JP6447183B2 - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、速度検出器を用いずに誘導電動機を電力変換器により可変速制御する、いわゆるセンサレスベクトル制御装置に関し、詳しくは、フリーラン状態にある誘導電動機を再起動する場合に誘導電動機の回転速度を推定する技術に関するものである。

誘導電動機のセンサレスベクトル制御は、電動機の小型化の要求や、ロータリーエンコーダのメンテナンス性を考慮する必要がある用途に広く用いられている。フリーラン状態の誘導電動機を再起動する場合には、再起動時のトルクショックを少なくするために、最初に回転速度を推定することが望ましい。
このように誘導電動機の再起動時に回転速度を推定する制御装置としては、例えば特許文献１に記載されたものが知られている。

図４は、特許文献１に記載された制御装置の構成を示すブロック図である。
図４において、始動関連信号発生器１は、電力変換器始動信号Ｓ０，速度推定信号Ｓ１及び制御器始動信号Ｓ２を出力する。インバータ等の電力変換器２は、電力変換器始動信号Ｓ０とスイッチＳＷが選択した電圧指令とに基づいて制御され、直流電圧を可変電圧可変周波数の交流電圧に変換して誘導電動機１０に供給する。

予備励磁電流制御手段４は、誘導電動機１０の入力電流ｉが所定の直流電流となるような電圧指令Ｖ_ｃ３を出力し、二次電圧演算手段５は、誘導電動機１０の入力電圧ｖ及び入力電流ｉに基づいて誘導電動機１０の二次電圧Ｖ_２を演算する。なお、３ａは電流検出器、３ｂは電圧検出器である。

第１の速度推定手段６は、誘導電動機１０の残留磁束を利用して回転角周波数ω及び二次磁束φ_２を推定すると共に、電圧指令Ｖ_ｃ２を生成して出力する。
また、第２の速度推定手段７は、二次電圧Ｖ_２を時間積分して得た二次磁束ベクトルに基づき、誘導電動機１０の回転速度に相当する回転角周波数ωを演算する。

初期磁束演算手段８は、回転角周波数ω、誘導電動機１０の二次時定数Ｔ_２、励磁インダクタンスＭ、及び、速度推定信号Ｓ１が「２」となる微小時間等を用いて、二次磁束φ_２を演算し、出力する。
制御装置９は、回転角周波数ω、二次磁束φ_２及び制御器始動信号Ｓ２に基づいて、電圧指令Ｖ_ｃ１を生成する。
なお、スイッチＳＷは、速度推定信号Ｓ１が「０」のときに電圧指令Ｖ_ｃ１を、同Ｓ１が「１」のときにＶ_ｃ２を、同Ｓ１が「２」のときにＶ_ｃ３を、それぞれ選択して電力変換器２に与えるように動作する。

この従来技術では、前記微小時間に予備励磁電流制御手段４からの電圧指令Ｖ_ｃ３に従って誘導電動機１０に直流電流を流し、電力変換器２の出力電圧ｖから一次抵抗電圧降下分を減算した値を積分して二次磁束Φを求め、そのベクトル軌跡を回転座標系のｄ−ｑ軸平面上に描画する。ここで、ｄ軸上に直流電流ｉ_ｄｘを流したときの二次磁束の時間変化Φ_ｄｑ（ｔ）は、誘導電動機１０の二次時定数Ｔ_２、回転角周波数ω_ｒｅ、直流電流ｉ_ｄｘを印加し始めてからの経過時間ｔ、励磁インダクタンスＭ、虚数演算子ｊを用いて、数式１によって表すことができる。

特許文献１によると、Φ_ｄｑ（ｔ）は、ｔがＴ_２より十分短い場合には円軌跡を描き、その軌跡を描く回転角周波数ω_ｒｅは回転速度に一致する。そこで、速度推定手段７の作用により、速度推定信号Ｓ１が「２」である微小時間内において、円の中心を始点として円軌跡上の点を終点とする２つのベクトルを求め、これら２つのベクトル間の位相差がω_ｒｅｔに一致することに基づいて誘導電動機１０の回転角周波数ω_ｒｅすなわち回転速度を推定している。

特許第３５３５７３５号公報（段落［００１９］、図１等）

しかしながら、誘導電動機１０が極めて低速で回転している場合には、二次磁束のベクトル軌跡が得られるまでの時間が長くなる。この間、従来技術では、誘導電動機１０に直流電流を流したまま時間が経過してしまうため、回転速度に比例したブレーキトルクが発生するという問題があった。

そこで、本発明の解決課題は、誘導電動機が特に低速でフリーラン状態となっている場合に、ブレーキトルクを発生させることなく再起動時の回転速度を推定可能とした誘導電動機の制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、速度検出器を用いずに誘導電動機を可変速制御する制御装置において、
直流電圧を可変電圧可変周波数の三相交流電圧に変換して前記電動機に供給する電力変換器と、
前記電動機の相電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段による電流検出値が電流指令値と一致するように電圧指令値を演算する電流調節手段と、
前記電力変換器の出力電圧相当値から前記電動機の一次抵抗による電圧降下分を減算した値を積分して前記電動機の二次磁束を推定する磁束推定手段と、
前記磁束推定手段の出力を２回微分する微分演算手段と、
前記微分演算手段の出力に基づいて前記電動機の回転速度を推定する回転速度推定手段と、
を備え、
前記回転速度推定手段は、
フリーラン状態の前記電動機に対し、前記電流指令値としての直流電流指令値に従って、前記電動機の初期回転速度を推定するうえで十分に短い時間だけ直流電流を通流した時に、前記微分演算手段から出力される二次磁束のｑ軸成分の２回微分結果を前記電動機の励磁インダクタンスと二次時定数の逆数と前記直流電流との積により除算して前記電動機の回転速度を推定する手段を備えたことを特徴とする。

請求項２に係る発明は、請求項１に記載した誘導電動機の制御装置において、前記回転速度推定手段が、前記二次磁束のｄ軸成分の２回微分結果を前記励磁インダクタンスと前記直流電流との積により除算した値に基づいて前記二次時定数の逆数を演算する手段を備えたものである。

請求項３に係る発明は、速度検出器を用いずに誘導電動機を可変速制御する制御装置において、
直流電圧を可変電圧可変周波数の三相交流電圧に変換して前記電動機に供給する電力変換器と、
前記電動機の相電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段による電流検出値が電流指令値と一致するように電圧指令値を演算する電流調節手段と、
前記電力変換器の出力電圧相当値を１回微分する微分演算手段と、
前記微分演算手段の出力に基づいて前記電動機の回転速度を推定する回転速度推定手段と、
を備え、
前記回転速度推定手段は、
フリーラン状態の前記電動機に対し、前記電流指令値としての直流電流指令値に従って、前記電動機の初期回転速度を推定するうえで十分に短い時間だけ直流電流を通流した時に、前記微分演算手段から出力される前記出力電圧相当値のｑ軸成分の１回微分結果を前記電動機の励磁インダクタンスと二次時定数の逆数と前記直流電流との積により除算して前記電動機の回転速度を推定することを特徴とする。

請求項４に係る発明は、請求項３に記載した誘導電動機の制御装置において、前記回転速度推定手段が、前記出力電圧相当値のｄ軸成分の１回微分結果を前記電動機の励磁インダクタンスと前記直流電流との積により除算した値に基づいて前記二次時定数の逆数を演算する手段を備えたものである。

請求項５に係る発明は、請求項４に記載した誘導電動機の制御装置において、前記電流調節手段を比例積分調節演算手段により構成し、前記比例積分調節演算手段による積分結果のｑ軸成分を前記微分演算手段により微分して前記出力電圧相当値のｑ軸成分の１回微分結果を求めると共に、前記比例積分調節演算手段による積分結果のｄ軸成分を前記微分演算手段により微分して前記出力電圧相当値のｄ軸成分の１回微分結果を求めるものである。

請求項１に係る発明によれば、特に低速でフリーラン状態にある誘導電動機に短時間、直流電流を流した時の二次磁束の２回微分値を用いて初期速度を推定しているため、回転速度の推定演算に要する時間が短くて済む。これにより、誘導電動機を再起動する際に発生するブレーキトルクを小さくすることができる。
また、請求項２に係る発明によれば、二次時定数が温度などによって変化した場合にも、二次時定数の演算後に初期速度を推定しているため、温度変化の影響を受けずに回転速度を推定することができる。

請求項３〜５に係る発明によれば、前記磁束推定手段の代わりに、例えば電流調節手段を構成する積分器の出力を用いることができ、回転速度を推定するための制御装置の構成や演算内容を簡略化することができる。

本発明の第1実施形態に係る制御装置の構成を示すブロック図である。 第１実施形態における二次磁束の１回微分値及び２回微分値の説明図である。 本発明の第２実施形態に係る制御装置の構成を示すブロック図である。 特許文献１に記載された制御装置の構成を示すブロック図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る制御装置の構成を示すブロック図である。図１において、加減算手段１５０ｄ，１５０ｑは、外部から与えられた回転座標系のｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊と、後述する三相／二相変換手段７０から出力されるｄ軸電流検出値ｉ_ｄ，ｑ軸電流検出値ｉ_ｑとの偏差をそれぞれ演算する。電流調節手段５０は、これらの偏差が０になるように比例積分（ＰＩ）調節演算を行い、ｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊を出力する。

この実施形態では、誘導電動機１０がフリーラン状態であることを前提としているため、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊は所定の正の直流電流指令値ｉ_ｄｘ ^＊とし、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑ ^＊には「０」を与える。また、電流調節手段５０は、誘導電動機１０の二次磁束に比べて十分に速い時定数で電流指令値に電流検出値が追従するようなゲインを設定する。

二相／三相変換手段６０は、通常の運転では、インバータ２０の出力周波数に同期した回転座標系のｄ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｑ軸電圧指令値ｖ_ｑ ^＊を固定座標系の各相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に変換して出力するが、この実施形態では、誘導電動機１０に直流電流を流すため、インバータ２０の出力周波数は０［Ｈｚ］であるものとする。
インバータ２０は、上記電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に応じて、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御により直流電圧を三相交流電圧に変換し、誘導電動機１０に供給する。

電流検出手段３０は、誘導電動機１０に流れる電流を検出し、三相の電流検出値ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを第１の三相／二相変換手段７０に出力する。また、電圧検出手段４０は、インバータ２０の出力電圧検出値ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗを第２の三相／二相変換手段８０に出力する。ここで、電流、電圧の検出値は、二相分の値から三相分を換算しても良い。
なお、インバータ２０の出力電圧は、交流電圧検出器を用いて実際の電圧を検出しても良いし、電圧指令値に基づいて推定しても良い。

第１，第２の三相／二相変換手段７０，８０は、通常の運転では、固定座標系の各検出値をインバータ２０の出力周波数に同期した回転座標系の各検出値に変換するものであるが、前記同様に、ここでは周波数を０［Ｈｚ］に固定して動作させる。

次に、磁束推定手段９０は、数式２の演算を行って二次磁束を推定する。なお、数式２において、Φ_ｄはｄ軸磁束、Φ_ｑはｑ軸磁束、Ｒ_ｓは誘導電動機１０の一次抵抗であり、その他の諸量は前述した通りである。

微分演算手段１００は、ｄ軸磁束Φ_ｄ及びｑ軸磁束Φ_ｑを用いて、以下の方法により二次磁束の２回微分値を演算する。
すなわち、微分演算手段１００は、磁束推定手段９０からΦ_ｄ，Φ_ｑが入力されると、これらのΦ_ｄ，Φ_ｑについて、演算周期Ｔ_ｓの１回前における値と今回入力された値との差分をＴ_ｓにより除算して１回目の微分を行い、ｄΦ_ｄ／ｄｔ，ｄΦ_ｑ／ｄｔを得る。一般的に、微分演算は、不要な高周波帯のノイズも含んでしまうため、１回目の微分演算後の値は適宜なローパスフィルタを通過させることが望ましい。

図２の上段に、このようにして得られた二次磁束の１回微分値（ｄΦ_ｄ／ｄｔ，ｄΦ_ｑ／ｄｔ）の波形と、これらの傾きである後述の２回微分値（ｄ^２Φ_ｄ／ｄｔ^２，ｄ^２Φ_ｑ／ｄｔ^２）を示す。

図１のタイミング生成手段１１０は、図２の時刻ｔ_０で電流調節手段５０にｄ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊（直流電流指令値ｉ_ｄｘ ^＊）が与えられてから、電流検出値が上記指令値ｉ_ｄｘ ^＊にほぼ一致する時刻ｔ_１から時刻ｔ_２までの僅かな期間Δｔ_ｏｎに、微分演算手段１００に向けてＯＮ信号を出力する。

微分演算手段１００は、期間Δｔ_ｏｎにおける平均的な二次磁束の１回微分値の傾きを求め、これを二次磁束の２回微分値として出力する。すなわち、ｄ軸磁束の２回微分値（ｄ^２Φ_ｄ／ｄｔ^２）を二次時定数逆数演算手段１２０に出力し、ｑ軸磁束の２回微分値（ｄ^２Φ_ｑ／ｄｔ^２）を初期速度演算手段１３０に出力する。

二次時定数逆数演算手段１２０は、次の数式３により、二次時定数Ｔ_２の逆数（＝Ｒ_ｒ／Ｌ_ｒ）を演算し、初期速度演算手段１３０に入力する。なお、Ｒ_ｒは誘導電動機１０の二次抵抗、Ｌ_ｒは二次インダクタンスである。

また、初期速度演算手段１３０は、次の数式４により、フリーラン状態から起動する誘導電動機１０の回転速度として、初期速度ω_ｒｅ０を推定する。
なお、二次時定数逆数演算手段１２０及び初期速度演算手段１３０は、請求項における回転速度推定手段１６０を構成している。

ここで、特許文献１に記載された従来技術によると、二次磁束は円に近い軌跡を描く。つまり、二次磁束は、軌跡を表す指数関数から成り立っているため、複数回微分可能な関数である。
このため、前述した数式１を２回微分することで次の数式５が得られる。ただし、この実施形態では、数式１における二次時定数Ｔ_２に代えて、二次時定数Ｔ_２の逆数＝１／Ｔ_２＝Ｒ_ｒ／Ｌ_ｒを用いている。

更に、前述したように誘導電動機１０に指令値通りの直流電流を流してから僅かな期間（ｔ≒０）では、近似的に数式６が成り立つ。

つまり、数式３、数式４は、数式６に示される関係を二次時定数の逆数（Ｒ_ｒ／Ｌ_ｒ）及び回転速度ω_ｒｅ０について求めたものであることがわかる。

次に、図３を参照しつつ本発明の第２実施形態を説明する。図３は、第２実施形態に係る制御装置の構成を示すブロック図である。
この第２実施形態では、図１における電圧検出手段４０、第２の三相／二相変換手段８０、磁束推定手段９０、微分演算手段１００を除去し、代わりに、図３に示すように、ＰＩ調節演算機能を有する電流調節手段５０から導出したｄ軸積分器の出力及びｑ軸積分器の出力を微分演算手段１４０に入力し、タイミング生成手段１１０が出力するＯＮ信号の期間Δｔ_ｏｎに、ｄ軸，ｑ軸積分器の出力の平均的な傾きを１回微分値としてそれぞれ演算する。図３における他の構成は図１と同様であるため、重複を避けるために説明を省略する。

図３の微分演算手段１４０から出力されるｄ軸積分器出力の平均的な傾きは、ｄ軸磁束の２回微分値として二次時定数逆数演算手段１２０に入力され、ｑ軸積分器出力の平均的な傾きは、ｑ軸磁束の２回微分値として初期速度演算手段１３０に入力される。
ここで、誘導電動機１０に直流電流を流している場合のもれ係数をσとおくと、電圧方程式は数式７となる。

また、直流電流が一定の場合、数式７を微分した結果は数式８となる。

従って、数式８に示すように電圧の傾きｄｖ_ｄ／ｄｔ，ｄｖ_ｑ／ｄｔをそれぞれ二次磁束の２回微分値ｄ^２Φ_ｄ／ｄｔ^２，ｄ^２Φ_ｑ／ｄｔ^２とみなすことにより、回転速度推定手段１６０では、二次時定数逆数演算手段１２０による数式３の演算、及び、初期速度演算手段１３０による数式４の演算が可能になり、第１実施形態と同様に回転速度ω_ｒｅ０を推定することができる。
なお、この第２実施形態では、回転速度の推定に電流調節手段５０のｄ，ｑ軸積分器出力を用いることにより、不要なノイズ成分が演算結果に含まれないようにしている。

１０：誘導電動機
２０：インバータ
３０：電流検出手段
４０：電圧検出手段
５０：電流調節手段
６０：二相／三相変換手段
７０，８０：三相／二相変換手段
９０：磁束推定手段
１００：微分演算手段（２回微分）
１１０：タイミング生成手段
１２０：二次時定数逆数演算手段
１３０：初期速度演算手段
１４０：微分演算手段（１回微分）
１６０：回転速度推定手段

Claims (5)

1. 速度検出器を用いずに誘導電動機を可変速制御する制御装置において、
   直流電圧を可変電圧可変周波数の三相交流電圧に変換して前記電動機に供給する電力変換器と、
   前記電動機の相電流を検出する電流検出手段と、
   前記電流検出手段による電流検出値が電流指令値と一致するように電圧指令値を演算する電流調節手段と、
   前記電力変換器の出力電圧相当値から前記電動機の一次抵抗による電圧降下分を減算した値を積分して前記電動機の二次磁束を推定する磁束推定手段と、
   前記磁束推定手段の出力を２回微分する微分演算手段と、
   前記微分演算手段の出力に基づいて前記電動機の回転速度を推定する回転速度推定手段と、
   を備え、
   前記回転速度推定手段は、
   フリーラン状態の前記電動機に対し、前記電流指令値としての直流電流指令値に従って、前記電動機の初期回転速度を推定するうえで十分に短い時間だけ直流電流を通流した時に、前記微分演算手段から出力される二次磁束のｑ軸成分の２回微分結果を前記電動機の励磁インダクタンスと二次時定数の逆数と前記直流電流との積により除算して前記電動機の回転速度を推定する手段を備えたことを特徴とする誘導電動機の制御装置。
2. 請求項１に記載した誘導電動機の制御装置において、
   前記回転速度推定手段は、
   前記二次磁束のｄ軸成分の２回微分結果を前記励磁インダクタンスと前記直流電流との積により除算した値に基づいて前記二次時定数の逆数を演算する手段を備えたことを特徴とする誘導電動機の制御装置。
3. 速度検出器を用いずに誘導電動機を可変速制御する制御装置において、
   直流電圧を可変電圧可変周波数の三相交流電圧に変換して前記電動機に供給する電力変換器と、
   前記電動機の相電流を検出する電流検出手段と、
   前記電流検出手段による電流検出値が電流指令値と一致するように電圧指令値を演算する電流調節手段と、
   前記電力変換器の出力電圧相当値を１回微分する微分演算手段と、
   前記微分演算手段の出力に基づいて前記電動機の回転速度を推定する回転速度推定手段と、
   を備え、
   前記回転速度推定手段は、
   フリーラン状態の前記電動機に対し、前記電流指令値としての直流電流指令値に従って、前記電動機の初期回転速度を推定するうえで十分に短い時間だけ直流電流を通流した時に、前記微分演算手段から出力される前記出力電圧相当値のｑ軸成分の１回微分結果を前記電動機の励磁インダクタンスと二次時定数の逆数と前記直流電流との積により除算して前記電動機の回転速度を推定することを特徴とする誘導電動機の制御装置。
4. 請求項３に記載した誘導電動機の制御装置において、
   前記回転速度推定手段は、
   前記出力電圧相当値のｄ軸成分の１回微分結果を前記電動機の励磁インダクタンスと前記直流電流との積により除算した値に基づいて前記二次時定数の逆数を演算する手段を備えたことを特徴とする誘導電動機の制御装置。
5. 請求項４に記載した誘導電動機の制御装置において、
   前記電流調節手段を比例積分調節演算手段により構成し、
   前記比例積分調節演算手段による積分結果のｑ軸成分を前記微分演算手段により微分して前記出力電圧相当値のｑ軸成分の１回微分結果を求めると共に、前記比例積分調節演算手段による積分結果のｄ軸成分を前記微分演算手段により微分して前記出力電圧相当値のｄ軸成分の１回微分結果を求めることを特徴とする誘導電動機の制御装置。

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