JPH0433584A - すべり検出装置およびこれを用いた圧縮機の制御装置 - Google Patents
すべり検出装置およびこれを用いた圧縮機の制御装置Info
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- JPH0433584A JPH0433584A JP2140497A JP14049790A JPH0433584A JP H0433584 A JPH0433584 A JP H0433584A JP 2140497 A JP2140497 A JP 2140497A JP 14049790 A JP14049790 A JP 14049790A JP H0433584 A JPH0433584 A JP H0433584A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
- H02P23/08—Controlling based on slip frequency, e.g. adding slip frequency and speed proportional frequency
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の目的〕
（産業上の利用分野）
この発明は、インバータによって制御される誘導電動機
のすべり検出装置、および、このすべり検出装置を用い
た圧縮機の制御装置に関する。
のすべり検出装置、および、このすべり検出装置を用い
た圧縮機の制御装置に関する。
（従来の技術）
誘導電動機の可変速制御を目的とするインバータとして
、還流用のダイオードを逆並列接続した６個のトランジ
スタをグレーツ接続してインバータ主回路を構成したも
のがある。このインバータは一定の直流電圧を所望の出
力周波数、出力電圧が得られるようにパルス幅を計算し
、この計算結果に応じて６個のトランジスタをオン、オ
フ制御するものであった。なお、このパルス幅の計算に
ついては、種々提案されて公知であるので省略するが、
トランジスタのオン、オフ制御により、インバータ主回
路に供給された直流が可変電圧・可変周波数の疑似正弦
波交流に変換される。
、還流用のダイオードを逆並列接続した６個のトランジ
スタをグレーツ接続してインバータ主回路を構成したも
のがある。このインバータは一定の直流電圧を所望の出
力周波数、出力電圧が得られるようにパルス幅を計算し
、この計算結果に応じて６個のトランジスタをオン、オ
フ制御するものであった。なお、このパルス幅の計算に
ついては、種々提案されて公知であるので省略するが、
トランジスタのオン、オフ制御により、インバータ主回
路に供給された直流が可変電圧・可変周波数の疑似正弦
波交流に変換される。
（発明が解決しようとする課題）
上述したパルス幅は負荷トルクを一定として計算してい
たので、圧縮機等、シャフトの回転角によって負荷が変
化すると回転振動が発生し、特に、低周波数出力での振
動が大きかった。
たので、圧縮機等、シャフトの回転角によって負荷が変
化すると回転振動が発生し、特に、低周波数出力での振
動が大きかった。
また、負荷の変化に起因して、最適電圧に対する実際電
圧に過不足を生じ、電動機効率の低下が避けられなかっ
た。
圧に過不足を生じ、電動機効率の低下が避けられなかっ
た。
さらにまた、周波数および電圧の両方が低い出力に対し
てはパルス幅が狭くなり過ぎて、チョッパー音、リーク
電流が多く発生した。
てはパルス幅が狭くなり過ぎて、チョッパー音、リーク
電流が多く発生した。
この発明は上記従来装置の問題点を解決するためになさ
れたもので、低周波数出力での振動、ノイズを小さく抑
え、かつ、運転効率を高めることに有効なすべり検出装
置と、このすべり検出装置を用いた圧縮機の制御装置を
得ることを目的とする。
れたもので、低周波数出力での振動、ノイズを小さく抑
え、かつ、運転効率を高めることに有効なすべり検出装
置と、このすべり検出装置を用いた圧縮機の制御装置を
得ることを目的とする。
（課題を解決するための手段）
この発明に係るすべり検出装置は、スイッチング素子を
オン、オフして直流を可変電圧・可変周波数の疑似正弦
波交流に変換するインバータによって誘導電動機が制御
されるとき、前記誘導電動機に流れる電流のインダクタ
ンス負荷成分が零になる時刻に同期したタイミング信号
を発生するタイミング信号発生手段と、検出された前記
直流入力電流値を前記タイミング信号によってサンプリ
ングして前記誘導電動機のすべり信号として出力するす
べり検出手段とを備えたものである。
オン、オフして直流を可変電圧・可変周波数の疑似正弦
波交流に変換するインバータによって誘導電動機が制御
されるとき、前記誘導電動機に流れる電流のインダクタ
ンス負荷成分が零になる時刻に同期したタイミング信号
を発生するタイミング信号発生手段と、検出された前記
直流入力電流値を前記タイミング信号によってサンプリ
ングして前記誘導電動機のすべり信号として出力するす
べり検出手段とを備えたものである。
また、この発明に係る圧縮機の制御装置は、スイッチン
グ素子をオン、オフして直流を可変電圧・可変周波数の
疑似正弦波交流に変換し、誘導電動機で駆動される圧縮
機に供給するインバータと、このインバータの直流入力
電圧を調整する電圧調整手段と、前記インバータの直流
入力電流を検出する電流検出手段と、前記誘導電動機に
流れる電流のインダクタンス負荷成分が零になる時刻に
同期したタイミング信号を発生するタイミング信号発生
手段と、検出された前記直流入力電流値を前記タイミン
グ信号によってサンプリングして前記誘導電動機のすべ
り信号として出力するすべり検出手段と、このすべり検
出手段のすべり信号を出力電圧指令として前記電圧調整
手段を制御する電圧制御手段とを備えたものである。
グ素子をオン、オフして直流を可変電圧・可変周波数の
疑似正弦波交流に変換し、誘導電動機で駆動される圧縮
機に供給するインバータと、このインバータの直流入力
電圧を調整する電圧調整手段と、前記インバータの直流
入力電流を検出する電流検出手段と、前記誘導電動機に
流れる電流のインダクタンス負荷成分が零になる時刻に
同期したタイミング信号を発生するタイミング信号発生
手段と、検出された前記直流入力電流値を前記タイミン
グ信号によってサンプリングして前記誘導電動機のすべ
り信号として出力するすべり検出手段と、このすべり検
出手段のすべり信号を出力電圧指令として前記電圧調整
手段を制御する電圧制御手段とを備えたものである。
また、スイッチング素子をオン、オフして直流を可変電
圧・可変周波数の疑似正弦波交流に変換し、誘導電動機
で駆動される圧縮機に供給するインバータと、このイン
バータの直流入力電圧を調整する電圧調整手段と、前記
インバータの直流入力電流を検出する電流検出手段と、
前記誘導電動機に流れる電流のインダクタンス負荷成分
が零になる時刻に同期した第１のタイミング信号、およ
び、この第１のタイミング信号に対して半周期ずれた第
２のタイミング信号を発生するタイミング信号発生手段
と、検出された前記直流入力電流値を前記第１のタイミ
ング信号によってサンプリングし、すべり出力サンプリ
ング値を検出すると共に、前記インバータの出力の前記
すべり出力サンプリング値を１ザイクル期間保持し、前
記インバータの出力の１ザイクル遅れに対応する前記第
２のタイミング信号区間に前記すべり出力ザンプリング
値を前記誘導電動機のすべり信号として出力するすべり
検出手段と、このすべり検出手段のすべり信号を出力電
圧指令として前記電圧調整手段を制御する電圧制御手段
とを備えたものである。
圧・可変周波数の疑似正弦波交流に変換し、誘導電動機
で駆動される圧縮機に供給するインバータと、このイン
バータの直流入力電圧を調整する電圧調整手段と、前記
インバータの直流入力電流を検出する電流検出手段と、
前記誘導電動機に流れる電流のインダクタンス負荷成分
が零になる時刻に同期した第１のタイミング信号、およ
び、この第１のタイミング信号に対して半周期ずれた第
２のタイミング信号を発生するタイミング信号発生手段
と、検出された前記直流入力電流値を前記第１のタイミ
ング信号によってサンプリングし、すべり出力サンプリ
ング値を検出すると共に、前記インバータの出力の前記
すべり出力サンプリング値を１ザイクル期間保持し、前
記インバータの出力の１ザイクル遅れに対応する前記第
２のタイミング信号区間に前記すべり出力ザンプリング
値を前記誘導電動機のすべり信号として出力するすべり
検出手段と、このすべり検出手段のすべり信号を出力電
圧指令として前記電圧調整手段を制御する電圧制御手段
とを備えたものである。
（作 用）
誘導電動機の負荷はインダクタンス成分と抵抗成分とに
分けることができる。このうち、インダクタンス成分の
電流は所定の電気角毎に負の値から正の値まで連続的に
変化すると共に、この電気角の中間がゼロクロス点とな
るような変化を６０度毎に繰返し、抵抗成分の電流は負
荷トルクに応じてインバータの１ザイクル期間、連続的
に変化する。従って、誘導電動機に流れる電流のインダ
クタンス負荷成分が零になる時刻にインバータの直流入
力電流を検出すれば、誘導電動機のすべりに比例した電
流値が得られる。この発明のすべり検出装置はこのこと
に着目したもので、電流のインダクタンス負荷成分が零
になる時刻に同期するタイミング信号によってインバー
タの直流入力電流をサンプリングしてすべり信号として
出力する。
分けることができる。このうち、インダクタンス成分の
電流は所定の電気角毎に負の値から正の値まで連続的に
変化すると共に、この電気角の中間がゼロクロス点とな
るような変化を６０度毎に繰返し、抵抗成分の電流は負
荷トルクに応じてインバータの１ザイクル期間、連続的
に変化する。従って、誘導電動機に流れる電流のインダ
クタンス負荷成分が零になる時刻にインバータの直流入
力電流を検出すれば、誘導電動機のすべりに比例した電
流値が得られる。この発明のすべり検出装置はこのこと
に着目したもので、電流のインダクタンス負荷成分が零
になる時刻に同期するタイミング信号によってインバー
タの直流入力電流をサンプリングしてすべり信号として
出力する。
これにより、簡易構成で、しかも、精度の高いすべり検
出ができる。
出ができる。
また、この発明に係る圧縮機の制御装置においては、イ
ンバータの前段に電圧調整手段を設けると共に、」二記
すべり検出装置の出力を電圧指令として該電圧調整器を
制御するように［７たので、圧縮機の負荷がシャフトの
回転角によって変化１７ても、この変化に対応Ｉまた大
きさの電圧が印加されるため、低周波数出力での振動、
ノイズを小さく抑え、かつ、運転効率を高めることがで
きる。
ンバータの前段に電圧調整手段を設けると共に、」二記
すべり検出装置の出力を電圧指令として該電圧調整器を
制御するように［７たので、圧縮機の負荷がシャフトの
回転角によって変化１７ても、この変化に対応Ｉまた大
きさの電圧が印加されるため、低周波数出力での振動、
ノイズを小さく抑え、かつ、運転効率を高めることがで
きる。
この場合、誘導電動機に流れる電流のインダクタンス負
荷成分が零になる時刻に同期した第１のタイミング信号
、および、この第１のタイミング信号に対１７て半周期
ずれた第２のタイミング信号を発生させ、検出された直
流入力電流値を第１のタイミング信号によってサンプリ
ングすると共に、インバータの出力の１ザイクル期間保
持し、インバータの出力の１ザイクル遅れに対応する第
２のタイミング信号区間に誘導電動機のすべり信号とし
て出力することにより実質的に時間遅れのない有効な制
御ができる。
荷成分が零になる時刻に同期した第１のタイミング信号
、および、この第１のタイミング信号に対１７て半周期
ずれた第２のタイミング信号を発生させ、検出された直
流入力電流値を第１のタイミング信号によってサンプリ
ングすると共に、インバータの出力の１ザイクル期間保
持し、インバータの出力の１ザイクル遅れに対応する第
２のタイミング信号区間に誘導電動機のすべり信号とし
て出力することにより実質的に時間遅れのない有効な制
御ができる。
（実施例）
第１図はこの発明の一実施例の構成を、部分的に電気回
路で示したブロック図である。同図において、図示省略
のコンバータの出力を平滑する平滑コンデンサ１が設け
られている。この平滑コンデンサ１には、電圧調整手段
としての降圧チョッパー２が接続され、入力端子を調整
して出力するようになっている。この降圧チョッパー２
は正側の直流電源線に直列に挿入されたトランジスタ２
１およびリアクトル（圧縮機の運転周波数が変化しても
出力電流が低下しないように保持する）２２と、このト
ランジスタ２１およびリアクトル２２の相互接合点と負
側直流電源線との間に接続された還流用ダイオード２３
と、リアクトル２２の負荷側と負側の直流電源線との間
に接続された平滑用コンデンサ２４と、トランジスタ２
１のベース電流を制御するベース電流制御回路２５とで
構成されている。また、降圧チョッパー２の出力端には
インバータ主回路３の直流側が接続され、このインバー
タ主回路３の交流側に圧縮機４が接続されている。そし
て、インバータ主回路３を制御するために必要なベース
駆動信号と、降圧チョッパー２を制御するために必要な
タイミング信号Ｂｆ、 ６ｆ’ とを生成するための制
御回路５が設けられ、このうち、ベース駆動信号はイン
バータ主回路３に加えられ、タイミング信号Ｏｆ、 ６
ｆ’ はすべり検出回路６に加えられる。また、インバ
ータ主回路３の負側の直流電源線に電流検出抵抗８が挿
入され、その直流電流検出値がすべり検出回路６に加え
られる。すべり検出回路６はタイミング信号ｅｒ、 ｅ
ｒ’および直流電流検出値に基づいて圧縮機モータのす
べりを求めてすべり信号を出力する。そして、電圧制御
回路７はこのすべり信号を一方入力、降圧チョッパー２
の出力電圧を他方入力として、偏差分を補正するような
電圧制御信号をベース電流制御回路２５に加えるように
なっている。
路で示したブロック図である。同図において、図示省略
のコンバータの出力を平滑する平滑コンデンサ１が設け
られている。この平滑コンデンサ１には、電圧調整手段
としての降圧チョッパー２が接続され、入力端子を調整
して出力するようになっている。この降圧チョッパー２
は正側の直流電源線に直列に挿入されたトランジスタ２
１およびリアクトル（圧縮機の運転周波数が変化しても
出力電流が低下しないように保持する）２２と、このト
ランジスタ２１およびリアクトル２２の相互接合点と負
側直流電源線との間に接続された還流用ダイオード２３
と、リアクトル２２の負荷側と負側の直流電源線との間
に接続された平滑用コンデンサ２４と、トランジスタ２
１のベース電流を制御するベース電流制御回路２５とで
構成されている。また、降圧チョッパー２の出力端には
インバータ主回路３の直流側が接続され、このインバー
タ主回路３の交流側に圧縮機４が接続されている。そし
て、インバータ主回路３を制御するために必要なベース
駆動信号と、降圧チョッパー２を制御するために必要な
タイミング信号Ｂｆ、 ６ｆ’ とを生成するための制
御回路５が設けられ、このうち、ベース駆動信号はイン
バータ主回路３に加えられ、タイミング信号Ｏｆ、 ６
ｆ’ はすべり検出回路６に加えられる。また、インバ
ータ主回路３の負側の直流電源線に電流検出抵抗８が挿
入され、その直流電流検出値がすべり検出回路６に加え
られる。すべり検出回路６はタイミング信号ｅｒ、 ｅ
ｒ’および直流電流検出値に基づいて圧縮機モータのす
べりを求めてすべり信号を出力する。そして、電圧制御
回路７はこのすべり信号を一方入力、降圧チョッパー２
の出力電圧を他方入力として、偏差分を補正するような
電圧制御信号をベース電流制御回路２５に加えるように
なっている。
第２図はインバータ主回路３の詳細な構成を示す回路図
であり、それぞれ還流用のダイオードＤ１〜Ｄ６が逆並
列接続された６個のトランジスタＱ１〜Ｑ６がグレーツ
接続されており、トランジスタＱ１．Ｑ４の相互接合点
と、トランジスタＱＱ の相互接合点と、トランジス
タＱ３゜２′５ Ｑ６の相互接合点とから三相の疑似正弦波交流が取り出
されて圧縮機モータ４ａに供給されるようになっている
。なお、圧縮機モータ４ａは、図示したように、抵抗と
インダクタンスとを並列接続した負荷と見做される。
であり、それぞれ還流用のダイオードＤ１〜Ｄ６が逆並
列接続された６個のトランジスタＱ１〜Ｑ６がグレーツ
接続されており、トランジスタＱ１．Ｑ４の相互接合点
と、トランジスタＱＱ の相互接合点と、トランジス
タＱ３゜２′５ Ｑ６の相互接合点とから三相の疑似正弦波交流が取り出
されて圧縮機モータ４ａに供給されるようになっている
。なお、圧縮機モータ４ａは、図示したように、抵抗と
インダクタンスとを並列接続した負荷と見做される。
第３図は制御回路５の詳細な構成を示す回路図であり、
３０度カウンタ５１は、中心周波数が７．２ＭＨｚ程度
の電気角クロックを計数して電気角の８０度毎にパルス
信号を出力し、６０度カウンタ５２はこのパルス信号を
入力して電気角の６０度毎にレベルが反転する信号を出
力する。そして、３６０度カウンタ５３は、この６０度
カウンタ５２の出力に基づいてデータセレクト信号を生
成するようになっている。また、６０度カウンタ５２の
出力を一方入力、６０度カウンタ５２の出力を反転回路
ＩＮＶ１で反転した信号を他方入力としてアンド回路Ａ
ＮＤ、が両者の論理積をとり、その出力がフォトカプラ
５４を介してタイミング信号６ｆとして出力される。さ
らに、６０度カウンタ５２の出力を一方入力、６０度カ
ウンタ５２の出力を他方入力としてアンド回路ＡＮＤ２
が両者の論理積をとり、その出力がフォトカプラ５５を
介してタイミング信号６ｒ′ として出力される。−方
、ＲＯＭ５７にはインバータ出力電圧波形の３０度分に
相当する制御データが記憶されており、アップ・ダウン
制御器５６が３０度カウンタ５１のカウント値と、６０
度カウンタ５２の出力とに基づいてデータ読出しのアド
レス指定をするようになっている。
３０度カウンタ５１は、中心周波数が７．２ＭＨｚ程度
の電気角クロックを計数して電気角の８０度毎にパルス
信号を出力し、６０度カウンタ５２はこのパルス信号を
入力して電気角の６０度毎にレベルが反転する信号を出
力する。そして、３６０度カウンタ５３は、この６０度
カウンタ５２の出力に基づいてデータセレクト信号を生
成するようになっている。また、６０度カウンタ５２の
出力を一方入力、６０度カウンタ５２の出力を反転回路
ＩＮＶ１で反転した信号を他方入力としてアンド回路Ａ
ＮＤ、が両者の論理積をとり、その出力がフォトカプラ
５４を介してタイミング信号６ｆとして出力される。さ
らに、６０度カウンタ５２の出力を一方入力、６０度カ
ウンタ５２の出力を他方入力としてアンド回路ＡＮＤ２
が両者の論理積をとり、その出力がフォトカプラ５５を
介してタイミング信号６ｒ′ として出力される。−方
、ＲＯＭ５７にはインバータ出力電圧波形の３０度分に
相当する制御データが記憶されており、アップ・ダウン
制御器５６が３０度カウンタ５１のカウント値と、６０
度カウンタ５２の出力とに基づいてデータ読出しのアド
レス指定をするようになっている。
また、データセレクタ５８にはＲＯＭ５７から読出され
た三相分の制御データと、これを反転回路ＩＮＶ２〜Ｉ
ＮＶ、で反転した制御データとが加えられており、この
データセレクタ５８は３６０度カウンタ５３の出力に応
じてこれらのデータを選択して出力する。そして、選択
された制御データは駆動回路５９によってベース駆動信
号に変換される。
た三相分の制御データと、これを反転回路ＩＮＶ２〜Ｉ
ＮＶ、で反転した制御データとが加えられており、この
データセレクタ５８は３６０度カウンタ５３の出力に応
じてこれらのデータを選択して出力する。そして、選択
された制御データは駆動回路５９によってベース駆動信
号に変換される。
第４図はすべり検出回路６の詳細な構成を示す回路図で
ある。同図において、タイミング信号６ｆは３６０度カ
ウンタ／デコーダ６１により互いに６０度ずつずれたパ
ルス信号に復号化され、もう一つのタイミング信号６ｆ
’ も３６０度カウンタ／デコーダ６２により互いに
６０度ずつずれたパルス信号に復号化される。また、タ
イミング信号６ｆと、３６０度カウンタ／デコーダ６１
のパルス信号とにより、サンプル／ホールド回路６３〜
６８が直流入力電流値をサンプリングして、これを保持
するようになっている。また、３６０度カウンタ／デコ
ーダ６２のパルス信号によって、アナログマルチプレク
サ６９がサンプル／ホールド回路６３〜６８の出力を選
択し、すべり信号を直流電圧指令値として出力する構成
になっている。
ある。同図において、タイミング信号６ｆは３６０度カ
ウンタ／デコーダ６１により互いに６０度ずつずれたパ
ルス信号に復号化され、もう一つのタイミング信号６ｆ
’ も３６０度カウンタ／デコーダ６２により互いに
６０度ずつずれたパルス信号に復号化される。また、タ
イミング信号６ｆと、３６０度カウンタ／デコーダ６１
のパルス信号とにより、サンプル／ホールド回路６３〜
６８が直流入力電流値をサンプリングして、これを保持
するようになっている。また、３６０度カウンタ／デコ
ーダ６２のパルス信号によって、アナログマルチプレク
サ６９がサンプル／ホールド回路６３〜６８の出力を選
択し、すべり信号を直流電圧指令値として出力する構成
になっている。
第５図は電圧制御回路７の詳細な構成を示す回路図であ
る。ここで、すべり検出回路６の直流電圧指令値と、図
示省略のマイコンから出力される平均電圧指令値とが加
算回路７１で加算され、直流増幅回路７３の一方入力と
して加えられる。また、インバータ主回路３の直流入力
電圧が分圧回路７２で分圧されて直流増幅回路７３の他
方入力として加えられる。直流増幅回路７３はこれら二
つの入力の差分を増幅し、この出力信号がフォトカプラ
７４を介して降圧チョッパー２に直流電圧指令として加
えられる。
る。ここで、すべり検出回路６の直流電圧指令値と、図
示省略のマイコンから出力される平均電圧指令値とが加
算回路７１で加算され、直流増幅回路７３の一方入力と
して加えられる。また、インバータ主回路３の直流入力
電圧が分圧回路７２で分圧されて直流増幅回路７３の他
方入力として加えられる。直流増幅回路７３はこれら二
つの入力の差分を増幅し、この出力信号がフォトカプラ
７４を介して降圧チョッパー２に直流電圧指令として加
えられる。
上記のように構成された本実施例について、先ず第６図
のタイムチャートを参照して全体的な動作を説明し、次
いで構成要素の詳細な動作を説明する。
のタイムチャートを参照して全体的な動作を説明し、次
いで構成要素の詳細な動作を説明する。
図示省略のコンバータで整流された直流電圧が平滑コン
デンサ１で平滑されて降圧チョッパー２に加えられる。
デンサ１で平滑されて降圧チョッパー２に加えられる。
この直流電圧は降圧チョッパー２でそのレベルが調整さ
れてインバータ主回路３に加えられる。一方、制御回路
５がインバータ主回路３を構成するトランジスタＱ１〜
Ｑ６をオン、オフ制御することにより、第６図（ａ）
、（ｃ） 、（ｅ）に実線で示す矩形波状の相電圧が圧
縮機モータ４ａに印加され、破線で示した相電流が流れ
る。圧縮機モータ４ａの負荷は前述したように、抵抗成
分とインダクタンス成分とに分けられ、これを三相Δ負
荷とした場合、各接合点ＸＹ間、ＹＺ間、Ｚｘ間に第６
図（ｂ） 、 （ｄ） 、 （ｆ）に示した電流が流れ
る。これらの電流を直流電源側で考えると、インダクタ
ンス負荷に流れる電流は、第６図（ｇ）に示すように、
インバータ主回路３の出力周波数に対して６倍の周波数
ののこぎり波交流となり、抵抗負荷に流れる電流は、第
６図（１１）に示すように、すべりの変化が重畳した変
動直流となる。従って、インバータ主回路３の入側で電
流を検出すれば、これらの波形を重畳した第６図（＋）
に示す波形の直流電流値が得られる。この第６図Ｏ）に
示す電流値をタイミング信号６ｒでサンプリングすれば
、インダクタンス負荷に流れる電流に影響されることの
ない抵抗負荷に流れる電流、すなイつち、第６図（ｊ）
に示したすべり出力サンプリング値が得られる。
れてインバータ主回路３に加えられる。一方、制御回路
５がインバータ主回路３を構成するトランジスタＱ１〜
Ｑ６をオン、オフ制御することにより、第６図（ａ）
、（ｃ） 、（ｅ）に実線で示す矩形波状の相電圧が圧
縮機モータ４ａに印加され、破線で示した相電流が流れ
る。圧縮機モータ４ａの負荷は前述したように、抵抗成
分とインダクタンス成分とに分けられ、これを三相Δ負
荷とした場合、各接合点ＸＹ間、ＹＺ間、Ｚｘ間に第６
図（ｂ） 、 （ｄ） 、 （ｆ）に示した電流が流れ
る。これらの電流を直流電源側で考えると、インダクタ
ンス負荷に流れる電流は、第６図（ｇ）に示すように、
インバータ主回路３の出力周波数に対して６倍の周波数
ののこぎり波交流となり、抵抗負荷に流れる電流は、第
６図（１１）に示すように、すべりの変化が重畳した変
動直流となる。従って、インバータ主回路３の入側で電
流を検出すれば、これらの波形を重畳した第６図（＋）
に示す波形の直流電流値が得られる。この第６図Ｏ）に
示す電流値をタイミング信号６ｒでサンプリングすれば
、インダクタンス負荷に流れる電流に影響されることの
ない抵抗負荷に流れる電流、すなイつち、第６図（ｊ）
に示したすべり出力サンプリング値が得られる。
なお、このすべり出力サンプリング値をホールドすると
第６図（ｉ）に示した電流値に対して位相が３０度遅れ
る。そこで、第６図（１）に示すように、タイミング信
号６ｆに対して半周期だけ位相のずれたタイミング信号
６ｆ′を生成し、インバータ主回路３の出力の１サイク
ル遅れに対応するタイミング信号６ｆ′の区間にサンプ
リング値を直流電圧指令とすれば、第６図（ｋ）に示す
直流電圧指令値が得られる。若し、この直流電圧指令値
に対応する電圧をインバータ主回路３に加えれば、すべ
りの大きい区間すなわち負荷が大きくなる区間の電流を
増大させることができ、これによって、低周波数出力で
の振動、ノイズを小さく抑えることができる。そこで、
制御回路５がタイミング信号６ｒ。
第６図（ｉ）に示した電流値に対して位相が３０度遅れ
る。そこで、第６図（１）に示すように、タイミング信
号６ｆに対して半周期だけ位相のずれたタイミング信号
６ｆ′を生成し、インバータ主回路３の出力の１サイク
ル遅れに対応するタイミング信号６ｆ′の区間にサンプ
リング値を直流電圧指令とすれば、第６図（ｋ）に示す
直流電圧指令値が得られる。若し、この直流電圧指令値
に対応する電圧をインバータ主回路３に加えれば、すべ
りの大きい区間すなわち負荷が大きくなる区間の電流を
増大させることができ、これによって、低周波数出力で
の振動、ノイズを小さく抑えることができる。そこで、
制御回路５がタイミング信号６ｒ。
６ｆ”を生成してすべり検出回路６に加えると、すべり
検出回路６はタイミング信号６ｆによって電流検出抵抗
８の電流検出値をサンプリングし、さらに、インバータ
主回路３の出力の１サイクル遅れに対応するタイミング
信号６ｆ’の区間にこのサンプリング値を直流電圧指令
値として出力する。また、電圧制御回路７はこの直流電
圧指令値と実際の直流電圧とを比較し、その偏差が零に
なるように降圧チョッパー２にベース駆動信号を加える
。
検出回路６はタイミング信号６ｆによって電流検出抵抗
８の電流検出値をサンプリングし、さらに、インバータ
主回路３の出力の１サイクル遅れに対応するタイミング
信号６ｆ’の区間にこのサンプリング値を直流電圧指令
値として出力する。また、電圧制御回路７はこの直流電
圧指令値と実際の直流電圧とを比較し、その偏差が零に
なるように降圧チョッパー２にベース駆動信号を加える
。
そこで、降圧チョッパー２においては、ベース電流制御
回路２５が電圧制御回路７の電圧指令値に応じてオン期
間が変わるようにトランジスタ２１をオン、オフ制御す
る。このオン、オフ電流は平滑用コンデンサ２４で、交
流成分の除去がおこなわれ、インバータ主回路３に供給
される。
回路２５が電圧制御回路７の電圧指令値に応じてオン期
間が変わるようにトランジスタ２１をオン、オフ制御す
る。このオン、オフ電流は平滑用コンデンサ２４で、交
流成分の除去がおこなわれ、インバータ主回路３に供給
される。
また、制御回路５のＲＯＭ５７には、例えば、特開昭５
７−３５８２号公報に示されたように、ＰＷＭ制御のイ
ンバータ出力電圧波形の３０度（電気角）分の制御デー
タが記憶されており、これらのデータがアップ・ダウン
制御器５６のアドレス指定によって順方向に読出された
後、逆方向に読出される。
７−３５８２号公報に示されたように、ＰＷＭ制御のイ
ンバータ出力電圧波形の３０度（電気角）分の制御デー
タが記憶されており、これらのデータがアップ・ダウン
制御器５６のアドレス指定によって順方向に読出された
後、逆方向に読出される。
この結果、インバータ出力電圧波形の６０度（電気角）
分の制御データがデータセレクタ５８に加えられ、これ
と同時に、各制御データを反転回路■ＮＶ２〜ＩＮＶ４
で反転した制御データがデータセレクタ５Ｂに加えられ
る。そこで、データセレクタ５８は３６０度カウンタ５
３の出力信号に基づいて、ＲＯＭ５７から直接加えられ
るデータと、ＲＯＭ５７から反転回路■Ｎｖ２〜ＩＮＶ
４を介して加えられるデータとを６０度毎に交互に選択
して駆動回路５９に加える。駆動回路５９はこれに応じ
てインバータ主回路３を構成するトランジスタＱ１〜Ｑ
６をオン、オフ制御する。また、アンド回路ＡＮＤ１お
よびＡＮＤ２によりタイミング信号Ｏｆ、 Ｏｆ’が生
成されて、フォトカプラ５４．５４から電気的に絶縁さ
れて出力される。
分の制御データがデータセレクタ５８に加えられ、これ
と同時に、各制御データを反転回路■ＮＶ２〜ＩＮＶ４
で反転した制御データがデータセレクタ５Ｂに加えられ
る。そこで、データセレクタ５８は３６０度カウンタ５
３の出力信号に基づいて、ＲＯＭ５７から直接加えられ
るデータと、ＲＯＭ５７から反転回路■Ｎｖ２〜ＩＮＶ
４を介して加えられるデータとを６０度毎に交互に選択
して駆動回路５９に加える。駆動回路５９はこれに応じ
てインバータ主回路３を構成するトランジスタＱ１〜Ｑ
６をオン、オフ制御する。また、アンド回路ＡＮＤ１お
よびＡＮＤ２によりタイミング信号Ｏｆ、 Ｏｆ’が生
成されて、フォトカプラ５４．５４から電気的に絶縁さ
れて出力される。
次に、すべり検出回路６における３６０度カウンタ／デ
コーダ６１はタイミング信号６ｆ毎に順次６０度だけレ
ベルがｒＨＪになる信号を出力し、３８０度カウンタ／
デコーダ６２はタイミング信号６ｆ’毎に順次６０度だ
けレベルがｒＨＪになる信号を出力する。サンプル／ホ
ールド回路６３〜６８はそれぞれ３６０度カウンタ／デ
コーダ６１の出力がｒＨＪで、かつ、タイミング信号６
ｆが与えられたときに、直流電流検出値をサンプリング
し、インバータ主回路３の出力の１サイクル時間だけこ
の値を保持する。また、アナログマルチプレクサ６９は
３６０度カウンタ／デコーダ６２の出力がｒＨＪである
期間、サンプル／ホールド回路６３〜６８に保持された
データを順次選択し、すべりに対応するデータを直流電
圧指令値として出力する。
コーダ６１はタイミング信号６ｆ毎に順次６０度だけレ
ベルがｒＨＪになる信号を出力し、３８０度カウンタ／
デコーダ６２はタイミング信号６ｆ’毎に順次６０度だ
けレベルがｒＨＪになる信号を出力する。サンプル／ホ
ールド回路６３〜６８はそれぞれ３６０度カウンタ／デ
コーダ６１の出力がｒＨＪで、かつ、タイミング信号６
ｆが与えられたときに、直流電流検出値をサンプリング
し、インバータ主回路３の出力の１サイクル時間だけこ
の値を保持する。また、アナログマルチプレクサ６９は
３６０度カウンタ／デコーダ６２の出力がｒＨＪである
期間、サンプル／ホールド回路６３〜６８に保持された
データを順次選択し、すべりに対応するデータを直流電
圧指令値として出力する。
また、電圧制御回路７の加算回路７１は上記直流電圧指
令値と、図示省略のマイコンから出力される平均電圧指
令値とを加算して出力する。直流増幅回路７３はこの出
力と、実際の直流電圧を分圧回路７２で分圧した値とを
比較し、その差に応じた信号を発生する。この信号はフ
ォトカプラ７４で電気的に絶縁されて出力される。
令値と、図示省略のマイコンから出力される平均電圧指
令値とを加算して出力する。直流増幅回路７３はこの出
力と、実際の直流電圧を分圧回路７２で分圧した値とを
比較し、その差に応じた信号を発生する。この信号はフ
ォトカプラ７４で電気的に絶縁されて出力される。
かくして、この実施例によれば、圧縮機などの回転位置
によって負荷変動のある電動機でも回転振動が低く抑え
られる。また、負荷トルクに応じて最適電圧に調整され
るので、電動機効率を向上させることができる。さらに
、この制御方法はパルス振幅変調ＰＡＭであることから
、低い周波数、電圧でのチョッパー音、リーク電流をも
低く抑えることができる。
によって負荷変動のある電動機でも回転振動が低く抑え
られる。また、負荷トルクに応じて最適電圧に調整され
るので、電動機効率を向上させることができる。さらに
、この制御方法はパルス振幅変調ＰＡＭであることから
、低い周波数、電圧でのチョッパー音、リーク電流をも
低く抑えることができる。
なお、上記実施例では、サンプリング値を、１サイクル
遅れの６０度区間の電圧指令値としたが、この電圧指令
値の出力期間は負荷変動および制御系の応答速度に応じ
て随時変更すればよく、これらの変更はアナログマルチ
プレクサ６９のタイミングを変更するだけでよい。
遅れの６０度区間の電圧指令値としたが、この電圧指令
値の出力期間は負荷変動および制御系の応答速度に応じ
て随時変更すればよく、これらの変更はアナログマルチ
プレクサ６９のタイミングを変更するだけでよい。
ところで、この実施例における制御回路５のタイミング
信号ｅｒ、 ｅｒ’の生成部、すべり検出回路６および
電流検出抵抗８はインバータ主回路３の入力電圧の調整
だけでなく、インバータを用いて誘導電動機を制御する
ときのすべり検出装置として有効であり、これらが本発
明のすべり検出装置に対応している。
信号ｅｒ、 ｅｒ’の生成部、すべり検出回路６および
電流検出抵抗８はインバータ主回路３の入力電圧の調整
だけでなく、インバータを用いて誘導電動機を制御する
ときのすべり検出装置として有効であり、これらが本発
明のすべり検出装置に対応している。
なお、上記実施例では、圧縮機の制御装置について説明
したが、本発明はこれに限定して適用されるものではな
く、インバータを介して、シャフトの回転角によって負
荷トルクが変化する用途の三相誘導電動機の制御に広く
適用することができる。
したが、本発明はこれに限定して適用されるものではな
く、インバータを介して、シャフトの回転角によって負
荷トルクが変化する用途の三相誘導電動機の制御に広く
適用することができる。
以上の説明によって明らかなように、この発明に係るす
べり検出装置によれば、電流のインダクタンス負荷成分
が零になる時刻でインバータの直流入力電流をサンプリ
ングしてすべり信号を得るので、簡易構成で、しかも、
精度の高いすべり検出ができる。
べり検出装置によれば、電流のインダクタンス負荷成分
が零になる時刻でインバータの直流入力電流をサンプリ
ングしてすべり信号を得るので、簡易構成で、しかも、
精度の高いすべり検出ができる。
また、この発明に係る圧縮機の制御装置においては、イ
ンバータの前段に電圧調整手段を設けると共に、上記す
べり検出装置の出力を電圧指令として該電圧調整器を制
御するようにしたので、圧縮機の負荷がシャフトの回転
角によって変化しても、この変化に対応した大きさの電
圧が印加されるため、低周波数出力での振動、ノイズを
小さく抑え、かつ、運転効率を高めることができる。
ンバータの前段に電圧調整手段を設けると共に、上記す
べり検出装置の出力を電圧指令として該電圧調整器を制
御するようにしたので、圧縮機の負荷がシャフトの回転
角によって変化しても、この変化に対応した大きさの電
圧が印加されるため、低周波数出力での振動、ノイズを
小さく抑え、かつ、運転効率を高めることができる。
さらに、電流のインダクタンス負荷成分が零になる時刻
に同期した第１のタイミング信号によって直流入力電流
値をサンプリングすると共に、インバータの出力の１サ
イクル遅れに対応し、第１のタイミング信号に対して半
周期ずれた第２のタイミング信号区間の電圧指令とする
ことにより、実質的に時間遅れのない有効な制御ができ
る。
に同期した第１のタイミング信号によって直流入力電流
値をサンプリングすると共に、インバータの出力の１サ
イクル遅れに対応し、第１のタイミング信号に対して半
周期ずれた第２のタイミング信号区間の電圧指令とする
ことにより、実質的に時間遅れのない有効な制御ができ
る。
第１図はこの発明の一実施例の構成を、部分的に電気回
路で示したブロック図、第２図は同実施例のインバータ
主回路の詳細な構成を示す回路図、第３図乃至第５図は
同実施例の制御部の主要素の詳細な構成を示す回路図、
第６図は同実施例の動作をせっ説明するためのタイムチ
ャートである。 ２・・・降圧チョッパー、３・・・インバータ主回路、
４・・・圧縮機、４ａ・・・圧縮機モータ、５・・・制
御回路、６・・・すべり検出回路、７・・・電圧制御回
路、８・・・電流検出抵抗。 出願人代理人 佐 藤 −雄
路で示したブロック図、第２図は同実施例のインバータ
主回路の詳細な構成を示す回路図、第３図乃至第５図は
同実施例の制御部の主要素の詳細な構成を示す回路図、
第６図は同実施例の動作をせっ説明するためのタイムチ
ャートである。 ２・・・降圧チョッパー、３・・・インバータ主回路、
４・・・圧縮機、４ａ・・・圧縮機モータ、５・・・制
御回路、６・・・すべり検出回路、７・・・電圧制御回
路、８・・・電流検出抵抗。 出願人代理人 佐 藤 −雄
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、スイッチング素子をオン、オフして直流を可変電圧
・可変周波数の疑似正弦波交流に変換するインバータに
よって制御される誘導電動機のすべりを検出する装置に
おいて、前記インバータの直流入力電流を検出する電流
検出手段と、前記誘導電動機に流れる電流のインダクタ
ンス負荷成分が零になる時刻に同期したタイミング信号
を発生するタイミング信号発生手段と、検出された前記
直流入力電流値を前記タイミング信号によってサンプリ
ングして前記誘導電動機のすべり信号として出力するす
べり検出手段とを備えたことを特徴とするすべり検出装
置。 ２、スイッチング素子をオン、オフして直流を可変電圧
・可変周波数の疑似正弦波交流に変換し、誘導電動機で
駆動される圧縮機に供給するインバータと、このインバ
ータの直流入力電圧を調整する電圧調整手段と、前記イ
ンバータの直流入力電流を検出する電流検出手段と、前
記誘導電動機に流れる電流のインダクタンス負荷成分が
零になる時刻に同期したタイミング信号を発生するタイ
ミング信号発生手段と、検出された前記直流入力電流値
を前記タイミング信号によってサンプリングして前記誘
導電動機のすべり信号として出力するすべり検出手段と
、このすべり検出手段のすべり信号を出力電圧指令とし
て前記電圧調整手段を制御する電圧制御手段とを備えた
ことを特徴とする圧縮機の制御装置。 ３、スイッチング素子をオン、オフして直流を可変電圧
・可変周波数の疑似正弦波交流に変換し、誘導電動機で
駆動される圧縮機に供給するインバータと、このインバ
ータの直流入力電圧を調整する電圧調整手段と、前記イ
ンバータの直流入力電流を検出する電流検出手段と、前
記誘導電動機に流れる電流のインダクタンス負荷成分が
零になる時刻に同期した第１のタイミング信号、および
、この第１のタイミング信号に対して半周期ずれた第２
のタイミング信号を発生するタイミング信号発生手段と
、検出された前記直流入力電流値を前記第１のタイミン
グ信号によってサンプリングし、すべり出力サンプリン
グ値を検出すると共に、前記インバータの出力の前記す
べり出力サンプリング値を１サイクル期間保持し、前記
インバータの出力の１サイクル遅れに対応する前記第２
のタイミング信号区間に前記すべり出力サンプリング値
を前記誘導電動機のすべり信号として出力するすべり検
出手段と、このすべり検出手段のすべり信号を出力電圧
指令として前記電圧調整手段を制御する電圧制御手段と
を備えたことを特徴とする圧縮機の制御装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2140497A JPH0433584A (ja) | 1990-05-30 | 1990-05-30 | すべり検出装置およびこれを用いた圧縮機の制御装置 |
| US07/706,363 US5214367A (en) | 1990-05-30 | 1991-05-28 | Controller for compressor driven by induction motor |
| GB9111520A GB2244875B (en) | 1990-05-30 | 1991-05-29 | Controller for compressor driven by an induction motor and slip detecting apparatus for detecting the slip of an induction motor |
| KR1019910008770A KR940001915B1 (ko) | 1990-05-30 | 1991-05-29 | 슬립검출장치 및 이를 이용한 압축기의 제어장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2140497A JPH0433584A (ja) | 1990-05-30 | 1990-05-30 | すべり検出装置およびこれを用いた圧縮機の制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0433584A true JPH0433584A (ja) | 1992-02-04 |
Family
ID=15270006
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2140497A Pending JPH0433584A (ja) | 1990-05-30 | 1990-05-30 | すべり検出装置およびこれを用いた圧縮機の制御装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5214367A (ja) |
| JP (1) | JPH0433584A (ja) |
| KR (1) | KR940001915B1 (ja) |
| GB (1) | GB2244875B (ja) |
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| FI94200C (fi) * | 1993-09-24 | 1995-07-25 | Abb Industry Oy | Menetelmä oikosulkumoottorin jättämän kompensoimiseksi |
| DE69529710T2 (de) * | 1994-07-01 | 2003-10-09 | Sharp Kk | Klimaanlage |
| JPH0865811A (ja) * | 1994-08-25 | 1996-03-08 | Toshiba Corp | 電気車制御装置 |
| US5555749A (en) * | 1995-04-28 | 1996-09-17 | Air Products And Chemicals, Inc. | Use of centrifugal compressors in adsorptive systems |
| US5883490A (en) * | 1996-06-14 | 1999-03-16 | Moreira; Julio C. | Electric motor controller and method |
| DE19946242A1 (de) | 1999-09-27 | 2001-04-05 | Grundfos As | Frequenzumrichter für einen Elektromotor |
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| US7084601B2 (en) * | 2001-09-25 | 2006-08-01 | Daikin Industries, Ltd. | Phase current detector |
| CN1251394C (zh) * | 2002-02-25 | 2006-04-12 | 大金工业株式会社 | 电动机控制方法及其装置 |
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| US7075268B2 (en) * | 2004-02-27 | 2006-07-11 | York International Corporation | System and method for increasing output horsepower and efficiency in a motor |
| US20070024224A1 (en) * | 2005-07-26 | 2007-02-01 | Mcdonald Raymond G | kW-based torque control for AC motors |
| US7102326B1 (en) * | 2005-08-08 | 2006-09-05 | Fego Precision Industrial Co., Ltd. | Motor speed variator and a driving method thereof |
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| CN101179251B (zh) * | 2006-11-07 | 2010-12-08 | 凌阳科技股份有限公司 | 一种直流无刷马达转矩补偿方法及系统 |
| US7785405B2 (en) * | 2008-03-27 | 2010-08-31 | Praxair Technology, Inc. | Systems and methods for gas separation using high-speed permanent magnet motors with centrifugal compressors |
| US8529665B2 (en) | 2010-05-12 | 2013-09-10 | Praxair Technology, Inc. | Systems and methods for gas separation using high-speed induction motors with centrifugal compressors |
| CN105757889B (zh) * | 2016-03-09 | 2018-11-27 | 广东美的制冷设备有限公司 | 空调器及其压缩机的转矩补偿装置和方法 |
| US10627145B2 (en) | 2016-07-07 | 2020-04-21 | Rocky Research | Vector drive for vapor compression systems |
Family Cites Families (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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