JP6478740B2 - 電動機制御装置および電気機器 - Google Patents

Description

本発明は、電動機制御装置および電気機器に関する。

本技術分野の背景技術として、下記特許文献１の要約書には、「交流同期電動機の回転駆動対象となる負荷装置が周期的な外乱を発生する場合に、この周期的な外乱を抑制しつつ、入力電力の低減を図った電動機制御装置を提供する」、「負荷装置が発生するトルクの脈動成分を抽出２１し、それを補償するトルク制御２２において、脈動成分を補正する電流成分を制限するリミッタ２２７を設けることで達成できる」と記載されている。

特開２００６−１８０６０５号公報

しかし、特許文献１には、脈動成分を補正する電流成分を制限するリミット処理について、状況に応じてリミット処理の強さを変更する点については、特に開示されていない。電動機の状態に関わらず同一のリミット処理を行うと、電動機の始動時や速度急変時等、トルク外乱が発生しやすい場合において、本来必要な補正が与えられずトルク外乱を抑制できなくなる可能性が生じる。また、強いリミット処理をかけても差支えない状況において、リミット処理が弱いままであれば、過剰に補正電流を流すことになり消費電力が増大するという問題が生じる。
この発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、電動機の状態に応じてトルクの脈動成分を適切に補償できる電動機制御装置および電気機器を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため本発明の電動機制御装置にあっては、
インバータによって回転駆動される電動機について、想定された回転角と実際の回転角との差である軸誤差を推定する軸誤差推定部と、
前記軸誤差を抑制するために、トルク指令値を増減させるトルク指令補正値を出力するトルク制御器と、
増減された前記トルク指令値に基づいて、前記インバータに対して駆動信号を出力する駆動信号発生部と
を有し、前記トルク制御器は、
前記トルク指令補正値の変動範囲を、指定された制限範囲に収まるよう制限する補正値制限部と、
前記電動機の状態に基づいて、前記制限範囲を増減する制限範囲設定部と
を有し、
前記電動機は、周期的に負荷トルクが変動する負荷を駆動するものであり、
前記制限範囲設定部は、前記負荷トルクの現在値が所定のトルク見直し周期だけ過去の値と比較して大きい場合は、前記制限範囲を大きくする
ことを特徴とする。

本発明の電動機制御装置および電気機器によれば、電動機の状態に応じてトルクの脈動成分を適切に補償できる。

本発明の第１実施形態による電動機制御システムのブロック図である。 第１実施形態における制御軸を説明するベクトル図である。 第１実施形態におけるΔθ推定器の内部ブロック図である。 第１実施形態における軸誤差発生までの原理を説明するブロック図である。 第１実施形態における各部の波形図である。 第１実施形態における脈動トルク成分の推定原理を説明するブロック図である。 第１実施形態におけるΔＴ_m推定器のブロック図である。 第１実施形態の加速時における各部の波形図である。 第１実施形態の減速時における各部の波形図である。 第２実施形態の加速時における各部の波形図である。 第２実施形態の減速時における各部の波形図である。 第３実施形態の加速時における各部の波形図である。 第３実施形態の減速時における各部の波形図である。 第４実施形態の加減速時における各部の波形図である。

［第１実施形態］
＜第１実施形態の全体構成＞
次に、図１に示すブロック図を参照し、本発明の第１実施形態による電動機制御システムの構成を説明する。
回転速度指令発生器１は、ＰＭモータ（永久磁石型同期電動機）５の回転速度（機械角周波数）の目標値である回転速度指令ω_r ^*を出力する。直流電源４は、商用電源である交流電源４１から供給された交流電圧を整流するダイオード・ブリッジ４２と、ダイオード・ブリッジ４２の出力電圧に含まれる脈動成分を抑制する平滑コンデンサ４３とを有している。平滑コンデンサ４３が出力する直流電圧をＶ0とする。

インバータ３は、供給されたＰＷＭ（pulse width modulation，パルス幅変調）信号に基づいて、直流電源４から供給された直流電圧をパルス幅変調し、ＰＭモータ５に印加する。ＰＭモータ５は、負荷である圧縮機構６を駆動する。電流検出器７は、直流電源４からインバータ３に供給される電流Ｉ0を検出し、制御器（電動機制御装置）２に供給する。制御器２は、ＰＭモータ５の回転速度が回転速度指令ω_r ^*に徐々に一致してゆくように、ＰＭモータ５に印加すべき電圧を演算し、その演算結果に基づいたＰＷＭ信号をインバータ３に供給する。誘起電圧検出部２４は、ＰＭモータ５の誘起電圧を検出する。具体的には、ＰＭモータ５の何れかの相において、直流電圧Ｖ0が印加されていないタイミングで、その相の端子電圧を測定することによって誘起電圧を測定する。

ＰＭモータ５の極数をＰとすると、極対数はＰ／２になる。制御器２の内部において、比例器１９は、回転速度指令ω_r ^*に極対数Ｐ／２を乗算することにより、電気角周波数指令ω₁ ^*を出力する。また、電流再現器８は、電流Ｉ0の検出結果に基づいて、ＰＭモータ５に供給される三相交流電流Ｉ_u，Ｉ_v，Ｉ_wを演算により再現する。この再現方法は、例えば特開平８−１９２６３号広報に記載された手法を用いることができる。再現された結果を再現三相交流電流Ｉ_uc，Ｉ_vc，Ｉ_wcと呼ぶ。座標変換器９は、三相軸上の三相交流電流Ｉ_uc，Ｉ_vc，Ｉ_wcを、制御軸上の電流Ｉ_dc，Ｉ_qcに座標変換する。

ここで、図２に示すベクトル図を参照し、制御軸について説明する。本実施形態において制御軸とは、電気角周波数で回転する回転座標上の軸であり、ＰＭモータ５内の実際の永久磁石の磁束の向きをｄ軸とし、これに直交する軸をｑ軸とする。また、制御器２内で想定しているｄ軸，ｑ軸をｄｃ軸，ｑｃ軸と呼ぶ。図２に示すように、ｄ軸，ｑ軸とｄｃ軸，ｑｃ軸との間には、軸誤差Δθが存在する。上述した電流Ｉ_dc，Ｉ_qcは、ｄｃ軸，ｑｃ軸上の電流である。なお、実際にｑ軸方向に発生するｑ軸電流Ｉ_qは、ＰＭモータ５のトルクを制御する電流であるため、「トルク電流」と呼ばれることもある。

図１に戻り、Ｉ_q0 ^*発生器１０は、電流Ｉ_qcに対して若干の遅れ要素を付与し、その結果をｑ軸電流指令ベース値Ｉ_q0 ^*として出力する。加算器１６では、このｑ軸電流指令ベース値Ｉ_q0 ^*と、後述するｑ軸電流指令補正値Ｉ_qSIN ^*とが加算され、加算結果がｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*として出力される。Ｉ_d ^*発生器１１は、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*を発生する。なお、ＰＭモータの回転子が非突極型であれば、ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*は通常は零値になる。

電圧指令演算器１２は、ｄ軸，ｑ軸電流指令値Ｉ_d ^*，Ｉ_q ^*と、電気角周波数指令ω₁ ^*とに基づいて、ｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖ_d ^*，Ｖ_q ^*を出力する。ｄｑ逆変換器１３は、ｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖ_d ^*，Ｖ_q ^*を座標変換し、三相交流電圧指令Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*に変換する。ＰＷＭパルス発生器１４は、これら三相交流電圧指令Ｖ_u ^*，Ｖ_v ^*，Ｖ_w ^*に基づいて、インバータ３をスイッチ動作させるためのＰＷＭ信号を出力する。

Δθ推定器１５は、図２に示した軸誤差Δθの推定値である推定軸誤差Δθ_cを出力する。なお、その詳細については後述する。零発生器１７は、推定軸誤差Δθ_cの指令値（零値）を出力する。減算器３１は、指令値（零値）から推定軸誤差Δθ_cを減算することにより、偏差（−Δθ_c）を出力する。比例補償器１８は、この偏差（−Δθ_c）に対して所定のゲインＫ_PLLを乗算することにより、電気角周波数修正値Δω₁として出力する。加算器３２は、電気角周波数指令ω₁ ^*と、電気角周波数修正値Δω₁とを加算し、その結果を推定電気角周波数ω_1cとして出力する。積分器２０は、推定電気角周波数ω_1cを積分することにより、ｄ軸角度θ_dの推定値であるｄ軸角度推定値θ_dcを演算し、座標変換器９およびｄｑ逆変換器１３に供給する。

このように、加算器３２にて電気角周波数指令ω₁ ^*と電気角周波数修正値Δω₁とが加算されることにより、推定軸誤差Δθ_cが零値に近づくようなフィードバック制御が実現する。図２に示したように、軸誤差Δθが正値である場合、ｄｃ軸，ｑｃ軸がｄ軸，ｑ軸よりも進んでいることになるため、推定電気角周波数ω_1cを電気角周波数指令ω₁ ^*よりも下げることにより、ｄ軸角度推定値θ_dcの増加が緩やかになり、軸誤差Δθを減少させることができる。逆に、軸誤差Δθが負値である場合には、電気角周波数指令ω₁ ^*を上昇させることにより、ｄ軸角度推定値θ_dcの増加が速くなり、軸誤差Δθを減少させることができる。

本実施形態においては、Δθ推定器１５から出力される推定軸誤差Δθ_cが正値であれば、減算器３１から出力される偏差（−Δθ_c）および比例補償器１８から出力される電気角周波数修正値Δω₁は負値になる。逆に、推定軸誤差Δθ_cが負値であれば、電気角周波数修正値Δω₁は正値になるため、軸誤差Δθを減少させるような制御が可能である。これにより、本実施形態においては、ＰＭモータ５の磁極位置を検出する位置センサを用いることなく、制御器内部のｄ軸角度推定値θ_dcを、実際のＰＭモータ内の磁極位置すなわちｄ軸角度θ_dに近接させることができ、位置センサレス制御を実現できる。

ΔＴ_m推定器２１は、推定軸誤差Δθ_cに基づいて、トルク脈動成分ΔＴ_mの推定値である推定トルク脈動成分ΔＴ_mcを算出する。ここで、トルク脈動成分ΔＴ_mとは、圧縮機構６によって生じる負荷トルクＴ_Lと、ＰＭモータ５によって生じるモータトルクＴ_mとの差である。トルク制御器２２は、推定トルク脈動成分ΔＴ_mcに基づいて、ｑ軸電流指令補正値Ｉ_qSIN ^*を出力する。なお、ΔＴ_m推定器２１およびトルク制御器２２の詳細については後述する。

＜各部の詳細構成＞
（Δθ推定器１５）
次に、図３に示すブロック図を参照し、Δθ推定器１５の詳細を説明する。
Δθ推定器１５の内部において減算器１５２は、ｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*から電流Ｉ_qcを減算する。比例器１５１は、この減算結果に対して、所定の定数Ｋ0を乗算することにより、推定軸誤差Δθ_cを求める。電流Ｉ_qcは、負荷トルクが変動し、実際のｄ軸角度θ_dとｄ軸角度推定値θ_dcの間にずれが生じることによって変動する。従って、電流Ｉ_qcの動きに基づいて、逆に軸誤差Δθを推定することができる。図３の構成は、これをシミュレートしたものである。なお、さらに高精度な推定軸誤差Δθ_cを求める必要がある場合は、例えば、特開２００２−２７２１９４号公報における数式（３）等に従って推定軸誤差Δθ_cを演算してもよい。

（ΔＴ_m推定器２１）
次にΔＴ_m推定器の詳細について説明するが、まず軸誤差Δθが発生する原理を図４を参照し説明する。なお、図４は、ｑ軸電圧Ｖ_qによって軸誤差Δθが発生するまでの伝達関数のブロック図である。
図４の減算器３６においては、ｑ軸電圧Ｖ_qから電圧外乱Ｖ_Dが減算され、ＰＭモータ５に印加される電圧が求まる。ＰＭモータ５の巻線の抵抗値をＲ、インダクタンスをＬとすると、この電圧からｑ軸電流Ｉ_qを導く伝達関数は、（１／（Ｒ＋ｓＬ））になる。なお、ｓはラプラス変換に用いる微分演算子を表す。また、ｑ軸電流Ｉ_qからモータトルクＴ_mを導く伝達関数は、（Ｐ／２）・（３Ｋ_e／２）＝３Ｐ・Ｋ_e／４になる。ここで、ＰはＰＭモータ５の極数であり、Ｋ_eは発電定数である。

減算器３７では、モータトルクＴ_mから負荷トルクＴ_Lが減算されることにより、トルク脈動成分ΔＴ_mが得られる。積分器５１は、トルク脈動成分ΔＴ_mを回転子のイナーシャＪで除算し、積分することによってＰＭモータ５の回転速度ω_rを出力する。比例器５２は、回転速度ω_rに極対数Ｐ／２を乗算することにより、電気角周波数ω₁を出力する。積分器５３は、電気角周波数ω₁を積分することにより、ｄ軸角度θ_dを出力する。減算器３８は、ｄ軸角度推定値θ_dcからｄ軸角度θ_dを減算することにより、軸誤差Δθを出力する。

ここで、電圧外乱Ｖ_Dの例を説明する。例えば、ＰＭモータ５の磁石磁束が均一でなく、着磁ばらつきがある場合、あるいは巻線の相間ばらつきがある場合、これらは等価的に周期的な電圧外乱Ｖ_Dとして影響してくる。また、インバータ３におけるアーム短絡防止期間（デッド・タイム）の影響による外乱等も、インバータの駆動周波数の６倍周波数の電圧外乱Ｖ_Dとして発生する。また、圧縮機構６としては、例えばレシプロ圧縮機構、シングルロータリー圧縮機構、ツインロータリー圧縮機構、２段圧縮ロータリー圧縮機構等が考えられる。レシプロ圧縮機構、ロータリー圧縮機構等においては、電動機の一回転を一周期として、負荷トルクＴ_Lが大きく変動する。

ここで、図４における各部の波形図を図５（ａ）〜（ｄ）に示す。これらの図は、負荷トルクＴ_Lが、角周波数ω_dにて正弦波状に振動する成分を含んだ場合における波形図である。角周波数ω_dは、圧縮機構６の構造によって決まるが、一般的には、ＰＭモータ５の機械角周波数ωと同一か、その整数倍になることが多い。図５（ａ）において、モータトルクＴ_mの平均値と負荷トルクＴ_Lの平均値は、長期的には一致する。従って、図５（ｂ）に示すように、両者の差分であるトルク脈動成分ΔＴ_mは、振動成分のみになる。図５（ｃ）に、回転速度ω_rに含まれる振動成分Δω_rを示す。

振動成分Δω_rは、トルク脈動成分ΔＴ_mを積分したものであり、ΔＴ_mに比べて、位相が９０度遅れた波形になる。振動成分Δω_rの振動の大きさ自体は、イナーシャＪに依存して変化するが、位相はほぼ９０度遅れるものと考えてよい。軸誤差Δθは、振動成分Δω_rをさらに積分し、符号を反転したもの（図２に示した定義の関係で符号を反転する）となるため、位相は９０度進められることになる（積分で９０度遅れた上で、符号が反転するので、９０度進むことになる）。軸誤差Δθを図５（ｄ）に示す。図５（ｂ），（ｄ）を比較すると、トルク脈動成分ΔＴ_mと、Δθとは、同位相の振動波形となって観測されることが解る。

次に、図６に示すブロック図を参照し、図５に示した関係に基づいて、軸誤差Δθからトルク脈動成分ΔＴ_mを求める原理を説明する。図６（ａ）は、図４に示した積分器５１、比例器５２、積分器５３、減算器３８の部分において、トルク脈動成分ΔＴ_mから軸誤差Δθに至る伝達関数を示す。図６（ａ）のブロック図を、逆変換することで、軸誤差Δθからトルク脈動成分ΔＴ_mまでの伝達関数を求めることができる。その結果を図６（ｂ）に示す。また、図６（ｂ）の内容をまとめると、図６（ｃ）に示すようになる。

図６（ｃ）に従えば、理論的には、推定軸誤差Δθ_cを二階微分することによって推定トルク脈動成分ΔＴ_mcを求めることができる。しかし、推定軸誤差Δθ_cを二階微分することは、現実的には困難である。推定軸誤差Δθ_cは元々推定値であり、検出値のノイズ等も多く含まれているため、微分を用いることは推定誤差が増えるという問題が生じる。また、二階微分を行うことは、演算周期による限界もある。そこで、「トルク脈動成分ΔＴ_mおよびその他の外乱成分は周期関数である」という点に着目し、ｓ＝ｊω_dを図６（ｃ）の伝達関数に代入することができる。

すると、図６（ｄ）に示すように、軸誤差Δθを定数（２Ｊω_d ²／Ｐ）倍したものを、トルク脈動成分ΔＴ_mとして推定できることになる。この結果は、図５（ｂ），（ｄ）の波形の関係と一致する。図６（ｄ）を具現化する構成が、図７のブロック図に示すΔＴ_m推定器２１である。ΔＴ_m推定器２１の内部において、比例器２１１は、推定軸誤差Δθ_cに定数「２Ｊ／Ｐ」を乗算する。乗算器２１２は、角周波数ω_dの推定値である推定角周波数ω_dcを二乗する。

ここで、角周波数ω_dがＰＭモータ５の機械角周波数ωと同一であれば、推定角周波数ω_dcは、推定電気角周波数ω_1cに極対数の逆数（２／Ｐ）を乗算した値（２ω_1c／Ｐ）として求めることができる。なお、ＰＭモータ５と圧縮機構６との間に減速機を挿入している場合には、この乗算結果（２ω_1c／Ｐ）にさらに減速比を乗算した結果を推定角周波数ω_dcにするとよい。乗算器２１３は、比例器２１１および乗算器２１２の出力信号を乗算し、その結果を推定トルク脈動成分ΔＴ_mcとして出力する。

（トルク制御器２２）
図１に戻り、トルク制御器２２の構成を説明する。
トルク制御器２２の内部において、単相―ｄｑ座標変換器２２３は、推定トルク脈動成分ΔＴ_mcを、下式（１）に従って、正弦成分ΔＴ_qsと、余弦成分ΔＴ_dsとに分解する。

ΔＴ_ds＝ ΔＴ_mc・cos ω_dct
ΔＴ_qs＝−ΔＴ_mc・sin ω_dct …（１）

式（１）によれば、推定トルク脈動成分ΔＴ_mcに推定角周波数ω_dcの周波数成分が含まれれば、その量に応じて、余弦成分ΔＴ_dsおよび正弦成分ΔＴ_qsの平均値は「０」でない値になる。但し、余弦成分ΔＴ_dsおよび正弦成分ΔＴ_qsには、推定角周波数ω_dcの２倍の周波数成分が多く含まれるため、この周波数成分を除去することが望ましい。そこで、一次遅れフィルタ２２４ｄ，２２４ｑは、推定角周波数ω_dcの２倍以上の周波数成分を除去するように時定数Ｔ_ATRを設定し、余弦成分ΔＴ_dsおよび正弦成分ΔＴ_qsから、これらの周波数成分を除去する。

従って、一次遅れフィルタ２２４ｄ，２２４ｑの出力信号は、推定トルク脈動成分ΔＴ_mcに含まれる、推定角周波数ω_dcの余弦成分および正弦成分に一致する。零発生器３５は、余弦成分および正弦成分の目標値である零値を出力する。減算器３３，３４は、各々零値から、一次遅れフィルタ２２４ｄ，２２４ｑの出力信号を減算する。積分器２２５ｄ，２２５ｑは、各々減算器３３，３４の出力信号に所定の定数Ｋ_iATRを乗算するとともに積分する。

リミッタ部２２７は、積分器２２５ｄ，２２５ｑの出力信号に対して制限をかけ、その結果を電流指令補正値Ｉ_ds，Ｉ_qsとして出力する。リミット値設定部２２８は、リミッタ部２２７に対してリミット値を設定する。ｄｑ−単相逆変換器２２６は、電流指令補正値Ｉ_ds，Ｉ_qsを下式（２）に従って、単相信号に逆変換し、その結果をｑ軸電流指令補正値Ｉ_qSIN ^*として出力する。

Ｉ_qSIN ^*＝Ｉ_ds・cos ω_dct−Ｉ_qs・sin ω_dct …（２）

上述したように、このｑ軸電流指令補正値Ｉ_qSIN ^*は、加算器１６においてｑ軸電流指令ベース値Ｉ_q0 ^*に加算され、これによってｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*が増減する。これにより、軸誤差Δθおよび推定軸誤差Δθ_cが零値に近づくように制御される。推定軸誤差Δθ_cが零値に近づくと、これに比例する推定トルク脈動成分ΔＴ_mcも零値に近づく。脈動成分ΔＴ_mcは、式（１）にて座標変換された後は、直流量になるため、積分器２２５ｄ，２２５ｑにて、偏差をなくすことができる。すなわち、このトルク制御器２２は、外部から見ると、角周波数ω_dにおいてゲインが無限大となる補償要素と等価になる。

リミット値設定部２２８においては、電流指令補正値Ｉ_ds，Ｉ_qsを制限するために、負荷トルクＴ_Lが求められる。そこで、リミット値設定部２２８における負荷トルクＴ_Lの求め方を説明する。負荷トルクＴ_Lは、下式（３）に示す理論式によって算出することができる。

Ｔ_L＝（３／２）Ｐ_n｛Ｋ_eＩ_qfb＋（Ｌ_d−Ｌ_q）Ｉ_dfbＩ_q｝ …（３）

式（３）においてＰ_nは極対数（＝Ｐ／２）、Ｋ_eは発電定数、Ｌ_d，Ｌ_qはｄ軸，ｑ軸インダクタンス、Ｉ_dfb，Ｉ_qfbはｄ軸，ｑ軸電流観測値を表す。ここで、ｄ軸，ｑ軸インダクタンスＬ_d，Ｌ_qが等しく、ｑ軸電流観測値Ｉ_qfbが座標変換器９から出力される電流Ｉ_qcに等しいと仮定して式（３）を簡略化すると、次式（４）のようになる。

Ｔ_L≒（３Ｐ・Ｋ_e／４）Ｉ_qc …（４）

そこで、リミット値設定部２２８は、式（３）または（４）によって、負荷トルクＴ_Lを逐次算出する。

＜第１実施形態の動作＞
（加速時の動作）
次に、本実施形態の動作、特にリミッタ部２２７およびリミット値設定部２２８によって電流指令補正値Ｉ_ds，Ｉ_qsを制限する動作の詳細を説明する。
図８（ａ）〜（ｄ）は、本実施形態の電動機制御システムの加速時における各部の波形の例を示す波形図であり、図８（ａ）には、回転速度指令ω_r ^*および回転速度ω_rの波形例を示す。なお、回転速度ω_rは、加算器３２（図１参照）から出力される推定電気角周波数ω_1cに極対数の逆数「２／Ｐ」を乗算することによって得られる。ＰＭモータ５が安定して定速度で駆動されている状態を「定常状態」という。

図８（ａ）に示す定常状態速度判定値Δω_rthは、ＰＭモータ５が定常状態に達したか否かを判断するための値であり、回転速度ω_rが、ω_r ^*±Δω_rthの範囲内であれば、他の条件を充足することによって、リミット値設定部２２８は、ＰＭモータ５が定常状態に達したと判定する。図８（ａ）の例では、時刻ｔ0において、回転速度ω_rは回転速度指令ω_r ^*よりも低くなっているため、時刻ｔ0以降、回転速度ω_rが増加してゆく。そして、回転速度ω_rは、時刻ｔ3においてω_r ^*±Δω_rthの範囲内に達しており、その後の時刻ｔ5において回転速度指令ω_r ^*にほぼ等しくなっている。

また、図８（ｂ）には、リミット値設定部２２８において演算される負荷トルクＴ_Lおよび計算用負荷トルクＴ_LCの波形例を示す。負荷トルクＴ_Lは、上述したように式（３）または（４）によって得られるものであり、これは種々の要因によって逐次変動するものである。一方、計算用負荷トルクＴ_LCは、計算用に用いられる値であり、図８（ｂ）に示すトルク見直し周期Ｔ₁の開始時に負荷トルクＴ_Lに等しい値に設定されるとともに、その後は当該トルク見直し周期Ｔ₁が終了するまで一定に保たれる。

また、図８（ｃ）には、推定軸誤差Δθ_cの波形例と、定常状態軸誤差判定値±Δθ_thとを示す。定常状態軸誤差判定値±Δθ_thは、上述した「定常状態」を判定する一つの指標であり、推定軸誤差Δθ_cの変動範囲が定常状態軸誤差判定値±Δθ_thの範囲に収まれば、他の条件を充足することによって、リミット値設定部２２８はＰＭモータ５が定常状態に達したと判定する。

また、図８（ｄ）には、ｑ軸電流指令補正値Ｉ_qSIN ^*と、補償量リミット値±Ｉ_thとを示す。上述したように、リミット値設定部２２８は、ｄｑ座標上の値である電流指令補正値Ｉ_ds，Ｉ_qsに対してそれぞれリミット値を設定するが、これらのリミット値を単相座標上の値に変換したものが、図８（ｄ）に示す補償量リミット値±Ｉ_thである。

本実施形態においては、補償量リミット値Ｉ_thを算出するために、誘起電圧変化率Ｋ_vおよびｑ軸電流指令平均値Ｉ_qave ^*という値を用いるため、これらについて説明する。図８（ａ）の時刻ｔ0〜ｔ5の期間において回転速度ω_rが増加しているが、回転速度ω_rが増加すると、誘起電圧検出部２４によって検出される誘起電圧も回転速度ω_rに比例して増加する。回転速度変化開始時（図８（ａ）の例においては時刻ｔ0）に測定された誘起電圧と、回転速度指令到達時（図８（ａ）の例においては時刻ｔ5）に測定されるであろう誘起電圧を計算により求めた予測誘起電圧との比を、「誘起電圧変化率Ｋ_v」と呼ぶ。

また、ｑ軸電流指令平均値Ｉ_qave ^*とは、トルク電流すなわちｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*から脈動成分を除去した平均値を指す。なお、ｑ軸電流指令平均値Ｉ_qave ^*として、実際にはＩ_q0 ^*発生器１０から出力されるｑ軸電流指令ベース値Ｉ_q0 ^*を用いてもよい。この点は、後述する減速時の動作、および他の実施形態においても同様である。ＰＭモータ５が加速を開始した時点（図８（ａ）の例においては時刻ｔ0）では、リミット値設定部２２８は、誘起電圧変化率Ｋ_vと、ｑ軸電流指令平均値Ｉ_qave ^*とを取得し、両者の積「Ｋ_v・Ｉ_qave ^*」を、暫定的な補償量リミット値Ｉ_th（すなわち補償量リミット値Ｉ_thの初期値）に設定する。

上述したように、加速時においては、リミット値設定部２２８にてトルク見直し周期Ｔ₁毎に計算用負荷トルクＴ_LCが更新される（その時点の負荷トルクＴ_Lに等しい値にされる）。その際、計算用負荷トルクＴ_LCが更新される直前に、リミット値設定部２２８では負荷トルクＴ_Lと計算用負荷トルクＴ_LCとが比較される。その比較結果が「Ｔ_LC＜Ｔ_L」である場合は、トルク電流すなわちｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*を現在よりも増加させることが望ましいため、補償量リミット値Ｉ_thを現在よりも大きくすることが望ましい。

そこで、リミット値設定部２２８は、比較結果が「Ｔ_LC＜Ｔ_L」である場合は、現在の補償量リミット値Ｉ_thに対して、偏差（Ｔ_L−Ｔ_LC）に応じたプラス補正を行い、その結果を新たな補償量リミット値Ｉ_thとする。例えば、比例定数をＫ_iとしたとき、従前の補償量リミット値Ｉ_thに対してＫ_i（Ｔ_L−Ｔ_LC）を加算した値を、新たな補償量リミット値Ｉ_thにするとよい。一方、比較結果が「Ｔ_LC≧Ｔ_L」である場合は、従前の補償量リミット値Ｉ_thがそのまま保持される。

再び図８（ｂ）を参照すると、時刻ｔ3，ｔ4において、更新前の計算用負荷トルクＴ_LCは、負荷トルクＴ_Lと比較して小さくなっている。従って、図８（ｄ）の時刻ｔ3，ｔ4においては、補償量リミット値Ｉ_thがステップ状に上昇している。また、時刻ｔ4〜ｔ7においては、「Ｔ_LC≧Ｔ_L」の関係が保たれているため、同期間において補償量リミット値Ｉ_thは一定値に保たれている。リミット値設定部２２８においては、ＰＭモータ５の定常状態が検出されるまでは、以上のようにして補償量リミット値Ｉ_thが定められる。

ここで、上述した「定常状態」について、さらに詳細を説明する。リミット値設定部２２８は、
（１）速度条件：回転速度ω_rがω_r ^*±Δω_rthの範囲内である、
（２）軸誤差条件：推定軸誤差Δθ_cが、定常状態軸誤差判定値±Δθ_thの範囲内である、
（３）時間条件：上記速度条件、軸誤差条件を充足する期間が所定の定常状態判定時間Ｔ_jだけ継続した、
という３つの条件が揃ったとき、ＰＭモータ５の状態を「定常状態」であると判定する。

図８（ａ）によれば、時刻ｔ3以降は、速度条件が満たされている。また、図８（ｃ）によれば、時刻ｔ6に軸誤差条件が満たされている。そして、時刻ｔ6から定常状態判定時間Ｔ_jが経過した時刻ｔ7において速度条件、軸誤差条件、時間条件の全てが充足されたため、時刻ｔ7において、リミット値設定部２２８では、「ＰＭモータ５は定常状態に至った」と判定される。

定常状態においては、それまでの補償量リミット値Ｉ_thでは過補償になると考えられるため、リミット値設定部２２８においては、補償量リミット値Ｉ_thは、ｑ軸電流指令平均値Ｉ_qave ^*に変更される。図８（ｄ）の例においては、時刻ｔ7にて定常状態が成立したため、補償量リミット値Ｉ_thは、ｑ軸電流指令平均値Ｉ_qave ^*に設定され、それ以前の値よりも低くなっている。図８（ｄ）の例においては、説明しやすくするためリミット値は一定としているが、実際にはｑ軸電流指令平均値Ｉ_qave ^*は変化するため、この変化に応じて定常状態における補償量リミット値Ｉ_thも変化する。この点は、後述する減速時の動作、および他の実施形態においても同様である。

定常状態が成立した後、速度条件または軸誤差条件が不成立になると、再び定常状態は不成立になる。ここで、定常状態が不成立になる態様は、
（態様１：加速）回転速度指令ω_r ^*が回転速度ω_rよりも所定値以上高くなった場合、
（態様２：減速）回転速度指令ω_r ^*が回転速度ω_rよりも所定値以上低くなった場合、
（態様３：軸誤差大）推定軸誤差Δθ_cが定常状態軸誤差判定値±Δθ_thを超えた場合、
という３態様が考えられる。

まず、「態様１：加速」については、上述した時刻ｔ0以降の動作と同様の動作が繰り返される。また、「態様２：減速」については、「減速時の動作」として詳細は後述する。ここでは、「態様３：軸誤差大」について説明する。推定軸誤差Δθ_cが大きくなる原因の一つとして、非周期的な種々の外乱によって負荷トルクＴ_Lが変動することが挙げられる。

図８（ｃ）の時刻ｔ8においては、推定軸誤差Δθ_cが定常状態軸誤差判定値±Δθ_thを超えて変動し始めたため、定常状態が不成立になっている。この場合、リミット値設定部２２８は、定常状態が成立する直前（図８（ｄ）の例では時刻ｔ7の直前）の値に、補償量リミット値Ｉ_thを戻す。これにより、軸誤差Δθに対して、再び強い補償がかけられるようになる。その後、上述したように、速度条件、軸誤差条件、時間条件の３条件が揃った際に、リミット値設定部２２８においては、再び定常状態としての動作が繰り返される。

（減速時の動作）
次に、図９（ａ）〜（ｄ）を参照し、本実施形態における減速時の動作例を説明する。なお、図９（ａ）〜（ｄ）は、本実施形態の電動機制御システムの減速時における各部の波形の例を示す波形図である。図９（ａ）の例では、時刻ｔ10において、回転速度ω_rは回転速度指令ω_r ^*よりも高くなっているため、時刻ｔ10以降、回転速度ω_rが減少してゆく。そして、回転速度ω_rは、やがてω_r ^*±Δω_rthの範囲内に達し、その後の時刻ｔ11には、回転速度指令ω_r ^*にほぼ等しくなっている。

図９（ｄ）において、減速が開始された時刻ｔ10では、その時点におけるｑ軸電流指令平均値Ｉ_qave ^*が、補償量リミット値Ｉ_thに設定される。その後、補償量リミット値Ｉ_thを徐々に減少させることも考えられるが、本実施形態のリミット値設定部２２８においては、負荷トルクＴ_Lの予期せぬ変動に備えて、定常状態が成立するまで、補償量リミット値Ｉ_thは一定に保たれる。

リミット値設定部２２８においては、上述した加速時（図８（ａ）〜（ｄ））と同様に、定常状態が成立したか否かを逐次判定している。図９（ａ）においては、時刻ｔ11以前に回転速度ω_rがω_r ^*±Δω_rthに達しているので、時刻ｔ11以前に速度条件は成立している。また、図９（ｃ）においては、時刻ｔ14に推定軸誤差Δθ_cが定常状態軸誤差判定値±Δθ_thの範囲内に収まったため、時刻ｔ14に軸誤差条件が成立している。そして、時刻ｔ14から定常状態判定時間Ｔ_jが経過した時刻ｔ16において、定常状態が成立している。

リミット値設定部２２８にて、定常状態が成立した旨が判定されると、上述した加速時の場合と同様に、補償量リミット値Ｉ_thは、ｑ軸電流指令平均値Ｉ_qave ^*に変更される。従って、時刻ｔ16において、補償量リミット値Ｉ_thは、それ以前の値よりも低くなっている。時刻ｔ16において定常状態が成立した後、再び定常状態が不成立になる場合があり、その態様は、上述した「態様１：加速」、「態様２：減速」、「態様３：軸誤差大」のうち何れかであり、何れの場合も、リミット値設定部２２８において、既に説明した動作が実行される。

すなわち、「態様１：加速」については、図８（ａ）〜（ｄ）の時刻ｔ0以降の動作と同様の動作が繰り返される。また、「態様２：減速」については、図９（ａ）〜（ｄ）の時刻ｔ10以降の動作と同様の動作が繰り返される。また、「態様３：軸誤差大」についても、上述したように、定常状態が成立する直前（図９（ｄ）の例では時刻ｔ16の直前）の値に、補償量リミット値Ｉ_thが戻される。図９（ａ）〜（ｄ）の時刻ｔ18以降には、「態様３：軸誤差大」が発生した場合の波形の例を示す。

以上のように、本実施形態においては、ＰＭモータ５が定常状態である場合は補償量リミット値Ｉ_thを低く設定するとともに、非定常状態（特に態様１：加速および態様３：軸誤差大）においては、補償量リミット値Ｉ_thを高く設定するので、非定常状態におけるｑ軸電流指令補正値Ｉ_qSIN ^*の変動幅を定常状態のときよりも広くすることができる。これにより、非定常状態においては、負荷トルクＴ_Lの外乱等によって挙動が不安定になるような事態を有効に抑制することができる。また、ＰＭモータ５が定常状態である場合には、補償量リミット値Ｉ_thを小さくすることにより、消費電力を低減することができ、これによって直流電源４が出力する直流電圧Ｖ0の脈動を抑制できるという効果も奏する。

［第２実施形態］
（加速時の動作）
次に、本発明の第２実施形態について説明する。
第２実施形態の構成は、第１実施形態のもの（図１〜図７）と同様であるが、非定常状態における補償量リミット値Ｉ_thの設定内容が異なる。その内容を、図１０（ａ）〜（ｄ）を参照し説明する。なお、図１０（ａ）〜（ｄ）は、本実施形態の電動機制御システムの加速時における各部の波形の例を示す波形図である。

図１０（ａ）の例では、時刻ｔ20において加速が始まり、回転速度ω_rは回転速度指令ω_r ^*よりも低くなっているため、時刻ｔ20以降、回転速度ω_rが増加してゆく。また、図１０（ｄ）において、補償量リミット値Ｉ_thは、加速が開始された時刻ｔ20において、所定の固定値に設定される。また、本実施形態において、定常状態の成立の可否の判定方法および定常状態における制御の内容は、第１実施形態と同様である。

すなわち、図１０（ａ），（ｃ）を参照すると、時刻ｔ22には速度条件（回転速度ω_rがω_r ^*±Δω_rthの範囲内にあること）、および軸誤差条件（推定軸誤差Δθ_cが定常状態軸誤差判定値±Δθ_thの範囲内に収まること）が満たされ、時刻ｔ22から定常状態判定時間Ｔ_jが経過した時刻ｔ24において定常状態が成立する。リミット値設定部２２８にて、定常状態が成立した旨が判定されると、補償量リミット値Ｉ_thは、ｑ軸電流指令平均値Ｉ_qave ^*に変更される。

本実施形態においても、「態様１：加速」、「態様２：減速」、「態様３：軸誤差大」のうち何れかの態様によって、再び定常状態が不成立になる。但し、本実施形態においては、何れの態様においても、補償量リミット値Ｉ_thが上述の「所定の固定値」に戻されるという点で、同様の処理が行われる。図１０（ｃ），（ｄ）においては、時刻ｔ26に軸誤差条件が不成立になった（推定軸誤差Δθ_cが定常状態軸誤差判定値±Δθ_thの範囲を超えた）場合の波形例を示す。

（減速時の動作）
次に、図１１（ａ）〜（ｄ）を参照し、本実施形態における減速時の動作例を説明する。なお、図１１（ａ）〜（ｄ）は、本実施形態の電動機制御システムの減速時における各部の波形の例を示す波形図である。図１１（ａ）の例では、時刻ｔ30において、回転速度ω_rは回転速度指令ω_r ^*よりも高くなっているため、時刻ｔ30以降、回転速度ω_rが減少してゆく。

図１１（ｄ）において、減速が開始された時刻ｔ30では、補償量リミット値Ｉ_thは、上述した所定の固定値に設定される。リミット値設定部２２８においては、上述した加速時（図１０（ａ）〜（ｄ））と同様に、定常状態が成立したか否かを逐次判定している。図１１（ａ），（ｃ）を参照すると、時刻ｔ32には速度条件（回転速度ω_rがω_r ^*±Δω_rthの範囲内にあること）、および軸誤差条件（推定軸誤差Δθ_cが定常状態軸誤差判定値±Δθ_thの範囲内に収まること）が満たされ、時刻ｔ32から定常状態判定時間Ｔ_jが経過した時刻ｔ34において定常状態が成立する。

リミット値設定部２２８にて、定常状態が成立した旨が判定されると、補償量リミット値Ｉ_thは、ｑ軸電流指令平均値Ｉ_qave ^*に変更される。減速時においても、「態様１：加速」、「態様２：減速」、「態様３：軸誤差大」のうち何れかの態様によって、再び定常状態が不成立になる。但し、何れの態様においても、補償量リミット値Ｉ_thが上述の「所定の固定値」に戻されるという点で、同様の処理が行われる。図１１（ｃ），（ｄ）においては、時刻ｔ36に軸誤差条件が不成立になった（推定軸誤差Δθ_cが定常状態軸誤差判定値±Δθ_thの範囲を超えた）場合の波形例を示す。

以上のように、本実施形態においては、第１実施形態と同様に、ＰＭモータ５が定常状態であるか否かに応じて補償量リミット値Ｉ_thを設定するので、非定常状態においてはＰＭモータ５の挙動が不安定になるような事態を有効に抑制することができ、定常状態においては消費電力を低減することができ、直流電圧Ｖ0の脈動を抑制できるという効果を奏する。さらに、本実施形態においては、非定常状態における補償量リミット値Ｉ_thを所定の固定値にしたため、補償量リミット値Ｉ_thを演算するためのリソースを削減できるという効果も奏する。

［第３実施形態］
（加速時の動作）
次に、本発明の第３実施形態について説明する。
第３実施形態の構成は、第１実施形態のもの（図１〜図７）と同様であるが、補償量リミット値Ｉ_thの設定内容が異なる。その内容を、図１２（ａ）〜（ｄ）を参照し説明する。なお、図１２（ａ）〜（ｄ）は、本実施形態の電動機制御システムの加速時における各部の波形の例を示す波形図である。

図１２（ａ）の例では、時刻ｔ40において加速が始まり、回転速度ω_rは回転速度指令ω_r ^*よりも低くなっているため、時刻ｔ40以降、回転速度ω_rが増加してゆく。また、図１２（ｄ）の時刻ｔ40においては、リミット値設定部２２８によって、その時点におけるｑ軸電流指令平均値Ｉ_qave ^*が、暫定的な補償量リミット値Ｉ_th（すなわち補償量リミット値Ｉ_thの初期値）として設定される。

時刻ｔ40以降においては、回転速度ω_rの増加率に比例するように、補償量リミット値Ｉ_thの増加率が設定される。図１２（ａ）によれば、時刻ｔ40〜ｔ41の期間に回転速度ω_rは直線的に増加しているため、図１２（ｄ）に示すように、補償量リミット値Ｉ_thも直線的に増加している。そして、時刻ｔ41において回転速度ω_rと回転速度指令ω_r ^*とがほぼ等しくなると、補償量リミット値Ｉ_thもほぼ一定値になる。

本実施形態において、定常状態の成立の可否の判定方法は、第１実施形態と同様である。すなわち、図１２（ａ），（ｃ）において、時刻ｔ42には速度条件（回転速度ω_rがω_r ^*±Δω_rthの範囲内にあること）、および軸誤差条件（推定軸誤差Δθ_cが定常状態軸誤差判定値±Δθ_thの範囲内に収まること）が満たされ、時刻ｔ42から定常状態判定時間Ｔ_jが経過した時刻ｔ44において定常状態が成立する。

但し、定常状態における制御の内容も、第１実施形態のものとは若干異なる。すなわち、本実施形態においては、定常状態が成立した時点（ｔ44）の補償量リミット値Ｉ_thを開始値、ｑ軸電流指令平均値Ｉ_qave ^*の値を終了値として、リミット値設定部２２８は、所定のレートで徐々に減少するような補償量リミット値Ｉ_thを設定する。図１２（ｄ）の例では、時刻ｔ45において、補償量リミット値Ｉ_thは終了値であるｑ軸電流指令平均値Ｉ_qave ^*に達している。

本実施形態においても、「態様１：加速」、「態様２：減速」、「態様３：軸誤差大」のうち何れかの態様によって、再び定常状態が不成立になる。この場合、本実施形態において補償量リミット値Ｉ_thは、第１実施形態において設定される値と同一の値を終了値とするように、リミット値設定部２２８によって変更される。但し、第１実施形態においては、補償量リミット値Ｉ_thがステップ状に変更されたのに対して、本実施形態では、現在値から終了値に向かって所定のレートで徐々に変化する点が異なる。図１２（ｃ），（ｄ）においては、時刻ｔ46に軸誤差条件が不成立になった（推定軸誤差Δθ_cが定常状態軸誤差判定値±Δθ_thの範囲を超えた）場合の波形例を示す。

図１２（ｄ）によれば、補償量リミット値Ｉ_thは、第１実施形態と同様に、定常状態が成立する直前（図１２（ｄ）の例では時刻ｔ44の直前）の値に、補償量リミット値Ｉ_thが戻される。但し、それはステップ状に戻されるのではなく、時刻ｔ46〜ｔ47の期間内に、補償量リミット値Ｉ_thが所定のレートで徐々に増加される点が第１実施形態とは異なる。

（減速時の動作）
次に、図１３（ａ）〜（ｄ）を参照し、本実施形態における減速時の動作例を説明する。なお、図１３（ａ）〜（ｄ）は、本実施形態の電動機制御システムの減速時における各部の波形の例を示す波形図である。図１３（ａ）の例では、時刻ｔ50において、回転速度ω_rは回転速度指令ω_r ^*よりも高くなっているため、時刻ｔ50以降、回転速度ω_rが減少してゆく。

図１３（ｄ）において、減速が開始された時刻ｔ50では、補償量リミット値Ｉ_thは、第１実施形態の場合と同様に、その時刻ｔ50におけるｑ軸電流指令平均値Ｉ_qave ^*が、補償量リミット値Ｉ_thに設定される。本実施形態においても、負荷トルクＴ_Lの予期せぬ変動に備えて、定常状態が成立するまで、補償量リミット値Ｉ_thは一定に保たれる。

減速時における定常状態の成立の可否の判定方法は、加速時と同様である。すなわち、図１３（ａ），（ｃ）において、時刻ｔ52には速度条件（回転速度ω_rがω_r ^*±Δω_rthの範囲内にあること）、および軸誤差条件（推定軸誤差Δθ_cが定常状態軸誤差判定値±Δθ_thの範囲内に収まること）が満たされ、時刻ｔ52から定常状態判定時間Ｔ_jが経過した時刻ｔ54において定常状態が成立する。

また、定常状態における制御の内容も、加速時のものと同様である。すなわち、定常状態が成立した時点（ｔ54）の補償量リミット値Ｉ_thを開始値、ｑ軸電流指令平均値Ｉ_qave ^*の値を終了値として、リミット値設定部２２８は、所定のレートで徐々に減少するような補償量リミット値Ｉ_thを設定する。図１３（ｄ）の例では、時刻ｔ55において、補償量リミット値Ｉ_thはｑ軸電流指令平均値Ｉ_qave ^*に達している。

減速時においても、「態様１：加速」、「態様２：減速」、「態様３：軸誤差大」のうち何れかの態様によって、再び定常状態が不成立になる。この場合、本実施形態において補償量リミット値Ｉ_thは、第１実施形態において設定される値と同一の値を終了値とするように、リミット値設定部２２８によって変更される。但し、第１実施形態においては、補償量リミット値Ｉ_thがステップ状に変更されたのに対して、本実施形態では、現在値から終了値に向かって所定のレートで徐々に変化する点が異なる。図１３（ｃ），（ｄ）においては、時刻ｔ56に軸誤差条件が不成立になった（推定軸誤差Δθ_cが定常状態軸誤差判定値±Δθ_thの範囲を超えた）場合の波形例を示す。

図１３（ｄ）によれば、補償量リミット値Ｉ_thは、第１実施形態と同様に、定常状態が成立する直前（図１３（ｄ）の例では時刻ｔ54の直前）の値に、補償量リミット値Ｉ_thが戻される。但し、それはステップ状に戻されるのではなく、時刻ｔ56〜ｔ57の期間内に、補償量リミット値Ｉ_thが所定のレートで徐々に増加される点が第１実施形態とは異なる。

以上のように、本実施形態においては、第１実施形態と同様に、ＰＭモータ５が定常状態であるか否かに応じて補償量リミット値Ｉ_thを設定するので、非定常状態においてはＰＭモータ５の挙動が不安定になるような事態を有効に抑制することができ、定常状態においては消費電力を低減することができ、直流電圧Ｖ0の脈動を抑制できるという効果を奏する。さらに、本実施形態においては、定常状態／非定常状態の遷移時に補償量リミット値Ｉ_thを所定のレートで徐々に変化させるため、制御状態が急激に変動することを防止でき、制御を一層安定させられるという効果も奏する。

［第４実施形態］
次に、本発明の第４実施形態について説明する。
第４実施形態の構成は、第１実施形態のもの（図１〜図７）と同様であるが、補償量リミット値Ｉ_thの設定内容が異なる。その内容を、図１４（ａ）〜（ｄ）を参照し説明する。なお、図１４（ａ）〜（ｄ）は、本実施形態の電動機制御システムの加速時および減速時における各部の波形の例を示す波形図である。

図１４（ａ）の例では、時刻ｔ60において加速が始まり、その時点で回転速度ω_rは回転速度指令ω_r ^*よりも低くなっているため、時刻ｔ60以降、回転速度ω_rが増加してゆく。時刻ｔ64において減速が始まり、その時点で回転速度ω_rは回転速度指令ω_r ^*よりも高くなっているため、時刻ｔ64以降、回転速度ω_rが減少してゆく。また、図１４（ｄ）の時刻ｔ60，ｔ64においては、リミット値設定部２２８によって、第１実施形態と同様にして暫定的な補償量リミット値Ｉ_th（すなわち補償量リミット値Ｉ_thの初期値）が設定される。すなわち、誘起電圧変化率Ｋ_vと、ｑ軸電流指令平均値Ｉ_qave ^*との積「Ｋ_v・Ｉ_qave ^*」が暫定的な補償量リミット値Ｉ_thに設定される。

さらに、時刻ｔ60，ｔ64においては、図１４（ｂ）に示す計算用負荷トルクＴ_LCが、その時点の負荷トルクＴ_Lに等しい値に設定される。時刻ｔ60からｔ62、時刻ｔ64からｔ66においては、回転速度ω_rが増加または減少している場合（加速または減速する場合）には、リミット値設定部２２８にてトルク見直し周期Ｔ₁毎に、計算用負荷トルクＴ_LCが、その時点の負荷トルクＴ_Lに等しい値に更新される。その際、計算用負荷トルクＴ_LCが更新される直前に、リミット値設定部２２８では負荷トルクＴ_Lと計算用負荷トルクＴ_LCとが比較される。その比較結果が「Ｔ_LC＜Ｔ_L」である場合は、トルク電流すなわちｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*を現在よりも増加させることが望ましいため、補償量リミット値Ｉ_thを現在よりも大きくすることが望ましい。

そこで、リミット値設定部２２８は、比較結果が「Ｔ_LC＜Ｔ_L」である場合は、現在の補償量リミット値Ｉ_thに対して、偏差（Ｔ_L−Ｔ_LC）に応じたプラス補正を行い、その結果を新たな補償量リミット値Ｉ_thとする。例えば、第１実施形態の場合と同様に、比例定数をＫ_iとしたとき、従前の補償量リミット値Ｉ_thに対してＫ_i（Ｔ_L−Ｔ_LC）を加算した値を、新たな補償量リミット値Ｉ_thにするとよい。

一方、比較結果が「Ｔ_LC≧Ｔ_L」である場合、本実施形態においては、偏差に応じて補償量リミット値Ｉ_thを下げる点が第１実施形態とは異なる。例えば、従前の補償量リミット値Ｉ_thに対してＫ_i（Ｔ_LC−Ｔ_L）を減算した値を、新たな補償量リミット値Ｉ_thにするとよい。また、本実施形態においては、定常状態／非定常状態の区別は特に行っていない点も、第１実施形態とは異なる。

図１４（ａ）において、時刻ｔ60〜ｔ62の期間は回転速度指令ω_r ^*が増加し、時刻ｔ64〜ｔ66の期間は回転速度指令ω_r ^*が減少している。従って、これらの期間においては、トルク見直し周期Ｔ₁毎に補償量リミット値Ｉ_thが更新される。一方、時刻ｔ62〜ｔ64の期間は、回転速度指令ω_r ^*が一定である。従って、この期間中は、図１４（ｂ）に示すように、負荷トルクＴ_Lが変動しているにもかかわらず計算用負荷トルクＴ_LCが一定値に保たれるとともに、図１４（ｃ）に示すように、補償量リミット値Ｉ_thも一定値に保たれている。

以上のように、本実施形態によれば、リミット値設定部２２８は、回転速度指令ω_r ^*が変化した場合にトルク見直し周期Ｔ₁毎に補償量リミット値Ｉ_thを変更するので、特に加速時には、負荷トルクＴ_Lの変動に対応し易くなる。また、減速時には、過剰なｑ軸電流指令補正値Ｉ_qSIN ^*を出力するような過補償状態を抑制することができ、消費電力を低減させることができる。

［変形例］
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。上述した実施形態は本発明を理解しやすく説明するために例示したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について削除し、若しくは他の構成の追加・置換をすることが可能である。上記実施形態に対して可能な変形は、例えば以下のようなものである。

（１）上記各実施形態においては、電動機として永久磁石型同期電動機を用いた例を説明したが、本発明は、他の同期電動機（例えば、巻線型同期電動機、リラクタンスモータなど）に対しても、同様に適用できる。

（２）上記各実施形態による電動機制御システムは、空気調和機、冷凍機等の電気機器に組み込んでもよい。これにより、これら電気機器の制御安定性と消費電力の削減とを実現することができる。

（３）また、上記各実施形態においては、電流検出器７を流れる電流Ｉ0に基づいて再現三相交流電流Ｉ_uc，Ｉ_vc，Ｉ_wcを得たが、これに代えて、ホール素子やシャント抵抗等を用いて、三相交流電流Ｉ_u，Ｉ_v，Ｉ_wを直接的に測定してもよい。

（４）第１実施形態の加速時（図８（ｄ））および第４実施形態の加減速時（図１４（ｄ））において、補償量リミット値Ｉ_thを変更する場合、従前の補償量リミット値Ｉ_thに対して補正値（Ｋ_i（Ｔ_L−Ｔ_LC））を加減算した。しかし、加減算することに代えて、従前の補償量リミット値Ｉ_thに増加率または減少率を「乗算する」という形で補償量リミット値Ｉ_thを変更してもよい。

（５）上記各実施形態においては、誘起電圧検出部２４を介して誘起電圧を検出したが、発電定数Ｋ_eに回転速度ω_rを乗算することによって誘起電圧を算出してもよい。

（６）上記各実施形態における制御器２のハードウエアは一般的なコンピュータによって実現できるため、図１、図３、図７に示したブロック図を実現するプログラム等を記憶媒体に格納し、または伝送路を介して頒布してもよい。また、図１、図３、図７に示した処理は、その一部または全部をＡＳＩＣ(Application Specific Integrated Circuit；特定用途向けＩＣ)、あるいはＦＰＧＡ(field-programmable gate array)等を用いたハードウエア的な処理によって実現してもよい。

［構成・効果の総括］
以上のように、第１〜第４実施形態の電動機制御装置（２）にあっては、インバータ（３）によって回転駆動される電動機（５）について、想定された回転角（θ_dc）と実際の回転角（θ_d）との差である軸誤差（Δθ_c）を推定する軸誤差推定部（１５）と、前記軸誤差（Δθ_c）を抑制するために、トルク指令値（Ｉ_q ^*）を増減させるトルク指令補正値（Ｉ_qSIN ^*）を出力するトルク制御器（２２）と、増減された前記トルク指令値（Ｉ_q ^*）に基づいて、前記インバータ（３）に対して駆動信号（ＰＷＭ信号）を出力する駆動信号発生部（１４）とを有し、前記トルク制御器（２２）は、前記トルク指令補正値（Ｉ_qSIN ^*）の変動範囲を、指定された制限範囲（±Ｉ_th）に収まるよう制限する補正値制限部（２２７）と、前記電動機（５）の状態に基づいて、前記制限範囲（±Ｉ_th）を増減する制限範囲設定部（２２８）とを有することを特徴とする。

このように、電動機制御装置（２）は電動機（５）の状態に応じて制限範囲（±Ｉ_th）を設定するので、電動機（５）の状態に応じてトルク指令補正値（Ｉ_qSIN ^*）を設定することができる。従って、電動機（５）の状態が変動する場合は、トルク指令補正値（Ｉ_qSIN ^*）の振幅を大きくすることによって、制御を安定させることができるとともに、電動機（５）の状態が安定している場合にはトルク指令補正値（Ｉ_qSIN ^*）の変動範囲を制限することによって消費電力を低減することができる。

さらに、第１〜第４実施形態において、前記電動機（５）は、周期的に負荷トルク（Ｔ_L）が変動する負荷（６）を駆動するものであり、前記インバータ（３）は、前記電動機（５）にパルス幅変調された電圧を印加するものであり、前記制限範囲設定部（２２８）は、前記負荷トルク（Ｔ_L）の状態に応じて、前記制限範囲（±Ｉ_th）を増減するものであることを特徴とする。これにより、負荷トルク（Ｔ_L）の状態に応じてトルク指令補正値（Ｉ_qSIN ^*）を設定することができる。

さらに、第１〜第４実施形態の電動機制御装置（２）は、前記軸誤差（Δθ_c）に基づいて、トルク脈動成分（ΔＴ_mc）を求めるトルク脈動成分出力部（２１）をさらに有し、前記トルク制御器（２２）は、前記トルク脈動成分（ΔＴ_mc）の周期的成分（ΔＴ_ds，ΔＴ_qs）を求める周期的成分出力部（２２３，２２４ｄ，２２４ｑ）と、前記周期的成分（ΔＴ_ds，ΔＴ_qs）を打ち消す補償信号（２２５ｄ，２２５ｑの出力信号）を前記補正値制限部（２２７）に供給する補償器（３３，３４，２２５ｄ，２２５ｑ）とをさらに有することを特徴とする。これにより、トルク脈動成分（ΔＴ_mc）の周期的成分（ΔＴ_ds，ΔＴ_qs）によってトルク指令補正値（Ｉ_qSIN ^*）を設定するとともに、その変動範囲を制限範囲（±Ｉ_th）を設定することができる。

さらに、第１〜第４実施形態の電動機制御装置（２）においては、前記負荷（６）は、冷媒を圧縮する圧縮機構であり、前記電動機（５）は回転子に永久磁石を有する永久磁石型同期電動機であり、前記回転角（θ_d，θ_dc）は、前記回転子の磁極位置を示すものであり、前記軸誤差推定部（１５）は、前記インバータ（３）から前記電動機（５）に供給される電流または前記インバータ（３）内に流れる電流に基づいて前記軸誤差（Δθ_c）を推定するものであることを特徴とする。これにより、電動機（５）に流れる電流を測定することなく、軸誤差（Δθ_c）を推定することができる。

さらに、第３実施形態においては、前記制限範囲設定部（２２８）は、前記制限範囲（±Ｉ_th）を、所定のレートで徐々に変化させることを特徴とする。これにより、制御状態が急激に変動することを防止でき、制御を一層安定させられるという効果を奏する。

さらに、第１実施形態の加速時および第４実施形態の加減速時においては、前記制限範囲設定部（２２８）は、前記電動機（５）の回転速度（ω_r）が変化している場合に前記制限範囲（±Ｉ_th）を補正し、前記回転速度（ω_r）が一定である場合には前記制限範囲（±Ｉ_th）を補正しないことを特徴とする。これにより、電動機（５）が加減速している場合に、負荷トルク（Ｔ_L）等の変動に対応し易くなる。

さらに、第１〜第３実施形態の電動機制御装置（２）においては、前記制限範囲設定部（２２８）は、前記軸誤差（Δθ_c）が所定時間（Ｔ_j）以上、所定の軸誤差範囲（±Δθ_th）内であることを条件として、前記電動機（５）が第１の状態（定常状態）であると判断する一方、前記軸誤差（Δθ_c）が前記軸誤差範囲（±Δθ_th）から外れると、前記電動機（５）が第２の状態（非定常状態）であると判断し、前記電動機（５）が第１の状態（定常状態）である場合よりも前記制限範囲（±Ｉ_th）を広くすることを特徴とする。
これにより、第２の状態（非定常状態）においては、電動機（５）に対して強い制御を施すことができ、電動機（５）が不安定になるような事態を未然に防止できる。また、電動機（５）が第１の状態（定常状態）である場合には、トルク指令補正値（Ｉ_qSIN ^*）の変動幅を狭くすることができるので、消費電力を低減することができる。

さらに、第１〜第３実施形態の電動機制御装置（２）においては、前記制限範囲設定部（２２８）は、さらに、前記電動機（５）の回転速度（ω_r）が、前記所定時間（Ｔ_j）以上、所定の回転速度範囲（ω_r ^*±Δω_rth）内であることを条件として、前記電動機（５）が前記第１の状態（定常状態）であると判断し、前記回転速度（ω_r）が前記回転速度範囲（ω_r ^*±Δω_rth）から外れた場合においても、前記電動機（５）が前記第２の状態（非定常状態）であると判断することを特徴とする。これにより、第１および第２の状態（定常状態，非定常状態）を軸誤差（Δθ_c）および回転速度（ω_r）の双方に基づいて判定することができ、一層正確な制御が可能になる。

また、変形例（２）の電気機器にあっては、請求項１に記載の電動機制御装置（２）と、前記電動機（５）とを備えることを特徴とする。これによって、電気機器の状態が変動する場合には、制御を安定させることができ、電気機器の状態が安定している場合には消費電力を低減することができる。

１ 回転速度指令発生器
２ 制御器（電動機制御装置）
３ インバータ
４ 直流電源
５ ＰＭモータ（電動機）
６ 圧縮機構（負荷）
７ 電流検出器
８ 電流再現器
１０ Ｉ_q0 ^*発生器
１１ Ｉ_d ^*発生器
１４ ＰＷＭパルス発生器（駆動信号発生部）
１５ Δθ推定器（軸誤差推定部）
２１ ΔＴ_m推定器（トルク脈動成分出力部）
２２ トルク制御器
２４ 誘起電圧検出部
２２３ 単相―ｄｑ座標変換器（周期的成分出力部）
２２４ｄ，２２４ｑ 一次遅れフィルタ（周期的成分出力部）
２２５ｄ，２２５ｑ 積分器
２２６ ｄｑ−単相逆変換器
２２７ リミッタ部（補正値制限部）
２２８ リミット値設定部（制限範囲設定部）

Claims (9)

1. インバータによって回転駆動される電動機について、想定された回転角と実際の回転角との差である軸誤差を推定する軸誤差推定部と、
   前記軸誤差を抑制するために、トルク指令値を増減させるトルク指令補正値を出力するトルク制御器と、
   増減された前記トルク指令値に基づいて、前記インバータに対して駆動信号を出力する駆動信号発生部と
   を有し、前記トルク制御器は、
   前記トルク指令補正値の変動範囲を、指定された制限範囲に収まるよう制限する補正値制限部と、
   前記電動機の状態に基づいて、前記制限範囲を増減する制限範囲設定部と
   を有し、
   前記電動機は、周期的に負荷トルクが変動する負荷を駆動するものであり、
   前記制限範囲設定部は、前記負荷トルクの現在値が所定のトルク見直し周期だけ過去の値と比較して大きい場合は、前記制限範囲を大きくする
   ことを特徴とする電動機制御装置。
2. 前記インバータは、前記電動機にパルス幅変調された電圧を印加するものである
   ことを特徴とする請求項１に記載の電動機制御装置。
3. 前記軸誤差に基づいて、トルク脈動成分を求めるトルク脈動成分出力部をさらに有し、
   前記トルク制御器は、
   前記トルク脈動成分の周期的成分を求める周期的成分出力部と、
   前記周期的成分を打ち消す補償信号を前記補正値制限部に供給する補償器と
   をさらに有することを特徴とする請求項２に記載の電動機制御装置。
4. 前記負荷は、冷媒を圧縮する圧縮機構であり、
   前記電動機は回転子に永久磁石を有する永久磁石型同期電動機であり、
   前記回転角は、前記回転子の磁極位置を示すものであり、
   前記軸誤差推定部は、前記インバータから前記電動機に供給される電流または前記インバータ内に流れる電流に基づいて前記軸誤差を推定するものである
   ことを特徴とする請求項３に記載の電動機制御装置。
5. 前記制限範囲設定部は、前記制限範囲を、所定のレートで徐々に変化させることを特徴とする請求項１に記載の電動機制御装置。
6. 前記電動機の状態は、前記電動機の回転速度であり、
   前記制限範囲設定部は、前記回転速度が変化している場合に前記制限範囲を補正し、前記回転速度が一定である場合には前記制限範囲を補正しない
   ことを特徴とする請求項１に記載の電動機制御装置。
7. 前記制限範囲設定部は、前記軸誤差が所定時間以上、所定の軸誤差範囲内であることを条件として、前記電動機が第１の状態であると判断する一方、前記軸誤差が前記軸誤差範囲から外れると、前記電動機が第２の状態であると判断し、前記電動機が前記第１の状態である場合よりも前記制限範囲を広くする
   ことを特徴とする請求項１に記載の電動機制御装置。
8. 前記制限範囲設定部は、さらに、前記電動機の回転速度が、前記所定時間以上、所定の回転速度範囲内であることを条件として、前記電動機が前記第１の状態であると判断し、前記回転速度が前記回転速度範囲から外れた場合においても、前記電動機が前記第２の状態であると判断する
   ことを特徴とする請求項７に記載の電動機制御装置。
9. 請求項１に記載の電動機制御装置と、
   前記電動機と
   を備えることを特徴とする電気機器。

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