、Ｕ相の巻線に印加される電圧波形を生成するためのパルス波形を示す図である。（ｃ）は、Ｖ相の巻線に印加される電圧波形を生成するためのパルス波形を示す図である。（ｄ）は、Ｗ相の巻線に印加される電圧波形を生成するためのパルス波形を示す図である。（ｅ）は、直流電源とインバータの間に流れる電流波形を示す図である。 （ａ）は、３相交流電圧波形の相順がＶＵＷであるときに、巻線に印加される電圧波形を生成するためのパルス波形と、電流波形を示す図である。（ｂ）は、３相交流電圧波形の相順がＶＷＵであるときに、巻線に印加される電圧波形を生成するためのパルス波形と、電流波形を示す図である。（ｃ）は、３相交流電圧波形の相順がＷＶＵであるときに、巻線に印加される電圧波形を生成するためのパルス波形と、電流波形を示す図である。（ｄ）は、３相交流電圧波形の相順がＷＵＶであるときに、巻線に印加される電圧波形を生成するためのパルス波形と、電流波形を示す図である。（ｅ）は、３相交流電圧波形の相順がＵＷＶであるときに、巻線に印加される電圧波形を生成するためのパルス波形と、電流波形を示す図である。 Ｕ相とＶ相の電圧が一致したときに、巻線に印加される電圧波形を生成するためのパルス波形と電流波形を示す図である。 （ａ）は、モータに流れる電流の向きについて説明する第１の図である。（ｂ）は、モータに流れる電流の向きについて説明する第２の図である。 多相交流モータの運転条件について説明する図である。 インバータの導通、非導通を制御するパルス波形の補正方法について説明する図である。 本発明に係るモータ制御装置におけるモータ制御の手順を示すフローチャートである。

以下、本発明に係るモータ制御装置およびモータ制御方法の実施例について、図面を参照して説明する。

以下、本発明の第１の実施例を、図面を用いて説明する。本発明を適用したモータ制御装置１０は、図１に示すように、多相交流電圧を入力することによって回転する多相交流モータ２０と、スイッチング機能を有して、多相交流モータ２０に対して駆動電圧信号を供給するインバータ３０と、インバータ３０をスイッチングするために供給される駆動パルス信号を生成する駆動パルス生成部４０と、駆動パルス生成部４０で生成された複数の駆動パルスをインバータ３０に印加するドライブ回路５０と、インバータ３０に所定の直流電圧を供給する直流電源６０と、インバータ３０と直流電源６０の間に直列に挿入されて、インバータ３０と直流電源６０の間を流れる電流を検出するシャント抵抗７０を備えている。

前記多相交流モータ２０は、さらに、鉄心の周りに巻線が巻かれた固定子２２と、所定の磁極を有する永久磁石からなり、固定子２２の内部を、所定の軸の周りに回転可能に保持された回転子２４からなる。そして、回転子２４の回転力が、多相交流モータ２０に接続された負荷に対してトルクを与える。

なお、多相交流の相数として、一般的には３相交流が用いられているため、以下、相数を３として説明を行う。すなわち、多相交流モータ２０は、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相からなる３相交流によって駆動されるものとする。

前記固定子２２は、さらに、巻線２２Ｕ，巻線２２Ｖ，巻線２２Ｗを有し、これらの巻線の１端は中性点２２Ｎで互いに接続されており、他端はそれぞれ、端子２５Ｕ，２５Ｖ，２５Ｗに接続されている。

前記インバータ３０は、さらに、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）やＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等のスイッチング素子からなり、Ｕ相用のスイッチング素子，Ｖ相用のスイッチング素子，Ｗ相用のスイッチング素子からなる。Ｕ相用のスイッチング素子は、高圧側（以下、Ｕ＋相と呼ぶ）のスイッチング素子３２Ｕと低圧側（以下、Ｕ−相と呼ぶ）のスイッチング素子３４Ｕからなり、Ｖ相用のスイッチング素子は、高圧側（以下、Ｖ＋相と呼ぶ）のスイッチング素子３２Ｖと低圧側（以下、Ｖ−相と呼ぶ）のスイッチング素子３４Ｖからなり、Ｗ相用のスイッチング素子は、高圧側（以下、Ｗ＋相と呼ぶ）のスイッチング素子３２Ｗと低圧側（以下、Ｗ−相と呼ぶ）のスイッチング素子３４Ｗからなる。

また、スイッチング素子３２Ｕ，３４Ｕ，３２Ｖ，３４Ｖ，３２Ｗ，３４Ｗには、それぞれ、直流電源６０の低電圧側から高電圧側に向かう方向を順方向とするダイオード３２Ｄ_Ｕ，３４Ｄ_Ｕ，３２Ｄ_Ｖ，３４Ｄ_Ｖ，３２Ｄ_Ｗ，３４Ｄ_Ｗが接続されている。これらのダイオードは、所謂還流ダイオードとして機能する。

そして、スイッチング素子３２Ｕとスイッチング素子３４Ｕの接続点は、端子２５Ｕと接続され、スイッチング素子３２Ｖとスイッチング素子３４Ｖの接続点は、端子２５Ｖと接続され、スイッチング素子３２Ｗとスイッチング素子３４Ｗの接続点は、端子２５Ｗと接続されている。

したがって、Ｕ＋相のスイッチング素子３２Ｕをスイッチングして導通させることによって、巻線２２Ｕには端子２５Ｕから中性点２２Ｎに向かう電流が流れ、Ｕ−相のスイッチング素子３４Ｕをスイッチングして導通させることによって、巻線２２Ｕには中性点２２Ｎから端子２５Ｕに向かう電流が流れる。

また、Ｖ＋相のスイッチング素子３２Ｖをスイッチングして導通させることによって、巻線２２Ｖには端子２５Ｖから中性点２２Ｎに向かう電流が流れ、Ｖ−相のスイッチング素子３４Ｖをスイッチングして導通させることによって、巻線２２Ｖには中性点２２Ｎから端子２５Ｖに向かう電流が流れる。

そして、Ｗ＋相のスイッチング素子３２Ｗをスイッチングして導通させることによって、巻線２２Ｗには端子２５Ｗから中性点２２Ｎに向かう電流が流れ、Ｗ−相のスイッチング素子３４Ｗをスイッチングして導通させることによって、巻線２２Ｗには中性点２２Ｎから端子２５Ｗに向かう電流が流れる。

前記駆動パルス生成部４０はマイクロコンピュータで構成されて、シャント抵抗７０に流れるシャント電流ｉ_Ｒを検出する電流検出部４２と、多相交流モータ２０に印加する３相交流電圧波形を生成する目標電圧波形生成部４４と、多相交流モータ２０駆動時のトルク変動を小さくするために、目標電圧波形生成部４４で生成された電圧波形を、基本波成分が大きくなるように補正する目標電圧波形補正部４５と、目標電圧波形補正部４５で生成した電圧波形からＰＷＭ（パルス幅変調）されたパルス波形を生成するＰＷＭ波形生成部４６と、ＰＷＭ波形生成部４６で生成されたパルス波形を、電流検出部４２においてシャント電流を確実に検出できるパルス波形に補正し、また、電流検出部４２で検出されたシャント電流ｉ_Ｒに応じて、ＰＷＭ波形をインバータ３０に供給するタイミングを調整するＰＷＭ波形補正部４８からなる。

［モータ回転動作の説明］
次に、本実施例で行われる、多相交流モータ２０が回転する原理について、図２を用いて説明する。

図２（ａ）に示す、位相が互いに１２０°ずれた３相交流電圧波形Ｅ_Ｕ，Ｅ_Ｖ，Ｅ_Ｗを、多相交流モータ２０に印加した場合を考える。

図２（ｂ）は、３相交流電圧波形の位相毎に、多相交流モータ２０の巻線に流れる電流の方向と回転子２４の位置関係を示している。図２（ｂ）と図１を対照して説明すると、例えば、３相交流電圧波形の位相がθ＝０°のときは、Ｕ―相を構成するスイッチング素子３４Ｕが導通して、多相交流モータ２０を駆動する電流が、中性点２２Ｎから巻線２２Ｕを通って、端子２５Ｕを経てスイッチング素子３４Ｕに流れ込むが、これを図２（ｂ）では、電流が中性点２２Ｎ側の巻線端子２２Ｕｂから流れ込んで、端子２５Ｕ側の巻線端子２２Ｕａから流れ出す方向に流れるものとして表現している。Ｖ相、Ｗ相についても同様であり、巻線端子２２Ｖａ，２２Ｗｂが中性点２２Ｎ側の巻線端子を表し、巻線端子２２Ｖｂが端子２５Ｖ側、巻線端子２２Ｗａが端子２５Ｗ側の巻線端子を表している。

そして、図２（ｂ）に示すように、３相交流電圧波形の位相の変化に応じて、各巻線を流れる電流の大きさと方向が変化するため、電磁誘導によって固定子２２に回転磁界が発生して、回転子２４の磁極が、固定子２２に発生した回転磁界に吸引、反発されて、その方向を変化させることにより、多相交流モータ２０が回転する。

［電圧波形の生成および補正方法の説明］
次に、多相交流モータ２０に印加する目標電圧波形の生成方法およびその補正方法について、図３を用いて説明する。

図３（ａ）は正弦波からなる３相交流電圧波形Ｅ_Ｕ，Ｅ_Ｖ，Ｅ_Ｗを示している。ここで、３相交流電圧波形Ｅ_Ｕ，Ｅ_Ｖ，Ｅ_Ｗは（式１）の関係を満たしている。
Ｅ_Ｕ＋Ｅ_Ｖ＋Ｅ_Ｗ＝０ （式１）

ここで、３相交流電圧波形Ｅ_Ｕ，Ｅ_Ｖ，Ｅ_Ｗの電圧の大小関係に基づいて、正弦波の１周期を６等分する。こうして６等分された区間をそれぞれ、ｍｏｄｅ０，ｍｏｄｅ１，ｍｏｄｅ２，ｍｏｄｅ３，ｍｏｄｅ４，ｍｏｄｅ５とする。

ずなわち、図３（ａ）に示すように、ｍｏｄｅ０の区間は、Ｅ_Ｕ＞Ｅ_Ｖ＞Ｅ_Ｗの関係を有し、ｍｏｄｅ１の区間は、Ｅ_Ｖ＞Ｅ_Ｕ＞Ｅ_Ｗの関係を有し、ｍｏｄｅ２の区間は、Ｅ_Ｖ＞Ｅ_Ｗ＞Ｅ_Ｕの関係を有し、ｍｏｄｅ３の区間は、Ｅ_Ｗ＞Ｅ_Ｖ＞Ｅ_Ｕの関係を有し、ｍｏｄｅ４の区間は、Ｅ_Ｗ＞Ｅ_Ｕ＞Ｅ_Ｖの関係を有し、ｍｏｄｅ５の区間は、Ｅ_Ｕ＞Ｅ_Ｗ＞Ｅ_Ｖの関係を有しているものとする。すなわち、各ｍｏｄｅの変化点は、３相交流電圧波形の相順が変化する点とする。

ここで、ｍｏｄｅ０，ｍｏｄｅ１，ｍｏｄｅ２，ｍｏｄｅ３，ｍｏｄｅ４，ｍｏｄｅ５の各区間において、３相交流電圧波形の３つの電圧値の中間値の半分の値を補正電圧Ｅｃと定義する。

すなわち、ｍｏｄｅ０とｍｏｄｅ３では、Ｅｃ＝Ｅ_Ｖ／２、ｍｏｄｅ１とｍｏｄｅ４では、Ｅｃ＝Ｅ_Ｕ／２、ｍｏｄｅ２とｍｏｄｅ５では、Ｅｃ＝Ｅ_Ｗ／２となる。こうして算出された補正電圧Ｅｃを図示すると、図３（ｂ）のようになる。

そして、補正電圧Ｅｃを元の３相交流電圧波形Ｅ_Ｕ，Ｅ_Ｖ，Ｅ_Ｗに加算することによって、補正電圧波形Ｅ’_Ｕ，Ｅ’_Ｖ，Ｅ’_Ｗを生成すると、下記（式２）〜（式４）のようになる。
Ｅ’_Ｕ＝Ｅ_Ｕ＋Ｅｃ＝（Ｅ_Ｕ―Ｅ_Ｗ）／２ （式２）
Ｅ’_Ｖ＝Ｅ_Ｖ＋Ｅｃ＝３Ｅ_Ｖ／２ （式３）
Ｅ’_Ｗ＝Ｅ_Ｗ＋Ｅｃ＝（Ｅ_Ｗ―Ｅ_Ｕ）／２ （式４）

ここで、異なる相の間の電圧（線間電圧）を求めると、（式１）〜（式３）より、
Ｅ’_Ｕ―Ｅ’_Ｖ＝Ｅ_Ｕ―Ｅ_Ｖ （式５）
となる。同様にして、（式６），（式７）が成り立つ。
Ｅ’_Ｕ―Ｅ’_Ｗ＝Ｅ_Ｕ―Ｅ_Ｗ （式６）
Ｅ’_Ｖ―Ｅ’_Ｗ＝Ｅ_Ｖ―Ｅ_Ｗ （式７）

すなわち、電圧波形の補正の前後で、各相の線間電圧は等しいことがわかる。

ここで、補正前の３相交流電圧波形Ｅ_Ｕ，Ｅ_Ｖ，Ｅ_Ｗが、波高値Ｅ_０を有し、それぞれ（式８）〜（式１０）で記述されるものとする。
Ｅ_Ｕ＝Ｅ_０ｓｉｎθ （式８）
Ｅ_Ｖ＝Ｅ_０ｓｉｎ（θ＋２π／３） （式９）
Ｅ_Ｗ＝Ｅ_０ｓｉｎ（θ＋４π／３） （式１０）

すると、補正電圧波形Ｅ’_Ｕ，Ｅ’_Ｖ，Ｅ’_Ｗは、それぞれ、例えばｍｏｄｅ３の範囲内では、（式１１）〜（式１３）のようになる。
Ｅ’_Ｕ＝Ｅ_０（３ｓｉｎθ＋３^１／２ｃｏｓθ）／４ （式１１）
Ｅ’_Ｖ＝３Ｅ_０｛ｓｉｎ（θ＋２π／３）｝／２ （式１２）
Ｅ’_Ｗ＝Ｅ_０（３^１／２ｃｏｓθ−３ｓｉｎθ）／４ （式１３）

各ｍｏｄｅの範囲について（式１１）〜（式１３）に対応する補正電圧波形Ｅ’_Ｕ，Ｅ’_Ｖ，Ｅ’_Ｗを算出してグラフ化すると、図３（ｃ）のようになる。図３（ｃ）から、補正電圧波形Ｅ’_Ｕ，Ｅ’_Ｖ，Ｅ’_Ｗの振幅は、３相交流電圧波形Ｅ_Ｕ，Ｅ_Ｖ，Ｅ_Ｗの振幅よりも小さくなることがわかる。

すなわち、上記で説明したように３相交流電圧波形Ｅ_Ｕ，Ｅ_Ｖ，Ｅ_Ｗを補正して、補正電圧波形Ｅ’_Ｕ，Ｅ’_Ｖ，Ｅ’_Ｗとすることによって、異なる相間の線間電圧を変えずに、印加電圧の基本波成分の最大値をより大きくすることができる。すなわち、小さな電圧波形で従来と同等の線間電圧を得ることができるため、電圧の制御範囲を拡大することができる。

［ＰＷＭ波形の生成方法の説明］
次に、多相交流モータ２０に印加するＰＷＭ波形の生成方法について、図４，図５を用いて説明する。

多相交流モータ２０は、実際には、先に説明した電圧波形によって直接駆動するのではない。すなわち、実際は、電圧波形の電圧値に応じたパルス幅を有するパルス波形を生成して、このパルス波によってインバータの導通、非導通を制御することによって、多相交流モータ２０を駆動する。ここで、電圧波形の電圧値に応じたパルス幅を有するパルス波形を生成することをＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）という。そして、ＰＷＭによって生成されたパルスをＰＷＭ波形と呼ぶ。

ＰＷＭ波形を生成して、生成されたＰＷＭ波形によってインバータの導通、非導通を制御して多相交流モータ２０を駆動することは、モータ制御において一般的に行われていることであるため、説明は簡単に留める。

図４（ａ）は、パルス幅変調を行うために用いる搬送波Ｃ（ｔ）の１周期Ｔｃに亘る波形を示す。ここで、図４（ａ）の横軸は時間軸を示している。図３に示す時刻ｔａの近傍のごく短い時間が図４（ａ）に示されている。時刻ｔａはｍｏｄｅ０の範囲にあるため、電圧波形はＥ_Ｕ＞Ｅ_Ｖ＞Ｅ_Ｗの関係を有している。図４（ａ）は搬送波Ｃ（ｔ）と、時刻ｔａにおける３相交流電圧波形Ｅ_Ｕ，Ｅ_Ｖ，Ｅ_Ｗの電圧値を示している。

次に、図４（ｂ）を用いて、スイッチング素子３２Ｕに印加するＰＷＭ波形Ｕ＋と、スイッチング素子３４Ｕに印加するＰＷＭ波形Ｕ−の生成方法について説明する。

搬送波Ｃ（ｔ）と電圧波形Ｅ_Ｕの大小関係を比較すると、図４（ｅ）に記載した時刻ｔ１から時刻ｔ６の範囲に亘って、Ｅ_Ｕ＞Ｃ（ｔ）となっている。このとき、スイッチング素子３２Ｕを制御するＰＷＭ波形Ｕ＋として、時刻ｔ１から時刻ｔ６の範囲に亘ってＨｉレベルを有し、それ以外の時間範囲ではＬｏレベルを有するＰＷＭ波形を生成する。

さらに、スイッチング素子３４Ｕを制御するＰＷＭ波形Ｕ−として、ＰＷＭ波形Ｕ＋の位相を反転させたＰＷＭ波形Ｕ−を生成する。なお、単にＰＷＭ波形Ｕ＋の位相を反転させてＰＷＭ波形Ｕ−を生成すると、スイッチング素子３２Ｕが導通するタイミングとスイッチング素子３４Ｕが非導通するタイミングが一致してしまう。すると、スイッチング素子３２Ｕとスイッチング素子３４Ｕが同時に導通してしまう可能性がある。このような状態になると、スイッチング素子３２Ｕとスイッチング素子３４Ｕの間に短絡電流が流れるため、過剰な発熱や、最悪の場合は回路の破損を招く。

そのため、通常は、高圧側のパルス（例えばＰＷＭ波形Ｕ＋）の立ち上がりと低圧側のパルス（例えばＰＷＭ波形Ｕ−）の立ち下がりの時間に時間差を設けて、高圧側のスイッチング素子（例えば３２Ｕ）と低圧側のスイッチング素子（例えば３４Ｕ）がともに非導通となる時間を確保している。この所定の時間差のことをデッドタイムＤＴと呼ぶ。デッドタイムＤＴとして、例えば数μｓｅｃ程度の時間が設定される。本実施例では、図４（ｂ）〜（ｄ）に示すように、低圧側のパルスであるＰＷＭ波形Ｕ−，Ｖ−，Ｗ−にデッドタイムＤＴに相当する時間を付与している。

そして、同様にして、図４（ｃ）に示すスイッチング素子３２Ｖを制御するＰＷＭ波形Ｖ＋，スイッチング素子３４Ｖを制御するＰＷＭ波形Ｖ―、および、図４（ｄ）に示すスイッチング素子３２Ｗを制御するＰＷＭ波形Ｗ＋，スイッチング素子３４Ｗを制御するＰＷＭ波形Ｗ―が生成される。

こうして生成されたＰＷＭ波形Ｕ＋，Ｕ−，Ｖ＋，Ｖ−，Ｗ＋，Ｗ−が、それぞれ対応するスイッチング素子に印加されて、各スイッチング素子が、順次、導通と非導通を繰り返す。その結果、シャント抵抗７０には、図４（ｅ）に示すシャント電流ｉ_Ｒが流れる。

図４（ｅ）において、シャント電流ｉ_Ｒの量が変化する時刻を、左から順にｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４とし、搬送波Ｃ（ｔ）の１周期の先頭の時刻をｔ０とすると、各時刻の間隔の比率は、それぞれ、補正電圧波形Ｅ’_Ｕ，Ｅ’_Ｖ，Ｅ’_Ｗの線間電圧の比率に対応している。

すなわち、Ｅ’_ＵとＥ’_Ｖの線間電圧（図３（ｃ）の線間電圧τ_ａに対応）と、Ｅ’_ＶとＥ’_Ｗの線間電圧（図３（ｃ）の線間電圧τ_ｂに対応）と、Ｅ’_Ｕと補正電圧波形の最大値との線間電圧（図３（ｃ）の線間電圧τ_ｃに対応）と、Ｅ’_Ｗと補正電圧波形の最小値との線間電圧（図３（ｃ）の線間電圧τ_ｄに対応）の大きさの比率は、それぞれ、時刻ｔ１と時刻ｔ２の間隔、時刻ｔ２と時刻ｔ３の間隔、時刻ｔ０と時刻ｔ１の間隔、時刻ｔ３と時刻ｔ４の間隔に、それぞれ対応している。

なお、図５（ａ）〜（ｅ）に、ｍｏｄｅ３以外の時間範囲におけるＰＷＭ波形の生成例、およびシャント抵抗７０に流れるシャント電流ｉ_Ｒの概略を示す。図５（ａ）〜（ｅ）に示すように、補正電圧波形Ｅ’_Ｕ，Ｅ’_Ｖ，Ｅ’_Ｗの電圧値が時間とともに変化するため、それに応じてＰＷＭ波形のパルス幅が変化し、シャント電流ｉ_Ｒの波形が変化する。

［シャント電流ｉ_Ｒに基づくモータ制御の説明］
前記したように、シャント電流ｉ_Ｒの波形は、補正電圧波形Ｅ’_Ｕ，Ｅ’_Ｖ，Ｅ’_Ｗの状態に応じて一意に決定する。すなわち、シャント電流ｉ_Ｒの大きさを測定することができれば、そのときの、多相交流モータ２０の回転子２４の位置を推定することができる。そして、回転子２４が所定の位置にないときには、スイッチング素子を制御するための補正電圧波形Ｅ’_Ｕ，Ｅ’_Ｖ，Ｅ’_Ｗの位相を制御して、これに応じて、ＰＷＭ波形を生成し直すことによって、所定のモータ制御を実現することができる。

［ＰＷＭ波形の補正方法の説明］
次に、多相交流モータ２０に印加するＰＷＭ波形の補正の必要性、および補正方法について、図６から図９を用いて説明する。

図３（ａ）で定義したｍｏｄｅ０からｍｏｄｅ５のうち、隣り合うｍｏｄｅの切り替わり位置においては、２つの異なる相の電圧値が接近する。例えば、ｍｏｄｅ０からｍｏｄｅ１に切り替わる位置においては、補正電圧Ｅ’_Ｕの電圧値と補正電圧Ｅ’_Ｖの電圧値が一致する。また、ｍｏｄｅ１からｍｏｄｅ２に切り替わる位置においては、補正電圧Ｅ’_Ｕの電圧値と補正電圧Ｅ’_Ｗの電圧値が一致する。

図６は、ｍｏｄｅ０からｍｏｄｅ１に切り替わる位置において、補正電圧波形Ｅ’_Ｕの電圧値と補正電圧波形Ｅ’_Ｖの電圧値が一致したときのＰＷＭ波形Ｕ＋，Ｕ−，Ｖ＋，Ｖ−，Ｗ＋，Ｗ−とシャント電流ｉ_Ｒの状態を示す。

図６に示すように、ｍｏｄｅ０からｍｏｄｅ１に切り替わる時間においては、ＰＷＭ波形Ｕ＋とＰＷＭ波形Ｖ＋が一致する。したがって、図４に示す時刻ｔ１とｔ２の間隔、および時刻ｔ５とｔ６の間隔が徐々に短くなる。

ここで、シャント電流ｉ_Ｒを検出するためには、検出した電流をサンプリングしてＡＤ変換し、値を読み取る必要があるため、最小時間Ｔ_ｍｉｎ以上の時間が必要となる。

したがって、ｍｏｄｅ０からｍｏｄｅ１に移行する前後、すなわち、３相交流の相順がＵＶＷからＶＵＷに変化する点の前後では、時刻ｔ１と時刻ｔ２の間隔、および時刻ｔ５と時刻ｔ６の間隔が、ともに最小時間Ｔ_ｍｉｎを下回ってしまうため、その間の時間に亘ってシャント電流ｉ_Ｒを検出することができなくなってしまう。

シャント電流ｉ_Ｒを検出することができなくなる状況は、ｍｏｄｅ０からｍｏｄｅ１に切り替わる時間以外にも、各ｍｏｄｅの切り替わり点、すなわち、３相交流の相順が変化する点の前後において発生する。そして、このような、相順が変化する点の前後においては、シャント電流ｉ_Ｒを検出できなくなるため、回転子２４の位置の推定ができず、モータ制御が不安定な状態となる。

なお、シャント電流ｉ_Ｒの流れる方向によっても、シャント電流ｉ_Ｒが検出しにくくなる状態が生じる。以下、図７（ａ），（ｂ）を用いて、これを説明する。

図７（ａ）は、Ｕ相の巻線２２Ｕに流れる電流ｉの大きさの変化について説明する図であり、スイッチング素子３２Ｕから巻線２２Ｕに向けて電流ｉが流れている状態（このときの電流ｉの向きをｉ＞０とする）を示している。このとき、スイッチング素子３４Ｕが非導通状態になって、スイッチング素子３２Ｕが導通状態になっていると、電流ｉはスイッチング素子３２Ｕを通り、電流経路ｒ１を流れる。そして、スイッチング素子３２Ｕが非導通状態になると、スイッチング素子３４Ｕが非導通状態のままであっても、電流ｉはダイオード３４Ｄ_Ｕを通り、電流経路ｒ２を流れる。このとき、シャント抵抗７０に流れるシャント電流ｉ_Ｒは小さくなる。そして、スイッチング素子３４Ｕが導通状態になっても、電流経路ｒ２は変化せず、シャント電流ｉ_Ｒも変化しない。このときのシャント電流ｉ_Ｒの変化の様子を、図７（ａ）下部のタイムチャートに示す。

一方、図７（ｂ）は、スイッチング素子３２Ｕに向かって巻線２２Ｕから電流ｉが流れ込んでいる状態（このときの電流ｉの向きをｉ＜０とする）を示している。このとき、スイッチング素子３４Ｕが非導通状態になって、スイッチング素子３２Ｕが導通状態になっていると、電流ｉはダイオード３２Ｄ_Ｕを通り、電流経路ｒ３を流れる。そして、スイッチング素子３２Ｕが非導通状態になると、スイッチング素子３４Ｕが非導通状態のままであっても、電流ｉはダイオード３２Ｄ_Ｕを通り、電流経路ｒ３を流れる。このとき、シャント抵抗７０に流れるシャント電流ｉ_Ｒは変化しない。そして、スイッチング素子３４Ｕが導通状態になると、電流ｉがスイッチング素子３４Ｕを通り、電流経路ｒ４を流れる。このとき、シャント電流ｉ_Ｒは小さくなる。このときのシャント電流ｉ_Ｒの変化の様子を、図７（ｂ）下部のタイムチャートに示す。

このように、巻線２２Ｕに流れる電流ｉの方向によって、シャント電流ｉ_Ｒの大きさが小さくなるタイミングが異なる。図７の場合、電流ｉの方向がｉ＜０のときは、シャント電流ｉ_Ｒの大きさが小さくなるタイミングが、ｉ＞０のときと比べて遅くなる。なお、これは、Ｕ相の巻線２２Ｕのみならず、Ｖ相の巻線２２Ｖ、Ｗ相の巻線２２Ｗについても同様である。

そして、シャント電流ｉ_Ｒの大きさが小さい区間が短くなることによって、その時間間隔が最小時間Ｔ_ｍｉｎを下回ってしまうと、前述した通り、シャント電流ｉ_Ｒの検出ができなくなる。

なお、巻線２２Ｕ，２２Ｖ，２２Ｗを流れる電流ｉの方向は、各相に印加される電圧とその相を流れる電流の位相差によって決定する。電圧の位相に対して電流の位相が所定値以上遅れたときに、電流ｉの方向がｉ＜０となる。

以上をまとめると、巻線に印加される電圧に対して巻線に流れる電流の位相差が所定値以上遅れたときには、相順が変化する時刻において、スイッチング素子を導通させる時間がシャント電流ｉ_Ｒを検出するのに要する最小時間Ｔ_ｍｉｎを下回ってしまうため、シャント電流ｉ_Ｒを検出することができなくなる。

図８は、多相交流モータ２０の運転範囲を示すグラフである。グラフの横軸は多相交流モータ２０の回転数Ｐを示し、縦軸は多相交流モータ２０が発生するトルクＴを示している。そして、多相交流モータ２０は、図８に示す運転限界線Ｃに囲まれた運転領域Ｒ１の内部で正常に動作する。

そして、シャント電流ｉ_Ｒが検出できないときは、モータの回転数を高くして大きなトルクを発生させようとすると、多相交流モータ２０の動作領域が、図８に示す不安定領域Ｒ２に入ってしまい、モータ制御が不安定となる。このような不安定領域Ｒ２の発生を防ぐためには、例えば、容量がより大きな多相交流モータを用いることによって、前記不安定領域Ｒ２を運転領域Ｒ１として使用することができる。しかし、必要以上に容量が大きなモータを使用すると、コストが増大し、モータサイズが大きくなるため、設置性が悪化してしまう。

本実施例は、図９に示すように、ＰＷＭ波形の補正を行って、シャント電流ｉ_Ｒを確実に検出してモータ制御を行うことにより、容量がより大きな多相交流モータを用いることなしに、前記不安定領域Ｒ２をなくすことができるものである。以下、図９を用いて、ＰＷＭ波形の補正方法について説明する。

図９は、前記したｍｏｄｅ０からｍｏｄｅ１に移行する瞬間のＰＷＭ波形を示すものである。図９の上部には、パルス幅変調を行うために使用する搬送波Ｃ（ｔ）と、各スイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ波形Ｕ＋，Ｕ−，Ｖ＋，Ｖ−，Ｗ＋，Ｗ−、および、検出されるシャント電流ｉ_Ｒの概形が示されている。

ここで、ＰＷＭ波形Ｖ−に着目する。前述したように、ＰＷＭ波形Ｖ−の立ち上がり時間とＰＷＭ波形Ｖ＋の立ち下がり時間の間、およびＰＷＭ波形Ｖ−の立ち下がり時間とＰＷＭ波形Ｖ＋の立ち上がり時間の間には、それぞれデッドタイムＤＴ以上の時間が必要である。また、シャント電流ｉ_Ｒを確実に検出するためには、ＰＷＭ波形Ｖ−がＨｉレベルになっている時間間隔が最小時間Ｔ_ｍｉｎ以上である必要がある。

しかしながら、図９にあっては、ｍｏｄｅ０からｍｏｄｅ１に移行する時間において、Ｖ相の高圧側であるＰＷＭ波形Ｖ＋がＬｏレベルになっている時間（ＯＦＦ時間）であるｔｍ_１＋ｔｍ_２（以下、ＯＦＦ時間ｔｍと呼ぶ）が短いために、ＰＷＭ波形Ｖ−がＨｉレベルになっている時間（ＯＮ時間）が、最小時間Ｔ_ｍｉｎに満たない。すなわち、（式１４）の関係になっている。
ｔｍ（＝ｔｍ_１＋ｔｍ_２）＜２ＤＴ＋Ｔ_ｍｉｎ （式１４）

ここで、（式１４）の時間ｔｍ_２は、図９に図示するように、ＰＷＭ波形Ｖ＋がＬｏレベルになってからｍｏｄｅが変化するまでの時間であり、時間ｔｍ_１は、ｍｏｄｅが変化した後でＰＷＭ波形Ｖ＋がＬｏレベルからＨｉレベルに変化するまでの時間である。

したがって、図９の点Ｓで示すように、ＰＷＭ波形Ｖ−がＨｉレベルになっている区間において、シャント電流ｉ_Ｒを確実に検出することができない。

なお、ＰＷＭ波形Ｕ＋，Ｕ−，Ｖ＋，Ｖ−，Ｗ＋，Ｗ−を生成した際に、ｍｏｄｅの変化点において（式１４）が成立するか否かを判断することができるため、実際にモータ制御を行う前に、前もってシャント電流ｉ_Ｒを確実に検出できるか否かを判断することができる。

そして、シャント電流ｉ_Ｒを確実に検出できないときには、ＰＷＭ波形Ｕ＋，Ｕ−，Ｖ＋，Ｖ−，Ｗ＋，Ｗ−のタイミングを補正して、図９に示すＰＷＭ補正波形Ｕ＋’，Ｕ−’，Ｖ＋’，Ｖ−’，Ｗ＋’，Ｗ−’を生成する。以下、その補正方法について説明する。

まず、ｍｏｄｅ０からｍｏｄｅ１に移行する時間において、ＰＷＭ波形Ｖ−がＨｉレベルになっている区間の時間間隔を少なくとも最小時間Ｔ_ｍｉｎまで延長する。これは、図９の点Ｐ_３の位置を点Ｐ_３’の位置までずらすことによって行う。このときにずらす時間の量は図９に示す補正量ｋで表される。

次に、ＰＷＭ波形Ｖ＋の立ち上がり時間を点Ｐ_１から点Ｐ_１’の位置まで移動する。このときの補正量は先に説明した補正量ｋと等しい。

これによって、ＰＷＭ補正波形Ｖ−’は、Ｈｉレベルの区間の時間間隔が最小時間Ｔ_ｍｉｎであり、その両側にデッドタイムＤＴ分のＬｏレベル区間を有する波形となる。すなわち、ＰＷＭ補正波形Ｖ−’においては、（式１５）が成り立つ。
ｔｍ＝ｔｍ_１＋ｔｍ_２＝２ＤＴ＋Ｔ_ｍｉｎ （式１５）

そして、ＰＷＭ補正波形Ｖ＋’では、パルスの立ち上がり時間を点Ｐ_１から点Ｐ_１’の位置まで移動したため、それに応じて、ＰＷＭ補正波形Ｖ＋’のパルスの立ち下がり時間を、ＰＷＭ波形Ｖ＋の立ち下がり時間である点Ｐ_２から点Ｐ_２’の位置まで移動する。このときの移動量は、前記補正量ｋと等しい。

このように、ＰＷＭ波形Ｖ＋，Ｖ−を補正してＰＷＭ補正波形Ｖ＋’，Ｖ−’とすることによって、波形のデューティ比が変化するため、他の相のデューティ比も、Ｖ相のデューティ比と一致するように変更する。

すなわち、Ｕ相については、ＰＷＭ波形Ｕ＋がＨｉレベルにある区間（点Ｐ_４と点Ｐ_５の間の区間）の時間間隔を左右とも補正量ｋずつ狭めて、点Ｐ_４’と点Ｐ_５’の位置に補正して、ＰＷＭ補正波形Ｕ＋’とする。そして、ＰＷＭ波形Ｕ−についても、Ｌｏレベルにある区間（点Ｐ_６と点Ｐ_７の間の区間）の時間間隔を左右とも補正量ｋずつ狭めて、点Ｐ_６’と点Ｐ_７’の位置に補正して、ＰＷＭ補正波形Ｕ−’とする。

また、Ｗ相については、ＰＷＭ波形Ｗ＋がＨｉレベルにある区間（点Ｐ_８と点Ｐ_９の間の区間）の時間間隔を左右とも補正量ｋずつ狭めて、点Ｐ_８’と点Ｐ_９’の位置に補正して、ＰＷＭ補正波形Ｗ＋’とする。そして、ＰＷＭ波形Ｗ−についても、Ｌｏレベルにある区間（点Ｐ_１０と点Ｐ_１１の間の区間）の時間間隔を左右とも補正量ｋずつ狭めて、点Ｐ_１０’と点Ｐ_１１’の位置に補正して、ＰＷＭ補正波形Ｗ−’とする。

このようにして、ＰＷＭ波形Ｕ＋，Ｕ−，Ｖ＋，Ｖ−，Ｗ＋，Ｗ−をＰＷＭ補正波形Ｕ＋’，Ｕ−’，Ｖ＋’，Ｖ−’，Ｗ＋’，Ｗ−’に補正することによって、検出されるシャント電流ｉ_Ｒ’の波形は、図９の最下部に示すような形状になる。そして、ＰＷＭ波形の補正前には点Ｓにおいて検出できなかったシャント電流ｉ_Ｒが、ＰＷＭ補正波形Ｕ＋’，Ｕ−’，Ｖ＋’，Ｖ−’，Ｗ＋’，Ｗ−’を用いることによって、点Ｓ’を含む区間においてシャント電流ｉ_Ｒ’として確実に検出できるようになる。

なお、ここで説明したのは、ｍｏｄｅ０からｍｏｄｅ１に移行する際のＰＷＭ波形の補正方法である。同様の補正が、ｍｏｄｅが移行する全てのシーンに対して同様に行われる。そして、前述した説明では、最初にＰＷＭ波形Ｖ−の補正を行ったが、ｍｏｄｅが移行するシーンに応じて、最初に補正する波形は、ＰＷＭ波形Ｕ−，Ｖ−，Ｗ−のうちいずれかになる。そして、時間ｔｍ_１，ｔｍ_２が定義されるＰＷＭ波形も、その都度変更される。

［作用説明］
次に、本実施例の一連の流れについて、図１０のフローチャートを用いて説明する。

（ステップＳ１００） 目標電圧波形生成部４４において、多相交流モータ２０を駆動するための目標電圧となる３相交流電圧波形Ｅ_Ｕ，Ｅ_Ｖ，Ｅ_Ｗを生成する。その波形は、例えば目標電圧波形生成部４４に予め格納されたソフトウェアによって生成される。

（ステップＳ１０２） 次に、目標電圧波形補正部４５において、先に生成された目標電圧波形の補正を行う。補正の目的、および補正方法は、先に説明した通りである。この補正によって、補正電圧波形Ｅ’_Ｕ，Ｅ’_Ｖ，Ｅ’_Ｗが得られる。

（ステップＳ１０４） 次に、ＰＷＭ波形生成部４６において、先に生成した補正電圧波形Ｅ’_Ｕ，Ｅ’_Ｖ，Ｅ’_Ｗをパルス幅変調して、ＰＷＭ波形Ｕ＋，Ｕ−，Ｖ＋，Ｖ−，Ｗ＋，Ｗ−を生成する。パルス幅変調の方法は、先に説明した通りである。

（ステップＳ１０５） 次に、ＰＷＭ波形補正部４８において、シャント電流ｉ_Ｒが確実に検出できるように、ＰＷＭ波形Ｕ＋，Ｕ−，Ｖ＋，Ｖ−，Ｗ＋，Ｗ−を補正して、ＰＷＭ補正波形Ｕ＋’，Ｕ−’，Ｖ＋’，Ｖ−’，Ｗ＋’，Ｗ−’を生成する。ＰＷＭ波形の補正方法は、先に説明した通りである。なお、ここで、ＰＷＭ波形の補正が必要ないときには、補正は行わない。補正が必要か否かの判断は、前述した（１４式）に基づいて行う。

（ステップＳ１０６） 次に、ＰＷＭ補正波形Ｕ＋’，Ｕ−’，Ｖ＋’，Ｖ−’，Ｗ＋’，Ｗ−’がドライブ回路５０に入力されて、さらに、対応するスイッチング素子に入力されて、各ＰＷＭ補正波形に対応するスイッチング素子の導通、非導通を制御する。なお、ドライブ回路５０は、マイクロコンピュータで構成された駆動パルス生成部４０と、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子で構成されたインバータ３０とのインタフェースを兼ねている。

（ステップＳ１０８） 直流電源６０が出力する電圧が、ＰＷＭ補正波形Ｕ＋’，Ｕ−’，Ｖ＋’，Ｖ−’，Ｗ＋’，Ｗ−’によって定められたタイミングで断続するインバータ３０によって３相交流電圧波形に変換されて、こうして生成された３相交流電圧波形が多相交流モータ２０に印加されて、多相交流モータ２０が回転する。

（ステップＳ１１０） 抵抗値Ｒを有するシャント抵抗７０の両端にかかる電圧値が、電流検出部４２に読み込まれて、電流検出部４２の内部でＡ／Ｄ変換され、こうしてＡ／Ｄ変換された電圧値をシャント抵抗７０の抵抗値Ｒで除して、シャント抵抗７０を流れるシャント電流ｉ_Ｒの値が読み取られる。

（ステップＳ１１２） 電流検出部４２において、シャント電流ｉ_Ｒが読み取られたときには、多相交流モータ２０の回転子２４の位置が推定できるため、そのままモータの制御を継続する。一方、電流検出部４２において、シャント電流ｉ_Ｒが読み取れないときには、ステップＳ１１６に進む。

（ステップＳ１１４） 多相交流モータ２０の停止指令があるか否かを判断する。もし、多相交流モータ２０の停止指令があったときは、ＰＷＭ補正パルスの供給を中止してモータの回転を停止する。一方、多相交流モータ２０の停止指令がないときは、ステップＳ１０６に戻って、モータの制御を続行する。

（ステップＳ１１６） 多相交流モータ２０の回転子２４の位置が推定できないときは、ＰＷＭ波形補正部４８において、ＰＷＭ波形Ｕ＋，Ｕ−，Ｖ＋，Ｖ−，Ｗ＋，Ｗ−をインバータ３０に供給するタイミングの調整を行う。

（ステップＳ１１８） 多相交流モータ２０の停止指令があるか否かを判断する。もし、多相交流モータ２０の停止指令があったときは、ＰＷＭ補正パルスの供給を中止してモータの回転を停止する。一方、多相交流モータ２０の停止指令がないときは、ステップＳ１０２に戻って、モータの制御を続行する。

以上、説明したように、実施例１に係るモータ制御装置１０によれば、ＰＷＭ波形生成部４６が、電流検出部４２が検出した電流値に基づいて、多相交流モータ２０の各相に印加される瞬時電圧値の総和が０となるような目標電圧波形をそれぞれパルス幅変調した複数のＰＷＭ波形Ｕ＋，Ｕ−，Ｖ＋，Ｖ−，Ｗ＋，Ｗ−を生成して、ＰＷＭ波形補正部４８が、こうして生成された複数のＰＷＭ波形のパルス幅が所定時間以上になるように補正してＰＷＭ補正波形Ｕ＋’，Ｕ−’，Ｖ＋’，Ｖ−’，Ｗ＋’，Ｗ−’とし、直流電源６０が接続されたインバータ３０を制御して多相交流モータ２０を駆動するため、ＰＷＭ波形Ｕ＋，Ｕ−，Ｖ＋，Ｖ−，Ｗ＋，Ｗ−のパルス幅が長く補正されることによって、直流電源６０とインバータ３０の間に流れるシャント電流ｉ_Ｒを正確に検出することができ、これによって、多相交流モータ２０の回転を高い精度で制御することができる。

また、実施例１に係るモータ制御装置１０によれば、ＰＷＭ波形補正部４８が、ＰＷＭ波形生成部４６によって生成された複数のＰＷＭ波形Ｕ＋，Ｕ−，Ｖ＋，Ｖ−，Ｗ＋，Ｗ−がインバータ３０を導通させる時間を、電流検出部４２によって、インバータ３０と直流電源６０との間に流れるシャント電流ｉ_Ｒを検出するのに要する最小時間Ｔ_ｍｉｎよりも長くなるように補正するため、直流電源６０とインバータ３０の間に流れるシャント電流ｉ_Ｒを確実に検出することができ、これによって、多相交流モータ２０の回転を高い精度で制御することができる。

また、実施例１に係るモータ制御装置１０によれば、ＰＷＭ波形補正部４８が、ＰＷＭ波形生成部４６によって生成された複数のＰＷＭ波形Ｕ＋，Ｕ−，Ｖ＋，Ｖ−，Ｗ＋，Ｗ−がインバータ３０を導通させる時間を、多相交流モータ２０に印加されるある相の高圧側のＰＷＭ波形のＯＦＦ時間をｔｍ、インバータ３０のうち、高圧側のインバータと低圧側のインバータが同時に導通しないようにするために設定するデットタイムをＤＴとしたとき、全ての相について、ｔｍを２ＤＴ＋Ｔ_ｍｉｎよりも長くなるように補正して、ＰＷＭ補正波形Ｕ＋’，Ｕ−’，Ｖ＋’，Ｖ−’，Ｗ＋’，Ｗ−’とするため、直流電源６０とインバータ３０の間に流れるシャント電流ｉ_Ｒを確実に検出することができるようになり、これによって、多相交流モータ２０の回転を高い精度で制御することができる。

また、実施例１に係るモータ制御装置１０によれば、ＰＷＭ波形補正部４８が、インバータ３０から多相交流モータ２０に供給される複数のＰＷＭ波形Ｕ＋，Ｕ−，Ｖ＋，Ｖ−，Ｗ＋，Ｗ−の相順が変化する時刻において、ＰＷＭ波形生成部４６によって生成された複数のＰＷＭ波形Ｕ＋，Ｕ−，Ｖ＋，Ｖ−，Ｗ＋，Ｗ−を補正してＰＷＭ補正波形Ｕ＋’，Ｕ−’，Ｖ＋’，Ｖ−’，Ｗ＋’，Ｗ−’とするため、複数のＰＷＭ波形の相順が変化する時刻において、複数のＰＷＭ波形の形状が一致したときであっても、ＰＷＭ波形がＰＷＭ波形補正部４８によって補正されるため、ＰＷＭ波形のパルス幅が長く補正されることによって、直流電源６０とインバータ３０の間に流れるシャント電流ｉ_Ｒを確実に検出することができるようになり、これによって、多相交流モータ２０の回転を高い精度で制御することができる。

また、実施例１に係るモータ制御装置１０によれば、電流検出部４２が、インバータ３０と直流電源６０の間に直列に挿入されたシャント抵抗７０を流れるシャント電流ｉ_Ｒを検出するため、シャント電流ｉ_Ｒを簡単に検出することができる。

また、実施例１に係るモータ制御装置１０によれば、目標電圧波形補正部４５が、多相交流モータ２０の各相に印加する３相交流電圧波形Ｅ_Ｕ，Ｅ_Ｖ，Ｅ_Ｗに、各相の瞬時電圧値の中央値の半分の値を加えた波形を補正電圧波形Ｅ’_Ｕ，Ｅ’_Ｖ，Ｅ’_Ｗとするため、異なる相間の線間電圧を変えずに、印加電圧の基本波成分の最大値をより大きくすることができる。すなわち、小さな電圧波形で従来と同等の線間電圧を得ることができるため、電圧の制御範囲を拡大することができる。

また、実施例１で説明したモータ制御方法によって多相交流モータ２０を制御することにより、先に実施例１に係るモータ制御装置１０の効果として説明したように、直流電源６０とインバータ３０の間に流れるシャント電流ｉ_Ｒを正確に検出することができ、これによって、多相交流モータ２０の回転を高い精度で制御することができる。

以上、この発明の実施例を図面により詳述してきたが、実施例はこの発明の例示にしか過ぎないものであるため、この発明は実施例の構成にのみ限定されるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があってもこの発明に含まれることは勿論である。

１０ モータ制御装置
２０ 多相交流モータ
２２ 固定子
２２Ｕ，２２Ｖ，２２Ｗ 巻線
２２Ｎ 中性点
２４ 回転子
３０ インバータ
３２Ｕ，３２Ｖ，３２Ｗ，３４Ｕ，３４Ｖ，３４Ｗ スイッチング素子
３２Ｄ_Ｕ，３２Ｄ_Ｖ，３２Ｄ_Ｗ，３４Ｄ_Ｕ，３４Ｄ_Ｖ，３４Ｄ_Ｗ ダイオード
４０ 駆動パルス生成部
４２ 電流検出部
４４ 目標電圧波形生成部
４５ 目標電圧波形補正部
４６ ＰＷＭ波形生成部
４８ ＰＷＭ波形補正部
５０ ドライブ回路
６０ 直流電源
７０ シャント抵抗

Claims (12)

1. 多相交流モータと、
   前記多相交流モータを駆動する複数のスイッチング素子からなるインバータと、
   前記インバータに直流電圧を供給する直流電源と、
   前記インバータと前記直流電源の間に流れる電流を検出する電流検出部と、
   前記電流検出部によって検出された電流値に基づいて、前記インバータの導通、および非導通を制御する複数の駆動パルスを、前記多相交流モータの各相に印加される瞬時電圧値の総和が０となるような目標電圧波形をそれぞれパルス幅変調することによって生成するＰＷＭ波形生成部と、
   前記ＰＷＭ波形生成部によって生成された複数のＰＷＭ波形のパルス幅を、前記インバータを導通させる時間が所定値以上になるように補正するＰＷＭ波形補正部と、を有することを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記ＰＷＭ波形補正部は、前記ＰＷＭ波形生成部によって生成された複数のＰＷＭ波形が前記インバータを導通させる時間を、前記電流検出部によって、前記インバータと前記直流電源との間に流れる電流を検出するのに要する最小時間Ｔ_ｍｉｎよりも長くなるように補正することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記ＰＷＭ波形補正部は、前記ＰＷＭ波形生成部によって生成された複数のＰＷＭ波形が前記インバータを導通させる時間を、前記多相交流モータに印加されるある相の高圧側のＰＷＭ波形のＯＦＦ時間をｔｍ、前記インバータのうち、高圧側のインバータと低圧側のインバータが同時に導通しないようにするために設定するデットタイムをＤＴとしたとき、全ての相について、前記ｔｍを２ＤＴ＋Ｔ_ｍｉｎよりも長くなるように補正することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 前記ＰＷＭ波形補正部は、前記インバータから前記多相交流モータに供給される複数のＰＷＭ波形の相順が変化する前後の時刻において、前記ＰＷＭ波形生成部によって生成されたＰＷＭ波形を補正することを特徴とする請求項１から請求項３のうちいずれか１項に記載のモータ制御装置。
5. 前記電流検出部は、前記インバータと前記直流電源の間に直列に挿入された抵抗を流れる電流を検出するものであることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
6. 前記多相交流モータの各相に印加する前記目標電圧波形に、前記目標電圧波形の各相の瞬時電圧値の中央値の半分の値を加えた波形を新たな目標電圧波形とする目標電圧波形補正部を有することを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
7. 複数のスイッチング素子からなるインバータによって多相交流モータを駆動するモータ制御方法であって、
   前記インバータと前記インバータに直流電圧を供給する直流電源との間に流れる電流を検出して、
   検出された電流値に基づいて、前記インバータの導通、および非導通を制御する複数の駆動パルスを、前記多相交流モータの各相に印加される瞬時電圧値の総和が０となる目標電圧波形をそれぞれパルス幅変調することによって生成して、
   こうして生成された複数のＰＷＭ波形のパルス幅を、前記インバータを導通させる時間が所定値以上になるように補正して前記インバータを制御することによって前記多相交流モータを駆動することを特徴とするモータ制御方法。
8. 前記複数のＰＷＭ波形のパルス幅は、前記複数のＰＷＭ波形が前記インバータを導通させる時間が、前記インバータと前記直流電源との間に流れる電流を検出できる最小時間Ｔ_ｍｉｎよりも長くなるように補正されることを特徴とする請求項７に記載のモータ制御方法。
9. 前記ＰＷＭ波形が前記インバータを導通させる時間は、前記多相交流モータに印加されるある相の高圧側のＰＷＭ波形のＯＦＦ時間をｔｍ、前記インバータのうち、高圧側のインバータと低圧側のインバータが同時に導通しないようにするために設定するデットタイムをＤＴとしたとき、全ての相について、前記ｔｍが２ＤＴ＋Ｔ_ｍｉｎよりも長くなるように補正されることを特徴とする請求項７または請求項８に記載のモータ制御方法。
10. 前記複数のＰＷＭ波形のパルス幅は、前記インバータから前記多相交流モータに供給される複数のＰＷＭ波形の相順が変化する前後の時刻において補正されることを特徴とする請求項７から請求項９のうちいずれか１項に記載のモータ制御方法。
11. 前記インバータと前記直流電源との間に流れる電流は、前記インバータと前記直流電源の間に直列に挿入された抵抗を流れる電流として検出することを特徴とする請求項７から請求項１０のいずれか１項に記載のモータ制御方法。
12. 前記多相交流モータの各相に印加する前記目標電圧波形に、前記目標電圧波形の各相の瞬時電圧値の中央値の半分の値を加えた波形を新たな目標電圧波形とすることを特徴とする請求項７から請求項１１のいずれか１項に記載のモータ制御方法。