JPS62244286A

JPS62244286A - 電動機の速度制御装置

Info

Publication number: JPS62244286A
Application number: JP61085867A
Authority: JP
Inventors: Shigeo Morimoto; 茂雄森本; Hidehiko Sugimoto; 英彦杉本
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1986-04-16
Filing date: 1986-04-16
Publication date: 1987-10-24

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕゛この発明は負荷機械を駆動する電動機の速度制御装置
、特に電動機と負荷機械との連結軸の軸振動抑制化に関
する。

〔従来の技術〕

第１２図は従来の電動機の速度制御装置を示すブロック
図であシ、図において（１）は直流電動機、（２）は直
流電動機（１）の回転速度を検出するための速度検出器
、（３）は直流電動機（１）を可変電圧で駆動するため
の可変電圧電力変換装置、（４）は直流電動機（１）の
速度指令値（ωｒ＊）を発生するための速度、指命発生
器、（５）は速度指令発生器（４）が出力する速度指令
値（ωｒ＊）を速度検出器（２）で検出した回転速度と
の速度偏差を演算する減算器、（６）は減算器（５）で
演算した速度偏差に基いて直流電動機（１）に供給すべ
き電機子電流の指令値（ｉ　ａ＊）を演算する速度制御
回路、（７）は速度制御回路（６）の出力に基いて可変
電圧電力変換装置（３）へ制御信号を送出する電流制御
回路である。

第１２図に示すように回転速度のフィードバック制御を
行なうことによシ、安定でかつ高速応答の速度制御性能
が得られる。

上記のように構成した直流電動機の速度制御装置は、通
常圧延機のような負荷機械を駆動するために用いられる
が、直流電動機と負荷機械とを連結する軸の剛性が低い
と、軸共振が生じて負荷に悪影響を及ぼす。この軸共振
は速度制御系の応答速度が速くなるほど激しくなる。こ
れは、速度制御系の応答を速くすると、その応答周波数
が軸共振周波数に近づくためである。したがって、剛性
の低い負荷機械を駆動する場合には、速度制御系の応答
速度を上げることができない。

このような軸共振による問題を解決するための方法とし
て、第１３図に示した制御方法が提案されている。第１
３図は例えば第２４回計測自動制御学会学術講演会予稿
集（第２３頁〜第２４頁、論文番号１１１２．昭和６０
年）に示された電動機の速度制御系を示すブロック図で
ある。第１３図において（１）〜（７）は上記第１２図
に示した速度制御装置と同じものである。（８）は電機
子電流と速度検出器（２）の出力とに基いて制御対象の
状態量を観測する状態観測器、（９）は状態観測器（８
）で観測した状態量から電機子電流の指令値を補正する
補正量を、演算する漏正器、α０は補正器（９）で演算
した補正量を速度制御回路（６）の出力に加算する加算
器である。

第１６図に示した電動°機の速度制御系は上記のように
構成され、速度制御回路（６）は、速度指令発生器（４
）の出力である速度指令値（ωｒ＊）と、速度検出器（
２）の出力である直流電動機（１）の実際の回転速度（
ωｒ）との間の偏差を増幅して直流電動機（１）の電機
子電流指令値（−４＊）を出力する。また、衆知のよう
に直流電動機に供給される実際の電機子電流（１１）と
、直流電動機の発生トルク（ＴｒｒＩ）との関係は次式
で示される。

Ｔｍ＝Ｋ１ｍ　　　　　　　・・曲（１）ただし、鋭は
トルク定数であ〕、これは界磁が一定のとき一定とみな
すことができる。また、直流電動機（１）を負荷機械（
不図示）を軸で連結したときの運動方程式は次式で与え
られることが知られている。

ｄωｔＪＬ　　　　＝　　Ｔｘ、　＋　Ｔｍｔ””　　（３）
Ｔｒｎｔ＝　Ｋｍ　（θｒ−〇ｚ）＋０ｍ（ωｒ　−ω
ｔ）　””（４）ただしくＪｍ）、（Ｊｚ）はそれぞれ直流電動機（１）と負荷
機械の慣性そ−メントを示し、（Ｋｍ）、（Ｃｍ）は軸
のばね定数と粘性摩擦係数を示す。（ωｔ）、（θｔ）
はそれぞれ負荷機械の回転速度と角変位を示し、（’ｒ
）　、（Ｔｍｚ）　、　（ＴＬ　）はそれぞれ電動機の
角変位、軸トルクおよび負荷トルクを示す。

上記（２）式、（３）式及び（４）式において、負荷ト
ルク（ＴＬ）を無視すると次に示す伝達関数が得られる
。

ω嘲）Ｔｍ（Ｓ）・・・（５）上記（５）式よシ、この機械系の固有角速度ωｎおよび
減衰係数ζは次式となる。

一般に軸の粘性摩擦係数ｃｍは小さく、シたがって機械
系の減衰係数も小さくなる。また、軸の剛性が低い場合
には軸のばね定数輻が小さく機械系の固有角速度が低く
なシ速度制御系の応答周波数と近くなるため軸振動が発
生し、電動機の回転速度（ωｒ）および負荷機械の回転
速度（ωｔ）が振動する。

このような機械系の状態量は、通常電動機の回転速度（
ωｒ）を除いて計測されていない。このように計測され
ない状態量の推定器として第１４図のブロック図で示す
状態観測器（８）がある。上記第１４図において、（８
０１）〜（８０５）は係数器で、その係数はそれぞれト
ルク定数（６）、電動機の慣性モーメン）（Ｊｍ）、負
荷機械の慣性モーメント（Ｊｔ）、軸のばね定数（Ｋｍ
）および軸の粘性摩擦係数（Ｃｍ　）の推定値ｔ＆　、
　（９ｍ）　、　（、？ｚ　）　、　（Ｌ＋）および（
Ｃｍ）よシ決定される。これら機械系の定数は設計値や
実験によシ比較的正確に知ることができる。

また、（８０６）〜（８１０）は係数器、（８１１）〜
（８１４）は積分器、（８１５）〜（８１８）は減算器
、（８１９）〜（８２１）は加算器である。上記第１４
図の構成によシ推定値（１’２）　、　（Ｊｍ）　、　
（Ｇｚ）　、　（Ｌ）および（Ｃｍ）がそれぞれの真値
（６）、　（Ｊｍ）　、　（Ｊｚ）　。

（Ｋｍ）および（Ｃｍ）に等しければ負荷機械の回転速
度（ωｔ）、軸トルク（Ｔｍｚ）および負荷トルクＴＬ
の推定量（ωｔ）、　（Ｔｍｔ）および（Ｔｘ、）は実
際の状態量（ωｔ）、　（Ｔｍｚ）および（ＴＬ　）に
収束することがオブザーバ理論よシ証明されている。

補正器（９）では第１５図に示すように１状態観測器（
８）で推定した直流電動機と負荷機械の回転速度の推定
量（ωｒ）および（ωｔ）の間の速度偏差を減算器（９
０１）で演算し、係数器（９０２）で係数倍して電機子
電流の補正量（ｉａｃ＊）を演算する。

上記速度制御回路（６）の出力（ｌａｔ＊）と上記補正
器（９）の出力（Ｉａｃ＊）とを加算器−で加算し、補
正された電機子電流指令値（ｌａ＊）が得られる。

次に、電流制御回路（７）は加算器の出力（＋ａ＊）と
電流検出器（不図示）の出力である実際の電機予電１（
ｉａ）との間の偏差に基いて、この偏差が零になるよう
に可変電圧電力変換装置（３）の出力を制御する。可変
電圧電力変換装置（３）はその入力制御信号に基いて直
流電動機（１）に可変電圧を供給する。

ここで、電流制御回路（７）の応答速度が速度制御系の
応答速度に比べて充分に速ければ電機子電流の指令値（
ｉａ＊）と実際の電機子電流（ｉａ）とが一致している
と見なしても問題はない。また、状態観測器（８）の収
束速度が速度制御系の応答速度に比べて充分速ければ、
直流電動機（１）および負荷機の直流電動機の回転速度
（ωｒ）および負荷機械の回転速度（ωｔ）とが一致し
ていると見なしても問題はない。従って、次の伝達関数
が得られる。

ωｒ（Ｓ）Ｔｍ＋（ｓ）・・・（８）ただしＴｍ＋　＝　Ｋ−ｔａｊ　＊　　　　　　　　−・・・
（９）上記（８）式よシこの糸の固有角速度ωｎおよび
減衰係数ζＣは次式のようになる。

上記（８）式において補正ゲインＫｃを零とすれば上記
（５）式と一致し、軸振動が発生することがわかる。

そこで補正器（９）の補正ゲインＫｃを適当な値に選べ
ば糸の減衰係数ζＣは大きくなシ軸撮動を抑制すること
ができる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来の電動機の速度制御装置は以上のように構成されて
いるので、軸振動を抑制するためには電動機の回転速度
（ωｒ）および負荷機械の回転速度（ωｔ）を正確に推
定する必要がある。上記状態観測器（８）で負荷機械の
回転速度（ωｔ）を正確に推定するためには、電動機の
慣性モーメン）（Ｊｍ）。

負荷機械の慣性モーメン）（Ｊｔ）、軸のばね定数（Ｋ
Ｉｎ）および軸の粘性摩擦係数（Ｃｍ）を正確に知る必
要がある。従って、例えば工作機械のように負荷がひん
ばんに変化するような場合には、その都度状態観測器（
８）の係数器の係数を変えなければならず、使用するす
べての負荷機械の慣性モーメントを知らなければならな
いという問題点があった。また、状態観測器（８）の構
成が複雑であるため実際に構成する場合に部品点数が多
くなシ装置が高価になるという問題点があった。さらに
、入力電流が上限値で制限される場合には補正器による
補正効果が充分に得られず軸振動の抑制効果ボ充分に得
られないという問題点があった。

この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、比較的簡単な構成で負荷機械の変化や負荷外
乱などに全く影響を受けることなく軸振動を抑制するこ
とができ、さらに入力電流が制限される場合においても
充分な軸振動抑制効果が得られる電動機の速度制御装置
を得ることを目的とするものである。

ｃ問題点を解決するための手段〕この発明に係る電動機の速度制御装置は、従来装置の状
態観測器と補正器のかわＤＫ、軸に発生“　するトルク
を推定するトルク推定器と、この推定トルクに基いて軸
振動を抑制するような補正量を演算する補正量演算器を
取シ付けるとともに、制御信号発生器の入力の上限値を
速度制御回路の出力の上限値よりも大きくしたものであ
る。

〔作用〕

この発明におけるトルク推定器は必要とする機械系の電
動機の慣性モーメントだけで、軸に発生するトルクを推
定するので、負荷機械の変化や負荷外乱などに全く影響
を受けることなく軸トルクを正確に推定する。また補正
量演算器は、トルク推定器で推定した軸トルクから軸振
動を抑制するような補正量を演算するので、剛性の低い
負荷機械の駆動時に発生する軸振動を抑制する。さらに
、制御信号発生器の入力の上限値を速度制御回路の出力
の上限値よりも大きくし九ので、速度指令値と電動機の
回転速度との間の速度偏差が大きく電流指令量が大きく
なって上限値で制限される場合でも補正量演算器の出力
である補正量は有効に働゛き、制御信号発生器の入力を
補正するので軸振動が抑制される。

〔実施例〕

以下、この発明の一実施例を第１図〜第１１図によ砂説
明する。第１図は、この発明の一実施例を示すブロック
図であシ、図中（２）　、　（４）〜（６）および（至
）は第１３図に示した従来装置と同じである。αやは電
動機、（６）は電動機α力を可変電圧あるーは可変周波
数で駆動するための電力変換装置、（２）は電力変換装
置（２）の制御信号を発生する制御信号発生器、α◆は
軸に発生するトルクを推定するトルク推定器、（ト）は
トルク推定器α→の出力に基いて軸振動を抑制するよう
に速度制御回路（６）の出力を補正する補正量を演算す
る補正量演算器である。

ここで、第１図の実施例における電動機（１１が直流電
動機の場合につ−てその動作を説明する。この場合、直
流電動機の電機子電流（ｉａ）と発生トルク（’ｒｍ）
との関係は前記（ｉ−）式で示される。また速度指令発
生器（４）で出力する速度指令値（ωｒ＊）と速度検出
器（２）の回転速度出力（ωｒ）との間の速度偏差を増
幅した速度制御回路（６）の出力は電機子電流の指令量
（ｉｇｔ＊）となる。そして、直流電動機と負荷機械と
を軸で連結したときの機械系の運動方程式は（２）〜（
３）式で与えられることは前述のとおシである。

第２図は第１図の実施例におけるトルク推定器ａ◆の一
具体例を示すブロック図である。図において、（１４０
１）は加算器α１の出力である電機子電流指◆ｔ　（ｉ
ａ＊　）から実際の電機子電流の推定量△ （ｉ、　）を演算する電流推定器、（１４０２）〜（１
４０５）は係数器、（１４０６）、（１４０７）は積分
器、（１４０８）、（１４０９）は減算器、（１４１０
）は加算器である。電流推定器（１４０１）は例えば第
３図のように構成される。第３図において（１４０１１
）は係数器、（１４０１２）は積分器、（１４０１３）
は減算器である。電流制御系の応答は１次遅れで表わさ
れることは知られている。そ、こて、時定数（Ｔｃ　）
の１次遅れで表わされる電流制御系を第３図に示す構成
で表現すれば、電機子電流の指令量（ｉａ＊）から実際
の電機子電流の推定値（ｉ、）が得られる。この電流推
定器（１４０１）の出力（＋、）を係数器（１４０２）
で係数倍すると、その出力は（１）式よシ明らかなよう
に直流電動機の発生トルクの推定量（Ｔｍ）となる。こ
の発生トルクの推定量（’ｒｍ）から軸トルクの推定量
（Ｔｍｔ　）を減算器（１４０８）で減算し、この減算
器（１４０８）の出力を係数器（１４０３）で係数倍し
、積分器（１４０６）で積分したならば積分器（１４０
６’）の出力（ωｒ）は直流電動機の回転速度の推定量
となる。係数器（１４０２）の出力（’ｒｍ）から積分
器（１４０６）の出方（ωｒ）までの演算は（２）式の
関係に基いている。次に積分器（１４０６）の出方（ω
ｒ）から速度検出器（２）の出力である実際の直流策動
機の回転速度（ωｒ）を減算器（１４０９）で減算し、
この出力である速度偏差を係数器（１４０４）。

（１４０５）　、積分器（１４０７）および加算器（１
４１０）を用いて比例、積分制御して軸トルクの推定量
（Ｔｍｔ）を得れば、この軸トルクの推定量△ （Ｔｍｚ）は実際の軸トルク（Ｔｍｔ）に収束する。

また、直流電動機の慣性モーメントの推定値△ （Ｊｍ　）が実際の値（Ｊｍ）と異なれば、軸トルクの
推定量（Ｔｍｔ　）と実際の軸トルク（Ｔｍｔ　）との
間には誤差が生ずる。しかし、直流電動機の慣性モーメ
ントは正確に測定できさらに変化することがないので直
流電動機の慣性モーメントの推定値（Ｊｍ）はその実際
値（Ｊｍ）と一致し、トルク推定器α尋の出力（Ｔｍｔ
　）は軸に発生するトルク（Ｔｍｚ）と一致する。

一般に軸の粘性摩擦係数（Ｃｍ）は非常に小さいので、
前記（４）式を次式のように近似しても問題はない。

Ｔｍｔ：＝　Ｋｍ（θｒ−θｔ）＝　Ｋｍ（、ｙ’ωｒｄｔ　−ｆωｔｄｔ　）　　　　
−−−−−−（１２上記（６）式よシ次式の関係が得ら
れる。

ｔｔｉｌ　−ｃｎｌ　＝　−Ｔｍｔ／Ｋｍ　　　　　　
　＋＋＋＋＋＋　（１３ｔまた、上記（至）式において軸トルク（ｒｍｚ）をトル
ク推定器（１φの出力である推定軸トルク（ｒｍｔ）に
置き換え、さらに軸のばね定数（Ｋｍ　）をその推定△ 値（Ｋｍ　）に置き換えても問題はない。このとき０１
式は次式のようになる。

このように軸トルクの推定量（Ｔｍｔ　）から直流電動
機の回転速度（ωｒ）と負荷機械の回転速度（ωｔ）と
の間の速度偏差を求めることができる。この速度偏差を
用いて軸振動を抑制できることは前述のとおシである。

第４図は第１図の実施例における軸振動を抑制するよう
な補正量を上記０１式に基いて演算する補正量演算器（
至）の−具体例を示すブロック図である。

図において、（１５０１）、（１５０２）は係数器、（
１５０３）は微分器である。第４図のように補正量演算
器α→を構成することによシ軸振動を抑制する補正量（
Ｉａｃ＊）が得られる。補正量演算器α→の出力（ｉａ
ｃ＊）と速度制御回路（６）の出力（ｉａ＋＊）は加算
器αｑで加算され、これにより補正された電機子電流指
令ｆ（＋、＊）が得られる。

第５図は第１図の実施例における電動機Ｑｌ）として直
流電動機を用いたときの制御信号発生器（６）の−具体
例を示すブロック図である。第５図において、（１３０
１）は減算器、（１３０２）は比例積分器、（１３０３
）、（１３０４）は比較器、（１３０５）〜（１３０７
）はＮＯＴ回路、（１３０８）は三角波発生回路である
。次にその動作について説明する。第１図の加算器αｑ
から導入された電機子電流の指令量（ｉａ＊）　と電流
検出器（図示せず）からの１！磯子電流検出値（＋、）
との間の誤差信号は、比例積分器（１３０２）を通り比
較器（１３０３）およびＮＯＴ回路（１３０５）に導入
され、そしてＮＯＴ回路（１３０５）の出力は比較器（
１３０４）に導入される。ここで比較器（１３０３）、
（１３０４）は、前記誤差信号の振幅と三角波発生回路
（１３０８）から導入される三角波の振幅とを比較し、
そして誤差信号の振幅が三角波の振幅よりも大きい期間
は、制御信号（ｂ、）および（ｂ３）を高レベルにし、
逆の期間はこれを低レベルにする。また、制御信号（ｂ
、）および（ｂｌ）はＮＯＴ回路（１３０（Ｓ）および
（１３０７）によシ、前記信号（ｂｌ）および（ｂ、）
とは逆レベルに変換される。

さて、第１図の実施例において、電動機（１１）として
直流電動機を用い、そして第５図に示した制御信号発生
器αｊを用いたときの電力変換装置（２）は、例えば第
６図のブロック図で示される。第６図において、（Ｔｒ
＋　）〜（Ｔｒ＋）はパワートランジスタ、（Ｄｌ）〜
（Ｄ４）はダイオード、αめは直流電動機、αＱは直流
電源である。ここで第５図の制御信号（ｂり〜（ｂｌ）
は、それぞれ対応するパワートランジスタ（Ｔｒｌ）〜
（Ｔｒ４）のベース駆動信号となるように構成（但し、
ペース駆動回路は図示せず）されているので、電流誤差
に応じた電圧が直流電動機α■に印加され、そして電機
子電流の指令量通りの電機子ｔＳが流れる。

次に、第１図の実施例における電動機０玲が誘導電動機
である場合についてその動作を説明する。

ここで前記誘導電動機の可変速制御方式としてはベクト
ル制御方式が知られているが、まずこのベクトル制御方
式について説明する。公知のように、固定子座標軸（こ
れをｄ−ｑ座標軸とする）上の誘導電動機における２次
側（回転子側）の電圧方程式は、次式で与えられる。

ただし、ｉｄｓ　、　ｉｑｓは１次電流の（ｄ）軸、（
ｑ）軸成分、φ２ｄ、φ鵞ｑ　は２次磁束の（ｄ）軸、
（ｑ）軸成分、Ｐ　＝ｄ／ｄｔは微分演算子、 ωｒは誘導電動機の回転速度、Ｒ，、Ｌ、　、　Ｍは誘導電動機の２次巻線抵抗、２次
巻線インダクタンス、１次２次相互巻線インダクタンス
、である。

次に、（ト）式を角速度（ω０）で回転する回転座標軸
（ｄ　　ｑ　座標軸とする）上の関係式に変換するため
に、次式で示される座標回転の関係式を用いる。

ただし、θｏ＝Ｉωｏｄｔ　　　　　　　　・・・・・
・（至）ｌｄ’ｓ　、　１ｑｅｓ　ハ１　次Ｎａｆ）　
ｄｅ軸ｅ　ｑｅＮ　成分、Ｇ　ｄｅ−ｄ＊　ｑｅ！”ｌ
−２次磁ＪＩＥ　Ｏｄｅ４１１　ｓ　ｑ　ｅ軸成分、で
ある。

上記αＱ、ｑη式をαり式に代入してｉｄｓ　、　ｉｑ
ｓ　、φ、ｄおよびφ意ｑを消去すると、次式が得られ
る。

（Ｒｍ　＋ＰＬｔ）φｔｄｅＢ／ｍｌ　１ｄ６ｓ　−Ｉ
４　（（４１０（ｄｒ）１ｓｔ　ｑｅ＝　０・１ｊ）（
Ｒｍ　＋ＰＬ雪）φｔｑ”　ＭＲＩ　１ｑｅｓ＋Ｌ＊　
（ωｏ　−ωｒ）φｔ　ｄｅ＝Ｑ−・−ｆｉここで、φ
、ｑｅ＝Ｑとなる条件を求める。まず上記α障、（１）
式でφ＊ｑｅ＝０とおくと、次式が得られる。

（ト）式よシ＜６＝ａｅ＝（Ｍ／（１＋ＰＴ＊　）　）　１ｄｅｓ　
　　　””　ｅｌｆ）（１９式よシ ω０＝ωｒ　＋　（ｇ＆、→（ｉｄ、／φ＊ｄ　）　　
”・・ｅ４ただし、Ｔ鵞＝Ｌ瀧／Ｒｔである。

このとき、誘導電動機の発生トルク（Ｔｍ）は、公知の
ように次式で示される。

Ｔｍ　＝Ｐｍ　（ＶＬ＊　）φ麿ｄ”１ｑｅｓ　　　　
”・・・・（至）ただし、Ｐｒｎは極対数である。した
がって、上記に）式に応じて回転座標軸の角速度（ω０
）を定めれば、常に（φｑ　ｅ　）を零にすることがで
きる。このとき、（１ｄｅｓ　）を一定に保てば、（ハ
）式よシ（φ、１１りも一定となるので、発生トルク（
Ｔｍ）は（至）式よシ（１ｑｅｓ　）に比例する。また
、（ハ）式よシ明らかなように、（ｉｄｅｓ）は（φ、
Ｈｅ）と同相の成分であシ、かつ（Ｉｑｅｓ　）の変化
によって（φ、ｄｅ）は変化しないので、（ｉｑｅｓ）
は（φ、ｄ６）と直交する成分であることがわかる。こ
のことから、（ｉｄ’ｓ）および（１ｑｅｓ　）はそれ
ぞれ励磁電流成分およびトルク電流成分と呼ばれる。ま
た、（支）式の右辺第２項は、２次磁束ベクトル回転子
との間のすベシ周波数（ωＳ）となシ、（１ｄｅｓ　）
が一定のときは（ｌｑｅ′ｓ　）Ｋ比例する。ベクトル
制御は以上の原理に基いた制御方式であり、そして励磁
電流成分（ｔａＳ）。

トルク電流成分（ｉｑ１′ｓ　）のそれぞれの指令量（
１ｄｅｓ＊　）　、　（ｉｑ’ｓ４ｃ　）が基準量とし
て外部から与えられる。このとき誘導電動機に供給すべ
き１次電流の指令量は、α・式より次式で与えられる。

゛　θ（１＊＝Ｉωｏ　＊　ｄ　ｔ　　　　　・・・・
・・（ハ）（ハ）、＠式よ） ωｏ＊＝ωｒ　＋　（１／Ｔ　）　（ｉｑ”ｓ＊／ｉ　
ｄ６ｓ　＊　）　（−、・１ｄｅｓ＊＝一定）・・・・
・・（ハ）したがって、（ハ）式で与えられる１次電流指令量に応
じた１次電流を、誘導電動機に供給することによりベク
トル制御が可能となる。

このように、誘導電動機をベクトル制御で連転した場合
に、誘導電動機の発生トルク（Ｔｍ　）は四穴で与えら
れるため、励磁電流成分（１ｄＣｓ）が一定のときに前
記発生トルクはトルク電流成分（ｌｑ”ｓ）に比例する
。このとき、誘導電動機の励磁電流成分およびトルク電
流成分は、それぞれ直流［動機の界磁電流および電機子
電流に相当する。

また、発生トルクの式も（１）式のトルク定数（イ）お
よび電機子電流（ｉ、）が（至）式ではＰｍ　（Ｍ／Ｌｌ　）φ、１ｅおよび１ｑｅｓに相当し
、そして同じ形で与えられる。

したがって、ベクトル制御を用いて運転される誘導電動
機の速度１ｕ制御装置では、第１図の実施例における符
号（２）　、　（４）〜（６）、αｑ、０４および（２
）で示される部分の構成および動作が、第１図の実施例
において電動機αυを直流電動機とした場合に述べたも
のと同様になる。ただし、速度制御回路（６）の出力は
、トルク電流成分の指令量となシ、そして加算器（１（
１の出力が補正されたトルク電流成分の指令ｔ　（１ｑ
ｅｓ＊　）となる。また、トルク推定器α◆の実施列で
ある第２図において、係数器（１４０２）のＫがＰｍ　
（Ｍ／Ｌ鵞）φ、ｄｅとなシ、電流推定器（１４［）１
）の入力が補正されたトルク電流成分の指令−Ｆ４１　
（１ｑｅｓ＊）となることは言うまでもない。

第７図は第１図の実施例において電動機αυを誘導電動
機とした場合の制御信号発生器α■の一具体例を示すブ
ロック図である。第７図において、（１３１）は磁束ベ
クトル演算回路、（１３２）はベクトル回転回路、（１
３３）は２相−６相変換回路、（１３４）は電流制御回
路である。ここで磁束ベクトル演算回路（１３１）は第
１図に示した加算器α１の出力である補正されたトルク
電流成分指令量（１ｑｅｓ＊　）と、励磁電流指令発生
器（図示せず）の出力である励磁電流成分指”ｔ　（１
ｄｅｓ＊　）および速度検出器（２）の出力である実際
の回転速度（ωｒ）をそれぞれ導入して、２次磁束ベク
トルの位相（θ０）を表す２つの正弦波ディジタル信号
（Ｗθ。）および（■θ０）を発生する回路である。演
算回路（１３１）の具体的な回路構成は例えば第８図の
ブロック図で示される。

第８図において、（１３１１）、（１３１２）および（
１３１５）は係数器、（１３１３）は減算器、（１３１
４）は積分器、（１３１６）は割算器、（１３１７）は
加算器、（１３１８）は■乍コンバータ、（１３１９）
はカウンタ、（１３２０）　、　（１３２１）はＲＯＭ
　テアル。いま、励ａ電ａ成分ｔｌｉ−（１ｄｅｓ＊）
　カラ係数５　（１３１２）。

（１３１５）、減算器（１３１３）および積分器（１３
１４）によ！Ｄ　Ｈ式に相当する演算が行なわれ、そし
て２次磁束指＋ｔ（φｙｄｅ＊）が得られる。更にトル
ク電流成分指令量（１ｑｅｓ＊　）と（φｔａｅ＊）よ
り割算器（１３１６）の出力として（ＰＪＶＴ＊　）　
Ｘ　（１ｑｅｓ　＊／φｔｄｅ＊）が得られるので、加
算器（１３１７）より一式の演算が行なわれ、角速度の
指＋量（ωｏ＊）が得られる。この角速度の指＋量（ω
ｏ＊）をＶ／Ｆコンバータ（１３１８）に導入してこの
指令量（ωｏ＊）の大きさに比例した周波数のパルス列
を得、このパルス列をカウンタ（１３１９）で計数する
ことによシ（ハ）式で示された回転座標軸の位相の指＋
量（θｏ＊）が得られる。したがって、正弦波信号（ｓ
ｉｎθ０）および（０θ０）の値を記憶させた２つのＲ
ＯＭ（１３２０）、（１３２１）のアドレスとして、カ
ラ／り（１３１９）の出力である位相の指令量（θｏ＊
）のディジタル値を入力すると、２つの正弦波のディジ
タル信号（ＳＩｒＩθｏ＊）、（（２）θｏ＊）が出力
される。

次に、第７図の実施例におけるベクトル回転回路（１３
２）および２相−３相変換回路（１３３）の具体的な回
路構成は、例えば第９図のブロック図で示される。第９
図において、（１３２２）〜（１５２５）は乗算機能を
備えた必コンバータ、（１３２６）および（１３３４）
は減算器、（１３２７’）は加算器、（１３３１）〜（
１３３３）は係数器である。

次にその動作を説明するに、まず、正弦波のディジタル
信号（−θｏ＊）および（■θｏ＊）と励磁電流成分指
＋１（ｉｄｓ＊）とトルク電流成分指＋量（ｉｑｓ＊）
とをＤ／Ａコンバータ（１３２２）　〜（１３２５）で
乗算し、そしてそれらの各出力を減算器（１３２６）お
よび加算器（１３２７）にそれぞれ導入すると、前記（
ハ）式の演算から１次電流の（ｄ）軸および（ｑ）軸成
分の各指令ｔ　（ｉｄｓ＋：　）および（ｔｑｓ＊）が
得られる。次に、係数器（１３３１）〜（１３３３）お
よび減算器（１３３４）によシ、前記（ｉｄｓ＊）およ
び（ｉｑｓ＊）からＵ相巻線およびＶ相巻線の各１次電
流指令１（ｉｕｓ＊）および（ｉｖｓ＊）がそれぞれ演
算される。

また、第７図の実施例における電流制御回路（１３４）
の具体的な回路構成は、例えば第１０図のブロック図で
示される。第１０図において、（１３４１）〜（１３４
３）は減算器、（１！＋４４）。

（１３４５）は加算器、（１３４６）〜（１３４８）は
増幅器、（１３４９）は三角波発生回路、（１３５０）
〜（１３５２）は比較器、（１３５３）〜（１３５５）
はＮＯＴ回路である。

次にその動作を説明する。まず、Ｕ相の１次電流を制御
する場合には、第９図の２相−３相変換回路（１３３）
からの１次電流指令量（ｉｕｓ＊）と１次電流検出回路
（図示せず）からの１次電流検出量（ｉｎｓ）との間の
誤差信号（ｉｕｓ＊−１ｕｓ　）が減゛算器（１３４１
）で求められ、この誤差信号が増幅器（１５４６）によ
って増幅された後、比較器（１３５０）に導入される。

ここで比較器（１３５０）は前記誤差信号の振幅を三角
波発生回路（１３４９）から導入された三角波の振幅と
比較し、その誤差振幅が三角波の振幅よシ大きい期間は
その出力制御信号（ｂｌ）を高レベルにし、そして逆の
期間はこれを低レベルにする。また、制御信号（ｂ、）
のレベルはＮＯＴ回路（１３５３）によシ前述の（ｂり
と逆レベルになる。なお、Ｖ相の１次電流につい−Ｃも
Ｕ相と同様に制御されること勿論である。

次に、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の１次電流の間には次式の
関係が成シ立つ。

ｉｗｓ　＝　−（ｉｕｓ　＋　ｉｖｓ　）　　　　　嘩
・虐・ｅ＋（ロ）そこで第１０図ではこの関係を用いて
２つの加算器（１３４４）、（１！＋４５）によシそれ
ぞれ（−４ｗ５＊）　、　（−ｉａｓ　）を求め、これ
から（Ｉｗｓ＊）と（ｉｗｓ　）の誤差信号を減算器（
１３４３）で得ている。なお、その後の動作は前述Ｕ相
およびＶ相の電流制御の場合と同様である。

次に、第１図の実施例において電動機ａカを誘導電動機
としたときの電力変換装置（６）の−具体例は第１１図
のブロック図で示される。第１１図において、（Ｔｒｌ
）〜（Ｔｒｓ）はパワートランジスタ、（ＤＩ）〜（Ｄ
６）はダイオード、的は３相誘導電動機、αＱは直流電
源である。ここで前述第１０図の制御信号（ｂり〜（ｂ
−）はそれぞれ対応するパワートランジスタ（Ｔｒｙ）
〜（Ｔｒａ　）のペース駆動信号となるように構成（た
だしこのベース駆動回路は図示せず）されているので、
電流誤差に応じた電圧が各相に印加される。ここで説明
した電流制御方式はいわゆるパルス幅変調（ＰＷＭ　）
による制御であり、これは三角波の周波数を電流誤差の
周波数に比べて充分高くすることによシ、リップル成分
の少ない電流制御が容易に行える特徴をもつ。

次に、上記の実施例において速度制御回路（６）の出力
や、制御信号発生器α埠の入力が制限される場合につい
て説明する。電動機α〃の入力電流は、電力変換装置◇
躇の電流耐量や１：動機の巻線の絶縁耐量の制約から、
ある決められた値以上に流すことができない。したがっ
て、速度制御回路（６）の出力も、制御信号発生器（２
）の入力も、ある上限値（ｉａｓ　）で制限されるのが
普通である。例えば、速度指命値（ωｒ＊）と電動機α
力の回転速度（ωｒ）との間の偏差が太き一大振幅加減
速運転時の初期には、速度制御回路（６）の出力は前記
の上限値（ｉｌｍ）に制限され、またこのとき制御信号
発生器（６）の入力も上限値（１，、）に制限される。

このような場合には補正量演算器（至）の出力である補
正量（ｉａｃ＊）による軸振動の抑制効果はほとんどな
くなる。

そこで、速度制御回路（６）の出力の上限値を（ｉｍｐ
）とし、制御信号発生器（ロ）の入力の上限値を（ｉａ
ｓ２．）として、常に１ｍｌ　＜　ｉａｓ２となるよう
に上限値を設定すれば上記のような問題はなくなる。

また、補正量演算器（至）の出力である補正量（ｉａｃ
＊）は、軸振動を抑制するための撮動する電流相＋量で
あり、その平均値はほとんど零と考えられるので、制御
信号発生器（２）の入力の上限値（ｉｍ２）を電動機の
入力電流の上限値（１−）よ）大きく設定しても、過大
電流が流れる恐れはない。ただし、速度制御回路（６）
の出力の上限値（１−＋　）は（ｉ、、）以下に設定す
る必要があることは言うまでもない。

なお、トルク推定器α◆における上記の実施例ではトル
ク定数Ｋを一定としたが、直流電動機において界磁電流
を変化させる場合や、誘導電動機において励磁電流成分
を変化させる場合に、界磁電流および励磁電流成分の変
化に応じてトルク定数Ｋを変化させることができる。ま
た、トルク推定器α４における上記実施例では入力とし
て直流電動機においては電機子電流指＋］（ｉａ＊）を
用い、誘導電動機においてはトルク電流成分の指−＋量
（１ｑｅｓ＊　）を用いたが、これらのかわシに直流電
動機においては実際の電機子電流（ｉ、）を、誘導電動
機においては実際のトルク電流成分（１ｑｅｓ　）を用
いても良い。この場合、第２図の実施例における電流推
定器（１４０１）は必要なく、電機子電流（１ａ）ある
いはトルク電流成分（１ｑｅｓ　）が係数器（１４０２
）の入力となることは言うまでもない。

また、電流制御系の応答速度が速度制御系の応答速度に
比べて充分速ければ、電流制御系の応答速度による遅れ
を無視しても問題はない。したがって、このような場合
にはトルク推定器ａ４に含まれる上記実施例の電流推定
器（１４０１）を省略し、電流指令量を直接係数器（１
４０２）に入力してもよい。

〔発明の効果〕

以上説明したように１この発明によるトルク推定器は構
成が簡単であるため装置が安価にでき、さらに負荷機械
の変化や負荷外乱などの変動に対しても軸に発生するト
ルクを正確に推定することができる。このトルク推定器
で推定した軸トルクを用いて補正量演算器で軸振動を抑
制する補正量を演算し、制御信号発生器の入力を補正す
るので、負荷機械が変化しても影響を受けることなく軸
振動を抑制することができ、制御性能が向上すると゛い
う効果を有する。

また、入力電流が制限される場合でも、制御信号発生器
の入力の上限値を速度制御回路の出力の上限値よりも大
きく設定したので、入力電流が制限されない場合と同様
の軸振動抑制効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例による電動機の速度制御装
置のブロック図、第２図は第１図の実施例に含まれるト
ルク推定器の一具体例を示すブロック図、第３図は第２
図の実施例に含まれる電流推定器の一具体例を示すブロ
ック図、第４図は第１図に含まれる補正量演算器の一具
体列を示すブロック図、第５図は第１図の実施例に含ま
れる制御信号発生器の一具体例を示すブロック図、第６
図は第１図の実施例に含まれる電力変換装置の一具体例
を示すブロック図、第７図は第１図の実施例に含まれる
制御信号発生器の一具体例を示すブロック図、第８図は
第７図の実施例に含まれる磁束ベクトル演算回路の一具
体例を示すブロック図、第９図は第７図の実施例に含ま
れるベクトル回転回路および２相−３相変換回路の一具
体例を示すブロック図、第１０図は第７図の実施例に含
まれる電流制御回路の一具体例を示すブロック図、第１
１図は第１図の実施例に含まれる電力変換装置の一具体
例を示すブロック図、第１２図および第１６図は従来の
直流電動機の速度制御装置の一例を示すブロック図、第
１４図は第１６図の従来例に含まれる状態観測器の一具
体例を示すブロック図、第１５図は第１６図の従来例に
含まれる補正器の一具体例を示すブロック図である。図に訃いて、（２〕は速度検出器、（４）は速度指令発
生器、（５）は減算器、（６）は速度制御回路、αｑは
加算器、α■は電動機、（６）は電力変換装置、α→は
制御信号発生器、α祷はトルク推定器、α→は補正量演
算器である〇なお、各図中同一符号は同一または相当部分を示す。代理人　弁理士　　佐　藤　正　年第３図第４図ｔｓｏｚ、　ｔｓｏｚ　；　　イｖ、ｅｓ１５０３　：
　徴８第６図第１１図１７：３利訪Ｓ電動穢第１２図４：堆崖指分金を恩第１３図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）電動機と、該電動機の回転速度を検出する速度検
出器と、上記電動機を可変電圧あるいは可変周波数で駆
動する電力変換装置と、上記電動機のあらかじめ定めた
速度指令値と上記速度検出器で検出した回転速度との偏
差に基いて上記電動機の速度を制御する速度制御回路と
、該速度制御回路の出力に基いて上記電力変換装置を制
御する信号を発生する制御信号発生器とを有する電動機
の速度制御装置において、上記制御信号発生器の入力と上記速度検出器の出力とか
ら上記電動機の軸に発生するトルクを推定するトルク推
定器と、該トルク推定器の出力に基いて上記速度制御回
路の出力を補正する補正量を演算する補正量演算器とを
備えたことを特徴とする電動機の速度制御装置。
（２）上記制御信号発生器の入力の上限値を上記速度制
御回路の出力の上限値よりも大きく設定した特許請求の
範囲第１項記載の電動機の速度制御装置。