JP2792025B2 - 誘導電動機のベクトル制御装置 - Google Patents
誘導電動機のベクトル制御装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】
A.産業上の利用分野
本発明は誘導電動機のベクトル制御装置に関する。
B.発明の概要
本発明は、誘導電動機のベクトル制御装置において、
鉄損分電流も含めて二次磁束と二次電流を直交させる
のに電源角周波数でトルク指令を補正することにより、
回転数に拘わらずトルク誤差を少なくしたものである。 C.従来の技術 誘導電動機のベクトル制御装置では、電動機の一次電
流を励磁電流と二次電流に分けて制御し、二次磁束と二
次電流ベクトルを常に直交させることで直流機と同等の
応答性を得ようとする。 また、ベクトル制御方式において、二次磁束分と二次
電流分との間の互いの干渉分をキャンセルすることで応
答性及び精度を一層向上させる方式も提案されている
(例えば、特開昭59−165982号公報)。 このようなベクトル制御において、その基礎となる電
圧方程式は、誘導電動機を電気角速度ωで回転するd−
q二軸で表わすと次の(1)式になり、トルクTは
(2)式になる。 但し、 V1d,V1q:d軸とq軸の一次電圧 i1d,i1q:d軸とq軸の一次電流 i2d,i2q:d軸とq軸の二次電流 R1,R2 :一次,二次抵抗 L1,R2 :一次,二次インダクタンス M :一次と二次の相互インダクタンス P :d/dt ωs:すべり周波数 K :定数 上述の方程式において、ベクトル制御にはq軸を二次
電流,d軸を磁束軸となるようにし、非干渉制御には励磁
電流指令i0 *とトルク電流指令iT *から一次電流V1d,V1
qを求めるのに二次磁束と二次電流の間の相互干渉分を
補償する。 第3図は従来の非干渉ベクトル制御装置を示す。電圧
形PWMインバータ1は相電圧ea*,eb*,ec*による出力
周波数及び電圧に制御されて誘導電動機2を駆動し、電
動機2の回転子角速度ωrがピックアップ3で検出さ
れ、この角速度ωrは速度指令ω*と比較されて速度制
御増幅器4にトルク電流指令iT *として取り出される。
すべり周波数演算回路5には励磁電流指令i0 *とトルク
電流指令iT *とが取り込まれ、二次時定数τ2とからす
べり周波数ωsを次の(3)式に従って求め、 さらにすべり周波数ωsをωrと加算して電源角周波数
ω0を求める。そして、三角関数発生回路6では電源角
周波数ω0を持つ正弦と余弦の交流信号SINω0tとCOSω
0tを発生する。演算回路7は励磁電流指令i0 *とトルク
電流指令iT *とから非干渉演算としてd−q軸の電圧信
号V1d,V1qを求め、さらに固定二軸座標での一次電圧V
1d,V1qを求める。これら一次電圧は2相/3相変換回路8
によって2相/3相変換して3相電圧ea*,eb*,ec*を
得、この信号と三角波発生回路9による三角波とでイン
バータ1によるPωM制御がなされる。 D.発明が解決しようとする問題点 従来の非干渉ベクトル制御装置においては、誘導電動
機に内在する鉄損によってトルク変動等を起こす問題が
あった。これを以下に詳細に説明する。 第3図の構成において、電動機2に流れる電流関係は
第4図(a)に示すようになり、励磁電流I0とトルク電
流ITを直交させるも鉄損分電流I0′がトルク電流IT軸に
含まれ、所期の一次電流i1が得られない。また、第4図
(b)に示すように駆動領域での一次電流i1に対して制
動領域での一次電流i1′が小さくなってしまう。このた
め駆動領域では所期の一次電流i1を得るよう設定するも
実際のトルクは小さめになるし、制動領域では実際のト
ルクが大きめになる。 E.問題点を解決するための手段 本発明は上記問題点に鑑みてなされたもので、誘導電
動機の磁束軸一次電流値i1qとこれに直交するトルク軸
一次電流値i1d及びすべり周波数ωsが次式 但し、I0 :励磁電流設定値 IT :トルク電流設定値 I0′:鉄損分電流 R2 :二次抵抗 S :すべり[=(ω0−ωr)/ω0] rm :鉄損抵抗 L2 :二次インダクタンス M :相互インダクタンス になるよう制御する手段と、トルク指令Tから前記トル
ク電流設定値ITを次式 但し、ω;電源角周波数 となる補正演算手段とを備えたものである。 F.作用 前述の(1)式において、鉄損を導入した電圧方程式
は次の(6)式で示すようになる。 この電圧方程式(6)式より前述の(4)式及び
(5)式は以下のように導出される。 (6)式より、二次磁束は二軸理論の定義に従って として求められる。 「二次磁束と二次電流が直交する条件」は、d軸,q軸
のどちらかの成分を0とすることで実現できる。 いま、λ2d=0,i2q=0(q軸磁束とd軸電流が直
交)となるものとし、 i1q=I0(一定) ……(d) とすれば (a)式より、 (d),(e)式を(6)式の3行目に代入してi2q
=0となる条件を求めると、 これを整理すると、MPI0′が≒0となり、MPITは消去
され、 以上(d),(e),(g)より前記の(4)式が得
られる。 この電流i1q,i1dを有しかつすべり周波数ωsになる
ようインバータ出力電流制御、又は該電流から変換した
電圧V1d,V1qになるよう制御することで鉄損分の影響を
無くす。 また、(d),(e)式を(c)式に代入すると、
(i2q=0) 但し、KTは定数 (7)式より これよりトルクTに対応するトルク分電流ITは前記の
(5)式となる。 前記の(7)式は負荷の大きさや周波数により変動す
る。そこで、与えられたトルク指令に対して(7)式か
ら逆にトルク電流ITを前述の(5)式として求め、この
トルク電流補正によって前述の(4)式での電流及びす
べり周波数を決定することで負荷の大きさや周波数によ
るトルク誤差を無くす。 G.実施例 第1図は本発明の一実施例を示す装置構成図を示し、
電動機の一次電流制御による場合である。同図におい
て、第3図と同じ機能を有するものは同一符号で示す。
トルク補正演算回路10は前述の(5)式に従ってトルク
指令Tに対するトルク電流IT*を求める。この演算に電
源角周波数ω0と励磁電流I0 *と電動機定数からA,Bを
夫々求める。すべり周波数演算回路11は前述の(4)式
中のすべり周波数ωsをトルク電流指令値IT *,励磁電
流指令値I0 *,電源角周波数ω0,回転子角周波数ωr及
び電動機定数から求める。鉄損電流演算回路12は鉄損分
電流I0′を鉄損抵抗rm から次の(8)式 によって求める。なお、抵抗rmは固定値として示すが、
この抵抗rmが周波数の関数であるため、より正確にする
には演算によって求めることができる。 電流指令演算回路13は、トルク電流指令IT *と鉄損分
電流I0′を加算したトルク電流指令IT′と、励磁電流指
令I0 *と、すべり周波数ωs、回転子角周波数ωrから を求め、これらから各相電流指令ia*,ib*,ic* を求める。これら電流指令は電流制御増幅器14によって
インバータ1の出力電流との比較による該インバータ1
の出力電流フィードバック制御がなされる。 なお、実施例において、すべり周波数ωsの鉄損抵抗
の影響を無視できるときには次の(10)式になり、 このときのトルクTは次の(11)式 とできるため、第2図に示す装置構成にしてトルク誤差
を少なくできる。 なお、上述の実施例では電流基準|I1|,φによるベク
トル演算を行う場合を示したが、本発明はこれに限定さ
れることなく、電圧V1d,V1qによるベクトル演算を行う
ことで同等の作用効果を得ることができる。 H.発明の効果 以上のとおり、本発明によれば、鉄損分電流も含めた
非干渉制御にトルク指令も補正するようにしたため、鉄
損分に因る磁束とトルク電流の干渉を完全に無くした非
干渉制御になるし、駆動と回生での実トルクの誤差を無
くした高精度トルク制御ができるのに加えて、トルクを
一定に指令したときに周波数によるトルク変動を無くす
ことができる効果がある。
のに電源角周波数でトルク指令を補正することにより、
回転数に拘わらずトルク誤差を少なくしたものである。 C.従来の技術 誘導電動機のベクトル制御装置では、電動機の一次電
流を励磁電流と二次電流に分けて制御し、二次磁束と二
次電流ベクトルを常に直交させることで直流機と同等の
応答性を得ようとする。 また、ベクトル制御方式において、二次磁束分と二次
電流分との間の互いの干渉分をキャンセルすることで応
答性及び精度を一層向上させる方式も提案されている
(例えば、特開昭59−165982号公報)。 このようなベクトル制御において、その基礎となる電
圧方程式は、誘導電動機を電気角速度ωで回転するd−
q二軸で表わすと次の(1)式になり、トルクTは
(2)式になる。 但し、 V1d,V1q:d軸とq軸の一次電圧 i1d,i1q:d軸とq軸の一次電流 i2d,i2q:d軸とq軸の二次電流 R1,R2 :一次,二次抵抗 L1,R2 :一次,二次インダクタンス M :一次と二次の相互インダクタンス P :d/dt ωs:すべり周波数 K :定数 上述の方程式において、ベクトル制御にはq軸を二次
電流,d軸を磁束軸となるようにし、非干渉制御には励磁
電流指令i0 *とトルク電流指令iT *から一次電流V1d,V1
qを求めるのに二次磁束と二次電流の間の相互干渉分を
補償する。 第3図は従来の非干渉ベクトル制御装置を示す。電圧
形PWMインバータ1は相電圧ea*,eb*,ec*による出力
周波数及び電圧に制御されて誘導電動機2を駆動し、電
動機2の回転子角速度ωrがピックアップ3で検出さ
れ、この角速度ωrは速度指令ω*と比較されて速度制
御増幅器4にトルク電流指令iT *として取り出される。
すべり周波数演算回路5には励磁電流指令i0 *とトルク
電流指令iT *とが取り込まれ、二次時定数τ2とからす
べり周波数ωsを次の(3)式に従って求め、 さらにすべり周波数ωsをωrと加算して電源角周波数
ω0を求める。そして、三角関数発生回路6では電源角
周波数ω0を持つ正弦と余弦の交流信号SINω0tとCOSω
0tを発生する。演算回路7は励磁電流指令i0 *とトルク
電流指令iT *とから非干渉演算としてd−q軸の電圧信
号V1d,V1qを求め、さらに固定二軸座標での一次電圧V
1d,V1qを求める。これら一次電圧は2相/3相変換回路8
によって2相/3相変換して3相電圧ea*,eb*,ec*を
得、この信号と三角波発生回路9による三角波とでイン
バータ1によるPωM制御がなされる。 D.発明が解決しようとする問題点 従来の非干渉ベクトル制御装置においては、誘導電動
機に内在する鉄損によってトルク変動等を起こす問題が
あった。これを以下に詳細に説明する。 第3図の構成において、電動機2に流れる電流関係は
第4図(a)に示すようになり、励磁電流I0とトルク電
流ITを直交させるも鉄損分電流I0′がトルク電流IT軸に
含まれ、所期の一次電流i1が得られない。また、第4図
(b)に示すように駆動領域での一次電流i1に対して制
動領域での一次電流i1′が小さくなってしまう。このた
め駆動領域では所期の一次電流i1を得るよう設定するも
実際のトルクは小さめになるし、制動領域では実際のト
ルクが大きめになる。 E.問題点を解決するための手段 本発明は上記問題点に鑑みてなされたもので、誘導電
動機の磁束軸一次電流値i1qとこれに直交するトルク軸
一次電流値i1d及びすべり周波数ωsが次式 但し、I0 :励磁電流設定値 IT :トルク電流設定値 I0′:鉄損分電流 R2 :二次抵抗 S :すべり[=(ω0−ωr)/ω0] rm :鉄損抵抗 L2 :二次インダクタンス M :相互インダクタンス になるよう制御する手段と、トルク指令Tから前記トル
ク電流設定値ITを次式 但し、ω;電源角周波数 となる補正演算手段とを備えたものである。 F.作用 前述の(1)式において、鉄損を導入した電圧方程式
は次の(6)式で示すようになる。 この電圧方程式(6)式より前述の(4)式及び
(5)式は以下のように導出される。 (6)式より、二次磁束は二軸理論の定義に従って として求められる。 「二次磁束と二次電流が直交する条件」は、d軸,q軸
のどちらかの成分を0とすることで実現できる。 いま、λ2d=0,i2q=0(q軸磁束とd軸電流が直
交)となるものとし、 i1q=I0(一定) ……(d) とすれば (a)式より、 (d),(e)式を(6)式の3行目に代入してi2q
=0となる条件を求めると、 これを整理すると、MPI0′が≒0となり、MPITは消去
され、 以上(d),(e),(g)より前記の(4)式が得
られる。 この電流i1q,i1dを有しかつすべり周波数ωsになる
ようインバータ出力電流制御、又は該電流から変換した
電圧V1d,V1qになるよう制御することで鉄損分の影響を
無くす。 また、(d),(e)式を(c)式に代入すると、
(i2q=0) 但し、KTは定数 (7)式より これよりトルクTに対応するトルク分電流ITは前記の
(5)式となる。 前記の(7)式は負荷の大きさや周波数により変動す
る。そこで、与えられたトルク指令に対して(7)式か
ら逆にトルク電流ITを前述の(5)式として求め、この
トルク電流補正によって前述の(4)式での電流及びす
べり周波数を決定することで負荷の大きさや周波数によ
るトルク誤差を無くす。 G.実施例 第1図は本発明の一実施例を示す装置構成図を示し、
電動機の一次電流制御による場合である。同図におい
て、第3図と同じ機能を有するものは同一符号で示す。
トルク補正演算回路10は前述の(5)式に従ってトルク
指令Tに対するトルク電流IT*を求める。この演算に電
源角周波数ω0と励磁電流I0 *と電動機定数からA,Bを
夫々求める。すべり周波数演算回路11は前述の(4)式
中のすべり周波数ωsをトルク電流指令値IT *,励磁電
流指令値I0 *,電源角周波数ω0,回転子角周波数ωr及
び電動機定数から求める。鉄損電流演算回路12は鉄損分
電流I0′を鉄損抵抗rm から次の(8)式 によって求める。なお、抵抗rmは固定値として示すが、
この抵抗rmが周波数の関数であるため、より正確にする
には演算によって求めることができる。 電流指令演算回路13は、トルク電流指令IT *と鉄損分
電流I0′を加算したトルク電流指令IT′と、励磁電流指
令I0 *と、すべり周波数ωs、回転子角周波数ωrから を求め、これらから各相電流指令ia*,ib*,ic* を求める。これら電流指令は電流制御増幅器14によって
インバータ1の出力電流との比較による該インバータ1
の出力電流フィードバック制御がなされる。 なお、実施例において、すべり周波数ωsの鉄損抵抗
の影響を無視できるときには次の(10)式になり、 このときのトルクTは次の(11)式 とできるため、第2図に示す装置構成にしてトルク誤差
を少なくできる。 なお、上述の実施例では電流基準|I1|,φによるベク
トル演算を行う場合を示したが、本発明はこれに限定さ
れることなく、電圧V1d,V1qによるベクトル演算を行う
ことで同等の作用効果を得ることができる。 H.発明の効果 以上のとおり、本発明によれば、鉄損分電流も含めた
非干渉制御にトルク指令も補正するようにしたため、鉄
損分に因る磁束とトルク電流の干渉を完全に無くした非
干渉制御になるし、駆動と回生での実トルクの誤差を無
くした高精度トルク制御ができるのに加えて、トルクを
一定に指令したときに周波数によるトルク変動を無くす
ことができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
第1図は本発明の一実施例を示す装置構成図、第2図は
本発明の他の実施例を示す装置構成図、第3図は従来の
ベクトル制御装置構成図、第4図は従来の電流関係を示
すベクトル図である。 1……インバータ、2……誘導電動機、4……速度制御
増幅器、10……トルク補正演算回路、11……すべり周波
数演算回路、12……鉄損電流演算回路、13……電流指令
演算回路、14……電流制御増幅器。
本発明の他の実施例を示す装置構成図、第3図は従来の
ベクトル制御装置構成図、第4図は従来の電流関係を示
すベクトル図である。 1……インバータ、2……誘導電動機、4……速度制御
増幅器、10……トルク補正演算回路、11……すべり周波
数演算回路、12……鉄損電流演算回路、13……電流指令
演算回路、14……電流制御増幅器。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 昭60−70987(JP,A)
特開 昭58−207894(JP,A)
特開 昭59−165982(JP,A)
「インバータで駆動される誘導機の定
数」,水野他,電気学会研究会資料,I
EA87−7〜11,PP.27−36,1987
(58)調査した分野(Int.Cl.6,DB名)
H02P 5/408 - 5/412
H02P 21/00
H02P 7/628 - 7/632
JICSTファイル(JOIS)
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 1.誘導電動機の磁束軸一次電流値i1qとこれに直交す
るトルク軸一次電流値i1d及びすべり周波数ωsが次式 但し、I0:励磁電流設定値 IT :トルク電流設定値 I0′:鉄損分電流 R2 :二次抵抗 S :すべり rm :鉄損抵抗 L2 :二次インダクタンス M :相互インダクタンス になるよう制御する手段と、トルク指令Tから前記トル
ク電流設定値ITを次式 但し、ω;電源角速度 になるよう補正演算する手段とを備えたことを特徴とす
る誘導電動機のベクトル制御装置。
Priority Applications (8)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62263168A JP2792025B2 (ja) | 1987-10-19 | 1987-10-19 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
KR1019880011530A KR960001956B1 (ko) | 1987-09-08 | 1988-09-07 | 전기 모터 회전 속도 제어 시스템 |
DE3852856T DE3852856T2 (de) | 1987-09-08 | 1988-09-07 | Regelsystem zur Regelung der Umdrehungsgeschwindigkeit eines elektrischen Motors. |
DE3855386T DE3855386T2 (de) | 1987-09-08 | 1988-09-07 | Regelsystem zur Geschwindigkeitsregelung eines elektrischen Motors |
EP88114617A EP0306922B1 (en) | 1987-09-08 | 1988-09-07 | Control system for controlling revolution speed of electric motor |
EP92118267A EP0526915B1 (en) | 1987-09-08 | 1988-09-07 | Control system for controlling revolution speed of electric motor |
US07/322,250 US5155797A (en) | 1987-09-08 | 1989-03-10 | Control system for controlling revolution speed of electric motor |
KR95030405A KR960001577B1 (en) | 1987-09-08 | 1995-09-18 | Control system for controlling revolution speed of electric |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62263168A JP2792025B2 (ja) | 1987-10-19 | 1987-10-19 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH01107693A JPH01107693A (ja) | 1989-04-25 |
JP2792025B2 true JP2792025B2 (ja) | 1998-08-27 |
Family
ID=17385723
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP62263168A Expired - Lifetime JP2792025B2 (ja) | 1987-09-08 | 1987-10-19 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2792025B2 (ja) |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6070987A (ja) * | 1983-09-27 | 1985-04-22 | Fanuc Ltd | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
-
1987
- 1987-10-19 JP JP62263168A patent/JP2792025B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
「インバータで駆動される誘導機の定数」,水野他,電気学会研究会資料,IEA87−7〜11,PP.27−36,1987 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH01107693A (ja) | 1989-04-25 |
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